elemente de electronică analogicăandrei.clubcisco.ro/cursuri/f/f-sym/2eea/manual/eea-28.pdf ·...
TRANSCRIPT
Platformă de e-learning și curriculă e-content pentru învățământul superior tehnic
Elemente de Electronică Analogică
28. Filtre active cu AO. Circuite neliniare cu AO
Filtre active cu AO
Filtrele sunt dispozitive electronice care permit rejectarea (atenuarea) selectiva a semnalelor in functie de parametrul frecvenţă.
Din punctul de vedere al implementarii deosebim:
filtre realizate cu componente pasive (R,L,C) filtre realizate cu componente pasive si active (TBJ, TEC, AO) filtre digitale.
Fata de filtrele pasive, filtrele active ptrzinta o serie de avantaje:
gabarit si greutate redusa(valori uzuale ale componentelor pasive sunt mici chiar si la valori mici ale frecventei)
posibilitatea realizarii unor functii de transfer cu polii situati oriunde in semiplanul stang al planului complex
posibilitatea acoperirii domeniului de frecventa cu componente passive R,C
amplificarea semnalului in banda de trecere Filtrele digitale sunt mult mai flexibile, putand fi realizate prin software, pot realiza filtrari mai comlexe dar nu pot acoperii toata gama de frecventa dorita in anumite aplicatii (impediment datorat in special frecventei de lucru a microsistemelor)
Clasificarea filtrelor cu circuite integrate dupa modul de implmentare:
filtre cu AOI (Au )
filtre cu AO (Au<20dB) filtre cu CIN(convertor de impedanta negativa) filtre cu giratoare filtre cu multiplicatoare de tensiune filtre cu bucla PLL (bucla de reglare automata cu calare de faza)
Din punctul de vedere al atenuarii unor benzi de frecventa filtrele pot fi clasificate in :
filtre trece jos (FTJ) filtre trece banda (FTB) filtre trece sus (FTS) filtre trece tot (FTT) - filtre care modifica doar faza filtre rejector de banda(FRB)
Filtrele cu AO cu un singur pol sunt in general neeconomice. Principalele exemplele care vor fi date sunt filtre cu doi poli complecsi conjugati, filtrele de ordin superior fiind obtinute prin conectarea in cascada a celor de ordin inferior.
Functii de transfer specifice filtrelor
Orice functie de transfer de ordinul N, avand poli complex conjugati poate fi descompusa sub forma:
kk
kkkM
k bsbsasasa
sHsH01
201
22
10 )(
imparNparN
bsbasa
sH
1
)( 0010
0010
0
Rezulta evident ca pentru implementarea unei functii de transfer a unui filtru de ordinul N este suficient sa se poata implementa o functie de transfer de forma
bipatrata
21
212
012
012
2)(pspszszsa
bsbsasasa
sH B
unde z1,z2 sunt zerourile complex conjugate ( *21 zz ) ale functiei de transfer, iar
p1,p2 reprezinta polii complex conjugati ( *21 pp ) ai functiei de transfer.
Circuitul care realizeaza o astfel de functie de transfer se mai numeste si biquad.
Dupa transformari elementare functia de transfer poate fi pusa sub forma :
22
22
)(
pp
p
zZ
z
B
sQ
s
sQ
sKsH
unde )(Re)(Im
)(Re)(Im
12
12
12
12
pp
zz
p
z
sunt pulsatiile zeroului respectiv polului
iar
)Re(2
)Re(2
1
1
pQ
zQ
pp
zz
sunt factorii de calitate ai zeroului respectiv polului
In literatura de specialitate se mai utilizeaza si notatiile: )(
)(1
pZpZ Q
Factorul de proportionalitate K=a2 se mai noteaza cu H0
Pulsatiile zeroului si polului functiei de transfer sunt apoximativ egale cu pulsatiile de minim si respectiv maxim ale modulului functiei de transfer. Factorii de calitate determina selectivitatea filtrului. Un QZ mare determina o rejectie mare in banda de atenuare, respectiv un Qp mare determina o amplificare mare in banda de trecere a
modulului functiei de transfer.
