sinteza de frecvenţă

7/24/2019 Sinteza de Frecven

1/30

1 No

Sinteza de frecven

iuni generale

Realizarea unor sisteme complexe sintetizoarele de frecven cu ajutorulcrora s se poat genera una sau mai multe frecvene (semnale sinusoidale)

pornind de la unul sau mai multe OR.

Oscilatoare cu cuar.

Iniial sinteza:

- alegea ieirea unui OC din mai multe;

-

schimba criteriul care controla frecvena unui oscilator.

Au urmat scheme tot mai complexe urmrind:

-

generarea ct mai multor frecvene plecnd de la un numr ct mai mic de

oscilatoare de referin;

- unul generat ct mai pur;

-

parametrii semnalelor sse stabilizeze ct mai repede duppornire sau dupo

eventualcomutare.

Parametrii sintetizor:

- gama de frecven

- pasul (sau distana ntre doucomponente succesive)

- puritatea spectral

componente deprtate

zgomotul de faz

timpul de comutare;

innd cont de procedeul folosit pentru prelucrarea semnalului de referin sepoate face o prim clasificare a sintetizoarelor de frecven n sintetizoare carefolosesc:

1


2/30

a)procedee directe

b)procedee indirecte

a) Procedeele directe

constau din combinarea frecvenelor generate de mai multe oscilatoare de referin

(OR) sau ale armonicelor acestora prin multiplicri, mixri, divizri, filtrri.

Se disting variante:

- analogice

-

digitale

Procedeele analogice care se mai aplicn puine sisteme de RC - au de fcut fa

compromisului:

- puritate spectralbun filtre trece bandct mai selective;

- timp de comutare redus filtre mai puin selective.

Despre cele digitale se va discuta n continuare ele reprezentnd o soluie modern

i foarte eficientdacfrecvena generatnu este prea mare.

c) Procedeele indirecte

- Au la bazfolosires circuitelor PLL;

- Acestea pot fi:

analogice

digitale- Semnalul dorit este obinut ca semnalul de ieire al Oscilatorului Controlat n

Tensiune(OCT), deci se eliminproblema produselor de intermodulaie.

O altclasificare a sintetizoarelor:

2


3/30

- sintetizoare de laborator

- sintetizoare dedicate.

Sintetizoarele de laborator are o structurmodular. Fiecare modul genereaz, la un moment dat, o frecven avnd o valoare aleas

dintr-un set restrns de valori, valoarea frecvenei semnalului de ieire se obine prin

combinarea corespunztoare a valorilor diverselor module.

Un exemplu n acest caz l constituie sintetizoarele decadice.

In acest caz valoarea frecvenelor se exprimzecimal iar modulele sunt dedicate cte

unei decade, fiecare contribuind n valoare finalcu un digit.

Prin convenie se noteazcu L decada cu ponderea cea mai mic.

Frecvena generatde modulul corespunztor unei decade este notatcu:

( ) ],1[,90 Nnf n

Iar valoarea frecvenei generate de sintertizor este:

( )=

+

=

N

n

n

nff

1

190 10

De exemplu un sintetizor care lucreazcu pasul de 1kHz n gama 1kHz9999kHz

are patru decade. Pentru f0=4972:

( ) ( )

( ) ( ) MHzfMHzf

MHzfMHzf

27

94

490390

290190

==

==

Se constat c decadele genereazvalori apropiate deci vor avea condiii de lucru

comparabile.

Valoarea frecvenei care va corespunde decadei se obine prin divizare iar semnalul

final se obine prin combinarea corespunztoare a semnalelor provenind de la cele

patru (N) decade.

3


4/30

1.2.1 Schema bloc

1.2 Sinteza digitaldirect

Principalele avantaje care fac ca aceastmetodde sintezsfie mult folositsunt:

- repetabilitatea

-

fiabilitatea- absena circuitelor de acord

- absena circuitelor care sconducla deriva valorilor generate funcie de

temperatursau de timp.

Sintetizoarele analogice conin OCT, multiplicatoare, circuite PLL, filtre care

necesit acord, circuite de compensare a derivei cu temperatura, componente

selectate prin msurtori etc.

Sintetizoarele digitale necesitcircuite logice i un oscilator de tact.

Trebuie precizat c aceste sintetizoare au oarecari limite din punctul de vedere al

frecvenei maxime de lucru.

