61. Amplificatoare

1.1. Definiie, parametrii, caracteristici

Un amplificator este un circuit electronic care amplific puterea semnalelor aplicate la intrare, ctigul de putere realizndu-se pe seama energiei sursei de alimentare. El poate fi echivalat cu un cuadripol activ liniar, care are aplicate la bornele de intrare ( )1,1 o tensiune U1 i implicit un curent I1, iar la bornele de ieire ( )2,2 , unde se conecteaz impedana de sarcin ZS, se obine tensiunea de ieire U2 i implicit curentul I2. Liniaritatea cuadripolului este asigurat de regimul liniar de lucru pentru fiecare element activ, care se obine numai la semnal mic. Simbolul unui amplificator cu o intrare i o ieire este dat n fig.1.1.

1

2

2

De obicei un amplificator se realizeaz cu mai multe etaje de amplificare pentru a obine la ieire tensiuni sau puteri suficient de mari, atunci cnd la intrare se aplic semnale mici. Aprecierea calitii amplificatoarelor se face cu ajutorul urmtorilor parametrii i caracteristici: amplificarea (A), impedana de intrare (ZI), impedana de ieire (Z0), caracteristica intrare/ieire, caracteristica de frecven, caracteristica de faz i puterea de ieire nominal, P2.nom.

a) Amplificarea n general, atunci cnd la intrarea unui cuadripol se aplic

un semnal, att la intrare ct i la ieire exist un curent, o tensiune i puterea corespunztoare acestora.

U2

I1 I2

AU1 ZS

Fig.1.11

7Amplificarea (definit n general) reprezint raportul dintre

una din aceste mrimi de la ieirea cuadripolului activ i mrimea corespunztoare de la intrare.

La un amplificator se definesc urmtoarele amplificri: - amplificarea de tensiune

AU = 1

2

UU (1.1)

- amplificarea de curent

AI = 1

2

II (1.2)

- amplificarea de putere

AP = 1

2

PP (1.3)

Amplificatorul fiind un cuadripol activ care conine att elemente active ct i elemente reactive, tensiunea sau curentul de la ieire nu coincid n general ca faz cu tensiunea respectiv curentul de la intrare. Acest fapt permite s se exprime amplificarea printr-o mrime complex de forma:

A = A je (1.4) unde : A - este modulul amplificrii; - reprezint defazajul dintre mrimea de ieire i

mrimea corespunztoare de la intrarea amplificatorului Dintre cele trei amplificri doar amplificarea de putere este real, deoarece reprezint raportul puterilor active de la ieirea i intrarea amplificatorului. Deoarece perceperea senzaiilor de ctre organele de sim se face dup o lege logaritmic, deseori amplificarea se exprim n uniti logaritmice decibeli (dB) Pentru definirea dB se consider amplitudinea ca nlime a tonului unui sunet, a crui curb de atenuare este dat n fig.1.2. innd cont c n acustic nlimea sunetului se msoar n dB, rezult c tot n dB se vor msura i amplitudinile A(). Dac raportul a dou amplitudini succesive, notat cu N i numit atenuare, se scrie ca o putere a lui 10, adic:

8

r2

1 10AAN = (1.5)

atunci r reprezint numrul de Beli ai atenurii N. Deoarece Bel-ul este o unitate prea mare, n practic se folosete decibelul (dB), iar numrul de decibeli ai atenurii N este exprimat prin relaia:

[ ] 10r2

1 10AA

dBN = (1.6)

Fig.1.2

A1(1) A2(2)

A( )

1 2

Amplificrile n putere, tensiune i curent se exprim n

dB, dup cum urmeaz. Dac P1 este puterea la intrarea amplificatorului la frecvena f1 i P2 puterea la ieirea sa la frecvena f2, atunci coeficientul de amplificare sau atenuare (pierdere) exprimat n dB este dat de relaia:

N[dB] = 10 lg 1

2PP (1.7)

Relaia (1.7) reprezint amplificarea n putere a amplificatorului, exprimat n dB i poate fi scris astfel:

Ap[dB] = 10 lg 1

2PP (1.8)

De exemplu, dac P2=2P1, rezult AP = 10 lg 2 = 3 dB iar dac P2=0,5P1, rezult AP = 10 lg 1/2 = -3 dB.

9 Dac U2 este tensiunea la ieire pe frecvena f2 iar U1 tensiunea de intrare pe frecvena f1, ambele dezvoltate pe aceiai rezisten de sarcin R, rezult, n conformitate cu relaia (1.7)

22 2

1 1

U /R U UN[dB] 10lg 10lg 20lgU /R U U

= = 2

1

Relaia de mai sus constituie chiar expresia amplificrii n tensiune, exprimat n dB i se folosete sub forma:

2U

1

UA [dB] 20lgU

= (1.9) Expresia (1.9) s-a dedus innd cont c tensiunile de intrare

i ieire s-au aplicat pe aceeai rezisten R, ceea ce este oarecum incorect. n mod similar se exprim amplificarea n curent, n dB, cu relaia:

[ ]1

2I I

Ilog20dBA = (1.10) b) Impedana de intrare (ZI)

Impedana de intrare reprezint impedana echivalent la bornele de intrare, atunci cnd la bornele de ieire este conectat impedana de sarcin nominal , Zs.nom, fig.1.3.a.

11

1

UZI

= Valoarea impedanei de intrare n cazul n care amplificatorul este realizat cu tranzistoare bipolare depinde de tipul conexiunii etajului de intrare. Valori ridicate ale impedanei de intrare (sute de K sute de M) se obin atunci cnd se utilizeaz la realizarea amplificatoarelor tranzistoare de tip JFET sau MOS-FET.

c) Impedana de ieire (Z0) Impedana de ieire reprezint impedana intern a generatorului echivalent, ntre bornele de ieire ale amplificatorului, n fig.1.3.b.

10

Fig. 1.3 b

ZS A U1

2

Z0

2

U2I1 1

ZS nom

1 U1

2

2 I2

U2AZI

a Reprezentarea unui amplificator (la nivel de schem bloc)

cu punerea n eviden a impedanelor de intrare i de ieire este dat n fig.1.4.

Z1Z0

A U1ZS

2

2

1

U2U1

1

I1

Fig. 1.4 d) Caracteristica ieire intrare

Aceast caracteristic exprim dependena : 2 1U = f (U )i este dat n fig.1.5.

Fig.1.5.

+U1M-U1M

U2

U1

-U2M

+U2M

Caracteristica prezint dou regiuni: - regiunea liniar, cuprins ntre U1M i +U1M, unde este

valabil relaia: U2 = A U1

11- regiunea de saturaie, valabil pentru tensiuni

M11 UU > Pentru astfel de tensiuni, semnalul de ieire apare distorsionat. Aceste distorsiuni se numesc distorsiuni de neliniaritate. Apariia distorsiunilor de neliniaritate poate fi determinat de alegerea greit a PSF, fig.1.6.a. sau de amplitudinea prea mare a semnalului de intrare, fig.1.6.b.

Fig.1.6. b

IC U1

t

IB=0PSF

UCEt

U2

UCE

IC U1

t

U2

PSF

IB=0

a

t

Mrimea distorsiunilor de neliniaritate se poate aprecia cantitativ prin factorul de distorsiuni de neliniaritate, definit de relaia:

2 22 3

1

A A ...K = 100

A+ + [%] (1.11)

unde A2, A3 sunt amplitudinile armonicelor de ordin superior, iar A1 amplitudinea armonicei fundamentale a semnalului de ieire distorsionat, U2, n condiiile n care la intrare s-a aplicat un semnal perfect sinusoidal.

U2 = A1 sin t + A2 sin 2t + A3 sin 3t + n cazul unui amplificator ideal, fr distorsiuni, tensiunea

de ieire este sinusoidal, adic: U2 = A1; A2 = A3 = = 0; K = 0.

Factorul de distorsiuni depinde de nivelul puterii de ieire. Astfel, pentru un semnal de ieire mic, distorsiunile sunt mici i

12uor cresctoare. Pe msur ce puterea util depete o anumit valoare factorul de distorsiuni crete foarte mult ca urmare a intrrii unuia din dispozitivele active ntr-un domeniu de funcionare puternic neliniar saturaie sau blocare, fig.1.6. Valoarea admisibil a factorului de distorsiuni este n funcie de utilizarea amplificatorului. De exemplu, amplificatoarele utilizate n procese de automatizare admit distorsiuni de pn la 20%, n schimb amplificatoarele din aparatura electronic de msurare trebuie s aib distorsiuni sub 1%.

Semnalele pot suferi i distorsiuni liniare, chiar dac ele ndeplinesc condiia de semnale mici. Pentru a explica acest lucru se consider amplificatorul liniar din fig. 1.1 al crui rspuns la un semnal sinusoidal aplicat la intrare este caracterizat cu ajutorul mrimii H(j), numit caracteristica de frecven i dat de relaia:

j ( )21

U ( j )H( j ) A( )eU ( j )

= = (1.12) unde A( ) H( j ) = .

Relaia (1.12) arat c semnalul de intrare apare la ieire multiplicat prin A( ) i defazat cu . Semnalul sinusoidal este unicul semnal nedistorsionat de ctre un circuit liniar cu o funcie de transfer H( oarecare.

( ) s)

Dac semnalul aplicat la intrare este un semnal periodic nesinusoidal, componentele Fourier (armonicile) vor fi amplificate i defazate n mod diferit, astfel nct forma semnalului la ieire va fi modificat.

Pentru ca amplificatorul s reproduc la ieire forma semnalului aplicat la intrare, eventual cu o anumit ntrziere, , trebuie ndeplinite condiiile:

A( ) const.d d const.

= = (1.13)

Dac aceste condiii nu sunt satisfcute, apar dou categorii de distorsiuni liniare, distorsiuni de amplitudine i distorsiuni de faz. Aceste distorsiuni pot fi puse n eviden pe caracteristicile de frecven i de faz ale amplificatorului.

13f) Caracteristica de frecven Datorit elementelor reactive din schemele

amplificatoarelor, ale cror reactane se modific cu frecvena, modulul amplificrii variaz cu frecvena semnalului aplicat la intrare. Ca rezultat, componentele de diferite frecvene ale semnalului (de exemplu, armonicele unui semnal periodic nesinusoidal) vor fi amplificate neuniform, ceea ce conduce la apariia distorsiunilor de frecven. Aprecierea distorsiunilor de frecven introduse de un amplificator se exprim calitativ pe baza caracteristicii de frecven a amplificatorului.

Caracteristica de frecven exprim dependena modulului amplificrii de frecven: ( )fAA = i este reprezentat n fig.1.7.

Pe aceast caracteristic se observ o poriune unde amplificarea este aproximativ constant. Valoarea constant a amplificrii se noteaz cu A0 i se numete amplificare la frecvena medie f0, a benzii.

|A|[dB]

f [Hz]

A0 Aj=As=0,707A0

fj fsBF

Domeniul frecvenelor nalte

Domeniul frecvenelor joase

Fig.1.7. Pe caracteristica de frecven distorsiunile de frecven se

apreciaz prin abaterile amplificrii A, la diferite frecvene, fa de amplificarea A0. Dac distorsiunile de frecven lipsesc caracteristica este o dreapt paralel cu abscisa.

Aprecierea cantitativ a distorsiunilor de frecven se face dup factorul de distorsiuni de frecven D, definit prin relaia:

AA

D 0=

14unde: A0 amplificarea la frecvena f0; A amplificarea la frecvena care intereseaz.

