2017 · 2019. 6. 3. · senzori şi traductoare 2.1. terminologie termenul de senzor sau traductor...

2017

GROFU FLORIN

EDITURA ACADEMICA BRÂNCUŞI

GROFU FLORIN

2017


ISBN 978-973-144-843-5

PREFAŢĂ

Lucrarea “Sisteme avansate de condiţionare a semnalelor” se doreşte a fio prezentare graduală, suficient de detaliată din punct de vedere alinformaţiilor, a circuitelor de condiţionare a semnalelor utilizate în sistemele demăsură şi control.

Lucrarea este structurată pe 4 capitole. În primele două capitole se face ointroducere în problematica circuitelor de condiţionare a semnalelorexplicându-se rolul şi locul circuitelor de condiţionare într-un lanţ de măsură şicontrol. În capitolele 3 şi 4 sunt abordate circuitele de condiţionare asemnalelor din două perspective.

Astfel în capitolul 3 sunt prezentate circuitele de condiţionare asemnalelor în funcţie de operaţiile pe care le îndeplinesc în lanţul de măsură şicontrol. Datorită numărului mare de funcţii pe care trebuie să le îndeplineascăcircuitele de condiţionare, nu se poate realiza unul general. Se realizeazăcircuite de condiţionare care îndeplinesc una sau mai multe funcţii, cum ar fi:amplificarea, atenuarea, adaptarea de impedanţă, eşantionarea şi memorarea,multiplexarea şi amplificarea programată, filtrarea, conversia tensiune-frecvenţă, liniarizarea, izolarea. Sunt tratate astfel în acest capitol atât soluţiileclasice de implementare a acestor funcţii dar şi soluţii moderne bazate pecircuite specializare evidenţiindu-se avantajele şi dezavantajele fiecărui tip decircuit.

În capitolul 4 este prezentată tratarea circuitelor de condiţionare asemnalelor dintr-un alt punct de vedere şi anume acela în care se ţine cont denu de funcţia ce trebuie îndeplinită de circuitul de condiţionare ci de circuitelece trebuie folosite pentru condiţionarea unora din cei mai uzuali senzori folosiţiîn mediul industrial. Sunt tratate astfel soluţii clasice dar şi soluţii modernepentru condiţionarea unor senzori cum ar fi : diverse tipuri de senzori detemperatură, senzori tensiometrici, transformatoare de tensiune diferenţialăliniar variabilă, senzori magnetici cu efect Hall, accelerometre. Pentru fiecaresenzor sunt descrise principiile de bază de funcţionare şi realizare pentru a seputea înţelege mai uşor ce circuite de condiţionare necesită fiecare senzor înparte.

Prin structura ei, prin modul de prezentare a unei informaţii dense,lucrarea se adresează atât studenţilor şi specialiştilor în domeniile electronicii şiautomatizărilor cât şi celor care doresc să se iniţieze şi să se perfecţioneze înaceste domenii tehnice de vârf.

Autorul

Cap. I Măsurările Industriale 1. Generalităţi despre măsurările industriale

1.1. Introducere

Necesitatea de a măsura şi controla funcţionarea utilajelor sau a echipamentelor de proces este la fel de veche ca şi revoluţia industrială. Instrumentaţia de măsură şi control devine acum nervii şi creierul uzinelor moderne. Aceasta reglează şi supervizează operaţiile echipamentelor industriale furnizând şi mijloacele necesare pentru a face uzinele viabile din punct de vedere economic. Folosirea instrumentaţiei de măsură şi control permite folosirea unor procese care ar fi foarte dificil sau chiar imposibil să funcţioneze fără operare automată.

Instrumentaţia de măsură şi control poate fi diversificată începând de la un simplu sistem analogic până la sistemele inteligente folosite astăzi, de la un simplu potenţiometru până la analizoare complexe cum ar fi spectrometrele în infraroşu. Pentru toate sistemele avansate, mărimile analogice şi semnalele electrice care le „poartă” sunt componente definitorii.

Măsurările analogice pot lua multe forme, dar pot fi clasificate în două tipuri: măsurări fizice şi măsurări compoziţionale. Primele includ măsurarea unor mărimi ca presiune, temperatură, debit, forţă, vibraţie, masă, densitate etc. Al doilea tip include măsurări de PH, conductivitate, analize chimice.

Obţinerea, menţinerea şi îmbunătăţirea calităţii acestor măsurători este scopul de bază al circuitelor de condiţionare. O bună condiţionare a semnalelor păstrează calitatea mărimilor de măsurat disponibile şi folosirea optimă a sistemelor de achiziţie în controlul proceselor industriale. Un exemplu al acestui tip de măsurări poate fi monitorizarea vibraţiilor în instalaţiile industriale. Deşi o parte din informaţiile date de amplitudinea şi frecvenţa vibraţiilor nu sunt necesare pentru controlul automat al procesului, cunoaşterea acestora poate oferi suficiente informaţii cu privire la condiţiile de funcţionare şi a stării tehnice a instalaţiei.

Măsurările industriale, în funcţie de destinaţia pe care o au, pot fi:

a) Doar pentru indicare Aceste măsurări sunt folosite pentru indicarea stărilor diferitelor

elemente din proces, fiind utile pentru monitorizarea proceselor de producţie. De asemenea aceste mărimi pot oferi informaţii necesare operatorului uman în cazul defectării sistemelor de control automate.

Un exemplu al acestui tip de măsurări poate fi monitorizarea tuturor temperaturilor în instalaţiile de distilare. Nu toate temperaturile sunt necesare pentru controlul automat al procesului, dar cunoaşterea temperaturii din diferite

5

Cap. I Măsurările Industriale puncte oferă suficiente informaţii cu privire la condiţiile de funcţionare a fazei în care se află procesul. Aceste informaţii pot să sesizeze operatorului necesitatea intervenţiei manuale ca urmare a defectării sistemelor de control.

b) Pentru controlul automat Controlul automat al instalaţiilor industriale este esenţial pentru

viabilitatea economică, siguranţa în funcţionare a proceselor industriale, asigurând controlul caracteristicilor fizice sau compoziţionale.

c) Măsurări privind stocurile de materiale Aceste măsurări necesită o mare acurateţe, asigurând stabilitatea şi

continuitatea procesului de producţie. Ele furnizează informaţii despre stocurile sau necesarul de materie primă şi materiale necesare procesului de producţie, despre transferurile de materiale şi subansambluri de la un punct de lucru la altul. Cunoaşterea acestor informaţii ajută la evitarea blocării procesului de producţie datorită supraaglomerării sau lipsei de materie primă şi materiale.

d) Măsurări de mediu Măsurările parametrilor de mediu au o importanţă majoră, în ultimii ani

furnizând înregistrări privind deversările de deşeuri industriale şi emanarea de noxe în atmosferă, ce trebuie să fie în conformitate cu legislaţia în vigoare.

e) Măsurări de siguranţă Acestea sunt furnizate în întregime de sisteme de măsură separate şi

autonome care monitorizează şi limitează situaţiile periculoase. Măsurările determină parametrii critici ai procesului, indicând o eventuală operare nesigură sau un potenţial pericol.

Aceste sisteme trec peste sistemele de control şi opresc funcţionarea echipamentelor până la realizarea condiţiilor de siguranţă prescrise. Astfel de sisteme sunt frecvent echipate pentru a înregistra toate evenimentele apărute, permiţând efectuarea de analize ulterioare privind cauzele producerii evenimentului respectiv, în scopul de a putea fi evitat sau controlat în viitor.

1.2. Mediul de măsură industrial

Un sistem de măsură şi control industrial poate fi prezentat simplificat ca

în figura 1.1. Sunt prezentate doar elementele esenţiale, făcându-se totuşi distincţie între camera de control şi mediul industrial.

Prin mediu industrial se înţelege aria în care sunt amplasate echipamentele de producţie sau depozitele de materiale. De asemenea se înţelege cel mai adesea podeaua întreprinderii sau zona exterioară în cazul complexelor industriale. Părţi componente ale sistemului de producţie se află de multe ori în zone diferite, fiind supuse perturbaţiilor electrice şi factorilor de

6

Cap. I Măsurările Industriale mediu. Echipamentul amplasat aici este supus unui număr mare de perturbaţii electrice datorate surselor de alimentare, motoarelor electrice, precum şi factorilor de mediu ca temperatură, umiditate, medii corozive şi periculoase.

De asemenea, mediul industrial este locul din care trebuie preluate mărimile de proces şi unde sunt plasate diferite circuite de condiţionare. Firele de legătură cu echipamentul de măsură pot fi în apropierea echipamentelor electrice de putere, a contactoarelor de motoare şi a arcurilor electrice. Acolo unde firele de legătură au lungimi de zeci sau sute de metri, probabilitatea interferării cu acest mediu creşte peste limitele admise.