Modulatorde faza

Tabel(memorie) CDA FTJ

Tact Acord

Figura 4.2.1 Schema bloc a unui sintetizor digital direct

Se observcschema bloc cuprinde trei blocuri importante:

- oscilatorul controlat numeric (NCD)

4


5/30

Figura 1.2.2 Schem

1.2.2. Oscilatorul controlat numeric

- convertorul Digital-Analog (CDA, DAC)

- filtrul de ieire pentru a suprima componentele de frecvene superioare.

Parametrii de intrare:

frecvena de referin (tactul) care incrementeaz numrtorul iintroduce noua informaie n convertor,

datele de control a valorii frecvenei i modulaiei.

Oscilatorul controlat numeric, pe lng logica de interfaare, cuprinde

acumulatorul de faz, care este, de fapt, un numrtor i un tabel n care sunt

nscrise eantioanele pentru forma de undcare va fi generat.

Oscilatorul controlat numeric, pe lng logica de interfaare, cuprinde

acumulatorul de faz, care este, de fapt, un numrtor i un tabel n care sunt

nscrise eantioanele pentru forma de undcare va fi generat.

B1

B2 Acum(NUM)

Mod.faza

ROM

a bloc a Oscilatorului Controlat Numeric

5


6/30

Buferul B2 insereazun cuvnt care va da valoarea frecvenei.

Fiecare impuls de tact incrementeaz numrtorul cu o valoare dat de cuvntul

menionat (pas) notat cu .

Dac se realizeaz o cretere liniar a fazei aceasta poate corespunde unui semnalsinusoidal.

Este uor de constatat cfrecvena reprezentatde faza liniar cresctoare depinde de:

Frecvena tactului aplicat acumulatorului de faz;

valoarea pasului de faz;

Valoarea limita frecvenei este datde numrul de pai nainte de resetare).

( )uluiacumulatorluinumaratoru

aibitidenumarulestemundef

fm

t

out2

=

Aici mreprezintnumrul de bii pentru numrtor (acumulatorul de faz);

Evident dintre cei doi parametri cel care controleazvaloarea frecvenei este pasul

..

Liniaritatea variaiei fazei, deci puritatea spectrala semnalului generat depinde, n

primul rnd, de puritatea spectrala semnalului de tact.

La o analiz mai atent se observ c acest sintetizor este de fapt un divizor de

frecven, deci zgomotul de fazal semnalului generat va fi mai mic dect zgomotul

oscilatorului de tact.

Evident:fti msunt constante pentru un sintetizor.

Ele sunt alese funcie de gama care trebuie acoperit i de pasul cu care trebuie

explorataceastgam.

Se ine cont c:

tmax f4,0f

6


7/30

1.2.3 Memoria

mt

2

ff=

Prima limit rezultdin teorema eantionrii (semnalul de ieire trebuie eantionatcel puin cu frecvendubl).

Este evident ceste posibil sse realizeze pai foarte mici dacacumulatorul de faz

asiguro rezoluie suficient.

Se constat c din momentul n care acumulatorul este ncrcat un nou pas faza

ncepe s varieze cu aceast valoare, deci se pot genera cu uurin semnale

modulate n frecven.

Procesul de modulaie este cu fazcontinu.

Conversia fazei n amplitudine se face citind valoarea nscris la adresa

corespunztoare din memorie (ROM).

Memoria reprezintconvertorul faz amplitudine.

Orice semnal periodic are o corespondenbiunivocntre amplitudine i faz.

Conversia se poate face simplu prin memorarea eantioanelor amplitudinii

semnalului sinusoidal care trebuie generat.

Cunoscnd modul de variaie a amplitdinii semnalelor sinusoidale este evident cnu

este necesarmmemorarea valorilor pentru o perioad ntreagci numai pentru un

sfert de perioad.

7


8/30

Figura 1.2.3 Schem

0000

Adresa

11111

00000

111111

a bloc a Oscilatorului Controlat Numeric

Trecerea la celelalte cadrane se face simplu prin logica de control (numrarea napoi

sau schimbarea de semn).

De remarcat cnumrtorul lucreazcu pnal 48 bii.

n celelalte blocuri se rein numai cei mai semnificativi (10-12) bii, rezoluia fiind

suficient.

Aceste sintetizoare pot fi, la fel de uor, modulate n faz prin modificarea

cuvntului care citete memoria.

Modulaia de amplitudine se poate realiza prin controlul valorii citite din memorie

(aduna, nmuli).