El se poate exprima n dB pe baza relaiei:

AA

log20]dB[D 0= (1.14) Frecvenele la care distorsiunile de frecven ating

valoarea maxim admisibil pentru un amplificator dat se numesc frecvene limit. La un amplificator se definesc dou frecvene limit, frecvena limit de jos, fj, i frecvena limit superioar, fs.

n mod obinuit frecvenele limit se definesc ca frecvenele la care factorul de distorsiuni de frecven atinge valoarea de 3 dB, adic:

dB3A

Alog20 0 = de unde rezult:

00 A707,0A22A ==

relaie din care se obine: 0sj A707,0AA ==

Se definete banda de frecven a amplificatorului ca fiind intervalul de frecvene n care amplificarea nu scade mai mult de 3[dB] fa de A0. Din fig.1.7. se poate scrie

s jBF f f= g) Caracteristica de faz

Dac pentru un amplificator a crui caracteristic de frecven este dat de relaia (1.12) condiia d d const. = nu este ndeplinit, aceasta conduce la apariia distorsiunilor de faz. Acestea se refer la timpul necesar pentru trecerea prin amplificator a componentelor cu frecvene (pulsaii) diferite ale semnalului de intrare.

Aprecierea distorsiunilor de faz ale unui amplificator se face cu ajutorul caracteristicii de faz. Aceasta exprim variaia

15mrimii unghiului de faz , al amplificrii, n funcie de frecven, fig. 1.8

( ) = sau

(2 f ) =

j +_

fj

s

fs1

2

3

[rad]

f

Fig. 1.8 Pentru ca distorsiunile de faz s lipseasc trebuie ca

timpul de trecere, , s fie acelai pentru toate componentele semnalului de intrare indiferent de frecven. Dac 0 = , componentele cu frecvene diferite ale semnalului de intrare vor trece instantaneu prin amplificator i prin urmare acesta nu introduce distorsiuni de faz ( )0 = , caracteristica 1. Dac are o valoare oarecare, constant pentru toate frecvenele, se obine caracteristica liniar 2 iar distorsiunile de faz nu afecteaz practic forma semnalului. n acest caz, considernd A( ) const. = , atunci semnalul obinut la ieirea amplificatorului va fi dat de relaia:

2 1u (t) Au (t )= adic semnalul amplificat are aceeai form cu cel de intrare, ns este ntrziat cu timpul . Se poate spune c distorsiunile de faz lipsesc atunci cnd caracteristica de faz este o dreapt.

Atunci cnd caracteristica de faz se abate de la forma de variaie liniar, caracteristica 3, distorsiunile de faz constau n deformarea semnalului nesinusoidal aplicat la intrare.

Ca i la caracteristica de frecven se definete un interval n care dependena caracteristicii de faz se poate ( j sf , f )

16considera liniar, cu abateri j i s de la liniaritate, corespunztoare frecvenelor fj i fs.

Cnd exist distorsiuni de faz componentele cu diferite frecvene ale semnalului de intrare trec prin amplificator n timpi diferii. Forma tensiunii rezultate la ieire difer de forma tensiunii aplicate la intrare, dei ambele tensiuni conin aceleai componente dar cu faze schimbate, fig. 1.9:

armonica de ordinul 1

armonica de ordinul 3rezultanta

armonica de ordinul 1 defazatarmonica de ordinul 3

rezultanta schimbat

Fig. 1.9 n unele aplicaii, o anumit defazare dependent liniar de

pulsaii nu este suprtoare, pe cnd n alte aplicaii ca de pild la amplificatoarele pentru osciloscoape, transmisii de date, etc. defazarea nu este admis.

h) Puterea de ieire nominal (P2nom) Puterea de ieire nominal este puterea de ieire maxim

pe care o poate dezvolta amplificatorul n impedana de sarcin nominal (Zs.nom) n limitele unor distorsiuni admisibile.

u2(t)

1(t) u

t

t

171.2. Elemente componente ale

amplificatoarelor integrate ntre amplificatoarele realizate sub form integrat i cele

realizate sub form discret exist diferene specifice datorit tehnologiei de realizare a circuitelor integrate. Aceste diferene se refer n principal la: valorile nominale i precizia relativ reduse ale rezistoarelor ce pot fi realizate n tehnologie integrat, lipsa inductivitilor, capacitile de circuit care trebuie s aib o valoare total ct mai mic, performanele tranzistoarelor pnp, care sunt n general slabe, puterea disipat, care trebuie s fie ct mai mic.

La diferenele menionate mai trebuie adugat una extrem de important. Aceasta se refer la faptul c tehnologia circuitelor integrate permite ncorporarea cu uurin, n acelai circuit a unei mari varieti de dispozitive active bipolare i totodat o excelent mperechere att a dispozitivelor active ct i a celor pasive.

Datorit acestor aspecte amplificatoarele integrate conin o serie de etaje specifice adaptate tehnologiei de realizare. Aprecierea performanelor unui amplificator integrat se poate face dac se cunosc cteva noiuni legate de structura lor intern. Din acest motiv, n cele ce urmeaz, vor fi prezentate sub aspect structural i funcional principalele blocuri funcionale ale unui amplificator integrat, cum ar fi: amplificatoare cu unul sau mai multe tranzistoare, surse de curent constant, surse de tensiune, etaje de deplasare a nivelului, etaje finale.

1.2.1. Etaje de amplificare cu un tranzistor 1.2.1.1.Configuraia emitor comun (EC)

Se consider un etaj de amplificare realizat cu un tranzistor

bipolar n conexiunea EC, fig. 1.10. Polarizarea colectorului se realizeaz de la sursa +EC, iar polarizarea bazei de la o surs EB conectat ntre baz i emitor. Considernd c la intrare se aplic un semnal variabil, care ndeplinete condiia de semnal mic, caracterizarea amplificatorului presupune determinarea

18urmtoarelor mrimi: amplificarea n tensiune AU, amplificarea n curent AI, rezistena de intrare RI, rezistena de ieire R0.

ug

+EC

ic C1 ib

RC

EB

uo rg

C2

ui +-

Fig.1.10 Pentru determinarea acestor mrimi se folosete schema echivalent n simplificat a tranzistorului bipolar, rezultnd pentru amplificator schema echivalent din fig. 1.11:

ui

B ib

r gmube r0 RC rg ug

u0

ic

RS = r0 || RC

C

ube

Fig. 1.11

Din fig. 1.11 se poate scrie:

be g i g g

r ru u

r r r ru= = + + (1.15)

Dac la ieire nu este ataat nici o sarcin, tensiunea de ieire este :

( )0 m be s m be 0 Cu g u R g u r || R= = (1.16)

19Pe baza relaiilor (1.15) i (1.16) se determin amplificarea

n tensiune, n gol (fr ncrcarea amplificatorului): 0 0 m be s m s

U gg i g

be

u u g u R g r RA r ru u r rur

= = = =+ + (1.17)

Dac n relaia (1.17) se consider gr 0= , rezult pentru AU expresia:

m sU m s m

g r RA g R g

r = = = 0 C(r ||R ) (1.18)

Amplificarea n curent se calculeaz cu relaia:

cIb

iAi

= Din circuitul de intrare se determin:

bebg

uir r

= + rezultnd pentru amplificarea n curent expresia:

c m beI m g

beb

g

i g uA guir r

= = = ++

(r r )

0

(1.19)

Dac se consider gr = , rezult pentru amplificarea n curent expresia:

I m A g r = = (1.20) Rezistena de intrare a amplificatorului este dat de relaia:

IR r r g= + (1.21) Dac se consider gr 0= , rezult pentru rezistena de intrare expresia:

IR r= (1.22) Rezistena de ieire, R0, este rezistena echivalent Thevenin care se vede la bornele de ieire, cu intrarea n scurtcircuit:

0 CR R || r0= (1.23)

201.2.1.2. Configuraia colector - comun (CC)

Schema unui amplificator realizat cu un tranzistor bipolar

n configuraie colector-comun este dat n fig. 1.12.

u0

rg ug

+EC

RE

-+EB

Fig. 1.12

Particularitatea acestei configuraii const n aceea c

semnalul de intrare se aplic pe baz, iar ieirea se ia din emitor. Trebuie observat c n aceast conexiune rezistena de intrare depinde de rezistena din emitor, RE, iar rezistena de ieire de rezistena de generator Rg. Ca urmare circuitul echivalent va conine i cele dou rezistene.

Fig. 1.13

ube rgmube

i0

RE u0

ug

rg +

-

ib

ib+

-

Dac se adun curenii n nodul de ieire se obine: b b 0i i i+ = (1.24)

Din fig.1.13 rezult pentru ib expresia: g 0

bg

u ui

r r

= + (1.25)

21 Dac n relaia (1.24) se nlocuiete ib cu expresia dat de relaia (1.25) se obine:

g 0 g 0 0

g g E

u u u u u 0

r r r r R + = + +

de unde rezult : 0

Ug g

E

u 1A r ru 1( 1) R

= = ++ + (1.26)

Ctigul n tensiune este ntotdeauna subunitar, fiind apropiat de unitate dac :

E g R (r r ) >> + inegalitate care descrie situaia normal ntlnit n circuitele practice. Rezistena de intrare se poate calcula ndeprtnd sursa de semnal i punnd n locul ei ntre terminalele de intrare o surs de curent de test, iX, i calculnd apoi tensiunea uX care se obine la bornele sursei de curent. Schema echivalent a circuitului n aceast situaie este dat n fig. 1.14:

Fig. 1.14

ib uxix r

ib

REi0

+

Curentul care trece prin rezistena de emitor RE este dat de relaia:

0i i ix x= + (1.27) iar tensiunea va avea expresia: xu

( )Eu i r R i ix x x x= + + (1.28) rezultnd pentru RI expresia :

(xI Ex

uR r R 1 i

)= = + + (1.29)

22 Din relaia (1.29) rezult c rezistena care se vede privind n baz este egal cu r plus valoarea rezistenei de semnal mic din emitor RE nmulit cu ( +1). Rezistena de ieire se poate calcula ndeprtnd rezistena din emitor RE i determinnd apoi rezistena echivalent Thevenin care se vede privind spre terminalele de ieire. Calculul se face prin aplicarea unei tensiuni de test ux, dup cum se arat n fig.1.15.

ix

rg

r

ux

gmubeube

Fig.1.15

Tensiunea ube este dat de relaia :

be g

ru

r r xu= + (1.30)

Curentul total la ieire ix va fi :

xx m x

g g

rui g u

r r r r = + + +

(1.31) Deci :

g gx0

x m

r r ru 1Ri 1 g 1

+ = = + + + (1.32)

Rezistena care se vede la ieire este rezistena din baz, rg, mprit prin (1+) plus 1/gm. Relaiile (1.26), (1.29) i (1.32) arat c repetorul pe emitor are o impedan de intrare mare, o impedan de ieire mic i un ctig n tensiune aproape unitar. Se utilizeaz ca transformator de impedan, eliminndu-se astfel ncrcarea sursei de semnal, care l precede, de ctre impedana mic de intrare a etajului urmtor.

231.2.1.3. Configuraia emitor comun

cu rezisten n emitor

La amplificatorul cu emitorul comun prezentat anterior, semnalul se aplica n baz, ieirea era luat din colector, iar emitorul era, din punct de vedere al semnalului alternativ, la mas.

Deseori circuitul cu emitorul comun este utilizat cu o rezisten n serie cu emitorul, aa cum se arat n fig.1.16:

+

C

ic

EB

ib

- RE rg

ug ui

+EC

u0

RC

Fig.1.16

Prezena acestei rezistene n emitor are mai multe efecte cum ar fi: reducerea transconductanei (gm), creterea rezistenei de ieire, creterea rezistenei de intrare.

Deoarece ctigul ( AU ) scade, prezena unei rezistene n emitor se numete degenerare n emitor. Aceast rezisten introduce o reacie negativ deoarece tensiunea din emitor, care este proporional cu curentul de ieire, se scade tocmai din tensiunea de intrare.