Condiţionare de semnale

Condiţionare de semnale

Proce

Sisteme de achiziţie şi distribuţie de date

Aer condiţionat Operatori umani

CAMERA DE CONTROL

Semnale de control

Semnale de măsură

MEDIU INDUSTRIAL

–40oC ÷ +85oC Umiditate Mediu periculos

Platforma de lucru

Motoare / Surse de alimentare Arcuri electrice Iluminare

Indicare Indicare

Înregistrare

Operator / Interfaţă proces

Surse de perturbaţie

Fig.1.1 Sistem de măsură şi control industrial

Camera de control

Camera de control este cel mai „blând” loc din întreprindere, cu atmosferă curată şi aer condiţionat. Aici se găseşte cea mai mare parte a echipamentului electric necesar desfăşurării măsurărilor de calitate. Camera de control conţine de asemenea şi circuite de condiţionare a semnalelor, echipamentele de calcul sensibile de obicei la interferenţe de natură electrică.

Camera de control este de asemenea locul de unde oamenii interacţionează cu sistemele de măsură şi control din întreprindere. Există şi excepţii, dar camera de control este locul unde se iau cele mai multe decizii legate de procesul de producţie.

7

Cap. I Măsurările Industriale

Cablurile de legătură

Cablurile de conectare a instrumentaţiei din camera de control sunt de obicei cu 16 ÷ 18 perechi cu fir plin. De obicei sunt torsadate pentru a reduce interferenţele datorate cuplărilor magnetice. Ele sunt pozate împreună cu alte fire d

ară cu circuitele de condiţionare a semnalelor sau dispo

decv au exploziilor cauzate de scântei electrice.

astfel obţinute sunt transmise direct către echipamentul din camera de control.

1

ratorului uman este do

tructura unui astfel de sistem poate cea prezentată în figura 1.2

e semnal, dar departe de cablurile de alimentare de putere. Un număr mare de senzori sau semnale pot fi conectate la blocurile

terminale aflate în interiorul camerei de control sau în imediata sa apropiere, pentru o conectare uşo

zitivele de afişare. În multe cazuri, costul firelor de legătură este o bună parte din costul de

instalare al sistemului de măsură şi control. Costul creşte considerabil atunci când cablurile trebuie să străbată zone conţinând vapori sau gaze inflamabile. Riscurile reprezentate de aceste condiţii necesită folosirea unor tehnicia ate pentru prevenirea focului s

Concentratoarele de date

Acestea pot fi folosite pentru reducerea costului cablurilor de legătură. Aceste dispozitive colectează un mare număr de semnale, realizează condiţionarea semnalelor şi conversia numerică a acestora. Datele

.3 Sisteme de măsură şi control

Sistemele de măsură şi control sunt tot mai răspândite în automatizările industriale datorită capacităţii lor de a prelucra un număr mare de informaţii. Aceste informaţii sunt culese din proces, cu ajutorul senzorilor, sunt convertite în semnale analogice de curent sau tensiune şi apoi transformate în informaţie numerică ce poate fi prelucrată aproape în timp real cu ajutorul calculatoarelor de proces. Acestea elaborează comenzile numerice sau analogice necesare elementelor de execuţie. Rezultă astfel sisteme capabile să conducă instalaţii şi procese rapide şi cu un mare grad de complexitate. Rolul ope

ar de a stabili referinţe pentru parametrii de funcţionare. S

8

Cap. I Măsurările Industriale

9

Proces

Element de execuţie

Senzor Condiţionare de semnal

Izolare Conversie analog numerică

Condiţionare de semnal

Izolare Conversie numeric analogică

Procesare locală

a datelor

Interfaţă de comunicaţie

Fig 1.2. Structura unui sistem de măsură şi control

Cap. II Senzori şi Traductoare

2. Senzori şi traductoare

2.1. Terminologie

Termenul de senzor sau traductor este folosit de obicei în acelaşi context. Există totuşi diferenţe importante între senzori şi traductoare.

Senzorul este un dispozitiv care converteşte o mărime fizică de tip cantitativ într-o formă care poate fi folosită ulterior pentru a indica sau controla variabilele măsurate. Această formă poate fi de natură mecanică sau electrică.

Traductorul are la bază tot această descriere, dar realizează şi câteva prelucrări ale semnalului de la senzor, cum ar fi amplificare, filtrare, izolare sau alte prelucrări electronice.

Ideal, fiecare senzor ar trebui să aibă un circuit de condiţionare a semnalului amplasat în punctul de măsură şi să transmită un semnal cu nivel ridicat, suficient pentru sistemele de achiziţie şi control.

O conexiune scurtă între senzor şi circuitul de condiţionare micşorează zgomotele induse, iar un nivel mare al semnalului de ieşire oferă o bună imunitate împotriva perturbaţiilor. Totuşi, această idee vine în conflict cu realitatea economică a condiţionării semnalelor în punctul de măsură datorită costurilor foarte ridicate. Trebuie făcut astfel un compromis între integritatea semnalului şi costul sistemului.

2.2. Clasificarea senzorilor

Senzorii pot fi clasificaţi în diverse moduri. Pot fi grupaţi în funcţie de mărimile de bază pe care le măsoară. Unii sunt dedicaţi, dar alţii pot fi folosiţi pentru un număr mare de mărimi. De exemplu, timbrele tensometrice sunt în realitate rezistenţe variabile, dar pot fi folosite pentru a măsura deformaţii, forţe, greutăţi, presiuni sau acceleraţii. Totuşi, cele mai întâlnite măsurări industriale sunt cele de temperatură.

O altă modalitate de clasificare este aceea de a separa senzorii în: – senzori activi care generează o tensiune sau un curent de ieşire; – senzori pasivi care necesită alimentarea cu o tensiune sau un

curent din exterior (excitare) pentru a produce un semnal util. Există diferite moduri de clasificare a senzorilor datorită diferenţelor

dintre ei, dar majoritatea necesită circuite de excitare externă de a cărei calitate depinde proporţional calitatea semnalului de ieşire.

De aceea, majoritatea senzorilor necesită circuite speciale de condiţionare a semnalelor.

10

Cap. III Circuite de condiţionare a semnalelor

3. Circuite de condiţionare a semnalelor

3.1. Introducere Sistemele de măsurare moderne sunt folosite într-o largă varietate de aplicaţii. În laboratoare, în mediul normal de lucru şi în mediul industrial, aceste sisteme se comportă ca module de măsurare a semnalelor de tensiune. Totuşi, mulţi senzori şi traductoare reale necesită condiţionare de semnal înainte ca un sistem de achiziţie să poată prelua efectiv şi exact semnalul de la aceştia. Partea de condiţionare a semnalelor poate îndeplini funcţii ca amplificare, atenuare, filtrare, izolare electrică, eşantionare simultană şi multiplexare. În plus, multe traductoare necesită curenţi sau tensiuni de excitaţie, realizarea de punţi de măsură, liniarizare, sau amplificare mare pentru o operare corectă şi exactă. De aceea, majoritatea sistemelor de măsurare includ unele module de condiţionare de semnal înainte de conectarea la sistemele de achiziţie a datelor, după cum este ilustrat în figura 3.1. Fig. 3.1 Structura unui sistem de măsură

Pentru o bună înţelegere în primul rând sunt prezentate necesităţile de condiţionare a semnalului pentru cele mai utilizate traductoare din mediul industrial.

Astfel condiţionarea semnalelor este una dintre cele mai importante componente ale sistemelor de achiziţie şi control, dar care, de cele mai multe ori, este tratată superficial, sau chiar ignorată.

Sistemele de măsură încep cu un senzor sau traductor, dispozitiv care converteşte o proprietate fizică măsurabilă într-un semnal electric. În momentul de faţă sunt disponibili senzori sau traductoare pentru o multitudine de mărimi de intrare. Ieşirea acestora, de cele mai multe ori, nu este standardizată, astfel încât nu se poate lega direct la un sistem de achiziţie a datelor. Au apărut astfel circuitele de condiţionare a semnalelor care convertesc semnalul de la senzori

11

Cap. III Circuite de condiţionare a semnalelor sau traductoare în semnal (de obicei tensiune) ce poate fi aplicat convertoarelor analog numerice din sistemul de achiziţie. În cazul în care cablurile de legătură şi circuitele de condiţionare nu sunt alese corespunzător, atunci sistemul de achiziţie va furniza o informaţie eronată sau chiar fără sens.

Marea majoritate a senzorilor necesită circuite de condiţionare a semnalelor, dar nici un instrument nu are capabilitatea de a îngloba circuite de condiţionare a semnalelor pentru orice senzor disponibil. De exemplu, termocuplul furnizează un semnal de tensiune foarte scăzută, care necesită amplificare, filtrare şi liniarizare. Alţi senzori, cum ar fi mărcile tensometrice şi accelerometrele necesită circuite de alimentare în combinaţie cu circuite de amplificare şi filtrare, alte surse de semnal necesită izolare pentru protecţia sistemului la supratensiuni.

Datorită numărului mare de funcţii pe care trebuie să le îndeplinească circuitele de condiţionare, nu se poate realiza unul general. Se realizează circuite de condiţionare care îndeplinesc una sau mai multe funcţii, cum ar fi:

- amplificarea; - atenuarea;

- adaptarea de impedanţă; - eşantionarea şi memorarea; - multiplexarea şi amplificarea programată; - filtrarea;

- conversia tensiune-frecvenţă; - excitare; - liniarizare; - izolarea.