Performanele lor sunt limitate n primul rnd de DAC viteza de citire. Se ajunge la

ft=1GHz i f0400MHz. Dac se dorete generarea unor valori n alte domenii de

frecvense fac mixri adecvate.

8


9/30

g. 1.3.1

1.3.1 Sintetiz

1.3 Sinteza de frecvenrealizatcu circuite PLL

oare de frecvenrealizate cu circuite PLL analogice

Dupmodul n care se combinsemnalele generate de celeNdecade:

a)

sintetizoare cu injecie serie;

b)sintetizoare cu injecie paralel.

a) Funcionarea sintetizoarelor cu injecie serie

Fi Sinteza de frecvenprin "injecie" serie;

de la semnalul generat de OR de mare stabilitate se alege un set de 10 componente,

]t)A=(t)s 19)-(0ion9

0=n

1 (+[ cos (1)

unde iocorespunde frecvenei care este generatla selectarea valorii (o)1.

Semnal de corecie

t)10

(A=(t)s io

2

cos (2)

Structura unei decade (excepie decadaN)

9


10/30

g. 1.3.2Fi Sinteza de frecvenprin injecie serie. Schema bloc a decadei n(nn').

Se obine un semnal avnd frecvena:

)f(+10

f+f=f 9-o n

1+no,

io

no, (3)

Rolul mixrii cu semnaluls2(t).

Rezult:

10)f(+...+

10)f(+)f(+f=f=f

10

)f(+...+

10

)f(+)f(+f=f

10

)f(+...+

10

)f(+)f(+f=

1N-N9o-29o-

19-0iooo,1

2N-N9o-39o-

29-0ioo,2

3N-N9-049-0

39-0io3

f

...............................

10

)f(+)f(+f=f

)f(+f=f

o,

N9-0

1-N9-0io1-No,

N9-0ioNo,

(4)

10


11/30

Fig. 1.3.3

Concluzie: sunt uor adaptabile pentru a genera un numr foarte mare de frecvene.

b) Funcionarea sintetizoarelor cu injecie paralel

OR - semnalul de referinpropriu-zis:

tnU=(t)s rr2 cos (5)Sintetizor de frecvencu "injecie" paralel;

Semnalele aplicate celorNdecade (cte zece componente) pot fi diferite:

(6)r(t)+)(kA=(t)s trkk

k=k

1

2

1

cos

unde r(t) reprezintsuma celorlalte componente.

11


12/30

Fig. 1.3.4

Sinteza de frecvenprin "injecie" paralel; schemele bloc pentru:

a) decada n; b) generatorul de digit n.

Semnalul livrat de primul generator de digit este mixat prin scdere frdivizare cu

semnalul de la ieirea OCT; deci, daceste ndeplinitcondiia

)f(+f>f 19-0io 1 (7)

n care, ca i n relaiile urmtoare,fin, n= 0,..N, reprezintfrecvena generatla alegerea

valorii (fo)n, rezultun semnal cu frecvena

;])f(+f[-f=1f 19-0i1oo (43)

Cu alte cuvinte, frecvena OCT satisface relaia

F(s)K+s

F(s)K=

(s)

(s)=H(s)

o

o

i

rl

(44)

12


13/30

Dup mixerul asociat celei de a doua decade rezult:

10

)f(+f>f],

10

)f(+2f[-f= 2

9-02io,1

29-0io,12

fo, (45)

Respectiv

10

)f(+)f(+f+f+ 290-

190-2i1i2

f=f o,o (46)

In final, la sincronism, rezult:

10

)f(+f>f;]

10

)f(+f[-f=f

1-N

N9-0iN1-No,1-N

N9-0iN1-No,r

(47)

i se deduce:

]10

)f(+...+

10

)f(+)f[(+

+)f+f+...+f+f+f(=f

1-NN9-029-0

19-0

riNi3i2i1o

(48)

Frecvenelefi1,fi2...fr, vor fi alese n aa fel nct spermitsinteza limitei inferioare a

gamei de frecvenimpus.