La aceast conexiune se vor calcula rezistena de intrare, rezistena de ieire i transconductana. Pentru calculul rezistenei de intrare se utilizeaz circuitul echivalent de semnal mic din fig.1.17

24

Rezistena de intrare este exact aceeai ca pentru un repetor pe emitor cu o rezisten de sarcin egal cu RE. ( ) ( )I E m ER r R 1 r 1 g R= + + + (1.33) Din relaiile (1.24) i (1.33) se observ c rezistena de intrare se mrete fa de cazul fr degenerare n emitor cu un factor de ( ) ori. m E1 g R+ Rezistena de ieire se calculeaz folosind circuitul echivalent din fig. 1.18, unde ix reprezint o surs de curent de test, conectat la ieirea etajului.

Fig.1.18

-

gmubeib

ube ic

r

RE

+

ui

ib

u0

RC

Fig.1.17

r

RE

+r0 ix

+u1 ux

ix

gmu1i1

n circuitul echivalent rezistena RC s-a presupus de valoare infinit. Curentul de test parcurge rezistenele r i RE care sunt n paralel i determin pe acestea cderea de tensiune:

( )1 x Eu i r || R= (1.34) Curentul i1 se calculeaz din relaia:

x 1 mi i g u1= + i rezult:

( )1 x m 1 x x m Ei i g u i i g r ||R= = + (1.35)

25 Tensiunea ux se calculeaz cu relaia :

( ) ( ){ }x 1 1 0 x E 0 m Eu u i r i r ||R r 1 g r ||R = + = + + (1.36) Din relaia (1.36) se obine expresia rezistenei de ieire:

( ) (x0 E 0 m Ex

uR r ||R r 1 g r ||Ri

= = + + ) (1.37) Deoarece primul termen al lui R0 este mult mai mic dect cel de-al doilea, prin neglijarea sa se obine :

( )( ) m E0 0 m E 0m E

1 g RR r 1 g r ||R r g R1

+ = + = + (1.38)

Dac Eg R m atunci din relaia (1.38) rezult ( )0 0 m ER r 1 g R + (1.39)

Din relaia (1.39) se observ c rezistena de ieire crete cu un factor (1 + gm RE ) fa de cazul etajului n conexiune emitor comun fr degenerare n emitor. Acest fapt face ca utilizarea degenerrii n emitor s fie oportun n sursele de curent realizate cu tranzistoare. Circuitul echivalent de semnal mic n care s-a neglijat rezistena de sarcin din colector RC este dat n fig.1.19

ui RI Gmui R0+

Fig.1.19

La acest circuit transconductana se noteaz cu Gm. Pentru calculul ei trebuie determinat mai nti tensiunea de semnal mic, ui, pe rezistena r (se folosete schema de la determinarea lui RI).

26

( )i b b i E c Ei 1cu i r i i R r i 1 R = + + = + +

sau:

i c Em

1u i R 1g

1 = + + (1.40)

Dac n relaia (1.40) se neglijeaz 1

rezult expresia

transconductanei: c m

mi m

i gGu 1 g R

= E+

(1.41)

Relaia (1.41) arat c n cazul degenerrii n emitor transconductana scade de m E(1 g R )+ ori fa de etajul n conexiune emitor comun fr degenerare n emitor.

271.2.2. Etaje de amplificare cu dou tranzistoare

Amplificatoarele realizate sub form integrat sunt alctuite din mai multe etaje, fiecare din ele asigurnd un ctig n tensiune, ctig n curent i/sau transformarea nivelului de impedan de la intrare sau ieire. n aceste amplificatoare anumite combinaii de dou tranzistoare apar att de frecvent nct este convenabil ca ele s fie analizate ca subcircuite cu dou tranzistoare i acolo unde apar s fie considerate ca un singur etaj. Din aceast categorie fac parte: etajul diferenial (perechea cu cuplaj n emitor), conexiunea colector comun emitor comun (CC EC), perechea colector comun colector comun (CC CC), perechea (dubletul) Darlington. Proprietile acestor conexiuni vor fi analizate n acest capitol.

1.2.2.1. Etajul diferenial (perechea cu cuplaj n emitor)

Un amplificator cu dou tranzistoare foarte utilizat n amplificatoarele integrate monolitice este etajul diferenial, cunoscut i sub numele de pereche cu cuplaj n emitor. Utilitatea acestui circuit deriv att din faptul c perechile cu cuplaj n emitor pot fi conectate n cascad, direct, fr capaciti de cuplaj, ct i din faptul c aceste perechi asigur o intrare diferenial necesar pentru multe tipuri de circuite analogice. Etajul este destinat amplificrii semnalelor lent variabile n timp, la care frecvena minim a semnalelor din spectru este zero. Deci, el poate amplifica i semnale de curent continuu, fapt ce permite cuplarea n cascad, direct (fr condensator de cuplare) cu alte etaje. Polarizarea (alimentarea) etajului se face de la o surs dubl, ceea ce permite simplificarea circuitului de alimentare a celor dou baze.

Schema etajului, n cazul excitaiei cu semnale variabile, este dat n fig.1.20.

28 +EC

u02u01IN1

RC1

IE1 IE2

-EE

ui1

rg1

IEug1

RE

IN2

RC2

ui2

rg2

T2

u0IC1 IC2

T1 ug2

Fig. 1.20 n cele ce urmeaz se va adopta pentru etajul diferenial reprezentarea simplificat din fig.1.21.

+EC

Fig. 1.21

Etajul conine dou tranzistoare T1 i T2 montate ca ntr-o

schem clasic de amplificare, rezistena RE fiind ns comun ambelor tranzistoare. Rezistenele RC sunt rezistene de sarcin ale fiecrui transistor, amplificatorul fiind alimentat de la o surs dubl. Caracteristica etajului o constituie simetria celor dou ramuri ale sale. Aceasta impune ca pe lng valorile egale ale rezistenelor din fiecare ramur ( )1 2C C CR R R= = , tranzistoarele T1 i T2 s aib caracteristici ct mai apropiate.

u02IN1

RC

IE1 IE2

-EE

ui1

IERE

T1 T2

IN2

RC u0

u01

ui2

29

0

Etajul are dou intrri si trei ieiri, dou nesimetrice la care se obin tensiunile u01 i u02 i una simetric la care se obine tensiunea u0d. Cnd bazele celor dou tranzistoare sunt conectate la mas, adic

i1 i2u u = = curenii de emitor ai celor dou tranzistoare sunt egali : E1 E2 EI I I 2= = Ca urmare, curenii de colector sunt egali ( )C1 C2 CI I I= = , ca i tensiunile de colector ale tranzistoarelor T1 i T2 : 01 C C Cu E - R I= 02 C C Cu E - R I= n acest caz, tensiunea u0 ntre bornele 1 i 2 va fi nul :

0 01 02u u - u 0= = Excitaia unui etaj diferenial se poate realiza n dou

moduri: a) pe mod diferenial simetric sau asimetric b) pe mod comun a) n cazul excitaiei pe mod diferenial simetric, ntre

bornele de intrare ale amplificatorului se aplic un potenial id i1 i2u u - u= (1.42)

ca n fig.1.22:

uid

IN1

idu2

-EE

ui2 ui1

IN2

RE idu2

T2 T1

Fig. 1.22 innd cont de faptul c

i1 i2u u=

30

0adic :

i1 i2u u + = rezult :

i1 idu u / 2= i2 idu u / 2= (1.43)

b) Excitaia pe mod comun (excitaia n faz, excitaia

identic) se realizeaz prin aplicarea simultan pe ambele borne de intrare ale amplificatorului diferenial a unei tensiuni

imc i1 i2u u u= = (1.44) ca n fig.1.23:

-EE

ui2 ui1

IN2

RE

IN1 T1 T2

uimc

Fig. 1.23 Deoarece

i1 i2u u= rezult:

i1 i2u u 0 = i

( )imc i1 i2u u u= + / 2 (1.45) Cu ajutorul mrimilor uid i uimc i al reprezentrii din

fig.1.24, se pot exprima tensiunile de intrare ui1 si ui2 astfel: i1 imc idu u - u / 2= (1.46) i2 imc idu u u / 2= +

uid / 2 uid / 2

ui1 uimc ui2Fig. 1.24

31 Corespunztor celor dou moduri de excitaie a etajului diferenial, la ieire exist dou semnale :

- semnalul diferenial de ieire, u0d, corespunztor excitaiei pe mod diferenial, dat de relaia:

0d 0 01 02u u u u= = (1.47) Semnalele u01 i u02 fiind egale i n antifaz, rezult:

0u 2u01= (1.48) sau

0u 2u02= (1.49) Din relaiile (1.48) i (1.49) se observ c semnalul diferenial de ieire are amplitudinea dubl fa de tensiunile de la ieirile nesimetrice (u01 i u02).

- semnalul comun de ieire, u0mc, corespunztor excitaiei pe mod comun, dat de relaia:

0mc 01 02u u u= = (1.50) sau

( )0mc 01 02u u u= + 2 (1.51) Corespunztor celor dou moduri de excitare a etajului

diferenial se definesc: - amplificarea diferenial

0d 0d

id id

u uA

u u= = (1.52)

- amplificarea de mod comun 0mc

mcimc

uAu

= (1.53) De obicei d mA >>A cAceast relaie exprim faptul c amplificatorul diferenial

favorizeaz semnalele aplicate pe modul diferenial i le rejecteaz (atenueaz) pe cele aplicate pe modul comun de excitaie.

n cazul ideal: mcA = 0

32Abaterea amplificatorului diferenial de la cazul ideal se

caracterizeaz prin factorul de rejecie al modului comun (Common-Mode Rejection Ratio) CMRR, definit astfel :

d

mc

ACMRRA

= (1.54)

Dac amplificatorul diferenial se realizeaz cu un nalt grad de simetrie, perturbaiile vor aciona la fel asupra celor dou ramuri, ele constituind un semnal comun. Alegnd pentru CMRR o valoare suficient de mare, influena semnalului comun asupra tensiunii de ieire devine neglijabil. n acest fel amplificatorul diferenial amplific semnale difereniale de ordinul milivolilor n prezena unor tensiuni de mod comun de ordinul volilor, induse n conductoarele ce leag sursa de semnal la amplificator. Pentru mrirea factorului CMRR trebuie mrit valoarea rezistenei RE, deoarece CMRR este direct proporional cu RE. O valoare mare pentru RE la un curent IE constant necesit o tensiune de alimentare foarte mare. De aceea, soluia pentru creterea factorului CMRR const n nlocuirea lui RE cu o surs de curent constant, IEE, fig.1.25:

-EE

T2 T1 iE1 iE2

IEE

Fig. 1.25 Sursa de curent constant se comport ca un dipol care are n curent continuu o rezisten mic, iar n curent alternativ o rezisten foarte mare. Caracteristica de transfer ( )0d idu f u= a etajului diferenial cu surs de curent n emitor este dat de fig.1.26

33

T-U

0u

iduTUT-2U

T2U

Fig. 1.26

Din analiza caracteristicii de transfer se observ urmtoarele: - semnalul diferenial de intrare nu trebuie s varieze n limite prea mari ( 25 mV ), pentru ca funcionarea amplificatorului s fie liniar; - atunci cnd idu 0= rezult , ceea ce face posibil cuplarea direct, n cascad, a etajelor difereniale.

