Oscilatorul local

1

8. Oscilatorul local

8.1. Probleme generale

8.1.1. Cerinţe impuse oscilatorului local Oscilatorul local (OL) generează semnalul sinusoidal de înaltă frecvenţă, necesar operaţiei de schimbare a frecvenţei. Pentru buna funcţionare a receptorului, OL trebuie să îndeplinească următoarele cerinţe: • frecvenţa oscilaţiilor să poată fi variată în anumite limite; • condiţiile de amorsare ale oscilaţiilor să fie îndeplinite pe orice frecvenţă din gamele de

lucru, pentru variaţii determinate ale tensiunii de alimentare, temperaturii şi la schimbarea tranzistorului;

• să nu se producă oscilaţii parazite; • frecvenţa să fie cât mai stabilă în timp, la variaţii ale tensiunii de alimentare, la

modificarea factorilor climatici; variaţia frecvenţei OL se manifestă prin distorsionarea recepţiei sau chiar dispariţia ei;

• semnalul furnizat de OL trebuie să fie cât mai sinusoidal, întrucât armonicile determină apariţia unor răspunsuri parazite;

• amplitudinea semnalului să fie cât mai constantă cu frecvenţa şi la valoarea cerută de mixer;

• sistemul de comutare a gamelor să fie cât mai simplu şi fiabil; • montajul mecanic să fie robust; vibraţiile produse de difuzor nu trebuie să producă

modulaţie de frecvenţă sau amplitudine; • semnalul furnizat de OL nu trebuie să fie modulat parazit în amplitudine sau fază cu

semnale perturbatoare cum ar fi brumul de la redresor.

8.1.2. Condiţia generală de oscilaţie

În schema unui oscilator se disting două părţi: un amplificator şi o reţea de reacţie (Fig. 8.1).

Tensiunea la ieşire este dată de: ( )

( ) ( )0 1inV A j

VA j j

ωω β ω

=+

(8.1)

La un oscilator, tensiunea (semnalul) la ieşire este diferit de zero chiar dacă 0inV = . Aceasta este posibil fie dacă A(jω) este infinit, ceea ce nu este deloc practic, fie dacă numitorul este zero la unele frecvenţe:

1 ( ) ( ) 0A j jω β ω+ = (8.2) Aceasta duce la condiţia de oscilaţie a lui Barkhausen:

( ) ( ) 1A j jω β ω⋅ = − (8.3)

Fig. 8.1. Schema de principiu a unui oscilator

ΣVin +

–A(jω)

β(jω)

V0

Oscilatorul local

2

care este echivalentă cu: ( ) ( ) 1A j jω β ω⋅ = , condiţia de amplitudine (8.4)

[ ]arg ( ) ( ) 180A j jω β ω = , 0A βϕ ϕ+ = , condiţia de fază (8.5) Deci, dacă câştigul în buclă deschisă este mai mic decât unitatea la frecvenţele unde

faza este 1800, sistemul este stabil, iar dacă câştigul este mai mare decât unitatea, sistemul este instabil. Aceasta este valabil dacă s-a considerat un sistem cu reacţie negativă. În general, „shift-ul” de fază pe toată bucla trebuie să fie de 3600.

Aceste oscilatoare se particularizează printr-un circuit LC paralel care îndeplineşte atât

rolul de sarcină selectivă pentru dispozitivul amplificator, cât şi de reţea de reacţie ca în Fig. 8.2.

Electrodul de ieşire al tranzistorului este conectat la o priză a circuitului LC,

caracterizată de coeficientul de cuplaj în tensiune Pg, iar electrodul de intrare la o priză de reacţie, de coeficient Pr. Sarcina utilă poate fi cuplată în cazul general la o a treia priză (Ps).

Semnalul la priza de reacţie trebuie să fie în fază cu semnalul pe circuitul acordat, dacă amplificatorul este neinversor şi în antifază când amplificatorul este inversor. În consecinţă, faza amplificării trebuie să fie 00 în primul caz şi 1800 în al doilea.

Condiţia de fază (în cazul oscilatoarelor LC) cere ca circuitul acordat să se afle la rezonanţă.