Pentru a ilustra modul cum se aplic relaiile (164)-(168) se presupune c trebuie

sintetizate frecvene n gama (200-209,99)MHz cu pasul de 10 kHz. Evident, suntnecesare 3 decade; cunoscnd pasul se determin:

MHz1=fsiMHz1=f

adica

kHz

r1

10=

10

)f(=

10

)f(2

31

1-N

N1

(49)

Deci, se va folosi un oscilator cu cuar cu frecvena de 1 MHz i se vor selecta 10

armonici astfel nct s se poat genera:.MHz9=)f...(MHz2=)f(MHz; 1912 1=)f(0;=)f( 111o (50)

Pentru a preciza armonicele care trebuie utilizate se ine cont c

(51)f+f+f+f=f ri3i2i1omin

13


14/30

In scopul unei exprimri zecimale convenabile se aleg cele zece armonici pentru digiii

2 i 3 n domeniul:

f[100,..,109] MHz;deci, tinnd cont de coeficienii de divizare corespunztori, rezult:

f2=10 MHz if1=1 MHz

respectiv

fi1=188 MHz

deci decada 1 selecteazuna dintre armonicele avnd k[188,..,197].

Se testeaz acoperirea gamei impuse:

209,99MHz=0,09+0,9+9+1+1+10+188=

=10

)f(+

10

)f(+)f(+f+f+f+f=f

2

39-029-019-0ri3i2i1omax

Lund n consideraie generarea unui semnal cu frecvena fo=203,65 rezult

- (f3)1=3MHz ;fi1+(f3)1=191MHz

- (f6)2=6MHz ; [fi2+(f6)2]:10=10,6MHz

- (f5)3=5MHz ; [fi3+(f5)3]:100=1,05MHz

Se constatcsinteza prin injecie paralel implico serie ntreagde mixri care au loc

n interiorul buclei; aceste operaii au efecte negative asupra stabilitii.

Au fost imaginate soluii cum ar fi: realizarea unor mixri n afara buclei; divizorul de

frecven plasat naintea generatorului de digit etc. care urmresc ameliorarea

parametrilor buclei din acest punct de vedere. Oricum, sinteza prin injecie paralel nu

este indicatatunci cnd numrul de frecvene care trebuie sintetizate este foarte mare.

14


15/30

Figura 1.3.

1.3.2.1 Aspecte sp

1.3.2 Sinteza cu circuite PLL digitale (DPLL)

ecifice DPLL

CP OCT CP DP OCT

FTJFTJ

a5 Schemele bloc pentru circuite PLL i DPLL

b

Diferene:

a) de naturconstructiv;

b)

de naturfuncional;

c) din punctul de vedere al performanelor.

a)

Diferene constructive:

- semnalele prelucrate la circuitele DPLL sunt semnale logice

- se folosesc circuite digitale cu avantajele cunoscute.

Detectorul de faz

- clasic OP cu caracteristicde detecie sinusoidal;

( ) )(sinsin)( 12 tkktu ee ==

-

Realizarea unor DP cu alte performane este uor de realizat n tehnic

digital;

15


16/30

- Astfel de detectoare pot fi folosite i n structura circuitelor PLL analogice dar

adugnd circuite de limitare.

Schema bloc simplificata circuitelor PLL digitale (figura 4.3.5) evideniazi o altdeosebire constructiv fa de circuitele PLL analogice: folosirea unui divizor de

frecven(programabil) n bucl, pe calea de reacie;

- Un astfel de divizor extinde n mod considerabil aria de aplicabilitate a

circuitelor DPLL.

- Este interesant de menionat c i un asemenea divizor poate fi introdus n

schema circuitelor PLL analogice daceste precedat de un limitator i urmat

de un filtru;

-

Evident, n acest caz, soluia este complicati restrnge gama de frecven

n care circuitul rezultat funcioneaz.

b.

Diferenele n ceea ce privete funcionarea sunt, practic, consecine ale

diferenelor menionate mai sus.

De exemplu, un circuit PLL cu un comparator de faz sinusoidal, aflat n

faza de cutare a sincronismului (achiziie), se comport n mod diferit faa

de unul cu caracteristictriunghiular.

Conform celor menionate mai sus, acest aspect nu este specific circuitelor

DPLL.

Comparatoarele de fazdigitale pot fi utilizate i n structura circuitelor PLL

analogice dac, aa cum se preciza mai sus, sunt precedate de limitatoare.

Mai mult, diferena menionatse diminueazpe msurce circuitul PLL se

apropie de sincronism; la erori de fazmai mici toate comparatoarele prezint

o regiune liniar.

16


17/30

Figura 1.3.6 Schem

n figura 1.

Cu aceste considerente se constat c este valabil schema bloc liniarizat

dat 3.6.

bloc liniarizata unui circuit DPLL

Comparnd aceastschemcu cea prezentatpentru circuitele PLL analogice

se constat c pe calea de reacie exist un atenuator cu factorul 1/N care

provine de la divizorul programabil.