Se poate observa ca, in regim stationar:
KjH
KjHp
Z
)(
)( 2
2
0
Tipuri de functii de transfer pentru filtre :
Pentru fiecare tip de filtru va fi prezentat un exemplu de raspuns
FTJ de ordinul unu
0
00)(
sHsH
20
2
00)(
HjH
0
arctg
num=[1] ;
den=[1 2] ;
d1=-2;
d2=3;
w=logspace(d1, d2, 1000) ;
bode(num, den, w);
grid
Valoarea pulsatiei pentru care se atinge un maxim al modulului functiei de transfer se obtine din rezolvarea ecuatiei :
0)(
djHd ceea ce conduce la solutia : 020 2
11 Q
(Sa tinut cont ca Q are o valoare relativ mare)
num=[1] ;
den=[1 2 3] ;
d1=-2;
d2=3;
w=logspace(d1, d2, 1000) ;
bode(num, den, w);
grid
20
02
20)(
sQ
s
sHsH
202220
20
20
02
20
)()()(
Q
H
Qj
HjH
)(arctg 22
0
0
Q
num=[1 0 0] ;
den=[1 2 3] ;
d1=-2;
d2=3;
w=logspace(d1, d2, 1000) ;
bode(num, den, w);
grid
0
0
cand 0)(
sau 0 cand )(
jH
HjH
Se poate determina banda de trecere a filtrului (la o scadere cu 3dB a caracteristicii)
QBT 0
Filtrul rejector de banda poate fi considerat ca fiind realizat din sumarea a doua filter, FTJ si FTS (explicabil si saltul de faza al filtrului FRB)
num=[1 0 3] ;
den=[1 2 3] ;
d1=-2;
d2=3;
w=logspace(d1, d2, 1000) ;
bode(num, den, w);
grid
FTT de ordinul unu (amplificatoar de curent alternativ)
0
00)(
ssHsH
0
0220
000
arctg2
)(
HjjHjH
num=[1 -2] ;
den=[1 2] ;
d1=-2;
d2=3;
w=logspace(d1, d2, 1000) ;
bode(num, den, w);
grid
FTT de ordinul doi – cu functia de transfer sub forma biquad
20
02
202
0)(
sQ
s
Qss
HsH
num=[1 -2 3] ;
den=[1 2 3] ;
d1=-2;
d2=3;
CRRR
CRs
CRRR
CsRRR
Rsc
R
scR
Rsc
RsH
20
1
20
2
21
2
2
1
2
12
2
1
2
1 ; H
; 1
1
11
1
11//)(
RCRR
RCs
RCRR
RCsRRsH
1 ; 1H
1
1)1(
11)1()(
01
20
1
2
1
2
FTS:
CRRR
CRs
sRR
sCRsCR
sCR
RsH
10
1
20
1
1
2
1
2
1
2
1 ; H
111)(
RCRR
RCs
sRR
sH 1 ; 1H ;1
)1()( 0
1
20
1
2
FTT:
RCRR
RCs
RCs
RR
RCsRRRRRCsR
RR
RCsRRsH
1 ; H
1
)1(
)1()1(
11)(
01
20
1
2
1
2122
1
2
1
2
Implementarea filtrelor active de ordinul doi cu AOI
Schema cea mai utilizata este prezentată in figura 7.1(schema cu reacţie multiplă)
Figura 7.1
Notând cu: Eechiv-generatorul echivalent in pct A
Zechiv-impedanţa generatorului echivalent in pct A
se scrie legea Kirchoff I la borna neinversoare a amplificatorului:
echiv
i
i
echiv
Z
Zu
Zu
E1
4
0
421
1111ZZZZ echiv
05
0
3
Z
uZZ
E
echiv
echiv
4343215
31
55343
31
34
5
1
5
0
3054
0
1
)()(
111
1
)()(
)(
)(
YYYYYYYYY
sH
zzzzzz
zz
zzzzz
zzz
sususH
zzuzzzu
zzu
echivechivechiv
echiv
i
echivechivechivi
Observatie: Demonstratia decurge mai simplu daca se calculeaza cu admitante, formula finala fiind aceeasi.