0du =0

Pentru a mri gama de tensiuni de la intrare n care perechea cu cuplaj n emitor se comport aproximativ ca un amplificator liniar, n serie cu emitoarele tranzistoarelor se introduc rezistenele de degenerare RE, fig.1.27.a

10UT-10UT

u0d

uid

REIEE = 0REIEE = 10UTREIEE = 20UT

20UT

a-EE

RERE

u0d

idu

IEE

+EC

idu2

T2T1

RC RC

Fig. 1.27

2

b

-20UT

34 Din fig.1.27.b se observ c gama de tensiuni n care perechea cu cuplaj n emitor funcioneaz liniar crete cu aproximativ REIEE. Ca dezavantaj se constat o reducere a ctigului n tensiune aproximativ cu acelai factor. Acest fapt se explic prin aceea c rezistena n emitor introduce o reacie negativ local.

n ipoteza c tensiunile aplicate la cele dou intrri, fig.1.21, au valorile i i1u > 0 0i2u = , tensiunile la ieirile nesimetrice au variaii n antifaz, dup cum se observ n fig.1.28. n cazul unei simetrii constructive perfecte caracteristicile statice 01 i1u f (u ) 02 i1u f (u )= ,

u01

ui1

u01, u02, u0d

u02

u

= se vor intersecta n origine.

0d

Fig. 1.28 Deriva amplificatorului diferenial este constituit dintr-o

deriv diferenial i o deriv de semnal comun. Dac se alege un factor CMRR mare, deriva de semnal comun poate fi neglijat.

Deriva diferenial este nul numai la o simetrie perfect a etajului. Deoarece acest lucru este imposibil de realizat n practic, atunci deriva diferenial poate fi anulat prin aplicarea unei tensiuni la intrarea amplificatorului. Aceast tensiune se numete tensiune de decalaj.

1.2.2.2. Analiza de semnal mic a etajului diferenial

n foarte multe situaii prezint interes funcionarea perechii cu cuplaj n emitor pentru situaia n care tensiunea

35diferenial de curent continuu, la intrare, este apropiat de zero. Aceast situaie corespunde funcionrii n regim de semnal mic. n cele ce urmeaz se va presupune c tensiunea diferenial de curent continuu la intrare este nul i se va calcula ctigul (amplificarea) i rezistena de intrare pentru semnale care sunt suficient de mici astfel nct s se poat menine presupunerea unei funcionri liniare. Pentru tranzistoare se va adopta reprezentarea prin circuitul echivalent n simplificat, n care se va considera r0 = . Considernd amplificatorul diferenial perfect simetric analiza funcionrii n regim de semnal mic se va face utiliznd conceptul de semicircuit, care const n a considera amplificatorul diferenial simetric ca fiind constituit din dou amplificatoare identice cu intrare simpl i ieire simpl interconectate n mod corespunztor. Analiza etajului se va face determinnd ctigul etajului i rezistena de intrare pentru un semnal de intrare de mod diferenial pur i apoi pentru un semnal de intrare de mod comun pur, urmnd ca ulterior rezultatele s se adune conform teoriei superpoziiei.

a) Calculul ctigului pe modul diferenial (Ad) Se consider mai nti c excitaia etajului se face cu un semnal de intrare de mod diferenial pur, fig.1.29

RE idu2

idu2

+EC

RC RC

T1 T2

-EE

Fig. 1.29

36Circuitul echivalent de semnal mic al etajului diferenial cu

semnal de intrare diferenial este dat n fig.1.30.

_

gmu1 gmu2

RCRC

u2u1

ueRE

+

_

+

_

+

r r

-EE

2uid id

u2

0du2

0du2

ib

Fig. 1.30 Pe bazele celor dou tranzistoare se aplic semnale egale i de semn opus. Circuitul fiind perfect echilibrat tensiunile egale dar de faze opuse aplicate pe cele dou baze vor produce variaii ale curenilor de colector egale n modul, dar de sensuri opuse. Ca urmare, variaia curentului total prin rezistena RE va fi zero i deci tensiunea n emitoarele tranzistoarelor nu se modific. Deoarece pe acest nod (punctul comun al emitoarelor) nu se simte nici o variaie de tensiune, comportarea circuitului nu va fi afectat de plasarea unui scurtcircuit ntre acest punct i mas. n consecin, ctigul circuitului se poate calcula acum analiznd doar o singur parte a amplificatorului echilibrat, fig.1.31.

r RCgmu1

ib

2uid

2u0d

+

_

+

_

u1

Fig. 1.31

37 Acest circuit simplificat este denumit semicircuit de mod diferenial i este util pentru analiza funcionrii amplificatoarelor difereniale de toate tipurile, att la frecvene joase ct i la frecvene nalte. Pe baza circuitului din fig.1.31 se poate scrie relaia:

0d idm

u ug2 2 C

R= (1.55) de unde rezult, conform relaiei (1.52):

d mA g RC= (1.56) Deoarece un amplificator diferenial trebuie s aib o amplificare diferenial ct mai mare, atunci, n conformitate cu relaia (1.56), este de dorit ca RC s fie de valoare mare. Cum o valoare mare pentru RC conduce la o pierdere de tensiune continu pe aceasta, ceea ce constituie un dezavantaj, se poate folosi drept rezisten RC o surs de curent constant.

b) Calculul ctigului pe modul comun (Amc) Pentru calculul ctigului pe mod comun se consider c etajul este excitat cu o tensiune de mod comun pur, fig.1.32:

u01mc

RE

+EC

u02mc

uimc

RC RC

-EE

+

- -

+

Fig. 1.32

Circuitul echivalent de semnal mic este dat n fig.1.33.

38

gmu1 gmu2

RCRC

u2u1uimc

2RE

+

_

+

_r

2RE

r

u01mc u02mc

Fig. 1.33.

Rezistena RE a fost nlocuit prin dou rezistoare de valoare 2RE conectate n paralel. Deoarece cele dou tranzistoare au aplicat ntre baz i emitor aceeai tensiune rezult c variaiile celor doi cureni de colector vor fi identice.

Datorit simetriei circuitului prin legtura dintre cele dou emitoare nu trece nici un curent. n consecin comportarea circuitului nu se modific dac se nltur aceast legtur, fig.1.34.

u01mc u02mc

gmu1 gmu2

RCRC

u2u1uimc

2RE

+

_

+

_r

2RE

r

Fig. 1.34

39Dac se noteaz

01mc 02mc 0mcu u u= = , se observ c s-a obinut un circuit format din dou circuite total independente. Pentru a deduce comportarea circuitului este suficient s se analizeze doar unul din aceste semicircuite, fig.1.35

uimc

+

_u1 r

gmu1ib

RCu0mc

+

_

2RE

ib

Fig. 1.35

Aplicnd teorema a II-a a lui Kirchoff pe circuitul de intrare, rezult:

( )imc b b b Eu i r i i 2R 0 + = (1.57) sau

( )imc b b Eu i r i 1 2R 0 + = Regrupnd termenii se obine:

( )b E ii r 2R 1 u+ + = mc

)

de unde rezult:

(imcb Eui

r 2R 1= + + (1.58)

Din circuitul de ieire se obine, innd cont de expresia lui ib din relaia (1.58):

0mc C C C bu R i R i= = sau

( )C0mc imc ERu u

r 2R 1

= + +

Rezult pentru ctigul pe modul comun expresia:

40

( )C0mcmc imc Eu R

A u r 2R 1 = = + +

(1.59)

innd cont c mg r = , rezult:

( )m Cmc E m g r RA

r 2R g r 1 = + +

Evideniind pe r ca factor comun la numitor se obine: m C m C

mc

E m E m

r g R g RA11 1 2R g 1r 1 2R gr

= = + + + +

(1.60)

Deoarece, aa cum s-a precizat anterior, amplificarea pe mod comun trebuie s fie mic, atunci, n conformitate cu relaia (1.60) este de dorit ca RE s fie ct mai mare. Aceasta se poate realiza nlocuind pe RE cu o surs de curent.

c) Calculul lui CMRR Majoritatea aplicaiilor n care se folosesc amplificatoarele difereniale impun amplificarea tensiunilor difereniale n prezena unor tensiuni de mod comun fluctuante. n mod obinuit semnalul care trebuie amplificat este semnalul diferenial, dei semnalul de mod comun la intrare produce la ieire un semnal de eroare care nu poate fi deosebit de semnalul util. Rezult deci c la proiectarea amplificatoarelor difereniale trebuie avut n vedere reducerea la minim a ctigului de mod comun, ct i a ctigului de la modul comun la modul diferenial.

Pentru aceasta se determin expresia lui CMRR cu relaia:

0d

0mc

ACMRRA

= (1.61) n cazul etajului diferenial, innd cont de expresiile lui A0d i A0mc se obine:

E m1CMRR 1 2R g 1

= + + (1.62)

41 Din expresia (1.62) se observ c valoarea lui CMRR crete odat cu creterea rezistenei de ieire, RE, a sursei de curent din emitoare.

d) Calculul rezistenei de mod diferenial (Rid) Rezistena de intrare a perechii cu cuplaj n emitor este foarte important, deoarece de multe ori acest etaj se folosete ca etaj de intrare n circuitele de instrumentaie. Rezistena de intrare diferenial, Rid, se definete ca raportul ntre tensiunea diferenial de semnal mic la intrare, uid i curentul de semnal mic la intrare, ib, atunci cnd la intrare se aplic o tensiune diferenial pur:

ididb

uRi

= (1.63) Din semicircuitul de mod diferenial se poate scrie:

idb

u i r2

= de unde rezult, conform relaiei (1.63):

id R 2 r= (1.64) Dac se ine cont c

mr

g=

i m Cg 40I rezult c este invers proporional cu IidR C. Valori mari pentru Rid se obin atunci cnd etajul funcioneaz la cureni mici de polarizare.

e) Calculul rezistenei de intrare de mod comun (Rimc)

Rezistena de intrare de mod comun, Rimc, se definete ca raportul dintre tensiunea de mod comun de semnal mic, uimc, i

42curentul de intrare de semnal mic, ib, n cazul cnd la intrare se aplic o tensiune de mod comun pur. Din semicircuitul de mod comun, fig.1.35, se obine :

( )ic ic

imcicb

E

u uR

uir 2R 1

= =+ +

sau ( )imc ER r 2R 1= + + (1.65) Dac amplificatorul diferenial este comandat cu un semnal de mod diferenial i de mod comun i dac se are n vedere c n mod uzual (1.66) imc idR Rrezistena de intrare poate fi reprezentat sub forma echivalent simplificat din fig.1.36. Rid/2 Rid/2

Rimc/2

Fig. 1.36

431.2.2.3. Configuraiile colector comun emitor comun

(CC-EC) i colector comun colector comun (CC-CC)

Configuraia CC-EC este prezentat n fig.1.37.a, iar configuraia CC-CC n fig.1.37.b:

Fig. 1.37. Sursa de polarizare, Ipol, servete pentru stabilirea punctului static de funcionare al tranzistorului repetor pe emitor T1. n anumite situaii ea poate lipsi sau se poate nlocui cu o rezisten. n ambele configuraii rolul lui T1 este acela de a crete ctigul n curent i rezistena de intrare a etajului. La semnal mic i joas frecven cele dou configuraii (tranzistoarele T1 i T2) se echivaleaz cu un singur tranzistor, fig.1.37.c. Circuitul echivalent de semnal mic al tranzistorului compus, valabil n ipoteza c efectele date de rezistena r01 a tranzistorului T1 sunt neglijabile, este dat n fig.1.38

Intrare

Ipol

T1T2

Ieire

a

IeireIntrare

Ipol

T1

T2

BC

CC

b c E

gm1u1

r2

cB u1 r1

u2 gm2u2 r02

cC

cEFig. 1.38

44 Pentru tranzistorul compus se vor calcula valorile parametrilor circuitului de semnal mic . c c c cm 0r , g , , r Rezistena cr este rezistena care se vede privind n baz, emitorul fiind legat la mas. Din fig.1.38 se observ c aceast rezisten este chiar r2. Utiliznd relaia (1.29) care d impedana de intrare pentru un repetor, n care se nlocuiete RE cu r2 se obine:

( )1c 2r r 1 r= + + (1.67) Transconductana este dat de variaia curentului de

colector al tranzistorului T

cmg

2, , pentru o variaie unitar a

tensiunii

cci

cbcu . Pentru a calcula se determin mai nti variaia

tensiunii u

cci

2 care are loc pentru o variaie unitar a tensiunii cbcu . Pentru aceasta se folosete relaia (1.26):