Dacse analizeazbucla considernd tandemul oscilator controlat n tensiune

divizor programabil ca un oscilator echivalent caracterizat prin constanta

K'3=K3/Nse obin funciile de transfer:

-

pe bucldeschis

s

F(s)K=

s

F(s)

N

KKK=|

(s)

(s)=G(s) 321

BD

i

r

(52)

unde s-a folosit notaiaK'=K1K2K3/N;

- pe buclnchis

F(s)K+s

F(s)K=|

(s)

(s)=H(s)

BI

i

r

(53)

17


18/30

1.

1.3.

Funciile obinute sunt identice, ca form, cu (38) i (37) deduse pentru circuitele

analogice. Deosebirea dintre ele constn aceea c, la circuitele PLL digitale, ctigul

K'

depinde de frecvena de lucru a OCT prin intermediul factorului de divizareN. In cele mai multe situaii, de exemplu n sinteza de frecven, ieirea buclei este ieirea

OCT. In acest caz, funcia de transfer pe bucldeschisrmne ca mai sus iar funcia

pe buclnchiscaptexpresia

F(s)K+s

F(s)KN=|

(s)

(s)=H(s)

BI

i

o

(54)

Dincolo de implicaiile factorului N asupra unor parametrii ai buclei, expresiile

obinute stau la baza contituirii schemei echivalente analogice pentru circuitele DPLL.

In acest demers, trebuie avut n vedere condiia ca frecvena la care lucreaz

comparatorul de fazsfie mult mai maredect banda de trecere a buclei.

2.2 Comparatoare de fazfolosite la realizarea circuitelorDPLL

Echivalentul digital al comparatorului de fazanalogic de tip operator de produs este

realizat cu un circuitsau-exclusiv; acesta prezinto caracteristictriunghiular.

Soluia, dei foarte economic, nu este folosit, prea mult, deoarece semnalul

proportional cu eroarea de fazeste dreptunghiular, cu amplitudine mare.

Acest semnal depinde de factorul de umplere al semnalelor comparate i alturi de

componenta medie, folositpentru controlul OCT, conine componente nedorite care

nu pot fi eliminate, n condiii satisfctoare, de ctre filtrul de bucl al circuitului

DPLL.

Dintre nenumratele comparatoare de fazdigitale perfecionate, a fost ales pentru a fi

prezentat, n acest paragraf, comparatorul a crui schem este dat n figura 3.7 i

care este folosit n unele circuite PLL realizate n tehnologie CMOS ;

18


19/30

Fig. 1.3.7 Com

parator de fazdigital

Se observ c este un comparator de faz cu memorie, controlat de fronturile

cresctoare ale semnalelor de intrare. El este realizat cu patru bistabili RS, logica de

control asociati doi tranzistoriMOS,unul cu canalpi cellalt cu canal n, conectai

pe post de comutatoare pe ieire. Cei doi tranzistori pot fi:

unul n stare de conducie i cellalt n stare de blocare;

amndoi n stare de blocare (ieirea n stare de impedanmare).

Cnd tranzistorul cu canal p este n conducie condensatorul de filtrare C se ncarc

prin rezistena R; cnd conduce tranzistorul cu canal n, C se descarc cu aceeasi

constantde timp; cnd ambele sunt n stare de blocare tensiunea pe condensator se

conserv. Presupunnd c semnalul sv are frecvena mai mare dect sr atunci, n ceamai mare parte a timpului, este deschis tranzistorul cu canal p i condensatorul se

ncarc. Dacfrecvenele au devenit egale dar existun defazaj ntre cele dousemnale

se deschide unul din cei doi tranzistori, funcie de semnul defazajului, pe o durat

proporionalcu valoarea sa absolut. Deci, pe msurce circuitul PLL se apropie de

19


20/30

1.3.8

n figura 1.3.8.

condiia de sincronism, care n acest caz se exprimprin frecvene egale i defazaj nul,

impulsurile aplicate condensatorului sunt tot mai scurte. In acest mod la sincronism

componentele care trebuie filtrate au o pondere redus n semnalul de ieire.

Funcionarea este similar dac relaia ntre frecvenele semnalelor comparate esteinvers.