12


3.2 Amplificarea

Amplificarea este folosită atunci când nivelul tensiunii ce trebuie măsurată este foarte mic, pentru a aduce semnalul la parametrii doriţi. Deoarece semnalele obţinute de la senzori sunt foarte mici, circuitele de condiţionare pot îmbunătăţi acurateţea datelor prin amplificare. Amplificarea vine în sprijinul îmbunătăţirii calităţii semnalului aducându-l la un nivel necesar convertorului analog-numeric folosit. Astfel se măreşte rezoluţia şi sensibilitatea măsurării.

Unele sisteme de achiziţie a datelor includ şi circuite de amplificare, dar multe traductoare, cum ar fi şi termocuplele, necesită amplificare suplimentară.

Folosind circuite de condiţionare externe plasate aproape de sursa de semnal rezultă o creştere a raportului semnal/zgomot datorită amplificării semnalului util înainte ca acesta să fie afectat de perturbaţii. Pentru a realiza amplificări, în mod curent se folosesc amplificatoare operaţionale iar în cazurile mai pretenţioase amplificatoare de instrumentaţie.

3.2.1 Amplificatoare operaţionale

Amplificatoarele operaţionale sunt dispozitive extrem de eficiente şi versatile. Aplicaţiile lor sunt foarte diverse, putându-se realiza: circuite de condiţionare, funcţii speciale de transfer, instrumentaţie analogică, sisteme speciale de măsură şi control.

Termenul de amplificator operaţional este folosit de obicei pentru amplificatoarele ce pot realiza şi operaţii matematice. Folosirea acestora împreună cu reacţia negativă duce la obţinerea unei amplificări precise şi stabile dependente doar de circuitul de reacţie folosit .

Amplificatorul diferenţial

Amplificatorul operaţional (AO) este un circuit integrat care are calitatea de a furniza la ieşire o tensiune proporţională cu diferenţa potenţialelor celor două intrări ale sale. Factorul de amplificare a acestei diferenţe este foarte mare ( de ordinul 105 ).

Elementul esenţial al unui amplificator operaţional este amplificatorul diferenţial. Principiul de funcţionare al amplificatorului diferenţial poate fi înţeles pe baza schemei din fig.3.2.

13


IE1

I0

IE2

U2 IB1

V2 V1

IB2

Ic1 Ic2

+Ec

Rc Rc

U1

Fig.3.2 Structura amplificatorului diferenţial

Tranzistorii T1 şi T2 trebuie să fie foarte bine împerecheaţi astfel încât să aibă parametrii identici. U1 şi U2 sunt tensiunile de intrare aplicate între cele două baze şi masă, iar V1 şi V2 sunt potenţialele faţă de masă ale celor doi colectori. Colectorii tranzistoarelor reprezintă ieşirile amplificatorului. Între emitorii comuni ai tranzistoarelor şi masă este conectată o sursă de curent constant. Dacă factorii de amplificare ai tranzistoarelor sunt foarte mari, curenţii de bază pot fi neglijaţi, astfel încât:

C1 E1I I≅ şi (3.1)

C2 E2I I≅

Datorită prezenţei sursei de curent constant, suma celor doi curenţi de emitor va fi constantă şi, în virtutea aproximaţiilor (3.1) rezultă că va fi constantă şi suma celor doi curenţi de colector:

C1 C2I I co nst+ = (3.2)

Aceasta înseamnă că o variaţie a unuia dintre cei doi curenţi într-un sens va fi imediat compensată de variaţia celuilalt curent cu aceeaşi cantitate dar în sens opus:

C1 C2iΔ = −Δi (3.2) Datorită acestui fapt, fiecare dintre cei doi curenţi de colector va putea fi

influenţat de oricare dintre cele două tensiuni de bază. Astfel, dacă de exemplu U2 = const., o creştere cu Δu1

a tensiunii U1 va determina o creştere a

curentului IC1 cu ΔiC1

şi o scădere cu aceeaşi cantitate a curentului IC2.

14

Cap. III Circuite de condiţionare a semnalelor Deoarece rezistenţele din colectorii tranzistoarelor şi variaţiile curenţilor de colector sunt identice, variaţiile potenţialelor colectorilor vor fi şi ele identice dar complementare. În cazul prezentat anterior V1

se va micşora şi V2 va creşte

(ţinând cont şi de caracterul inversor al tranzistorului). Astfel:

ΔV1 = -ΔV2 (3.4)

Dacă se definesc câştigurile (amplificările) de la intrările spre ieşirile tranzistoarelor T

1 şi T

2:

11

1

vgu

Δ=Δ

(3.5)

22

2

vgu

Δ=Δ

(3.6)

pe baza raţionamentului precedent, se poate scrie egalitatea şi complementaritatea lor:

g1 = -g

2 = g (3.7)

Datorită faptului că fiecare tranzistor lucrează ca inversor câştigurile individuale sunt negative. Din relaţiile (3.5) – (3.7) se poate scrie şirul de egalităţi:

1 2v

1 2

vgu u

Δ Δ= = −

Δ (3.8)

Δ

Aşadar, potenţialul variabil v1 este o funcţie de două variabile:v1

= v1 (u1,u2). Variaţia sa poate fi scrisă sub forma:

2 1

1 11 1

u 0 u 01 2

v vv uu uΔ = Δ =

Δ ΔΔ = Δ + Δ

Δ Δ 2u (3.9)

Ţinând seama de relaţia (3.8), relaţia precedentă se poate scrie sub forma:

2 2

1 11 1

u 0 u 01 1

v vv uu uΔ = Δ =

Δ ΔΔ = Δ − Δ

Δ Δ 2u

2)

(3.10)

sau:

1 1v g( u uΔ = Δ −Δ (3.11)

15


Datorită complementarităţii comportării celor doi tranzistori, putem scrie fără nici un fel de demonstraţie:

(3.12)

2 2v g( u uΔ = Δ −Δ 1)Dacă variaţiile potenţialelor celor două intrări sunt identice (∆u2=∆u1), se

spune că avem o tensiune de mod comun. Din ultimele două relaţii se vede imediat că amplificatorul diferenţial nu amplifică tensiunea de mod comun. Se mai spune că tensiunea de mod comun este rejectată.

Expresia factorului de amplificare a tensiunii diferenţiale poate fi dedusă pe baza schemei echivalente în de semnal mic a amplificatorului diferenţial prezentat anterior în figura 3.2. Schema de semnal mic este prezentată în fig.3.2 unde între emitorii comuni şi masă apare o întrerupere a circuitului datorită faptului că variaţia unei mărimi constante (aici I0) este nulă.

h11

∆ib1

∆u1 h21∆ib1 h22-1

∆I0=0

h22-1 h21∆ib2

h11 ∆u2Rc Rc

∆ib2

Fig.3.3 Schema echivalentă de senmal mic Deoarece admitanţa de ieşire h22 este de ordinul 10-5 - 10-6 Ω-1, rezistenţa

de ieşire h-1 va fi foarte mare (10-5 - 10-6 Ω ), astfel încât se poate neglija curentul care o traversează şi ea poate fi eliminată din circuit. Cu această precizare, schema echivalentă din fig. 3.3 poate fi transcrisă într-o formă mai sugestivă (fig. 3.3).

h11

h21∆ib1 h21∆ib2

∆u1

∆ib1 h11 ∆ib2

Rc∆v1 ∆v2Rc

∆u2

Fig.3.3 Schema echivalenta simplificată

16


Ne interesează calculul amplificării diferenţiale g definite de relaţia (3.11). Dacă scriem expresiile legilor lui Kirchhoff în unicul nod al reţelei şi pe ochiul marcat în figură, obţinem ecuaţiile:

b1 b2 21 b1 21 b2i i h i h iΔ + Δ + Δ + Δ = 0

b2

(3.13)

1 2 11 b1 11u u h i h iΔ −Δ = Δ − Δ (3.14)

Ecuaţia (3.13) mai poate scrisă sub forma (h21+1)∆ib1 = - (h21+1)∆ib2 , de unde rezultă că: ∆ib1 = −∆ib 2 (3.15)

Din relaţiile (3.14) şi (3.15) se obţine pentru variaţia curentului de bază: 1

b111

u ui2h

Δ −ΔΔ = 2 (3.16)

Variaţia tensiunii de ieşire este chiar căderea de tensiune pe rezistenţa Rc:

∆v1 = −h21 ∆ib1 Rc (3.17)

Astfel, factorul de amplificare diferenţială poate fi scris :

1 21C

1 2 11

v hg Ru u 2hΔ

= = −Δ −Δ

(3.18)

Din relaţia (3.16) poate fi exprimată rezistenţa de intrare a amplificatorului diferenţial:

1 2in 11

b1

u ur2i

2hΔ −Δ= = (3.19)

Parametrul a unui transistor are valoarea aproximativă de 25kΩ, astfel că rin kΩ. Valoarea ei poate fi mărită dacă intrarea în amplificator se face prin intermediul unui tranzistor compus Darlington sau a unui tranzistor cu efect de câmp.