421
401
421
YYYYuYu
E
YYYY
iechiv
echiv
50
3
11Yu
YY
E
echiv
echiv
Alegând convenabil admitanţele Y1-Y5 se pot obţine următoarele tipuri de filtre:
FTJ :
432
4315
31
11111
11
)(
RRsC
RRRsC
RRsH
FTS:
432
43125
312
)(11)(
CCsCCCsRR
CCssH
FTB:
a)
432
43215
31
)(111
1
)(CCsCCs
RRR
sCRsH
b)
431
4325
31
1111
1
)(
RRsC
RRRsC
RsC
sH
FRB: Implementarea poate fi facuta utilizant un FTB si un AO in configuratie de sumator
20
02
0''
'
'02
02
'
20
02
00''
20
02'
2
'''1'''10
11
)1()()()(
))()(()(
)()()(
sQ
s
HRR
QRsR
sRR
sQ
s
sQ
HRRs
Qs
RR
sH
RR
RRsHsu
RRu
RRusu
susHsu
ii
i
Pentru ca schema sa fie un filtru rejector de bandă (FRB) trebuiesc indeplinite urmatoarele condiţii:
'
''
0''0
'
1RRH
RHR
Amplificarea noului filtru H0’va fi R/R’
FTT: Pentru ca schema prezentata anterior sa fie un filtru rejector de bandă (FTT) trebuie indeplinita urmatoarea condiţie:
'
''
0''0
' 211RRH
RHR
Implementarea filtrelor cu AO cu câştig scăzut
Aceste filtre utilizează AO caracterizate prin urmatorii parametrii:
(Zint→∞, Zies→0 A<20dB)
Această caracterizare corespunde unui generator de tensiune ideal şi de aceea aceste filtre se mai intalnesc, in literatura de specialitate, sub numele de filtre cu
generator de tensiune comandat. Una dintre cele mai utilizate structuri este descrisă in figura urmatoare:
Pentru deducerea funcţiei de transfer se observa ca amplificarea amplificatorului neinversor este data de relatia:
Au=k=1+ '
''
RR in pct. A
Deducerea formulei finale este mai uşoară dacă se utilizează admitanţele:
432143
2013
4
3
40
21
21
201
))(()(
1
1YYYYYY
YuYukY
YY
YY
kEU
YYYYY
YuYuE
i
echiv
echiv
echiv
iechiv
de unde:
H(s)=32432143
310
))(()()(
YkYYYYYYYYkY
susu
i
Cu această structură se pot obţine următoarele tipuri de filtre:
FTJ:
4231
200
4231
214121430
423134234321
2
4231
313
2
3
4
3
2
1
442
2
31
23
43
43
21
31
1 si
unde
1111
1
)(
1)()()(
111)(
CCRRkH
CCRRCkRCRCRCR
Q
CCRRRCk
CRCRCRss
CCRRk
sH
RRRkC
RC
RC
RCsCCs
RRk
sH
sCRksC
RsC
RsC
R
RRk
sH
Observatie: Pentru urmatoarele exemple se vor pune in evidenta parametrii filtrelor
FTS:
ksCRR
sCR
sCR
sC
kCCssH
324
34
32
1
312
11)1)(1()(
FTB:
a)
322
43
432
1
13
111
1
)(CCks
RsC
RsCsC
R
RksC
sH
b)
32344
321
21
1111
1
)(
RRk
RsCsC
RRsC
RksC
sH
Aplicaţii neliniare de AO
Comparatoare cu AO
Figura 10.1
Pentru βA741 şi ±Vcc=±15V avem Uo max≈13.06V datorită saturării tranzistoarelor din etajul final.
Caracteristica de transfer va avea următoarea formă:
Figura 10.2
unde tensiunea de prag se calculează după relaţia: o
max
Ao
pUU .
Circuitul are o caracteristică de comparator de tensiune între cele două intrări.
Scheme de utilizare
Figura 10.3
Comparator cu histerezis
Se obţine prin introducerea unei reacţii pozitive.
Figura 10.4
Dacă ).high""la de H"(" cu nota vom si 0 max OHooii UUuuu Dacă iu creşte atunci comutarea caracteristicii se va obţine la tensiunea de prag:
OHrefp URR
RERR
RU21
1
21
21
Ieşirea devine apoi ).low""la de L"(" cunoteaza se si max OLoo UUu Dacă la intrare tensiunea descreşte atunci comutarea se va face la :
OLrefp URR
RERR
RU21
1
21
22
.
Cum 21 pp UU se notează pLppHp UUUU 21 , , iar caracteristica va arăta ca în figură:
Figura 10.5
Se pot defini astfel două mărimi:
max 21
1
21
1 2 oOHOHpLpH URR
RUURR
RUUH
refOHOLrefpHpLH ERR
RUURR
RERR
RUUV21
2
21
1
21
2
021
21
În faza de proiectare cele două mărimi se cunosc de obicei; se alege R2 (din considerente de Ip al AO şi rezultă Eref şi R1.
Structura neinversoare de comparator cu histerezis
Figura 10.6
21
1
21
2max si 0
RRRU
RRRUEUUuuu OHpLrefOHooii
21
1
21
2max si 0
RRRU
RRRUEUUuuu OLpHrefOLooii
Figura 10.7
2
21
2
1max
2
1
2
21
2
1
2
21 2
RRREV
RRUH
RRU
RRREU
RRU
RRREU
refH
o
OLrefpH
OHrefpL
Aplicaţie: Realizarea unui oscilator de impulsuri dreptunghiulare implement cu un comparator cu histerezis realizat cu AO
Figura 10.8
În cele două stări ale ieşirii comparatorului cu histerezis ( max oU ) se incearcă încărcarea/descărcarea unui circuit de integrare.