Faza amplificatorului variază foarte puţin cu frecvenţa. Condiţia de fază: A βϕ ϕ= −

este îndeplinită în punctul de intersecţie P, care determină frecvenţa de oscilaţie. Cum faza amplificatorului este fie în jurul lui zero (amplificator neinversor), fie în jurul lui 1800 (inversor), la frecvenţa de oscilaţie circuitul acordat se află aproape de rezonanţă.

Dacă faza amplificatorului variază cu AΔϕ , în prezenţa aceluiaşi circuit acordat, frecvenţa se schimbă (punctul P’), aşa cum se arată în Fig. 8.3.

Fig. 8.2. Schema de principiu a oscilatoarelor LC

Dispozitiv amplificator Circuit acordat

Rin

Conexiune de reacţie

Sarcină

gmUin

Rout

Uin

RS

Us Uout

Pg

Ps

Pr Ur

U0 R0

Fig. 8.3. Variaţia fazei amplificării şi coeficientului de reacţie cu frecvenţa

-φβ φ

φA P

P’ φA+ΔφA

f

Δf

fosc

Oscilatorul local

3

8.2. Stabilitatea fazei (frecvenţei)

Un oscilator are o stabilitate de frecvenţă sau de fază care poate fi considerată în două părţi separate. Mai întâi, este o stabilitate pe termen lung în care frecvenţa se schimbă pe o perioadă de ordinul orelor, zilelor sau chiar anilor. Această stabilitate este determinată de coeficienţii de temperatură ai componentelor circuitului şi de rata de îmbătrânire. Pe de altă parte, stabilitatea pe termen scurt se măsoară în perioade de ordinul secundelor sau mai mici. O formă a instabilităţii de fază (sau frecvenţă) se datorează variaţiei de fază a sistemului. Aceasta se referă la cum reacţionează frecvenţa de oscilaţie la mici variaţii ale shift-ului de fază a sistemului în buclă deschisă. Se poate presupune că sistemul cu rata de variaţie a fazei mai mare, funcţie de frecvenţă, dϕ /df, va fi mai stabil în ce priveşte frecvenţa. Este de remarcat că dϕ /df la f = f0 este o măsură a stabilităţii de fază a sistemului. Astfel se obţine o bună metodă de comparare calitativă a stabilităţii de fază a oscilatoarelor. Să considerăm circuitul acordat paralel din Fig. 8.4. Pentru acest circuit se poate scrie:

( ) ( ) ( ) ( )

0

0 0 0 0

( )( ) 1 / / 1 / /C L

V j R RX X RI j jQ jQ f f f f

ωω ω ω ω ω

= = =⎡ ⎤ ⎡ ⎤+ − + −⎣ ⎦ ⎣ ⎦

(8.6)

în care: 0 1 LCω = şi 00

RQ R CL

ωω

= = .

Faza circuitului din Fig. 8.4 se exprimă astfel:

0 0

0

( )arg arctan

( )V j ffQI j f f

ωϕ

ω⎡ ⎤⎛ ⎞

= = −⎢ ⎥⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠⎣ ⎦

(8.7)

Derivând relaţia (8.7) în funcţie de f, rezultă:

( ) ( )

2 20

2 22 2 2 00 01

f fd Qdf f fQ f f f f

ϕ += ⋅

⎡ ⎤+ −⎣ ⎦

(8.8)

La frecvenţa de rezonanţă, 0f f= , din (8.8) se obţine:

00

2

f f

d Qdf fϕ

=

= (8.9)

Pentru variaţii de fază mici, putem scrie: d fdfϕ

Δϕ Δ= (8.10)

În continuare se defineşte factorul de stabilitate al frecvenţei, SF, ca raportul dintre variaţia fazei şi variaţia relativă a frecvenţei:

0F

fSfΔΔϕ

⎛ ⎞= ⎜ ⎟

⎝ ⎠ (8.11)

Ţinând cont de relaţiile (8.9) şi (8.10) se obţine: 2FS Q= (8.12)

Rezultă că pentru o stabilitate cât mai bună, circuitul acordat trebuie să aibă un factor de calitate cât mai mare. Un alt motiv pentru utilizarea unui circuit acordat cu Q mare este şi capacitatea sa de a filtra zgomotul şi armonicile nedorite.