Pentru circuitele PLL folosite n sinteza de frecven, cu aplicaie n sistemele de

comunicaie, se cere, adeseori, o puritate spectral mai bun dect cea care poate fi

realizatcu comparatorul de fazdescris. Pentru asemenea situaii au fost concepute

comparatoare de fazcu eantionare i memorare (S&H).

Schema unui astfel de comparator este dat

Se constatcschema datpoate fi mpritn trei seciuni:

blocul digital de control, care formeazsemnalul ntrziat sv'i care genereaz

semnalele de comandpentru ntreruptoare;

comparatorul analogic;

blocul care sesizeazieirea comparatorului din zona de funcionare corecti o

semnalizeaz.

20Fi . Schema sim lificat a com aratoarelor analo ice S&H.


21/30

1.3.

Fig. 1.3.9

n figura 1.

Funcionarea comparatorului de faz S&H poate fi urmrit cu ajutorul diagramelor

date 3.9-a. Semnalele analizate suntsvisr.

Comparatorul analogic S&H; a) formele de undale principalelor

semnale, b) varia ia tensiunii de ieire func ie de eroarea de faz.

Blocul logic de control genereaz semnalul sv' printr-o ntrziere a semnalului t a

semnalului sv (vezi i figura 13). Frontul scztor al semnalului sv' (sau frontul

cresctor al semnalului sv) comand nchiderea comutatorului k2, producnd

descrcarea condensatorului CA. Frontul pozitiv deschide comutatorul k2 i nchidecomutatorul k1. Condensatorul CA se ncarc, sub curent constant, pn la apariia

frontului cresctor al semnaluluisr.

21


22/30

figura 1.

1.3.2.

1.3.9-b).

In acest mod tensiunea UCA este proporional cu defazajul existent ntre cele dou

semnale. Frontul cresctor a semnalului sr deschide comutatorul k1, nchide

comutatorul k3i tensiunea UCAse transferpe condensatorul de memorare CC.

Din cele prezentate rezult c tensiunea de comand variaz n trepte mici; decicomponentele nedorite sunt mult reduse n comparaie cu comparatoarele digitale.

De asemenea se constatcpanta comparatorului depinde de condensatorul CAi de

rezistena care controleazgeneratorul de curent.

Valoarea pantei poate fi foarte mare, rezultnd o caracteristic trapezoidal (figura

Dac eroarea de faz este prea mare, tensiunea pe condensatorul CA

depete

tensiunea VEOR (EOR de la end of ramp = sfrit de ramp) comparatorul ralizat cu

amplificatorul operaional A1 comut i blocul de semnalizare avertizeaz circuitul

PLL cs-a ieit din zona de funcionare corect(semnalulEOR).

3 Sintetizoare de frecvenrealizate cu circuite PLL digitale

Observnd schema bloc din 3.5, se constat cprin simpla adugare a unui

oscilator de referincircuitul PLL digital devine cel mai simplu sintetizor.

Aceasta simplitate explic interesul strnit de posibilitatea folosirii circuitelor PLL

digitale pentru sinteza de frecven i nenumratele studii care i-au fost dedicate n

decursul timpului.

22


23/30

Fig. 1.3.10

Schema bloc a celui mai simplu sintetizor cu circuite DPLL.

DivizorulN1nu este strict necesar; el poate lipsi daceste disponibil un oscilator de

referin cu frecvena necesar. Aa cum a rezultat n paragraful precedent, la

sincronism:

fN=f;f=N

f=f ror

ov (55)

Deci prin modificarea coeficientului de divizare, se pot sintetiza valori de frecven

care sacopere o gamoarecare cu pasul fr.Limitele gamei acoperite pe aceastcale

depind de parametrii buclei (OCT, comparator de faz) i de performanele impuse

semnalului generat.

Este evident cun astfel de sintetizor poate fi caracterizat prin dimensiuni reduse i

consum mic. Este interesant de precizat c soluia prezentat mai sus este rareori

folositca atare. Un prim motiv constn limitele care caracterizeazdivizoarele programabile.

Astfel, divizoarele programabile cu circuite CMOS se pot realiza pn la 4-5 MHz;

divizoarele cu circuite rapide pot merge pn la 40-50 MHz; exist i divizoare cu

circuite de mare vitezcare pot funciona la frecvene mai mari de 1 GHz. Domeniul

23


24/30

1.

Fig.1.3.11

n figura 1.311.

de interes pentru sintezse ntinde la zeci de GHz iar preul de cost al divizorului crete

la fel de rapid ca limita ce trebuie atins.