Figura 10.9
Timpii de încărcare/descărcare se calculează din ecuaţia diferenţială:
dtdUCUU c
Co max
care are soluţia generală :
t
CCCC eUUUtU
0 .
Rezultă că , pentru încărcare, funcţia generală este:
RCt
opLoC eUUUtU
max max .
it rezultă din ecuaţia: pHiC UtU adică max
max
ln o pLi
o pH
U Ut RC
U U
.
Analog pentru descărcare:
RCt
opHoC eUUUtU
max max .
dt rezultă din ecuaţia: pLdC UtU adică pLo
pHod UU
UURCt
max
max ln .
Observaţii:
Pentru o mai bună stabilitate a frecvenţei faţă de tensiunea de alimentare (implicit fată de max oU ) se poate utiliza o schemă în care OHU şi OLU pot fi limitate cu diode Zener.
Figura 10.10
DZDOH UUU OHOL UU
Timpii de incarcare si descarcare pot fi controlati separat daca in locul rezistentei R se introduce un grup de doua rezistente cuplate in paralel fiecare rezistenta avand inseriata o dioda. Sensul diodei dicteaza daca rezistenta corespunzatoare participa la incarcarea sau descarcarea capacitatii C.
Scheme de limitare cu AO
Realizarea unei scheme cu o diodă plasată într-o buclă de reacţie negativă a unui AO ca în figură reduce tensiunea de deschidere a diodei.
Figura 10.11
Figura 10.12
Cea mai simplă schemă de limitare a unei tensiuni utilizând această proprietate este prezentata in figura urmatoare
Figura 10.13
Figura 10.14
Când 0iu D în conducţie avem reacţie negativă 00 ouVUU .
Când 0iu D blocată io uRR
Ru21
2
.
O altă schemă la care intrarea se face pe borna neinversoare este următoarea:
Figura 10.15
Figura 10.16
Când 0iu D în conducţie io uu .
Când 0iu D blocată avem reacţie negativă 0 ou .
Schemă generală de limitare
Figura 10.17
Datorita reacţiei negative punctul A este un punct virtual de masă. Avem astfel:
I)
0
blocare conduce
0 2
3
1
3
2
1
12 u
ERRu
RRu
DD
Ru
RE refiiref
II)
0
blocare conduce
0 2
4
1
4
1
2
12 u
ERRu
RRu
DD
Ru
RE refiiref
Rezultă caracteristicile:
Figura 10.18
Schema pentru obtinerea unui redresor de precizie implementat cu AO
Figura 10.19
Observaţie: AOI1 este un caz particular al schemei de limitare ( refE =0). AOI2 realizează scăderea celor două caracteristici.
Vom avea deci:
I)
blocare conduce
001
201 D
Duui şi schema devine:
Figura 10.20
io uRRu
1
21
014
251
4
5 ioo uRRRRu
RRu
II)
blocare conduce
002
101 D
Duui şi schema devine:
Figura 10.21
io uRRu
1
31
0142
5
1
3
i
io RRRu
RRu
Caracteristica va avea alura din figură:
Figura 10.22
Caz particular: funcţia modul (cele doua pante se doresc sa fie egale cu +/- 1)
5 2
2 4 2 1 44 1
3 13 5
2 4 51 2 4
1
2 1 1i
R RR R R R R
R RR R
R Ru R R RR R R
O soluţie a acestui sistem este: RRRRRRRRR 31542 2
În aceste condiţii circuitul realizează funcţia modul (pantele sunt +1 respectiv -1)
O altă schemă pentru realizarea modulului este prezentată în continuare:
Figura 10.23
iio
i
iiioi
uuRRu
Du
uuRRu
RRuDu
1
3
1
3
1
3
masa la pozitiva borna cuinversor tipde este AOI1 conduce 0
1blocare 0
Figura 10.24
O schemă care permite obţinerea valorii negative a modulului este următoarea:
Figura 10.25
I)
blocare conduce
02
1
DD
ui şi schema devine:
Figura 10.26
01
5 iio uuRRu
II)
blocare conduce
01
2
DD
ui şi schema devine:
Figura 10.27
iio uuRRu
1
31
Dacă se scrie Kirchhoff I în punctul A
00
2
054
1
1
iooiiooi uu
Ru
Ru
Ru
Ru
Ru
Ru
Observaţie: Dacă cele două diode sunt plasate invers în schemă , aceasta realizează chiar funcţia modul
Anexă
Avem ecuaţia diferenţială cu condiţia initială y(0) dată:
QPydtdy
Soluţia generală este formată din două quadraturi:
PQeconstedtQeconstety PtPtPdtPdt 1constanti Qpt P,
)(
Dar PQyconst
PQconsty )0()0(