Dacă variaţia fazei amplificatorului prezintă o variaţie sensibilă cu frecvenţa, stabilitatea se înrăutăţeşte, iar circuitul acordat se află tot mai departe de rezonanţă.

Fig. 8.4

C LI R V0

Oscilatorul local

4

8.3. Condiţia de amplitudine

Pentru circuitul din Fig. 8.2, coeficienţii de cuplaj se exprimă astfel:

0

outg

UP

U= ;

0

rr

UP

U= ;

0

ss

UP

U= (8.13)

Rezistenţele Rin, Rout şi Rs se reflectă în circuitul acordat, ca mai jos:

( ) 2in

in rr

RR

P= ; ( ) 2

outout r

g

RR

P= ; ( ) 2

ss r

s

RR

P= (8.14)

Pentru a exprima condiţia de amplitudine, folosim conductanţa totală de pierderi a circuitului acordat din Fig. 8.2, de forma:

2 22

0

1 g srt

in out s

P PPG

R R R R= + + + (8.15)

Conductanţa totală de pierderi a circuitului acordat se reflectă în dispozitivul amplificator, astfel:

( ) 2t

t rg

GG

P= (8.16)

Cu ajutorul relaţiei (8.16) rezultă modulul amplificării la rezonanţă: 2g

U mt

PA g

G= (8.17)

Coeficientul de transmisie de la ieşirea tranzistorului la intrarea sa (prin circuitul acordat) este:

r r

out g

U PU P

β = = (8.18)

Punând condiţia ca amplificarea totală pe buclă să fie unitară, din (8.17) şi (8.18) rezultă condiţia de autooscilaţie:

1 1m r gt

g P PG

⎛ ⎞=⎜ ⎟

⎝ ⎠ (8.19)

sau 2 22

0

1 g srm r g

in out s

P PPg P P

R R R R= + + + (8.20)

8.3.1. Limitarea amplitudinii oscilaţiilor

Pentru amorsarea sigură a oscilaţiilor, indiferent de toleranţele pieselor şi de factorii de

mediu, întotdeauna se asigură o rezervă de amplificare: 1UA β⋅ > ; m r g tg P P G> (8.21)

Dacă este îndeplinită această condiţie, amplitudinea semnalului creşte exponenţial în timp după aplicarea tensiunii de alimentare, pornind de la componenta de zgomot cu frecvenţa de oscilaţie.

Evident, amplitudinea oscilaţiilor nu poate creşte nelimitat; întotdeauna intervin procese prin care condiţia de amplitudine este îndeplinită la limită, pentru o anumită valoare a amplitudinii, la care, de fapt, se stabilizează oscilaţiile.

Oscilatorul local

5

Limitarea amplitudinii poate avea loc în două moduri: • prin intrarea dispozitivului activ în regim neliniar ⇒ o limitare necontrolată; • cu ajutorul unor circuite de control a amplitudinii ⇒ o limitare controlată.

La procesul de limitarea necontrolată a amplitudinii prezintă importanţă neliniarităţile caracteristicii de transfer şi a rezistenţei de ieşire a tranzistorului.

La semnale mari, tensiunea de comandă este sinusoidală ( ( )( ) sinin inu t U tω= ), iar ieşire are un conţinut de armonici crescător cu amplitudinea Uin. Circuitul acordat filtrează aceste armonici retransmiţând spre intrare numai fundamentala. În acest regim, amplificarea dispozitivului va fi determinată de o transconductanţă medie, definită ca raport între amplitudinea fundamentalei curentului la ieşire I1 şi amplitudinea tensiunii sinusoidale de comandă:

1( )m inin

IG U

U= (8.22)

unde I1 reprezintă amplitudinea fundamentalei curentului de ieşire, iar Uin - amplitudinea tensiunii sinusoidale de comandă. Această transconductanţă medie depinde de amplitudinea oscilaţiilor. Regimul de lucru al tranzistorului din OL se alege astfel ca Gm să scadă monoton cu amplitudinea semnalului, de la valoarea gm (de semnal mic) spre zero (Fig. 8.5). Rezultă că procesul de limitare al amplitudinii funcţionează astfel: la punerea în funcţiune,