In consecino schembloc a unui circuit DPLL cu o arie de aplicabilitate mai largnsintezeste cea dat

Se observ c au fost introduse, n plus, un divizor cu factor de divizare fix N2

(cunoscut sub denumirea de divizor de prescalare, sau prescaler), i un mixer.

Divizoarele fixe pot fi realizate convenabil pn la frecvene foarte ridicate; mixerul

permite realizarea unor sisteme cu mai multe circuite PLL.

Folosirea circuitelor DPLL pentru sinteza de frecven; o schembloc perfecionat.

Pentru noua structurcu notaiile de pe figura 3.11 se constatcla sincronism sunt

valabile relaiile:

Nf)+f(N=ff);-N

f(N

1=f 2ro

2

ov (56)

Cu alte cuvinte, prin mixare se poate realiza o deplasare a domeniului sintetizat cu unecart (N2fr), iar prin divizarea cuN2pasul cu care se face sinteza devineN2fr. Creterea

pasului nu poate fi acceptattotdeauna. Pentru a menine vechea valoare trebuie redus

corespunztor frecvena de referin. La rndul ei, reducerea frecvenei de referinfr

nu este convenabildeoarece o valoare mic a ei implic band redus de trecere a

24


25/30

Fig. 1.3.12

n figura 1.3.12.

filtrului de buclpentru a evita modulaia nedorita OCT. Banda ngusta filtrului de

buclimplictimp de achiziie (timp de intrare n sincronism) mare etc.

Soluia folosit, constn realizarea unor divizoare de prescalare cu factor de divizare

fix dar avnd cteva valori comutabile la o comand aplicat din exterior. Pentru aexemplifica aceastsoluie se considercazul divizoarelor programabile decadice; un

divizor de prescalare utilizabil n acest caz are coeficientul N2=10/11. Schema bloc a

tandemului divizor programabil-divizor de prescalare este dat

.

Divizoare programabile cu divizor de prescalare cu factor de divizarecontrolabil

DivizoareleN iN'sunt programabile i lucreazprin decrementare. Se considercau

fost alei coeficienii de divizare:

(57)9


26/30

deci pasul minim este 10fr.

Divizorul cu pas controlabil 10/11 lucreaz cu N2=11 ct timp divizorul N'0 i cu

N2=10 n rest; se deduce

(60)N+10A=]N-10A10[+N11=N 1+m-M

m

M

1=m

m-Mm

M

1=m

Deci prin factorul de divizareN',al divizorului auxiliar se controleazdigitul care este

mascat de divizorul de prescalare i, pe ansamblu, se realizeazun pas egal cufr.

De menionat c exist divizoare de prescalare decadice cu mai muli indici ( de

exemplu DP111care areN2=100/110/111) precum i divizoare de prescalare binare

(de exempluN2=30/32).

Un al doilea motiv pentru care structura sintetizorului analizat nu este, totdeauna,

satisfctoare const n necesitatea evitrii modulaiei parazite care se realizeaz cu

componente provenite de la comparatorul de faz, deci componente avnd frecvena

semnalului de referin sau frecvena unei armonici a acestuia. Aceste componente

avnd frecvene mult mai mici dect frecvena OCT pot produce, chiar la amplitudini

foarte mici, indici de modulaie n frecvensemnificativi. Pentru a reduce acest efect

se pot folosi douprocedee:

introducerea unui filtru de rejecie, n cascad cu filtrul de bucl, axat pe

frecvena componentei corespunztoare;

folosirea unor comparatoare de fazperfecionate.

In cele ce urmeazse va insista, puin, asupra celui de al doilea procedeu. Aa cum s-a

artat n paragraful 4.3.2.2 prelucrarea unor semnale logice a permis realizarea unei

mari varieti de comparatoare de faz.

Sinteza de frecvena implic acoperirea unor game largi de frecven cu timpi de

comutare redui i cu puritate spectralct mai ridicat. Avnd n vedere contradicia

26


27/30

a 1

Fig. 1.3.13

existentntre aceste cerine se ajunge la concluzia ctrebuie combinate calitile mai

multor comparatoare de faz:

un comparator cu panta redus care s permit realizarea benzii de prindere

impuse cu timp de achiziie bun; un comparator cu panta mare i ondulaii mici ale tensiunii de ieire, care s

meninbucla n sincronism cu modulaie parazitredus.