Amplificatorul operaţional

Amplificatoarele operaţionale au în structura lor circuite de intrare care le asigură o rezistenţă de intrarea foarte mare, amplificatoare diferenţiale, circuite de amplificare şi circuite de ieşire care le asigură o rezistenţă de ieşire foarte mică. Simbolul folosit pentru amplificatorul operaţional este prezentat în figura 3.4. Amplificatorul operaţional este alimentat cu tensiuni simetrice (V+ şi V-) pentru ca la ieşire să poată fi obţinute atât tensiuni pozitive cât şi tensiuni negative faţă de un potenţial de referinţă care este potenţialul bornei comune a celor două surse de alimentare. Trebuie să menţionăm faptul că amplificatorul operaţional ca circuit integrat nu are o bornă de masă.

17


Denumirea de amplificator operaţional i-a fost atribuită acestui circuit integrat la începuturile existenţei lui, când a fost folosit în electronica analogică şi pentru efectuarea de operaţii aritmetice.

V-

V+i -

Notaţiile folosite în fig.3.4 au următoarele semnificaţii: • V+, V- - tensiunile de alimentare simetrice cu valori uzuale în intervalul

12 – 20V; • "+" , "-" - intrarea neinversoare respectiv intrarea inversoare; • u+ , u- - diferenţele de potenţial faţă de traseul comun ale intrărilor

neinversoare şi inversoare (tensiuni de intrare). • i+ , i- - curenţii de intrare în amplificatorul operaţional; • v – diferenţa de potenţial dintre ieşire şi traseul comun (tensiunea de

ieşire).

Diferenţa dintre cele două tensiuni de intrare se numeşte tensiune diferenţială de intrare:

du u u+ −= − (3.20) Tensiunea de ieşire a amplificatorului operaţional este proporţională cu

tensiunea diferenţială de intrare. Factorul de proporţionalitate dintre ele a fost denumit factor de amplificare în buclă deschisă a tensiunii diferenţiale de intrare, Ad. Astfel:

(3.21) ( )dv A u u+ −= −Se face menţiunea “în buclă deschisă” deoarece este vorba despre

amplificarea în absenţa oricărui fel conexiune între borna de ieşire şi bornele de intrare (reacţie) . Din ultima relaţie se vede că dacă u+ = 0, atunci v = -Adu- adică tensiunea de ieşire are polaritatea inversată faţă traseul comun, comparativ cu tensiunea de intrare. De asemenea, dacă u- = 0, atunci v = Adu+,

udi+

u - vu+

Traseu comun

Fig.3.4 Simbolul amplificatorului

18

Cap. III Circuite de condiţionare a semnalelor adică tensiunea de ieşire are aceeaşi polaritate faţă de traseul comun ca şi tensiunea de intrare. Din acest motiv cele două intrări se numesc “inversoare” şi “neinversoare”.

Dacă tensiunile aplicate pe cele două intrări sunt egale se vorbeşte despre tensiunea de mod comun definită ca:

Cu uu

2+ −−

= (3.22)

La prezentarea amplificatorului diferenţial s-a văzut că dacă tensiunile de intrare sunt identice (amplitudine, frecvenţă, fază), tensiunea de ieşire va fi nulă. În cazul unui amplificator operaţional real acest lucru nu se mai întâmplă. Chiar şi în cazul modului comun va exista la ieşire o tensiune foarte mică nenulă, vc. Raportul dintre aceasta şi tensiunea de mod comun a fost denumit factor de amplificare a tensiunii de mod comun:

CC

C

vAu

= (3.23)

Raportul dintre factorul de amplificare a tensiunii diferenţiale de intrare şi factorul de amplificare a tensiunii de mod comun se numeşte rejecţia modului comun (RMC) şi se exprimă în decibeli:

[ ]C

AdRMC dBA

= (3.24)

Valoarea rejecţiei de mod comun este o măsură a calităţii amplificatorului diferenţial. Cu cât rejecţia de mod comun are o valoare mai mare cu atât amplificatorul este mai bun.

O ultimă mărime caracterstică a amplificatorului operaţional este tensiunea de decalaj la intrare, vDi. Ea reprezintă valoarea acelei tensiuni care ar trebui aplicată la una din cele două intrări pentru ca tensiunea de ieşire să fie nulă, dacă u+ = u- = 0 şi există o conexiune de reacţie de la ieşire spre intrarea inversoare.

Valorile uzuale ale parametrilor caracteristici ai amplificatorului operaţional sunt:

• Ad 105 – 106 (amplificare diferenţială foarte mare); • Rin 106Ω (rezistenţa de intrare foarte mare); • Ries 102 - 103Ω (rezistenţăde ieşire foarte mică); • i+, i- 10-9A (curenţi de intrare foarte mici); • RMC 60 -100dB (rejecţie mare a tensiunii de mod comun); • vDi 10-5V. (tensiune de decalaj la intrare foarte mică)

19


Având în vedere aceste valori, în foarte multe cazuri practice, atunci când condiţiile de proiectare o permit, se lucrează cu noţiunea de amplificator operaţional ideal, pentru care se admit următoarele aproximaţii:

• Ad • Rin • Ries = 0 • i+, i-=0 • RMC • vDi 0

Deoarece factorul de amplificare a tensiunii diferenţiale este foarte mare, o diferenţă oricât de mică între u+

şi u- va provoca la ieşire o tensiune mare. Dar

cât de mare? Să luăm un exemplu: dacă ud= 100μV şi Ad = 10

5, atunci v=10V.

În schimb, dacă tensiunea diferenţială de intrare ar fi de 1mV tensiunea de ieşire ar trebui să fie de 100V. Dar tensiunea de ieşire nu poate depăşi tensiunea de alimentare, astfel tensiunea de ieşire se va limita valoarea v≤V+. Se spune în acest caz despre ieşirea amplificatorului că este în saturaţie pozitivă. În cazul în care tensiunea diferenţială de intrare este negativă, ieşirea amplificatorului fără reacţie poate intra în saturaţie negativă. Caracteristica de transfer a unui amplificator operaţional real, v = v(ud), este prezentată în figura 3.5a. Panta caracteristicii în vecinătatea originii este cu atât mai mare cu cât factorul de amplificare a tensiunii diferenţiale este mai mare.

V-

saturaţie pozitivă

saturaţie negativă

tgα = Ad AO REAL

V+

v

ud=u+ - u-

0 α

AO IDEAL

saturaţie pozitivă

saturaţie negativăV-

V+

tgα = Ad →∞

α0

v

ud=u+ - u-

Fig 3.5 Caracteristica de transfer a unui AO a) Caracteristica reală b) Caracteristica ideală

Caracteristica de transfer a amplificatorului operaţional ideal este prezentată în fig.3.5b. Se poate observa că în cazul ideal saturaţia pozitivă sau negativă înseamnă tensiuni de ieşire egale cu tensiunile de alimentare.

20


În analizele care vor urma referitoare la aplicaţiile amplificatorului operaţional se va utiliza doar cazul ideal. Erorile faţă de cazul real nu sunt semnificative, în schimb modalităţile de analiză se simplifică considerabil. De asemenea, nu se vor mai figura în scheme tensiunile de alimentare simetrice şi se va renunţa la indicele “d” din notaţia factorului de amplificare a tensiunii diferenţiale, notându-l simplu cu A. Având în vedere aceste precizări putem stabili schema echivalentă a amplificatorului operaţional care se va folosi la analiza circuitelor prezentată în figura 3.6.

Din punct de vedere al intrărilor, între acestea este o întrerupere pentru că rezistenţa de intrare este infinită. Faţă de sarcina conectată la ieşirea sa, amplificatorul operaţional ideal se comportă ca o sursă ideală de tensiune cu valoarea v = A (u+- u-).

v= A(u+ - u- )

u-

u+

ud

A(u+ - u- )

Fig. 3.6 Schema echivalentă a AO

Am arătat că o tensiune diferenţială oricât de mică poate “forţa” ieşirea în saturaţie pozitivă sau negativă datorită factorului de amplificare foarte mare. Acest inconvenient poate fi înlăturat dacă ieşirea se conectează printr-o rezistenţă la intrarea inversoare (rezistenţa R din fig.3.7).

i2=i+

reacţie negativă (RN)

u2

ir i1

vu1

i-R

Fig. 3.7 Reacţia negativă

21


Aceasta este o conexiune de reacţie negativă (tensiunea de la ieşire este opusă ca semn tensiunii de la intrarea inversoare) care are drept consecinţă o reducere drastică a amplificării. Deoarece factorul de amplificare fără conexiunea de reacţie este oricum foarte mare, se poate permite o micşorare a lui.