( )0

g g

E

u 1r +ru 1

1 R

=+ +

n care se consider 0 2u u= , E 2R r= , 1r r = iar dac generatorul lipsete atunci g beu u= i gr 0= . n aceste ipoteze relaia (1.26) devine:

( )2c

1be

2

u 1ru 1

1 r

=+ +

(1.68)

Pentru tranzistorul compus, avnd n vedere i fig.1.38 se poate scrie relaia: c c cc m be m2i g u g u2= = (1.69) Dac n relaia (1.69) se nlocuiete u2 cu expresia sa dedus din relaia (1.68) se obine:

( )c m2m

1

2

gg r11 r

=+ +

(1.70)

45 Curentul de emitor al tranzistorului T1, dat de relaia ( )e1 b1i 1= + i este egal cu ib2, aa cum se poate observa din schema conexiunii. Pentru tranzistorul T2, al crui curent de colector ic2 este chiar , se poate scrie relaia: cci

( )cc2 c b2 b1i i i 1 i= = = + Dac se ine cont de faptul c cb1 bii = rezult:

( ) cc2 bi = +1 i (1.71) Din relaia (1.71) se observ cu uurin c: ( )c 2 1 +

2

(1.72) = Din analiza fig.1.38. rezult rezistena de ieire a tranzistorului compus:

c0r

c0 0r r= (1.73) n baza relaiilor (1.67), (1.70), (1.72) i (1.73) se stabilete circuitul echivalent de semnal mic al conexiunii CC-EC indicat n fig.1.39 (rezistena din colector nu a fost inclus).

u1 crcm 1g u c0r

Fig. 1.39

1.2.2.4. Configuraia Darlington Configuraia Darlington reprezint un tranzistor compus din dou tranzistoare care au colectoarele legate mpreun, iar emitorul primului tranzistor este conectat la baza celui de-al doilea tranzistor, fig.1.40. De obicei tranzistorul T1 este cunoscut sub numele de tranzistor pilot. Pentru a controla curentul de emitor al tranzistorului pilot T1 este necesar un element de polarizare care poate fi o rezisten sau o surs de curent constant ca n fig.1.40.

46

Fig. 1.40

BCCC

ECIpol

T1 T2

Se obine un tranzistor compus care se poate utiliza n locul unui singur tranzistor n configuraiile EC, CC i BC. Cnd se folosete ca repetor pe emitor este echivalent cu conexiunea CC-CC, iar cnd este folosit ca amplificator cu emitorul comun este echivalent cu conexiunea CC-EC, cu excepia faptului c n acest caz colectorul tranzistorului T1 este conectat la ieire i nu la sursa de alimentare. Aceast deosebire duce la scderea rezistenei de ieire efective i la creterea capacitii de intrare. Din cauza acestor dezavantaje la amplificatoarele integrate de semnal mic se prefer n mod obinuit conexiunea CC-EC. Referitor la configuraia Darlington trebuie precizat faptul c tipul tranzistorului compus rezultat este determinat de etajul pilot. n acest sens se disting dou variante, dup cum urmeaz:

a) dublei fr schimbare de polaritate (cnd ambele tranzistoare sunt de acelai tip), fig.1.41 a i b

T1 T2

RC

B

E

C

RB

c

a b

T (npn)T2

T1 C

E

B T2

T1

E

B

CC

E

B T (pnp)

C

E

B

Fig. 1.41

47Schemele practice la configuraia fr schimbare de

polaritate se prevd cu rezistenele RB i RC, fig.1.41.c. Rezistena RB are valori tipice cuprinse ntre 20 100 i are mai multe efecte :

- asigur un curent de repaos pentru T1 i astfel reduce distorsiunile de trecere n cazul n care etajul de ieire funcioneaz n clas B;

- mbuntete funcionarea la frecvene nalte, deoarece prin aceast rezisten se elimin sarcina stocat n baza lui T2, atunci cnd acesta este blocat, la funcionarea n contratimp;

- duce la creterea tensiunii de strpungere a tranzistorului T2, deoarece baza acestuia nu poate rmne niciodat n gol.

Rezistena RC nu este obligatorie. Ea servete la limitarea

curentului prin tranzistorul T1 n cazul unui scurtcircuit la bornele acestuia. Tensiunea de deschidere a tranzistorului compus Darlington este egal cu suma tensiunilor de deschidere a celor dou tranzistoare, adic:

BED BED BEDT1 T2U U U 0,65 0,65 1,3 V= + = + =

b) dublei cu schimbare de polaritate (cnd tranzistoarele sunt de tipuri diferite), fig.1.42.a i b.

T1 T2RD B

E

C

RB

c

a b

T (pnp)T2

T1 C

E

B T2

T1

E

B

C

C

EB T

(npn)

C

EB

D

Fig. 1.42

48La configuraia cu schimbare de polaritate tensiunea de

deschidere este egal cu tensiunea de deschidere a tranzistorului T1, adic:

T1BEDBEDU U 0,65 V= Schema practic folosit pentru configuraia cu schimbare

de polaritate este dat n fig.1.42.c Dipolul RD, D are caracteristica tensiune-curent ntocmai ca i jonciunea baz-emitor a tranzistorului T2 n paralel cu rezistena RB din baza sa. Prin acest procedeu tensiunea de deschidere a dubletului cu inversare de polaritate devine:

BEDU 1,3V= Pentru determinarea factorului de amplificare n curent, , al tranzistorului compus Darlington se folosesc notaiile din fig.1.43:

T2

T1 iC1 iB1

iE1 iB2iE2iE

iC2

iC

iBB

E

C

Fig. 1.43 Din fig.1.43 se observ c pentru tranzistorul compus se poate scrie:

C C1 Ci i i 2= + (1.74) innd cont de relaiile existente ntre curenii de colector

i cei de baz pentru fiecare tranzistor, se poate scrie: ( )1C 1 B1 2 B2 1 B 2 E1 1 B 2 B C1i i i i i i i i= + = + = + + C 1 B 2 B1 1 2 B1 1 B 2 B 1 2 Bi i i i i i i= + + = + +

( )C B 1 2 1 2 B 1i i i = + + 2 (1.75)

49

Bi Pentru tranzistorul compus se poate scrie:

Ci = (1.76) Din egalitatea celor dou expresii ale curentului de colector:

B 1 2 Bi i = rezult:

1 2 = (1.77) Relaia (1.77) arat c tranzistorul compus Darlington realizeaz o amplificare n curent egal cu produsul 1 2 .

1.2.3. Surse de curent constant

Sursele de curent constant (SCC) asigur o valoare constant a curentului printr-o sarcin, RS, atunci cnd aceasta se modific. Noiunea de constant din denumirea sursei se refer la faptul c valoarea curentului trebuie s fie independent de sarcin. Pentru o surs de curent constant, curentul poate s varieze n timp, dar el nu va depinde de sarcin niciodat. Reprezentarea pentru o surs de curent ideal este dat n fig.1.44.a iar pentru o surs de curent real n fig.1.44.b.

La sursa de curent constant ideal, rezistena intern, rg,

este infinit iar la cea real ea are o valoare foarte mare. O surs de curent constant este cu att mai bun cu ct are rezistena intern mai mare i cu ct valoarea curentului este mai puin dependent de factori externi (alimentare, temperatur, timp).

n fig.1.44.c se prezint caracteristicile externe pentru cele dou surse de curent.

ig US ISRS

SSC ideal

ig US

SSC real

rg

ISRS

ig igSSC real

SSC ideal

Ugol=igrg US

IS

a b cFig. 1.44

50

r

La sursa ideal, tensiunea de mers n gol este teoretic infinit iar la sursa real aceast tensiune este dat de relaia:

gol g gU i= Sursele de curent constat realizate cu tranzistoare se folosesc att ca elemente de polarizare ct i ca sarcini pentru etajele de amplificare. Utilizarea surselor de curent constant pentru polarizare duce la mrirea insensibilitii circuitului fa de variaiile surselor de alimentare i ale temperaturii. Utilizarea surselor de curent constant ca sarcini active n amplificatoarele integrate duce la ctiguri n tensiuni mari pentru valori mici ale tensiunii surselor de alimentare. n cele ce urmeaz se prezint cteva tipuri de surse de curent folosite n circuitele integrate liniare.

1.2.3.1. Sursa simpl de curent (oglinda de curent) Cea mai simpl surs de curent constant este alctuit dintr-un rezistor i dou tranzistoare care au bazele i emitoarele conectate mpreun, fig.1.45.a.

T2T1 IB1 IB2

IC2=I0=Iref

+ECIref

R

IC1

a Fig. 1.45 b

T2T1

I0

+ECIrefR

IC1T3

IB3IE3

IB2IB1

Tranzistorul T1 este conectat ca diod, tensiunea colector-baz fiind nul. Considernd c tranzistoarele sunt identice i c rezistena de ieire a tranzistorului T2 este infinit, deoarece ele au aceeai tensiune baz-emitor (UBE) curenii de colector sunt egali 1 2C CI I=

51 Scriind teorema nti a lui Kirchoff n colectorul lui T1 rezult: 1 1ref C BI I 2 I= + (1.78) Avnd n vedere c

1 2B BI I= i c

1CB1I

I

= relaia (1.78) devine:

1 1C1

ref C CI 2I I 2 I 1

= + = + (1.79) Din relaia (1.79) se obine:

1ref

C CI

I I21

== =+

2 0I

f

Pentru valori mari ale lui rezult: 0 reI I (1.80) iar Iref se calculeaz cu relaia:

C BrefE UI

RE= (1.81)

Relaia (1.80) arat c aceast surs permite obinerea unui curent de ieire aproximativ egal cu cel de referin, n ipoteza c cele dou tranzistoare sunt riguros identice. Altfel spus, curentul de referin, Iref, se oglindete n ieire motiv pentru care sursa poart denumirea de oglind de curent. O astfel de surs absoarbe curent din exterior. Cnd sursa de curent se realizeaz cu tranzistoare cu mic, factorul 1+2/ devine semnificativ i eroarea (diferena)

ref C2I - I 0 devine important.

52 Pentru a reduce aceast eroare se poate aduga un tranzistor suplimentar, T3, dup cum se poate observa n fig.1.45.b. Scriind teorema nti a lui Kirchoff n nodul din baza tranzistoarelor T1 i T2, se obine:

1 21 2

C CE3 B B C

I I 2I I I I 2

= + = + = Curentul din baza tranzistorului T3 este dat de relaia:

( )33 EB CI 2I I 1 1 2

= = + + Scriind teorema nti a lui Kirchoff n colectorul lui T1 i innd cont de expresia lui IB3 se obine:

( )1ref C B3 C22I I I I 1

1 = + = + +

(1.82)

Din relaia (1.82) rezult: ref

0 C2

2

II I 21

= =+ +

(1.83)

Din relaia (1.83) se observ c prezena lui 2 la numitor reduce influena factorului de amplificare, , de valori mici asupra curentului I0. Ca urmare, pentru sursa de curent din fig.1.45.b se poate lucra cu valori mai mici ale lui obinndu-se acelai efect de oglindire a curentului Iref la ieire. Dac n relaia (1.83) se nlocuiete Iref cu expresia sa dat de relaia (1.81) se obine:

C BE0

2

E UI2R 1

= + +

(1.84)

Din relaia (1.84) se observ n continuare dependena liniar a curentului I0 de sursa de alimentare EC. n analiza funcionrii surselor de curent prezentate anterior s-a admis c valoarea curentului de colector nu depinde de tensiunea colector emitor. Ori, se tie c performanele

53surselor de curent depind de variaia curentului de colector cu tensiunea colector emitor ceea ce face ca n realitate ntre curenii unei oglinzi de curent s existe diferene, admind c cele dou tranzistoare sunt identice. Pentru a mri rezistena de ieire a unei surse de curent simple s-au introdus rezistene n emitoarele ambelor tranzistoare, fig.1.46.a.