( )(0)m m t r gG g G P P= > , încât oscilaţiile

pornesc de la nivelul componentei de zgomot. Pe măsura creşterii amplitudinii, Gm scade. La o a anumită amplitudine (Uosc în Fig. 8.5), transconductanţa medie ia valoarea critică:

( )( )cr m osc t r gG G U G P P= = (8.23)

pentru care condiţia de autooscilaţie este îndeplinită la limită şi amplitudinea se stabilizează la această valoare.

Limitarea controlată a amplitudinii se realizează de regulă prin redresarea semnalului şi obţinerea unei tensiuni continue, proporţională cu amplitudinea. Cu aceasta se controlează valoarea totală a amplificării pe buclă. Controlul amplificării poate fi realizat cu rezistenţe controlate electric (de exemplu cu TEC), prin variaţia curentului mediu (deci a transconductanţei) prin tranzistorul oscilator, etc. Limitarea amplitudinii are loc înaintea intrării dispozitivului în regim neliniar, astfel că în cazul limitării controlate distorsiunile semnalului generat sunt foarte reduse.

8.4. Oscilatoare LC cu cuplaj magnetic

8.4.1. Oscilatoare LC cu TB şi cuplaj magnetic În Fig. 8.6 se prezintă una dintre cele mai răspândite scheme de oscilator local utilizată în receptoarele MA cu acord capacitiv.

Fig. 8.5. Variaţia transconductanţei medii cu Uin

Gm

gm

Gcr

Uosc Uin

Oscilatorul local

6

Tranzistorul are baza pusă la masă prin condensatorul CB, iar colectorul şi emitorul sunt cuplate magnetic la circuitul acordat, prin înfăşurările ng şi respectiv nr; capetele acestor înfăşurări se conectează astfel încât reacţia să fie pozitivă. Frecvent, semnalul se transmite la mixer de pe priza de reacţie.

Alimentarea oscilatorului se face printr-un filtru trece jos RfCf, cu ajutorul căruia se înlătură pătrunderea perturbaţiilor pe alimentare (de exemplu brumul) şi se evită modularea parazită în amplitudine.

Rezistorul Rc are rolul de a evita apariţia autooscilaţiilor pe frecvenţe parazite. Tranzistorul este polarizat cu divizor în bază şi rezistor serie în emitor. În regim de

oscilaţie, condensatoarele CB şi CE se încarcă suplimentar cu polaritatea din figură, ca urmare a neliniarităţii caracteristicii de intrare. Aceste tensiuni nu depăşesc câteva zecimi de volt, încât tensiunea medie bază-emitor a tranzistorului este doar cu puţin inferioară valorii de deschidere (UBE). De aici rezultă o caracteristică importantă: curentul mediu prin tranzistor în regim de oscilaţie este practic egal cu valoarea de punct static.

0B BE B

E E

E U EI

R R−

≅ ≅ (8.24)

În Fig. 8.7 se reprezintă, pentru regimul de curent mediu constant, variaţia primelor

trei componente spectrale ale curentului de colector în funcţie de raportul între amplitudinea semnalului la intrarea tranzistorului şi tensiunea termică (VT). Fundamentala creşte liniar cu Uin doar până la nivelul VT = 25mV. În continuare fundamentala tinde asimptotic spre valoarea 2I0.

În consecinţă, transconductanţa medie Gm scade ca în Fig. 8.7.b), iar amplitudinea oscilaţiilor se va stabiliza la un nivel la care este îndeplinită condiţia (8.23).