Se poate vedea deasemenea ce alte consecinţe mai are existenţa unei conexiuni de reacţie negativă. Se va calcula rezistenţa de intrare a amplificatorului din figura 3.7. Sursele de tensiune de la cele două intrări “simt” o sarcină pe care debitează energie (figura 3.8).

u2

u1 i2

i1

RinRN

Fig. 3.8 Rezistenţa de intrare a AO

Rezistenţa acestei sarcini reprezintă chiar rezistenţa de intrare a

amplificatorului şi ea poate fi exprimată cu ajutorul relaţiei:

1 2inRN

1 2

u uRi i−

=−

(3.25)

Rezistenţa de intrare poate fi calculată pe baza schemei echivalente a amplificatorului, schemă prezentată în figura 3.9.

u2

u1

ir=i1

v=A(u+ - u-)

u-=u1

u+=u2

i2=i+=0

i1

i-=0

R

Fig. 3.9 Schema echivalentă a circuitului de intrare

22


În urma analizei ei se pot scrie următoarele ecuaţii: i2=0 (3.26)

u+=u2 (3.27)

u-=u1 (3.28)

( ) ( )1 11 2 11

u A u u A u uu Au AuiR R+ −− − −− +

= = ≅ 2R

(3.28)

În ultima relaţie s-a ţinut seama de egalităţile (3.27) şi (3.28) şi de faptul că A >> 1. Din relaţiile (3.25), (3.26) şi (3.28) rezultă expresia finală a rezistenţei de intrare a amplificatorului din fig.3.7:

inRNRA

=R (3.29)

De cele mai multe ori rezistenţa de reacţie este de ordinul 10-20kΩ. Astfel, dacă R = 10kΩ şi A = 10

5, rezultă pentru rezistenţa de intrare valoarea

RinRN

= 0,1Ω. Aceasta este o valoare extrem de mică comparativ cu celelalte rezistenţe care apar în circuit, fiind aproape un scurtcircuit. Deoarece ea apare conectată între cele două intrări ale amplificatorului operaţional, se poate spune cu o foarte bună aproximaţie că potenţialul faţă de masă al intrării inversoare este egal cu potenţialul faţă de masă al intrării neinversoare:

u u+ −≅ (3.30)

În cazul particular în care intrarea neinversoare este conectată la traseul comun, considerat ca potenţial de referinţă nul (masă), potenţialul intrării neinversoare va fi şi el nul. În acest caz se spune despre nodul M (fig.3.10) că este un punct virtual de masă (PVM). R

M

PUNCT VIRTUALDE MASĂ

Fig.3.10 Punctul de masă virtual

23


S-a folosit cuvântul “virtual” deoarece între intrarea inversoare şi masă nu există un contact galvanic. Potenţialul nul este rezultatul reacţiei negative realizate prin rezistenţa R.

Circuite de bază cu amplificatoare operaţionale

Deoarece factorul de amplificare al amplificatorului operaţional în buclă

deschisă este foarte mare, la aplicarea unei mici diferenţe de potenţial între intrările sale amplificatorul operaţional poate intra în saturaţie pozitivă sau negativă. De aceea, atunci când este folosit în diferite aplicaţii, se realizează o buclă de reacţie negativă prin conectarea unei rezistenţe între ieşire şi intrarea inversoare. Pe lângă micşorarea drastică a factorului de amplificare, reacţia negativă are şi un rol determinant în mărirea stabilităţii în funcţionare a amplificatorului. Se va constata că factorul de amplificare al unui circuit particular va fi determinat numai de valorile rezistenţelor conectate în exteriorul circuitului integrat, nefiind influenţat în nici un fel de către factorul de amplificare în buclă deschisă, A. Deoarece valorile rezistenţelor sunt mult mai puţin dependente de temperatură decât proprietăţile materialelor semiconductoare, stabilitatea în funcţionare a circuitului în raport cu variaţiile de temperatură va fi mult mai bună.

În literatura de spaecialitate, circuitele de bază cu amplificatoare operaţionale care realizează diverse funcţii, sunt prezentate sub denumirea de conexiuni ale amplificatorului operaţional. Tipurile de conexiuni se definesc în funcţie de modul în care sunt conectate elementele de circuit exterioare amplificatorului operaţional. Se va porni de la o conexiune generală, cu surse de tensiune şi rezistenţe conectate la ambele intrări, care se numeşte conexiunea diferenţială. Ea este prezentată în fig.3.11. Expresia tensiunii de ieşire pentru conexiunea diferenţială poate fi apoi particularizată pentru celelalte conexiuni de bază.

R3

R2

R4

R1

u1

v u2

Fig. 3.11 Conexiunea diferenţială 24


Înainte de a analiza conexiunea diferenţială este necesară o precizare. Deducerea expresiei tensiunii de ieşire, şi implicit a factorului de amplificare, pentru toate conexiunile amplificatorului operaţional începe prin construirea schemei echivalente a întregului circuit, schemă în care amplificatorul operaţional ideal este înlocuit cu schema sa echivalentă din figura 3.6. Continuarea analizei se poate face pe două căi distincte, cu aceeaşi finalitate:

• aplicând condiţia de egalitate a potenţialelor celor două intrări ale amplificatorului operaţional, u u+ −≅ (relaţia 3.30).

• înlocuind valoarea v a tensiunii sursei echivalente de la ieşire cu expresia ei, v = A(u+

Se va demonstra această afirmaţie analizând conexiunea diferenţială pe baza schemelor echivalente pentru cele două intrări, scheme prezentate în figura 3.12 urmatoare. Se reaminteşte faptul că amplificatorul operaţional este considerat ideal şi i

- u-) şi aplicând apoi condiţia A >> 1.

+=i- =0.

(-)

u1

R1 R2

v

u-

u2

R3 (+)

R4

a) b)Fig. 3.12 Schema echivalentă a conexiunii diferenţiale

Aplicând teorema lui Millman pe schema echivalentă din figura 3.12a se poate scrie expresia potenţialului faţă de masă al intrării inversoare:

2 11

1 2 1 2

R Ru u vR R R R− = +

+ + (3.31)

Pentru a obţine expresia potenţialului intrării neinversoare observăm că în fig.3.14b avem un divizor de tensiune şi putem scrie:

25


42

3 4

RuR R+ = +

u (3.32)

Până aici drumul a fost comun pentru cele două modalităţi de analiză. Acum ele se despart.

Prima modalitate Pe baza condiţiei 3.30 egalăm expresiile 3.31 şi 3.32 şi exprimăm

tensiunea de ieşire:

1 2 4 22 1u u−

1 3 4 1

R R R RvR R R R+

=+

(3.33)

A doua modalitate În expresia tensiunii de ieşire v = A(u+ - u-) înlocuim u+- şi u- cu

expresiile lor din relaţiile (3.31) şi (3.32) şi obţinem:

1 4 22 1

1 2 3 4 1 2

AR R Rv 1 A u uR R R R R R

⎛ ⎞⎛ ⎞+ = −⎜ ⎟⎜ ⎟+ + +⎝ ⎠ ⎝ ⎠

(3.34)

Deoarece R

1 şi R

2 au acelaşi ordin de mărime şi A >> 1, se poate scrie

1

1 2

ARR R+

>> 1. Cu această aproximare, va rezulta pentru tensiunea de ieşire

chiar expresia (3.33). Din punctul de vedere al utilizatorului este de dorit să fie amplificate

doar diferenţele tensiunilor de intrare. Această înseamnă că dacă u1=u2, tensiunea de ieşire trebuie să fie nulă, v = 0. Impunând această condiţie în relaţia 3.33, se obţine egalitatea:

3 1

4 2

R RR R

= (3.35)

Aceasta este condiţia obligatorie pentru ca amplificatorul în conexiune diferenţială să opereze în condiţii optime. În practică, de cele mai multe ori se lucrează în condiţiile: R

3 = R

1 şi R

4 = R

2.

Făcând substituţia (3.35) în expresia tensiunii de ieşire (3.33) se obţine:

( )2u21

1

Rv uR

= − − (3.36)

26

Cap. III Circuite de condiţionare a semnalelor de unde rezultă imediat expresia factorului de amplificare al conexiunii diferenţiale:

2r

1 2 1

RvAu u R

= = −−

(3.37)

Se poate observa ca factorul de amplificare al amplificatorului diferenţial construit cu un amplificator operaţional nu depinde de factorul de amplificare în buclă deschisă al acestuia din urmă. Acest lucru este o consecinţă a reacţiei negative puternice.

Pentru analizarea celorlalte tipuri de conexiuni de bază se particularizează relaţia 3.33 în funcţie da particularităţile fiecărui circuit. Se menţionează însă faptul că fiecare dintre conexiunile dorite poate fi analizată independent urmând una dintre cele două căi prezentate anterior.

Conexiunea inversoare (figura 3.13) se caracterizează prin faptul că semnalul de intrare este aplicat intrării inversoare, în timp ce intrarea neinversoare este conectată la masă.

R2

uin

R1

PVM

i

v

Fig.3.13 AO în conexiune inversoare

Comparând acest circuit cu cel al amplificatorului care lucrează în conexiune diferenţială (figura 3.11) vom observa că în relaţia 3.33 trebuie făcute următoarele substituţii:

R4 = 0 R3→∞ u

2 = 0 u

1 = u

inCu acestea, pentru tensiunea de ieşire va rezulta următoarea expresie:

2in

1

RvR

= − u (3.38)

astfel încât factorul de amplificare al conexiunii inversoare va avea expresia:

27


2r

1

RAR

= − (3.39)

Deoarece i- = 0, curentul care circulă prin rezistenţele R

1 şi R

2 este acelaşi

şi a fost notat cu i. Se mai observă că, în cazul acestei conexiuni, intrarea inversoare este un punct virtual de masă (PVM), astfel încât expresia curentului

i va fi: in

1

uiR

=

Se poate observa imediat că intensitatea curentului prin rezistenţa R2

nu depinde de mărimea acesteia. De aceea ramura de reacţie din schema conexiunii inversoare este denumită ramură de curent constant.