T2T1

I0

+ECR

IC1

R2

Iref

R1 T4T3

I0

+EC

T1 T2

R

Fig. 1.46

Iref

ba

n cazul n care cele dou rezistene sunt egale i tranzistoarele identice, curentul I0 este egal cu curentul Iref. Dac rezistenele R1 i R2 sunt diferite, curentul I0 se poate controla prin raportul acestor rezistene. n acest caz valoarea lui I0 va fi proporional (i nu egal) cu Iref.

C1 10 r

2 2

ER RIR R R

efI

o

(1.85)

Deoarece o valoare mare a lui R2 determin o rezisten de ieire mare a sursei, este recomandat s se nlocuiasc rezistorul R2 cu o sarcin activ, fig.1.46.b. Rezistoarele R1 i R2 sunt nlocuite de oglinda de curent realizat cu tranzistoarele T3 i T4. Valoarea efectiv a lui R2 pentru tranzistorul T2 este r04, rezistena de ieire a tranzistorului T4. Deoarece tranzistoarele T2 i T4 lucreaz n acelai curent:

0 0R r unde r0 este rezistena de ieire de semnal mic a tranzistorului biploar.

541.2.3.2. Sursa Widlar

Pentru obinerea unor cureni I0 mici, de ordinul

microamperilor, utilizarea unei surse ca cea din fig.1.46.a implic folosirea unei rezistene R de valoare mare i a unui raport R2/R1 de asemenea mare, conform relaiei (1.85), ceea ce trebuie evitat n circuitele integrate monolitice. n astfel de cazuri se recurge la sursa de curent constant din fig.1.47.a numit surs Widlar, care reprezint un caz particular, pentru R1 = 0, al sursei din fig.1.46.a.

T1

I0

+EC

T2

R Iref

IC1

Prezena rezistenei R2 n emitorul lui T2 face ca tranzistoarele T1 i T2 s funcioneze cu valori diferite ale tensiunilor baz emitor ( )BE1 BE2U U . n consecin curentul de ieire, I0, are valori mici, de ordinul zecilor de microamperi i rezistena de ieire a sursei crete.

Curentul de ieire, I0, i rezistena de ieire, R0, sunt date de relaiile:

refT0

2 0

IUI lnR I

= (1.87)

0 20 02

T

I RR r 1U = +

(1.88)

unde: UT potenial termic (25 mV); r02 rezistena de ieire de semnal mic a tranzistorului T2.

R2

I0 Dependenliniar

DependenWidlar

ECa b

Fig. 1.47

55

C

Din relaia (1.87), avnd n vedere relaia (1.81), rezult c dependena curentului I0 de valoarea sursei EC nu mai este liniar, fig.1.47.b.

1.2.3.3. Surse de curent ca sarcini active n cazul unui amplificator diferenial convenional,

fig.1.29, ca element de sarcin n colector se folosesc rezistoarele RC. Pentru acest tip de amplificator ctigul n tensiune este dat de relaia (1.56):

d mA g R= innd cont c panta gm, n cazul tranzistoarelor bipolare, are expresia:

Cm C

Ig 40I

0.025 V=

rezult pentru ctigul amplificatorului expresia: d CA 40 I R C

Pentru ca Ad s fie mare trebuie ca produsul ICRC s fie mare, fapt care necesit att o tensiune de alimentare mare ct i o valoare mare pentru rezitena RC. O modalitate de a obine valori mari ale ctigului n tensiune fr a mai fi necesare tensiuni mari de alimentare const n folosirea rezistenei r0 a tranzistoarelor pnp ca element de sarcin. Deoarece elementul de sarcin ntr-un astfel de circuit este un tranzistor pnp i nu un rezistor, sarcina din colector se numete sarcin activ. O astfel de soluie este adoptat i n cazul amplificatoarelor integrate unde o rezisten de sarcin de valoare mare nu este recomandat deoarece ocup o arie mare pe plcua de siliciu. Un exemplu de utilizare a unei oglinzi de curent drept sarcin activ este dat n fig.1.48.a, unde se prezint schema unui etaj de amplificare realizat cu un tranzistor bipolar, T1, n conexiune emitor comun avnd drept sarcin activ o oglind simpl de curent realizat cu tranzitoarele T2 i T3. Din considerente de curent continuu, oglinda de curent este realizat

56cu tranzistoare de tip pnp atunci cnd tranzistorul amplificator este de tip npn.

T2

R2

IC2

IC1

UCE1ui

UCE2 T3

-EC

Iref

u0

a b

E2

22m u

Din analiza regimului de c.c. a circuitului din fig.1.48.a rezult urmtoarele aspecte. Deoarece tranzistorul T3 este conectat ca diod, tensiunea sa colector emitor este egal cu tensiunea baz emitor (n conducie) rezultnd ref C3I I , dac se consider . Deoarece U1 BE2 = UBE3 rezult IC2 = Iref. Curenii IC1 i IC2 trebuie s aib valori egale iar din fig. 1.48.a rezult

, ceea ce nseamn c IC1 C2I I= C1 = Iref. Tensiunea la ieire, u0, este legat de tensiunile colector emitor ale celor dou tranzistoare, T1 i T2, prin relaiile u0 = UCE1 i CE2 C 0U E u= .

Pentru determinarea ctigului n tensiune i a rezistenei de ieire se poate folosi schema echivalent de semnal mic, fig.1.48.b, unde m1 m2g g= , deoarece cele dou tranzistoare T1 i T2 funcioneaz la acelai curent de colector. Dac se neglijeaz rezistena dinamic a tranzistorului T3, legat ca diod ( d T C3r U I 0= ) atunci cderea de tensiune pe aceast rezisten, notat cu u2, care constituie tensiunea la intrarea tranzistorului T2, poate fi considerat nul, u2 = 0. Aceasta implic gm2u2 = 0, ceea ce permite simplificarea circuitului echivalent din fig.1.48.b, aa cum se arat n fig.1.49.

g

r01

02

u20

u1 uiu0

r2 r

r1 11m ug

E1

C1C2T1

Fig. 1.48

57

ii

ui u1 u0 r02r0111m ug

Fig. 1.49

1r

n nodul de ieire al circuitului simplificat se poate scrie: m1 1 01 02 0g u (g g )u 0+ + = (1.89) Din relaia (1.89) rezult imediat expresia amplificrii n tensiune:

0 m1ui 01

u gAu g g

= = + 02 (1.90)

sau

m1u

01 02

gA 1 1r r

= +

Valorile tipice ale ctigului n tensiune se plaseaz n gama 1000 2000. Rezult c etajele cu sarcin activ asigur valori mari ale ctigului n tensiune. Din circuitul de semnal mic rezult c rezistena de ieire, R0, este chiar combinaia n paralel a rezistenelor de ieire ale celor dou tranzistoare. 0 01 02 0npn 0pnpR r || r r || r= = (1.91) Pentru calculul rezistenei de intrare, RI, se folosete circuitul din fig.1.49, rezultnd expresia:

1iI02i

01 02

ruR ri 1r r

= =+ +

(1.92)

Relaia (1.92) arat c n cazul utilizrii unei surse de curent ca sarcin pentru un etaj n conexiunea cu emitorul comun valoarea rezistenei de intrare se reduce de un numr de ori egal cu 1 r fa de valoarea , care s-ar obine n cazul utilizrii unei rezistene de sarcin de valoare medie.

02 01 02/(r r )+ + 1r

58 Tot din relaia (1.92) se observ c dac r02 > r01, ceea ce corespunde utilizrii drept sarcin a unei surse de curent de rezisten de ieire foarte mare, atunci termenul

0201 02

r 1(r r )

+ iar rezistena de intrare va avea valoarea:

1Ir

R2 (1.93)

1.2.4. Surse de tensiune

Sursele de tensiune (ST) furnizeaz tensiuni insensibile la

variaia curentului de sarcin, deci prezint o rezisten de ieire, rg, foarte mic. Reprezentrile surselor de tensiune ideale i reale precum i caracteristicile acestora (dependena tensiune curent) sunt date n fig.1.50.

La sursa de tensiune ideal, fig.1.50.a. rezistena de ieire,

rg, este nul i n consecin tensiunea la bornele sursei este constant, pentru variaii mari ale curentului de sarcin, fig.1.50.c.

n cazul surselor reale, fig.1.50.b, gr 0 , dar de valoare mic, ceea ce face ca tensiunea debitat de surs s fie influenat de creterea curentului de sarcin, fig.1.50.c.

n principiu, pentru generarea tensiunii de ieire sunt utilizate tensiunea de alimentare, tensiunile de conducie direct i invers ale jonciunilor i tensiunea termic (sau combinaii ale acestora). n fig.1.51 sunt prezentate cteva surse de tensiune ntlnite n circuitele integrate.

ug US

ST ideal

ISRS US

ST real

ISRS

ugST real

ST ideal

IS

US

cFig. 1.50

ug

a b

rg gu

59

ig

USRS

a b cFig. 1.51

R2

R1

T1 T2

+EC

US UZ

UBEUS

R2

R1

ig

UBE DZUZ

Sursa de tensiune din fig.1.51.a este o surs de tip repetor pe emitor. Tranzistorul T2 repet pe sarcin tensiunea format pe baz de divizorul R1, R2. Tranzisotrul T1 este conectat ca diod i compenseaz cderea de tensiune pe jonciunea emitor baz a tranzistorului T2.

Tensiunea obinut la ieirea acestei surse este:

2s C1 2

RU ER R

= + Schema se utilizeaz atunci cnd tensiunea de alimentare,

EC, este constant (stabilizat) iar tranzistorul funcionez n regim activ normal.

O variant simpl de surs compensat este dat n fig.1.51.b. Ea este realizat prin nserierea unor diode i/sau diode Zener. Tensiunea la bornele acestei surse este constant ntr-un domeniu larg de variaie a curenilor i este dat de relaia:

( )s Z BU n U U= + E unde n este numrul de diode nseriate. Curentul prin dioda Zener este dat de sursa de curent constant ig.

n fig.1.51.c este prezentat o surs de tensiune bazat pe multiplicarea tensiunii UBE cu ajutorul unor reele rezistive. Tranzistorul este polarizat de sursa de curent constant ig iar tensiunea la ieirea generatorului este dat de relaia:

1 2S BE2

R RU UR+ ct.= =

60Dac dorete o surs de tensiune de valoare mai mare

atunci n emitorul tranzistorului se introduce o diod Zener, reprezentat pe desen cu linie ntrerupt.

n acest caz tensiunea la bornele sursei este dat de relaia:

( )1 2S BE2

R RU UR+= + ZU

1.2.5. Etaje de deplasare a nivelului

de curent continuu Etajele componente ale amplificatoarelor integrate monolitice sunt cuplate ntre ele n curent continuu, datorit imposibilitii de a folosi pentru cuplare condensatoare de valori mari. Din acest motiv nivelul tensiunii de polarizare a acestora tinde s se deplaseze spre limita de saturaie, micornd domeniul posibil de variaie a semnalului util (componenta de curent alternativ). n consecin se impune asigurarea prin proiectare a compatibilitii nivelului de curent continuu de la ieirea unui etaj cu cel de la intrarea etajului urmtor. Mai concret, se pune problema deplasrii nivelului de curent continuu, astfel nct de la o tensiune oarecare corespunztoare punctelor statice de funcionare ale etajelor de intrare s se treac la nivel zero pe ieire, atunci cnd tensiunea de la intrare este nul. Aceast problem se soluioneaz folosind ntre etajele de amplificare etaje de deplasare a nivelului de curent continuu. Ele au rolul de a reduce nivelele de ieire n curent continuu cu minimum de atenuare a nivelului de semnal. Dou dintre etajele de deplasare a nivelului de tensiune continu sunt prezentate n fig. 1.52. n fig.1.52.a este prezentat un etaj de deplasare a nivelului realizat cu o oglind simpl de curent conectat n emitorul unui etaj de tipul repetor pe emitor. Etajul asigur o bun precizie datorit dependenei tensiunii de

curent continuu, U0, de raportul rezistenelor ERR

, realizabil n

tehnologie integrat monolitic la tolerane reduse. Tensiunea la ieirea etajului este dat de relaia:

61

( )E0 i E 0 BE i i BE BERU U R I U U U U UR= Etajul prezint i avantajul c asigur adaptarea impedanelor ntre etaje. O alt metod de deplasare a nivelului de curent continuu se bazeaz pe folosirea tranzistoarelor de tip pnp, fig.1.52.b. +EC

-EE

T5 T4 T2 T1 T3

U0 Ui

Ipol Ipol

Fig. 1.52

+EC R Ui Circuitul din fig.1.52.b este constituit din dou etaje difereniale realizate, primul cu tranzistoarele T1 i T2 iar cel de al doilea cu tranzistoarele T4 i T5. Cele dou etaje trebuie conectate n cascad, ceea ce presupune ca baza lui T4 s fie conectat n colectorul lui T2. Conectarea etajelor este posibil numai dac se realizeaz o deplasare a nivelului de curent continuu ntre colectorul lui T2 i baza lui T4. Aceast deplasare se realizeaz prin intermediul tensiunii baz colector a tranzistorului T3, de tip pnp.