+Ec Rf

Cf RB1

Rc

CB

RB2 RC

CE Mixer

*pr

(nr)

pg

(ng) L

(n) Cr CV

Cp

Fig. 8.6. OL cu TB şi cuplaj magnetic

Fig. 8.7

a) b)

0

inII

2

in

T

UV

1

2 4 6 8

1

0

II 2

0

II 3

0

II

Gm gm

Gcr

50 Uin

100mV

Oscilatorul local

7

La nivel foarte mare de semnal (Uin>10VT) se poate folosi cu bună aproximaţie relaţia: 01 2

2 Tm m

in in in

II VG g

U U U= = = (8.25)

Pentru ca amorsarea oscilaţiilor să fie sigură trebuie ca transconductanţa de semnal mic să depăşească cu peste 30% transconductanţa critică.

Factorul de calitate în sarcină al circuitului acordat este dependent de rezistenţa echivalentă la priza de reacţie Rr (constând din rezistenţa de intrare a tranzistorului oscilator în paralel cu RE şi cu rezistenţa văzută spre mixer) precum şi de coeficientul de priză Pr. Rezistenţa de ieşire a tranzistorului (Rout) în conexiune BC este foarte mare, efectul ei putând fi neglijat. Se poate deci scrie:

2

0r

tr

PG G

R= + (8.26)

unde

0

rr

UP

U= (8.27)

Din (8.26), rezultă: 20

0

1 1r

r

LP

Q Q Rω⎛ ⎞

= + ⎜ ⎟⎝ ⎠

(8.28)

La proiectarea oscilatorului se impune ca factorul de calitate în sarcină să nu scadă sub 0,8Q0, ceea ce conduce la condiţia:

20

0 0

1 10,8r

r

LP

Q R Qω⎛ ⎞

+ ≤⎜ ⎟⎝ ⎠

; 20

0

14r

r

LP

R Qω⎛ ⎞

≤⎜ ⎟⎝ ⎠

(8.29)

2

0 04( ) 4r r

rh

R RP

LQ Rω≤ = (8.30)

Condiţia de amorsare a oscilaţiilor (8.21) devine: 2

0r

m r gr

Pg P P G

R> + (8.31)

şi se impune la frecvenţa minimă (ωh min): 2

min 0 min

1 1rm r g

h r h

Pg P P

LQ R LQω ω> + = (8.32)

La frecvenţa maximă rezerva de amplificare creşte, cu toate că Q prezintă o scădere cu frecvenţa.

O altă relaţie de proiectare rezultă din condiţia ca limitarea oscilaţiilor să se facă prin scăderea transconductanţei medii (nu prin intrare în saturaţie). Pericolul limitării prin saturaţie apare la frecvenţa maximă de oscilaţie, la care impedanţa echivalentă în colectorul tranzistorului este maximă. Conductanţa echivalentă a circuitului acordat rezultă din expresia factorului de calitate, astfel:

max

1

t hQ

G Lω= ;

max

1t

hG

Q Lω= (8.33)

Prin urmare, impedanţa echivalentă în colectorul tranzistorului se scrie:

( )2

20 max

gc h g

t

PR LQ P

Gω= = (8.34)

Oscilatorul local

8

Pentru a evita intrarea în saturaţie se impune ca amplitudinea semnalului ( 1 0cI R ) să nu depăşească tensiunea statică colector – emitor:

( )CE c c E fU E I R R= − + (8.35)

Amplitudinea fundamentalei curentului la colector este ( )1 01,5 2I I= ÷ , funcţie de mărimea reacţiei. Pentru siguranţă se va admite 1 02I I= , din care rezultă condiţia de dimensionare pentru Pg:

( ) ( )20 max2 h g c c E fI LQ P E I R Rω ≤ − +

( )( )

02

0 max2c E f

gh

E I R RP

I LQω

− +≤ (8.36)

8.5. Oscilatoare cu etaj diferenţial

Funcţia de OL necesită puţine dispozitive active. De aceea nu se realizează circuite

integrate specializate pentru aceasta, ci se prevede în CI – radio multifuncţionale o pereche diferenţială adaptată pentru funcţia de OL.

Schema de principiu a OL – radio multifuncţionale este dată în Fig. 8.8. Cuplajul la mixer se face de regulă în circuitul integrat.