În cazul conexiunii neinversoare (fig.3.14) semnalul este aplicat direct pe intrarea neinversoare a amplificatorului operaţional iar intrarea inversoare este conectată la masă prin intermediul rezistenţei R

1.

R2

R1

vuin

Fig.3.14 AO în conexiune neinversoare

Particularizarea relaţiei 3.33 se face punând condiţiile:

R4→∞ R3 = 0 u

1 = 0 u

2 = u

in

Pentru tensiunea de ieşire se va obţine expresia:

2in

1

Rv 1 uR

⎛ ⎞= +⎜ ⎟⎝ ⎠

(3.40)

Aşadar, factorul de amplificare al conexiunii neinversoare va fi:

2r

1

RA 1R

= + (3.41)

28


Cea mai simplă dintre conexiuni este conexiune repetoare (fig.3.15).

uin v

Fig.3.15 AO în conexiune repetoare

Practic ea este o particularizare a conexiunii neinversoare în care:

R1→∞ R2 = 0

Făcând aceste substituţii în relaţia (3.41) se obţine pentru factorul de amplificare al conexiunii repetoare: Ar=1

Desigur se pune întrebarea: la ce este utilă o astfel de conexiune dacă oricum ea nu face „nimic”? Răspunsul poate fi simplu: datorită reacţiei negative “totale” circuitul se prezintă faţă de sursa de semnal ca o impedanţă extrem de mare, iar faţă de sarcina conectată la ieşirea lui ca o sursă de tensiune cu o impedanţă de ieşire extrem de mică. De aceea el este folosit ca etaj tampon (buffer) în diferite circuite complexe.

O conexiune care generalizează într-un fel conexiunea inversoare este conexiunea sumatoare. În figura 3.17a este prezentat un sumator pentru două tensiuni, dar rezultatul ce se obţine în urma analizei poate fi generalizat foarte uşor. Datorită faptului că intrarea neinversoare este conectată la masă, intrarea inversoare este un punct virtual de masă, ceea ce înseamnă că u-= 0.

R2 R11

R12

vuB2 uB1

(-)

R11 R2 R12

u-

uB2 uB1 v

29a) b)

Fig. 3.17 AO în conexiune sumator inversor


Prin aplicarea teoremei lui Millman pe schema echivalentă pentru intrarea inversoare prezentată în fig.3.17b, se obţine următoarea expresie pentru tensiunea dintre intrarea inversoare şi masă:

1 2

11 12 2

11 12 2

u u vR R Ru 1 1 1R R R

−

+ +=

+ + (3.42)

Punând condiţia u- = 0 se obţine pentru tensiunea de ieşire:

2 21 2u ⎟

11 12

R Rv uR R

⎛ ⎞= − +⎜

⎝ ⎠ (3.43)

Se poate observa imediat că tensiunea de ieşire este o însumare ponderată a tensiunilor de intrare, coeficienţii de ponderare fiind chiar factorii de amplificare ai conexiunilor inversoare independente pentru fiecare tensiune de intrare. Relaţia de însumare 3.43 poate fi generalizată sub forma:

n2

ii 1 1i

Rv uR=

= −∑ (3.44)

Alte circuite cu amplificatoare operaţionale cu care se pot “construi” funcţii matematice de bază sunt circuitele de integrare, derivare şi logaritmare.

3.2.2. Amplificatoare de instrumentaţie ( AI )

Introducere

Este bine de precizat încă de la început că amplificatoarele de instrumentaţie nu sunt amplificatoare operaţionale. Atunci când este nevoie de un bloc de amplificare pentru condiţionarea semnalelor, prima idee care vine în minte este aceea de a folosi flexibilitatea oferită de amplificatoarele operaţionale. Se poate ca amplificatorul operaţional să fie suficient în blocul de amplificare, dar în aplicaţiile pretenţioase, acesta necesită circuite suplimentare complexe precum şi calibrări realizate de personal de înaltă calificare. Unele

30

Cap. III Circuite de condiţionare a semnalelor din aceste inconveniente pot dispărea folosind amplificatoare de instrumentaţie.

Ce este un amplificator de instrumentaţie?

Un amplificator de instrumentaţie este un amplificator diferenţial de precizie, lucrând în buclă închisă, optimizat pentru operare în mediul ostil măsurărilor de precizie.

Lumea reală este caracterizată prin abateri de la ideal, având fluctuaţii de temperatură, umiditate, existenţa zgomotelor electrice, căderi de tensiune cauzate de curentul ce străbate traseele de legătură. Mai mult, senzorii şi traductoarele reale rareori au impedanţă de ieşire zero. Toate acestea duc la apariţia erorilor în procesul de măsurare.

AI se folosesc acolo unde achiziţia semnalului util nu se poate face direct prin conectarea senzorului la sistemul de achiziţie. AI trebuie să aibă impedanţă de intrare foarte mare datorită faptului că impedanţele surselor de semnal sunt diferite de zero. Deoarece curenţii de intrare şi de offset sunt foarte mici şi relativ stabili, impedanţa sursei de semnal nu trebuie să fie constantă. De obicei, impedanţele celor două intrări sunt egale şi au valori tipice de 109 Ω sau mai mari.

Rejecţia modului comun, măsură a eliminării semnalelor perturbatoare, are valori ridicate astfel încât tensiunile de zgomot şi diferenţele de potenţial între mase, caracteristice aplicaţiilor cu senzori, sunt minimizate. AI trebuie să fie capabil să amplifice semnale de nivelul milivolţilor sau chiar microvolţilor şi să rejecteze în acelaşi timp valori de ordinul volţilor ale tensiunii de mod comun. Aceasta este o particularitate importantă a AI de a fi capabile să rejecteze semnalele de mod comun din zona de interes. Valorile tipice ale factorului de rejecţie a modului comun sunt de minim 70 dB, adeseori putând depăşi 100 dB.

Cele două intrări ale AI permit legarea directă a surselor de semnal cu masă flotantă, AI detectând doar diferenţa de tensiune dintre cele două intrări, iar orice alt semnal de mod comun (potenţial egal aplicat ambelor intrări) este rejectat din semnalul de intrare înainte de a fi amplificat.

AI trebuie să asigure şi o bună stabilitate a parametrilor în condiţii diverse cum ar fi modificarea temperaturii sau a tensiunii de alimentare. Acest lucru e posibil deoarece toate componentele de bază care asigură performanţele AI sunt integrate împreună, cu excepţia unei singure rezistenţe sau a unei perechi de rezistenţe ce trebuie conectate în exterior şi care asigură amplificarea dorită. Utilizatorul poate calcula valoarea rezistenţelor pe baza relaţiei amplificării ce este dată de obicei în documentaţia circuitului.

Ieşirea AI e folosită adesea împreună cu un pin de sesizare şi unul de referinţă prin care sarcina se poate conecta la distanţă faţă de ieşirea AI. Pentru

31

Cap. III Circuite de condiţionare a semnalelor sarcini cuplate direct la ieşire pinul de sesizare se leagă la ieşire iar cel de referinţă la masa sursei de alimentare. Schema de funcţionare tipică a amplificatorului de instrumentaţie este prezentată în figura 3.18.

Intrare neinversoare

Intrare inversoare

Zgomot

Zgomot

Zgomot

VDIF

RDIF / 2

RDIF / 2

RMC

VMC

Se observă că atât intrarea cât şi ieşirea sunt conectate împreună la acelaşi potenţial care, în acest caz, este cel al sursei de alimentare. Această metodă de conectare în stea este o bună metodă pentru minimizarea buclelor de masă. Rămân totuşi câţiva curenţi de masă de mod comun. Aceşti curenţi, circulând prin RMC, vor da naştere unei tensiuni de eroare de mod comun. Prin caracteristica sa de rejecţie a modului comun, AI va elimina VMC şi orice alt zgomot de mod comun. Multe AI au posibilitatea de ajustare suplimentară a tensiunii de offset (acea tensiune continuă ce apare atunci când cele două intrări sunt legate împreună la masă) prin modificarea unui potenţiometru extern.

Amplificatoarele de instrumentaţie sunt optimizate să realizeze amplificări, de aceea nu se pretează pentru alte operaţii ca integrare, diferenţiere, redresare etc.

Sursa de semnal

Tensiune de mod comun

Sarcină

Alimentare

Selectarea amplificării

Sens

Referinţă

VOUT

Fig. 3.18 Schema de funcţionare tipică a AI

32


AI poate fi realizat utilizând unul sau mai multe amplificatoare operaţionale sau în construcţie monolitică. Ambele variante au avantaje dar au şi limitări. Amplificatoarele de instrumentaţie realizate cu amplificatoare operaţionale oferă o bună flexibilitate şi un cost scăzut. Realizarea monolitică oferă o precizie sporită, dimensiuni mici, uşurinţă în funcţionare şi uneori cost scăzut.