Iref

U0

I0RE

a b

621.2.6. Etaje de ieire (finale)

Etajele de ieire ale amplificatoarelor integrate difer puin de etajele de ieire ale amplificatoarelor realizate cu componente discrete. Indiferent de modul de realizare etajul de ieire al unui amplificator trebuie s ndeplineasc o serie de cerine i anume:

- s transfere sarcinii o putere util mare, cu un randament ct mai ridicat;

- semnalul de ieire s prezinte distorsiuni ct mai mici; - s prezinte o impedan de ieire ct mai mic pentru a

face posibil cuplarea direct a sarcinii; - s absoarb de la sursa de alimentare un curent mic n

absena semnalului de intrare. Spre deosebire de etajele prezentate anterior, etajele finale

sunt etaje de semnal mare i n consecin trebuie s se in seama de urmtoarele particulariti:

- neliniaritatea dispozitivelor semiconductoare, care poate determina apariia distorsiunilor de neliniaritate. Reducerea efectului acestora se poate realiza fie printr-o reacie negativ puternic, fie prin combinarea a dou dispozitive active astfel nct efectele neliniaritilor s fie opuse i deci s se compenseze reciproc;

- circuitele de polarizare i stabilizare a punctelor statice de funcionare s nu determine pierderi de putere mari, care ar conduce la scderea randamentului etajului;

- anumite etaje de ieire necesit un etaj defazor pentru obinerea semnalelor de comand (n antifaz)

Etajele de ieire se pot realiza n clas A, B sau AB. Etajele n clas A dei lucreaz n regiunea activ normal, pe ntreaga perioad a semnalului de intrare, prezint dou dezavantaje majore;

- randament sczut, aproximativ 25%; - putere disipat n repaus (n lipsa semnalului de

intrare) mare, ceea ce conduce n cazul circuitelor integrate la necesitatea unor chip-uri de arie mare i deci la creterea preului.

63

0

Din aceste motive ele sunt mai puin utilizate i nici nu vor fi prezentate n aceast lucrare.

1.2.6.1. Etaje de ieire n contratimp n clas B

a) Etaje de ieire n contratimp n clas B cu tranzistoare complementare

Dezavantajele etajelor finale realizate n clas A pot fi

eliminate prin utilizarea etajelor de ieire n contratimp n clas B. La funcionarea n clas B punctul static de funcionare se

alege pe caracteristica dinamic la intersecia acesteia cu caracteristica static corespunztoare lui BI = , fig.1.53.a.

Din modul de alegere a punctului static de funcionare, rezult c n absena semnalului aplicat la intrare tranzistoarele nu consum energie de la sursa de alimentare. Din acest motiv randamentul etajelor finale n clas B este mai mare dect al etajelor finale n clas A, valoarea maxim teoretic fiind de 78,5%.

PSF

ICmax caracteristca

dinamic

UCEa

IB=0UCEmax

IC T1

T2

+Ec

-Ec

u0 ui RS

b Fig. 1.53.

n cazul aplicrii unui semnal variabil la intrare excursia punctului static de funcionare (PSF) pe caracteristica dinamic este maxim pentru o semialternan i nul pentru cealalt, adic semnalul de ieire este puternic distorsionat.

64 Pentru refacerea formei semnalului pe rezistena de sarcin, etajul final se realizeaz din dou tranzistoare, unul de tip npn i cellalt de tip pnp, avnd emitoarele nseriate. Prin aplicarea unui semnal sinusoidal la intrare, cele dou tranzistoare conduc pe rnd, cte unul n fiecare semialternan ceea ce determin i denumirea lor de etaje finale n contratimp (push pull). Datorit puterilor mari vehiculate etajele finale sunt constituite din dou circuite distincte:

- un circuit pentru amplificarea n tensiune, numit etaj de comand (etaj prefinal, etaj pilot sau driver). El este realizat de obicei cu un tranzistor de medie sau mic putere, care lucreaz n clasa A;

- un circuit pentru amplificarea n curent, numit etaj de ieire (etaj final sau etaj de putere propriu zis) .

Configuraia tipic a unui etaj de ieire n contratimp n clas B utilizat n circuitele integrate liniare este dat n fig.1.53.b.

Caracteristica de transfer a etajului este exprimat de relaia ( )0u f u= i

0

i este reprezentat n fig.1.54. Se observ c

atunci cnd tensiunea ui aplicat la intrare este nul, tensiunea la ieire este de asemenea nul, ambele tranzistoare fiind blocate, deoarece BE1 BE2U U= = .

T1 saturat

T2 saturat

T1 conduce T2 blocat

T1 blocat T2 conduce

CC BE1 CE1satE U U+ 2 2CC BE CE satE U U +

T1BEDU+T2BEDU

C CE2satE U +

C CE1satE Uu0

ui

Fig. 1.54

65

at

Cele dou poriuni simetrice ale caracteristicii corespund urmtoarelor situaii:

- dac tensiunea ui crete, tensiunea baz emitor a tranzistorului T1 crete pn atinge valoarea de deschidere . n acest moment tranzistorul T

T1BEDU 1 intr n conducie, funcionnd ca repetor pe emitor. Prin urmare tensiunea de ieire urmrete tensiunea de intrare pn ce T1 se satureaz. n acest moment tensiunea la ieire are valoarea:

0 C CE1su E U= (1.94) Din fig. 1.53.b se observ c pentru valori pozitive ale tensiunii de intrare jonciunea baz emitor a tranzistorului T2 este polarizat invers i deci tranzistorul T2 este blocat;

- dac tensiunea ui este negativ se obine o comportare a circuitului similar cu cea din cazul anterior cu deosebirea c n aceast situaie tranzistorul T2 va lucra ca repetor pe emitor pentru tensiuni ui mai negative dect . Corespunztor acestei situaii

tranzistorul TT2BED -U

1 este blocat, jonciunea sa baz emitor fiind polarizat invers iar T2 conduce, tensiunea la ieire avnd valoarea:

0 C CE2u E U sat= + (1.95) Pe caracteristica de transfer este pus n eviden o zon de insensibilitate ntre

T2BEDU i n care tensiunea de ieire u

T1BEDU+0 este nul. Aceast zon de insensibilitate determin

apariia distorsiunilor de trecere, evideniate n fig.1.55 pentru diferite valori ale amplitudinii semnalului de intrare.

66

C CEsatE U +

C CEsatE U

BED2U ui

ui

321

321

t

t

u0u0

Fig. 1.55 Din fig.1.55. se observ c distorsiunile de trecere au un caracter mai pronunat pentru valori mici ale semnalului de intrare, avnd amplitudini ceva mai mari dect UBED (caracteristicile 1).

Pentru semnale de intrare mai mari, mult mai mari dect lrgimea zonei de insensibilitate, ponderea distorsiunilor de trecere scade (caracteristicile 2).

n cazul unor semnale de intrare foarte mari pot aprea limitri ale semnalului de ieire datorate intrrii tranzistoarelor n saturaie (caracteristicile 3) i deci gradul de distorsionare a semnalului crete puternic.

Foarte importante pentru un etaj de ieire n contratimp n clas B sunt puterea util debitat n sarcin, puterea disipat de cele dou tranzistoare, puterea absorbit de la sursa de alimentare, precum i randamentul. Pentru calculul acestor mrimi, n fig.1.56 s-au desenat formele de und pentru curenii de colector ai celor dou tranzistoare precum i pentru tensiunea de ieire, neglijnd existena zonei de insensibilitate.

67

C

C

0 c1 c2 Su (i i )R= +

ui

ic1

ic2

t

t

t

t

a

b

c

d

Fig. 1.56

Deoarece excursia maxim a tensiunii de ieire este, aa cum se observ din fig.1.54, , rezult c

amplitudinea tensiunii de ieire UC CEsatE U E

0 poate fi scris sub forma: 0U K E= (1.96) unde K este factorul de utilizare a tensiunii de alimentare. Mrimea lui K depinde de nivelul semnalului de comand. El are valoarea minim, minK 0= , n lipsa semnalului de intrare i valoarea maxim ( )max C CEsat CK E U / E 1 = . Pentru

semnalul de ieire va fi distorsionat. maxK K> Cu ajutorul relaiei (1.96) se pot stabili relaii energetice generale, valabile pentru orice nivel al semnalului de intrare. Amplitudinea curentului sinusoidal n sarcin, egal de altfel cu valoarea maxim a curenilor de colector a celor dou tranzistoare, este:

0 C0S S

U EI K I

R R= = = =C1 C2I (1.97)

68 Pentru calculul puterii medii absorbite de la sursele de alimentare este util s se menioneze c formele de und ale curenilor furnizai de aceste surse sunt identice cu cele ale curenilor de colector ic1 i ic2 din fig.1.56, b i c. Deoarece fiecare din aceti cureni reprezint o jumtate de sinusoid, valoarea curentului mediu debitat de fiecare din cele dou surse este:

surs C C 0

1 1I I sin t d( t)2

= = I sau n baza relaiei (1.97)

CsursS

E1I KR

= (1.98) Cu ajutorul relaiei (1.98) se poate calcula valoarea medie a puterii absorbite de la cele dou surse de alimentare:

2C

A C sursS

E2P 2 E I KR

= = (1.99) Relaia (1.99) se mai poate scrie sub forma: A AP K P max= (1.100) unde:

2C

AmaxS

E2PR

= (1.101) Din relaia (1.99) se observ c puterea medie absorbit de la sursele de alimentare depinde de nivelul semnalului, fiind direct proporional cu factorul de utilizare a tensiunii de alimentare K. n lipsa semnalului, adic pentru K=0, puterea absorbit de tranzistoarele etajului final este nul, tranzistoarele fiind blocate. Pentru calculul puterii utile (PU) i a randamentului () se folosete expresia puterii utile medii debitat n sarcin,

U 01P U2

= 0I (1.102) Pe baza relaiilor (1.96) i (1.97) se poate scrie:

69

2

2 2CU

S

E1P K K P2 R

= = U max (1.103) Dac n relaia (1.103) se ine cont de expresia lui PAmax, dat de relaia (1.101) rezult:

2U AP K P4 max= (1.104)

Din relaiile (1.100) i (1.104) se determin expresia pentru calculul randamentului:

UA

PK

P 4 = = (1.105)

Pentru K=1, rezult =78,6% care constituie valoarea teoretic maxim a randamentului unui etaj final n clas B. Valoarea ridicat a randamentului asociat curentului zero absorbit n repaus de la sursele de alimentare justific utilizarea etajelor de ieire n clas B n circuitele integrate liniare.

b) Etaje de ieire n contratimp n clas B cu tranzistoare compuse

Etajele de ieire n contratimp n clas B realizate cu tranzistoare complementare prezint avantajul c acelai semnal, aplicat simultan pe bazele celor dou tranzistoare, realizeaz comanda lor n contratimp. Un dezavantaj al acestor etaje este acela c etajul prefinal (numit i driver), care lucreaz n clas A, disip o putere relativ ridicat. Eliminarea acestui dezavantaj se realizeaz prin utilizarea n etajele de ieire a tranzistoarelor compuse. Exist mai multe variante de etaje de ieire n clasa B folosind tranzistoare compuse. O variant de etaj de ieire este aceea care folosete dou tranzistoare de acelai tip n configuraie Darlington, fig.1.57

70

+EC

-EC

u0ui

T3T1

RST4T2

Fig.1.57

Fa de etajul din fig.1.53 etajul din fig.1.57 conine doi dublei Darlington realizai cu tranzistoarele T1 i T3, respectiv T2 i T4. Tensiunea de deschidere pentru fiecare dublet Darlington este de 1,3 V, deoarece n circuitul de intrare exist, n fiecare semialternan a tensiunii ui, cte dou jonciuni baz emitor nseriate. O alt variant posibil a etajului de ieire este cea cu tranzistoare quasicomplementare, fig. 1.58.