Tranzistoarele T1 şi T2 sunt în montaj parafază; T1 în conexiune BC, iar T2 în conexiune CC. Semnalul de la înfăşurarea de reacţie (Lr) se aduce în baza lui T2 prin condensatorul C1 (scurcircuit pe semnal). Întrucât ambele etaje sunt neinversoare, sensul înfăşurării Lc trebuie ales astfel ca semnalul de reacţie să fie în fază cu cel din colectorul lui T1.

Factorul de calitate în sarcină se scrie: 0

h

RQ

Lω= ; 0 hR LQω= (8.37)

unde R0 reprezintă rezistenţa de pierderi a circuitului acordat. Această rezistenţă se reflectă în colectorul lui T1, cu valoarea:

20c gR R P= (8.38)

în care coeficientul de cuplaj Pg este dat de: 1

0

cg

UP

U= (8.39)

Utilizând (8.37) în (8.38) se obţine: ( )2

c g hR P LQω= (8.40)

Fig. 8.8. Schema de principiu a realizării OL în CI

L Lr

Lc

(Pr)

(Pg)

iC1 iC2

Uin

Cv

I0

C1

X1

T1 T2

Ct

+EcC2

U0

Uc1

Oscilatorul local

9

Amplificarea realizată de tranzistorul T1 se exprimă astfel: ( )2

1 1 1U m c m g hA g R g P LQω= = (8.41)

unde gm1 reprezintă transconductanţa tranzistorului T1. Tranzistorul T2, fiind repetor pe emitor încărcat pe intrarea unui etaj BC, realizează o

amplificare 212uA ≈ . Ţinând seama că transferul prin circuitul de reacţie la frecvenţa de

rezonanţă este, conform cu (8.18), r

g

PP

β = , condiţia de amorsare a oscilaţiilor (conform cu

(8.21)) este:

( )1 2 11 12u u m g r hA A g P P LQβ ω⋅ ⋅ = > (8.42)

La semnal mare curentul în colectorul lui T1 variază neliniar cu tensiune a de intrare Uin, aplicată pe baza lui T2:

01 1 tanh

2 2in

cT

I ui

V⎡ ⎤⎛ ⎞

= −⎢ ⎥⎜ ⎟⎝ ⎠⎣ ⎦

(8.43)

Pentru tensiuni de intrare peste 100 mVVV în forma de undă a curentului ic1 apare fenomenul de limitare, iar peste 1VVV, ic1 are formă aproape rectangulară; în semialternanţa pozitivă curentul I0 se închide prin T2 ( 1 0ci = ), iar în cea negativă I0 se închide prin T1 ( 2 0ci = ). La semnal mare, funcţia „tanh” se scrie:

( ) ( )( )( )5

1, pentru cos 0costanh sign cos

2 1, pentru cos 0in T

hin hh

T hU V

tU tt

V t

ωωω

ω>

⎧+ >⎡ ⎤ ⎪⎡ ⎤= =⎢ ⎥ ⎨⎣ ⎦ − <⎪⎣ ⎦ ⎩ (8.44)

Dezvoltarea în serie Taylor a funcţiei „tanh” de mai sus este de forma: ( ) ( ) ( ) ( )cos 4 4 4tanh cos cos 3 cos 5

2 3 5in h

h h hT

U tt t t

Vω

ω ω ωπ π π

⎡ ⎤= − + −⎢ ⎥

⎣ ⎦ (8.45)

Datorită fenomenului de limitare, fundamentala curentului ic1 tinde asimptotic spre

valoarea 02Iπ

, iar transconductanţa medie la semnal suficient de mare este:

011

4 82

Tm m

in in in

II VG g

U U Uπ π= ≈ = (8.46)

Amplitudinea oscilaţiilor se va limita la valoarea ce satisface relaţia:

( )1 ( ) 12 m osc g r hG U P P LQω > (8.47)

Deoarece funcţia „tanh” este impară, dezvoltarea acesteia în serie Taylor conţine numai termeni impari. Conţinutul în armonice la acest tip de oscilator este mai scăzut decât la cele ce lucrează în clasă C: nu apar armonice impare, iar amplitudinea celor impare (în curent) este invers proporţională cu ordinul lor, la tensiuni de comandă oricât de mari. De aceea profunzimea reacţiei nu afectează sensibil puritatea semnalului, iar amplificarea de semnal mic pe buclă poate lua şi valori mult mai mari (zeci de ori) decât cea necesară amorsării. Pentru ca oscilaţiile să nu se limiteze prin intrarea în saturaţie a tranzistorului T1, trebuie ca amplitudinea tensiunii pe colector Uc1 să nu depăşească tensiunea statică UCE1:

Oscilatorul local

10

1 1c CEI R U≤ ; 01

2II

π= (8.48)

Utilizând (8.40) în (8.48) se obţine:

( )201

2g h CE

IP LQ Uω

π≤ (8.49)

Din (8.48) se deduce relaţia pentru dimensionarea coeficientului de cuplaj Pg:

( )1

02CE

gh

UP

I LQπω

≤ (8.50)

8.6. Stabilitatea frecvenţei şi amplitudinii oscilaţiilor

8.6.1. Stabilitatea frecvenţei oscilaţiilor

Frecvenţa recepţionată de un receptor (fs) este determinată de frecvenţa oscilatorului

local: fs = fh - fi, în care fi este frecvenţa de acord a filtrelor de frecvenţă intermediară. Dacă fh se modifică în timp, după efectuarea acordului, audiţia se distorsionează şi slăbeşte. Dacă variaţia depăşeşte banda de trecere a filtrelor de fi, audiţia (semnalul la ieşire) dispare.

Principalii factori care determină instabilitatea frecvenţei de oscilaţie sunt: • factori de mediu (temperatură, umiditate, etc.); • factori electrici (variaţia tensiunii de alimentare, variaţia impedanţei sarcinii, etc.); • factori mecanici (şocuri, vibraţii); • îmbătrânirea componentelor. Ca indicator de calitate privind stabilitatea frecvenţei oscilatoarelor se foloseşte: • stabilitatea pe termen scurt (alunecarea frecvenţei pe un anumit interval de timp < 1h), în

condiţii climatice constante; • sensitivitatea frecvenţei în raport cu temperatura, umiditatea, tensiunea de alimentare, etc. Influenţa temperaturii asupra frecvenţei se manifestă prin:

1 1 1 1 1 f 22

df dL dCfdT L dT C dTLCπ

⎛ ⎞= ⇒ ⋅ = − +⎜ ⎟⎝ ⎠

(8.51)

Introducând coeficienţii de variaţie cu temperatura ai inductanţei (αL) şi ai capacităţii (αC) şi trecând la creşteri finite, rezultă legea de variaţie a frecvenţei cu temperatura:

( )12 L C

f TfΔ

α α Δ= − + (8.52)

Inductanţa este influenţată de temperatură prin variaţia dimensiunilor carcasei şi conductorului şi prin modificarea permeabilităţii magnetice a miezului. Inductanţa bobinelor prezintă o creştere cu temperatura, coeficientul de temperatură fiind:

αL = (20÷200)⋅10-6/0C, sau (20÷200) ppm/0C Cea mai bună stabilitate se obţine într-un singur strat, bobinate tensionat pe carcase

ceramice. Cele mai stabile condensatoare, cu temperatura, sunt cele cu mică argintată

(αC=30⋅10-6 (0C)-1). Condensatoarele ceramice obişnuite pot avea coeficient de temperatură negativ sau pozitiv: αC=(-750÷100)⋅10-6(0C)-1.

Umiditatea poate afecta frecvenţa de oscilaţie prin capacitatea condensatoarelor variabile cu aer, capacitatea parazită dintre spirele bobinei, etc.

Oscilatorul local

11

Prin impregnarea bobinelor se obţine o stabilizare atât la umiditate cât şi la cicluri termice (sunt împiedicate reaşezările spirelor).

Factorii mecanici afectează stabilitatea frecvenţei mai ales în aparatura portabilă sau cea mobilă (instalată pe vehicule). Deformarea plăcilor condensatorului variabil, a spirelor bobinei sau modificarea miezului pot determina variaţii de frecvenţă. Soluţii: piesele oscilatorului trebuie fixate foarte bine pe şasiu, iar condensatorul variabil se montează pe suporţi elastici pentru evitarea efectului de microfonie.