Structura internă a unui amplificator de instrumentaţie

Există multe metode de realizare a AI dar acestea pot fi clasificate în două mari categorii. Cea mai uzuală este clasificarea în funcţie de numărul de amplificatoare operaţionale şi de precizia rezistenţelor folosite. Acest tip de realizare este răspândit în cazul AI modulare sau hibride unde în realizarea practică se foloseşte un număr minim de componente.

În cea de-a doua categorie, în loc de amplificatoare operaţionale, se folosesc elemente active de circuit cum ar fi circuite diferenţiale, oglinzi şi surse controlate de curent eliminând componentele ce nu sunt necesare. Tendinţa este de a minimiza numărul componentelor active (tranzistori) şi de a scădea dependenţa parametrilor de precizia împerecherii rezistenţelor. Această tehnică este mult folosită în proiectarea AI monolitice la care costul e invers proporţional cu dimensiunea circuitului integrat. Chiar şi unele AI modulare folosesc această tehnică deoarece amplificatoarele operaţionale integrate precise au devenit accesibile ca preţ doar în ultima vreme.

AI realizate doar cu amplificatoare operaţionale

Cea mai simplă dar şi cea mai dezavantajoasă metodă de implementare a unui bloc de amplificare diferenţială este prezentată în figura 3.19.

R1

VOUT

R3

R2

R4 VIN–

VIN+

Fig. 3.19 Circuit de amplificare diferenţială

Pentru acest circuit expresia tensiunii de ieşire VOUT poate fi determinată prin metoda superpoziţiei. Tensiunea de ieşire pentru VIN+ cu VIN– conectată la masă este:

33


3 4201 IN

1 2 3

R RRV VR R R+

⎛ ⎞⎛ ⎞ += ⎜ ⎟⎜ ⎟+⎝ ⎠⎝ ⎠

(3.45)

Tensiunea de ieşire pentru VIN– cu VIN+ conectată la masă este:

402 IN

3

RV VR−

⎛ ⎞= − ⎜

⎝ ⎠⎟ (3.46)

Prin metoda superpoziţiei avem:

3 42 4OUT 01 02 IN IN

1 2 3 3

R RR RV V V V VR R R R+ −

⎛ ⎞ ⎛⎛ ⎞ += + = −⎜ ⎟ ⎜⎜ ⎟+⎝ ⎠⎝ ⎠ ⎝

⎞⎟⎠

)

(3.47)

Dacă R2 = R4 şi R1 = R3, atunci:

( 4OUT IN IN

3

RV V VR+ −= − (3.48)

Astfel se realizează un amplificator diferenţial simplu. Impedanţele de intrare sunt mici şi neegale. De altfel, cele 4 rezistenţe trebuie alese cu grijă pentru o bună rejecţie a modului comun.

VOUT MC = VOUT pentru VIN+ = VIN–

3 42OUT MC IN

1 2 3 3

R RRV V

R R R R⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛⎛ ⎞ +

= −⎢ ⎥⎜ ⎟ ⎜⎜ ⎟+⎝ ⎠⎝ ⎠ ⎝⎣ ⎦4R ⎞⎟⎠

(3.49)

Dacă se doreşte o amplificare unitară, toate rezistenţele trebuie să fie egale. Pentru o eroare de doar 0,1% pentru una din rezistenţe vom avea:

R1 = R3 = R4 = R R2 = 0,999 R VOMC = 0,00005 VINRMC = 66 dB Dacă rezistenţa sursei de semnal nu este mică, amplificarea şi RMC vor

fi de asemenea compromise. Considerând realizarea acestui tip de circuit cu rezistenţe standard cu preţ rezonabil, este foarte greu de obţinut performanţe mai mult decât mediocre.

Un amplificator instrumental realizat cu două amplificatoare operaţionale este prezentat în figura 3.20.

34

R4

R3 R1 R2

RG

AB1

AB2 VBIN– VBOUT

VBIN+

Fig. 3.20 AI realizat cu două AO


Dacă 1

2 3

R RR R

= 4 şi VIN = VIN+ – VIN–, atunci:

2 2OUT IN

1 G

R 2RV V 1R R

⎛ ⎞= + +⎜

⎝ ⎠⎟

RG (extern)

(3.50)

Rezistenţa de intrare este foarte mare, aceasta permiţând surselor de semnal să aibă rezistenţe de ieşire neegale şi nenule. Mai mult, câştigul poate fi modificat dintr-o singură rezistenţă, permiţând RMC să rămână constantă odată ce reglajele iniţiale au fost efectuate.

Un dezavantaj major al acestei metode este domeniul mic al valorilor acceptate la intrare pentru tensiunea de mod comun la o funcţionare corectă. Se poate observa că A1 va amplifica semnalul de mod comun cu raportul (R3 + R4)/R4, putând duce la saturarea acestuia şi funcţionarea eronată a întregului amplificator instrumental. Această metodă se poate folosi în diferite cazuri deoarece este simplă, dar nu este optimă.

Cea mai populară configuraţie a amplificatorului instrumental este cea bazată pe folosirea a trei amplificatoare operaţionale ca în figura 3.21.

R3

R1

R2

VOUT

VIN–

VIN+

R1`

R2` R3`

Va

Vb

Sens

(conexiune externă)

Referinţă (conexiune

externă) Fig. 3.21 AI realizat cu trei AO

35


Funcţia de transfer poate fi calculată cu metoda superpoziţiei: Pentru VIN+ = 0,

1 Ga IN

G

R RV V

R−⎛ ⎞+

= ⎜⎝ ⎠

⎟ (3.51)

'1

b ING

RV VR−

⎛ ⎞= − ⎜⎜

⎝ ⎠⎟⎟ (3.52)

Pentru VIN– = 0,

1a IN

G

RV V

R+⎛ ⎞

= − ⎜⎝ ⎠

⎟ (3.53)

'1 G

b ING

R RV V

R+⎛ ⎞+

= ⎜⎜⎝ ⎠

⎟⎟ (3.54)

Astfel, vom avea:

1 G 1a IN IN

G G

R R RV V V

R R−⎛ ⎞ ⎛+

= −⎜ ⎟ ⎜⎝ ⎠ ⎝

+⎞⎟⎠

(3.55)

' '1 G 1

b IN ING G

R R RV V VR R+

⎛ ⎞ ⎛ ⎞+= −⎜ ⎟ ⎜⎜⎜ ⎟

⎝ ⎠⎝ ⎠− ⎟⎟ (3.56)

'3 3 3

OUT a b ' '2 22 3

R R RV V V

R RR R

⎛ ⎞⎛ ⎞ ⎛ += − + ⎜ ⎟⎜ ⎟ ⎜⎜ ⎟+⎝ ⎠ ⎝⎝ ⎠

2R ⎞⎟⎠

(3.57)

Dacă R3 = R3`, R2 = R2`, R1 = R1` şi înlocuind Va şi Vb din relaţiile 3.55 şi 3.56 rezultă:

( ) 31OUT IN IN

G 2

R2RV V V 1R R+ −

⎛ ⎞⎛ ⎞= − +⎜ ⎟⎜

⎝ ⎠⎝ ⎠⎟ (3.58)

Pentru această configuraţie, precizia amplificării şi RMC sunt dependente doar de raporturile dintre R2, R2`, R3 şi R3`. Se poate vedea de asemenea că RMC nu depinde de egalitatea rezistenţelor R1 şi R1`.

( ) 3 OUT MC b a

2

RV V VR

= − când VIN+ = VIN– = VIN (3.59)

În acest caz,

36


' '1 G 1 G1 1

b a ING G G

R R R RR RV V VR R R R

⎛ ⎞+ +− = − − +⎜ ⎟⎜ ⎟

⎝ ⎠G

' '1 1 1 1

ING G G G

R R R RV 1 1R R R R

⎛ ⎞= + − − − + =⎜⎜

⎝ ⎠0⎟⎟ (3.60)

( ) 3 3OUT MC b a

2 2

R RV V V 0R R

= − = ⋅ = 0 (3.61)

Datorită simetriei acestei configuraţii, erorile datorate surselor de mod comun de la intrarea amplificatorului, dacă rămân după primul etaj, vor fi anulate de etajul al doilea diferenţial. Acest avantaj explică popularitatea folosirii acestei configuraţii pentru amplificatoarele instrumentale.

AI de acest tip pot folosi amplificatoare operaţionale cu intrare FET sau bipolară. Componentele cu intrare FET au curenţii de polarizare foarte mici, ducând la obţinerea unor impedanţe mari de intrare. Totuşi intrările FET ale amplificatoarelor operaţionale au ca dezavantaj scăderea raportului de rejecţie al modului comun faţă de intrările cu tranzistoare bipolare. Deoarece tranzistoarele FET sunt mai greu de controlat în procesul de fabricaţie decât cele bipolare, rezultă o scădere a raportul de rejecţie a modului comun şi a liniarităţii odată cu creşterea tensiunii de intrare la amplificatoarele instrumentale cu intrări FET.

Amplificatoare instrumentale dedicate

Această a doua categorie de AI se bazează pe folosirea unui număr minim de dispozitive active, avantaj al circuitelor integrate monolite. Schema de principiu pentru o astfel de realizare poate fi cea din figura 3.22.