+EC

-EC

u0ui

T3T1

RST4T2

Fig.1.58

Etajul are aceast denumire deoarece tranzistoarele finale T1 i T2 nu sunt complementare, ci sunt de acelai tip (npn). Totui dubletul realizat cu tranzistoarele T2 i T4 este dublet cu schimbare de polaritate, adic el este echivalent cu un tranzistor de tipn pnp. Dezavantajul schemei const n faptul c ntr-o semialternan circuitul include o singur jonciune baz emitor,

71iar n cealalt dou jonciuni baz emitor nseriate, ceea ce poate determina distorsionarea semnalului de ieire. Etajul de ieire se poate realiza i n varianta cu tranzistoare compuse cu simetrie complementar. n acest caz cele dou tranzistoare de ieire sunt complementare, fiecare fiind comandat tot de ctre un tranzistor complementar, fig.1.59. +EC

-EC

Etajul este simetric din punctul de vedere al intrrii, n sensul c n fiecare semialternan circuitul de intrare include o singur jonciune baz emitor.

1.2.6.2. Etaje de ieire n contratimp n clas AB cu tranzistoare complementare

Etajele de ieire n clas B, dei avantajoase din punct de vedere al randamentului i al consumului redus de curent n absena semnalului de intrare, prezint dezavantajul distorsiunilor de trecere pe care le introduc. Din caracteristica de transfer din fig.1.54 se observ c exist un domeniu al tensiunilor de intrare de aproximativ 1,2 V, pentru care tensiunea de ieire rmne practic nul, ceea ce poate determina o distorsionare apreciabil a semnalului de ieire. Fiind folosite ca etaje de ieire n circuitele integrate efectul zonei de insensibilitate a caracteristicii de transfer va fi redus considerabil datorit ctigului buclei de reacie negativ cu care este prevzut amplificatorul.

u0ui T3 T1

T4T2

RS

Fig.1.59

72 Aceast reducere a influenei zonei de insensibilitate a caracteristicii de transfer asupra semnalului de ieire este mai pronunat la frecvene joase i poate fi insuficient la frecvene ridicate, pentru care amplificarea scade. Rezult c etajele de ieire n clasa B pot fi utilizate cu bune rezultate n aplicaii la joas frecven. Pentru obinerea unor rezultate bune la frecvene medii i nalte este necesar o prepolarizare a tranzistoarelor finale din etajele de ieire, astfel nct prin acestea s circule un mic curent de colector n lipsa semnalului de intrare. Aceasta nseamn c tranzistoarele finale s funcioneze n clas AB, adic punctul static de funcionare s fie plasat pe caracteristica dinamic a tranzistoarelor finale, deasupra interseciei acesteia cu caracteristica corespunztoare lui IB = 0. Sarcina de prepolarizare a tranzistoarelor finale revine etajului prefinal. O schem de etaj prefinal, ntlnit n circuitele integrate, care asigur prepolarizarea etajelor finale este dat n fig.1.60.a. Etajul prefinal este realizat cu tranzistorul Tp, n conexiune emitor comun, care funcioneaz n clas A. n colectorul tranzistorului Tp, n poriunea cuprins ntre bazele tranzistoarelor T1 i T2, sunt nseriate diodele D1 i D2 polarizate n conducie de ctre sursa +Ec.

- EC ui

Tp

Re

T1

UDu0

D1

D2

RC

R2 UBE RS u0

UCE

T1

Tp

TcR1

a b

+EC +EC

RSReT2T2

- EC

RC

Fig. 1.60

ui

73 Cderea de tensiune, UD, pe diodele, D1 i D2, asigur tensiunile de polarizare necesare funcionrii n clas AB a tranzistoarelor T1 i T2. n felul acesta, pentru semialternanele pozitive ale semnalului din colectorul tranzistorului Tp intr imediat n conducie tranzistorul T1 iar pentru semialternanele negative intr n conducie tranzistorul T2. Dac diodele D1 i D2 au jonciuni cu caracteristici identice cu ale jonciunilor baz emitor a tranzistoarelor finale atunci dependena curentului de repaus a tranzistoarelor finale de temperatur se reduce esenial. Protecia mpotriva procesului de ambalare termic se obine prin nserierea cu emitoarele tranzistoarelor de putere a unor rezistene Re. Cderea de tensiune pe aceste rezistene reduce tensiunea baz emitor a tranzistoarelor de putere asigurnd n acest fel stabilizarea termic a curenilor de polarizare. Cu ct valoarea lor este mai mare cu att crete stabilizarea termic a punctului static de funcionare. Pe de alt parte, obinerea unor valori mici pentru rezistena de ieire a etajului i a unui randament ridicat impun utilizarea unor rezistene de valori mici. n mod uzual, aceste rezistene au valori n jur de 25 pentru amplitudini ale curentului de ieire pn la 20mA. Deoarece tensiunile de polarizare a celor dou tranzistoare de putere sunt relativ fixe ele nu permit un control precis al curentului de repaus al acestora, ceea ce constituie un dezavantaj al circuitului. De aceea, s-a adoptat un circuit de polarizare care folosete n locul diodelor D, un tranzistor Tc, identic cu tranzistoarele T1 i T2, ntr-o configuraie de diod multiplicat fig.1.60.b. Denumirea de diod multiplicat pentru tranzistorul Tc se datorete faptului c tensiunea colector emitor dat de relaia:

1CE BE2

RU 1 UR

= + (1.106)

este un multiplu ntreg sau fracionar al tensiunii baz emitor a tranzistorului Tc. Dac rezistena R1 este variabil se poate obine un factor de multiplicare reglabil, dar ntotdeauna supraunitar, al tensiunii UBE.

74

F

Etajele prefinale din fig.1.60 sunt prevzute cu sarcina rezistiv RC i corespund unei reprezentri ca ceea din fig.1.61. a. Aceast rezisten are dezavantajul c introduce o limitare suplimentar n amplitudinea tensiunii de comand a tranzistoarelor finale. Pentru a nelege acest dezavantaj, n planul caracteristicilor de ieire a tranzistorului Tp s-au reprezentat dreapta de sarcin static (), corespunztoare rezistenei de colector RC i dreapta de sarcin dinamic (1), ambele trecnd prin punctul static de funcionare , Fig. 1.61.b. C CTpP(E , I )

- EC

+EC

Din fig.1.61.b se observ c dreapta de sarcin static corespunztoare rezistenei de colector RC are panta tg = RC. n schimb, dreapta de sarcin dinamic (1) are panta C itg R R = & unde RiF reprezint rezistena dinamic de intrare n etajul final. Deoarece C iF CR R R< din fig.1.61. a se observ c excursia pozitiv a tensiunii de ieire din etajul prefinal este limitat la valoarea pentru care tranzistorul pilot T

CE max TpUp se blocheaz, limitnd i excursia pozitiv a

ui

RC

RC || RiF

T1

RSTp

CETpU

CEmaxTpU

tg=RC || RiF (1)()

P

CTpI

EC

a b

CIRCUIT DEPOLARIZARE

T2u0

CTpI

Fig.1.61.

CETpU

tg=RC

75semnalului de ieire la aproximativ aceeai valoare (dac se neglijeaz ). Aceasta nseamn c etajul prefinal nu poate aduce tranzistorul T

BET1U1 n saturaie. Din acest motiv se reduce i

factorul de utilizare a tensiunii de alimentare pozitive a etajului final. n structura circuitelor integrate liniare, pentru ameliorarea factorului de utilizare a tensiunii de alimentare pozitive se recurge la folosirea, n locul rezistenei RC, a unei sarcini active pentru tranzistorul etajului prefinal, fig.1.62.

- EC

+EC

T1CIRCUIT DE

POLARIZARE RS

Tpui

R

T3T4

T2 u0

Fig.1.62 Prin utilizarea sarcinii active realizat cu tranzistoarele T3

i T4 rezistena de sarcin dinamic a etajului prefinal este rezistena dinamic de intrare n etajul final. Printr-o proiectare corect se asigur aducerea n saturaie a ambelor tranzistoare finale.

1.2.6.3. Etaje de ieire n contratimp cu tranzistoare de acelai tip

Etajele finale n contratimp realizate cu tranzistoare complementare au avantajul c nu necesit semnale de comand n antifaz pentru funcionarea n contratimp a tranzistoarelor finale. Din acest motiv etajul pilot este foarte simplu. Atunci cnd la ieirea etajului este necesar s se obin puteri mari, folosirea etajelor de ieire cu tranzistoare complementare realizate prin tehnologia monolitic nu este

76posibil deoarece disponibilitile de curent ale tranzistoarelor pnp sunt limitate. Din acest motiv apare necesitatea ca ambele tranzistoare finale s fie de tip npn. Schema de principiu a unui etaj de ieire n contratimp realizat cu dou tranzistoare npn conectate n serie i alimentat de la dou surse este dat n fig.1.63.

- EC

+EC

RS u0 T2

T1

Fig.1.63

Funcionarea n contratimp a acestui etaj necesit utilizarea a dou semnale n antifaz pentru comanda celor dou tranzistoare finale. Aceasta nseamn c etajul prefinal trebuie s fie un etaj defazor. n plus, el trebuie s asigure funcionarea celor dou tranzistoare finale n aceeai conexiune, pentru ca ambele semialternane s fie amplificate n mod egal. Un astfel de etaj de ieire care s asigure cerinele mai sus menionate este etajul de tip ,,totem pole. Schema electric a acestui etaj este dat n fig.1.64.a iar caracteristica de transfer din punctul A la ieire n fig.1.64.b

- EC

RS U0UA

R1

Ui

A D1 T2

D2T1

+ EC

0 A DU U U = +

UA < UD

a

U0

UA > 0

0 AU U+ =

-UD < UA < 0U0 = 0

UA

b

UD

Fig. 1.64

77 Pentru explicarea funcionrii circuitului trebuie observate urmtoarele aspecte:

- tranzistorul T2 i dioda D2 nu pot conduce simultan, deoarece au aplicat n paralel cu ele o tensiune egal cu cderea de tensiune n conducie pe dioda D1, notat cu UD, n loc de ; D2U

- dioda D1 i tranzistor