Comparator de fazcomplex: a) schema bloc;

b)formele de undcare evideniazfuncionarea modulatorului de faz.

astfel de soluie se poate obine folosind dou comparatoare dintre cele prezentate

anterior cu o logic adecvat de control (figur .3.13-a). Atunci cnd bucla este in

afara sincronismului, acioneaz comparatorul digital cu panta relativ mic dar careacoperdomeniul (-2,2) i permite realizarea sigura sincronizrii.

Apropierea buclei de sincronism este sesizatde comparatorul analogic cu eantionare

i meninere (S&H) care prin logica de control comand blocarea comparatorului

digital i preia controlul. Panta acestuia fiind foarte mare rezult o bunstabilitate a

27


28/30

n figura 1.3.14.

1.3.13-b, la frontul po

n figura 1.3.13 pune n eviden

sincronismului; de asemenea, aa cum s-a artat n paragraful 10.3 semnalul de

comandlivrat de acesta este tensiunea de pe condensatorul de memorare Cc, tensiune

a crei valoare se modificn trepte corespunztoare erorii de faz; de aici ondulaii

mici ale tensiunii de comand a OCT i modulaie parazit redus. Semnalele de laieierile celor dou comparatoare de faz sunt nsumate prin intermediul filtrului de

bucl.

Schema bloc dat o alt caracteristic specific

acestor sintetizoare: posibilitatea realizrii modulaiei de faz n bucl. Aceast

posibilitate este extrem de interesantatunci cnd sintetizorul este folosit n sisteme de

comunicaie MF, oferind o modalitate performantde producere indirecta modulaiei

n frecven.

Pentru realizarea modulaiei de fazsemnalul comparat nu este cel original ci o replic

a sa, ntrziat, creatde ctre modulatorul de faz.

Acesta este un circuit logic care, aa cum se observ din diagramele date n figura

zitiv al semnalului sv comut n starea "0": simultan

condensatorul CM ncepe s se ncarce: ncrcarea se realizeaz sub curent constant,

pncnd tensiunea pe condensator devine egalcu tensiunea Umaplicatpe intrarea de

modulaie. In acel moment apare frontul pozitiv al semnalului aplicat comparatoarelor

de fazsv'. Cum aceste comparatoare lucreaz pe fronturile pozitive, ntre semnalul

generat de OCT i semnalul comparat apare o ntrziere controlabilprin tensiunea Um.

Din punctul de vedere al semnalului generat de OCT aceasta se traduce printr-o

modulaie de fazrealizatcu semnalul aplicat pe intrarea modulatorului. Dac performanele care se obin folosind sintetizoare cu un circuit PLL nu satisfac

cerinele impuse, se poate folosi soluia cu mai multe circuite. O schem bloc care

ilustreazmodul de lucru al unui astfel de sintetizor este dat

28


29/30

g. 1.

Fi 3.14Sintetizor de frecvenrealizat cu doucircuite DPLL.

Circuitul PLL din ramura superioar reprezintcircuitul principal i este caracterizat

prin valoarea ridicata frecvenei de referin. In acest fel se pot filtra corespunztor

componentele care ar putea conduce la modulaia de faznedorit. Circuitul din ramura

inferioarlucreazla frecvene mult mai coborte i are rolul de a asigura explorarea

domeniului de frecvencu pasul impus.

La sincronismul celor doucircuite sunt valabile relaiile:

(61)N)f+fN(=f;fN=f 21o2r101o1r202o2

Adic

(62))fN+fN(N=f r202r10121o1

unde

29


30/30

N

f=f,

N

f=f

12

ror2

11

ror1 (63)

iarfoireprezintfrecvena semnalului generat de ctre oscilatorului de referin.

Se constata cpasul cu care se face sinteza este (N21fr2

) i ccircuitul auxiliar trebuie sasigure acoperirea unui interval de frecvenegal cu pasul buclei principale.

Tabelul 13.1

N2 fr(kHz) Nomin Nomax N1

Bucla principal 100 1000 18 27 1

Bucla auxiliar - 10 200 300 100

Pentru a exemplifica acest procedeu se considercazul unui sintetizor care trebuie s

acopere gama cuprins ntre 2GHz i 3GHz cu pai de 1MHz. Se opteaz pentru

utilizarea unui oscilator cu cuar lucrnd pe frecvena de 1MHz. De asemenea se va

folosi un divizor de prescalare care spermitfolosirea unor divizoare programabile

convenabile (f

sinteza de frecvenţă

Documents