Influenţa dispozitivului activ se manifestă în primul rând prin reactanţele sale parazite (capacităţi). Aceste capacităţi diferă mult de la un exemplar la altul (şi deci vor determina variaţii de frecvenţă la schimbarea dispozitivului) iar, în al doilea rând, ele sunt afectate de temperatură şi de variaţiile tensiunii de alimentare. În schemele de oscilatoare trebuie utilizate dispozitive cu capacităţi parazite cât mai reduse şi frecvenţă de tăiere cât mai mare. Trebuie utilizate dispozitive cu impedanţe de intrare şi ieşire mari, întrucât circuitul acordat al oscilatorului trebuie să aibă un factor de calitate cât mai ridicat.

Întrucât tensiunea de alimentare influenţează frecvenţa de oscilaţie, rezultă că aceasta trebuie stabilizată.

Pentru a reduce influenţa dispozitivului activ asupra frecvenţei se foloseşte un cuplaj cât mai slab al acestuia cu circuitul acordat. În felul acesta capacităţile reflectate de tranzistor în circuitul acordat vor fi neglijabile. Un efect similar se obţine folosind circuite acordate cu raport C/L cât mai mare. Concomitent, la ambele procedee, pentru menţinerea amplificării necesare se cere utilizarea unor dispozitive active cu transconductanţă mare.

Variaţia impedanţei de sarcină a oscilatorului poate afecta frecvenţa indirect, prin intermediul factorului de calitate (care intervine în expresia exactă a amplificării) şi din acest punct de vedere utilizarea unui cuplaj slab contribuie la creşterea stabilităţii. În cazurile când puterea ce trebuie furnizată sarcinii este relativ mare şi cuplajul nu poate fi slab, soluţia constă în intercalarea unui etaj separator, cu impedanţă de intrare mare şi amplificare corespunzătoare în putere.

8.6.2. Stabilitatea amplitudinii oscilaţiilor

Amplitudinea oscilaţiilor se stabileşte la o valoare la care transconductanţa medie (de semnal mare) satisface la limită condiţiile de autooscilaţie. Această valoare depinde de mai mulţi factori: P.S.F., parametrii dispozitivului activ, Q, tensiunea de alimentare, elementele pasive de circuit, etc. Modificarea unuia din aceşti factori conduce la schimbarea amplitudinii.

Efecte indirecte ce însoţesc variaţia amplitudinii şi conduc la o variaţie a frecvenţei: • bobinele cu miez magnetic şi chiar unele condensatoare sunt neliniare şi astfel la

schimbarea amplitudinii rezultă o schimbare a frecvenţei; • la variaţia amplitudinii rezultă o schimbare a curentului mediu prin bobină, care provoacă

o altă schimbare a inductanţei; • la creşterea amplitudinii cresc distorsiunile rezultând o variaţie de frecvenţă:

22

12

ff QΔ

δ= (8.53)

unde δ este factorul de distorsiuni al curentului prin circuitul rezonant. Variaţia amplitudinii determină o oarecare schimbare a pantei de conversie a

mixerului. La oscilatorul local cu acord continuu amplitudinea oscilaţiilor prezintă o variaţie în

gamă datorită variaţiei factorului de calitate (care scade cu f) şi variaţiei rezistenţei paralel echivalente a circuitului acordat; ambele conduc la variaţii ale amplificării disponibile pe buclă. Variaţia poate fi corectă introducând pe bucla de reacţie un FTJ, care tinde să scadă

Oscilatorul local

12

amplificarea pe buclă la frecvenţă înaltă. Aceasta se poate face înseriind cu înfăşurarea de reacţie o rezistenţă R ≅ 10Ω, care formează un FTJ cu capacitatea C a tranzistorului (Fig. 8.9).

Stabilitatea amplitudinii oscilaţiilor şi constanţa în gamă se asigură uneori cu o buclă de reglaj automat.

Fig. 8.9. Variaţia amplitudinii oscilaţiilor cu frecvenţa

C πC B C E

R

1 0Ωf

U o s

a) b)

Fără rez. R

Cu rez. R