A1

A2 Q1 Q2

Amplificator principal

Amplificator de control

Q3 Q4

I B2 I B3

I B4 I B1

IN–

VIN+

+VS

–VBS

RG

RS

V

37

Sense

Ref

Fig. 3.22 Structura unui AI dedicat

Vout


Amplificarea este dată de etajul diferenţial de intrare realizat cu Q1 şi Q2, a cărui amplificare în curent (transconductanţă) este 1/RG, şi de amplificatorul principal A1, care sesizează diferenţa curenţilor de colector. Când ieşirea e conectată la pinul de sesizare, având şi referinţa legată la masă, circuitul diferenţial realizat cu Q3 şi Q4 funcţionează ca o reacţie pentru sesizarea erorii de amplificare, având transconductanţa 1/RS [30].

Amplificatorul A2 sesizează neechilibrarea curenţilor de colector în acest circuit. Când o tensiune diferenţială se aplică intrărilor, curenţii de colector pentru Q1 şi Q2 tind să difere cu (VIN+ – VIN–) / RG. Această valoare e sesizată de A1 care generează o tensiune de eroare între punctul de sesizare şi referinţă.

Această valoare a tensiunii de eroare determină diferenţa dintre curenţii de colector ai lui Q3 şi Q4, care este (VS – VR) / RS, diferenţă care e sesizată de A2 ce ajustează curenţii I3 şi I4 în sensul egalizării curenţilor de colector ai lui Q3 şi Q4.

I4 – I3 = (VS – VR) / RS

Totodată sunt ajustaţi şi curenţii I1 şi I2, astfel încât I1 – I2 = I4 – I3

Echilibrul este obţinut când:

( ) ( )S R IN IN

4 3 S 1 2 G

V V V VI I R I I R

+ −− −=

− ⋅ − ⋅ (3.62)

Dacă S R OUT

IN IN IN

V V V amplificareV V V+ −

−= =

− şi I4 – I3 = I1 – I2, atunci

S

G

Ramplificarea

R= .

Este evident din această analiză că este necesară împerecherea cu grijă a rezistenţelor folosite şi a dispozitivelor active. Acest lucru e posibil prin utilizarea tehnicilor fotografice de precizie, împreună cu o atentă proiectare şi un bun control al procesului de realizare. Astfel se obţin amplificatoare instrumentale cu performanţe foarte bune şi cost relativ scăzut.

38


Amplificatoarele instrumentale integrate de mare precizie sunt produse de firme precum Analog-Device sau Burr Brown. Concernul Texas Instruments-Burr Brown produce circuitul INA110 ce este un circuit amplificator instrumental monolitic, cu intrări FET. Topologia circuitului de reacţie de curent precum şi ajustarea cu laser a circuitului de intrare duc la obţinerea unor precizii sporite şi a unor performanţe dinamice excelente.

Timpul de răspuns foarte mic, de doar 4 μs, îl face ideal pentru operare la viteze mari sau la multiplexarea intrărilor în sistemele de achiziţie a datelor. Structura internă simplificată a circuitului INA110 este prezentată în figura 3.23.

Fig. 3.23 INA110 Structură internă

Rezistenţele interne de stabilire a amplificării sunt destinate realizării unor amplificări de 1, 10, 100, 200, 500. Intrările sunt protejate, putând lucra la tensiuni diferenţiale şi de mod comun mai mari decât ± VCC. Impedanţa mare de intrare a acestuia, de aproximativ 5 ⋅1012 Ω, şi curentul mic de polarizare de maxim 20 pA fac din INA110 componenta ideală pentru aplicaţiile ce necesită filtre de intrare sau circuite de protecţie a intrărilor.

39


De asemenea, factorul de rejecţie al modului comun este foarte mare, fiind de aproximativ 90 dB pentru o amplificare unitară şi de 110 dB pentru o amplificare de 500.

Aşa cum se observă în figura 3.23, INA110 este proiectat după schema clasică, cu trei amplificatoare operaţionale utilizând reacţia de curent şi având la intrare buffere de precizie cu tranzistoare FET. Rezultatul este un circuit amplificator instrumental cu performanţe ce nu se regăsesc în mod normal la circuitele integrate uzuale.Alegerea amplificării se face prin conectarea împreună a unor pini ai circuitului integrat.

Tabelul 3.1 arată amplificările ce pot fi obţinute cu ajutorul rezistenţelor interne. Pentru a obţine o cât mai bună precizie a amplificării, legăturile trebuie să fie cât mai scurte.

Tabelul 3.1.

Amplificare Pinul 3 conectat

la pinul:

Acurateţea amplificării

[%]

Derivă termică

[ppm/oC] 1 neconectat 0,02 10 10 13 0,05 10 100 12 0,1 20 200 16 0,2 30 500 11 0,5 50 300 12, 16 0,25 10 600 11, 12 0,25 40 700 11, 16 2 40 800 11, 12, 16 2 80

Orice altă amplificare poate fi obţinută prin dimensionarea unui rezistor

extern legat între pinul 3 şi 12, 16, sau 11. Ecuaţia pentru alegerea valorii pentru RG este:

G40kR 5A 1

= −−

0Ω (3.63)

Ieşirea „Sense” este foarte folosită pentru menţinerea preciziei în momentul conectării sarcinii. Conectând acest punct de reacţie în punctul de conectare al sarcinii, căderile de tensiune datorate curentului de sarcină, ce apar pe traseul de la ieşirea amplificatorului până la punctul de conectare al sarcinii, sunt eliminate fiind incluse în bucla de reacţie. O astfel de conexiune este prezentată în figura 24.

40ΔVBIN VBOUT

2 6

9

B

RBG

INA110

Fig. 3.24 Utilizarea conexiunii Sense

1 10IS


Când este necesar un curent mai mare în sarcină, poate fi plasat un

buffer de putere în bucla de reacţie ca în figura 3.25.

ΔVIN VOUT

1

2

10

6 9

RG

INA110 Buffer

Fig. 3.25 Utilizarea Buffer de putere Datorită performanţelor sale, INA110 este recomandat pentru circuitele

de condiţionare ce necesită amplificare şi în special pentru cele ce necesită amplificare diferenţială, impedanţă mare de intrare, rejecţia puternică a semnalelor de mod comun.

41


3.3 Atenuare şi adaptarea de impedanţă

3.3.1 Atenuarea

Atenuarea este operaţia opusă amplificării. Ea este necesară când tensiunea ce urmează a fi digitizată are valori mai mari decât cele acceptate de sistemul de achiziţie. Această formă a condiţionării semnalului micşorează amplitudinea semnalului de intrare atât cât este necesar pentru ca semnalul de ieşire să poată fi conectat direct la sistemul de achiziţie. Cel mai simplu circuit de atenuare este divizorul rezistiv de tensiune (figura 3.26). Dezavantajele introduse de simplitatea schemei duc la folosirea acestei metode foarte rar.

RA

RB

VOUT

VIN

Zi

Z0

Fig. 3.26 Divizorul rezistiv de tensiune

Din schema din figura 3.26 se observă că: B

OUT INB A

RV VR R

=+

(3.64)

Zi = RA + RB (3.65)

Z0 = RA | | RB (3.66)

De obicei, impedanţa de intrare (RA + RB) trebuie să fie cât mai mare (>106 Ω), iar impedanţa de ieşire (RA | | RB), să fie cât mai mică ( < 103 Ω). Acest deziderat poate fi obţinut doar în cazul în care RA > 103 RB, adică în cazul unor atenuări mai mari de 1000. Dacă raportul de divizare (atenuarea) este mai mic, atunci doar una din condiţii va fi îndeplinită în defavoarea

42

Cap. III Circuite de condiţionare a semnalelor celeilalte. Una dintre cele mai uzuale scheme ce înlătură acest dezavantaj este cea prezentată în figura 3.27, unde rezistenţa mică de ieşire este obţinută cu ajutorul unui amplificator operaţional cu amplificare unitară.

RA

RB

VOUT

VIN

Fig.3.27 Schema uzuala a divizorului de tensiune

Vom avea astfel BOUT IN

A B

RV VR R

=+

(3.67)

Multe sisteme de achiziţie au intrări diferenţiale. Pentru măsurarea tensiunilor mari se foloseşte un atenuator calibrat, plasat înaintea intrărilor diferenţiale ale sistemului de achiziţie. Cu acest tip de circuit prezentat în figura 3.28 se pot măsura tensiuni de până la 2000 volţi vârf la vârf.

Adaptor de înaltă tensiune Circuit de intrare

50 kΩ

10 MΩ

50 kΩ

10 MΩ

5 MΩ

5 MΩ

A

B

C

Fig.3.28 Atenuator calibrat pentru tensiune mare

Pentru sistemele de achiziţie ce au doar intrări diferenţiale, nici unul dintre cele două semnale nu are masă comună cu cea a sistemului de achiziţie. În acest caz, pentru atenuarea semnalului, se folosesc două divizoare rezistive împerecheate corespunzător. Partea de jos a fiecărui divizor e conectată la

43

Cap. III Circuite de condiţionare a semnalelor masă. Pentru a realiza atenuări mari (de exemplu 200/1), fără a compromite impedanţa de intrare a circuitelor de achiziţie, este necesară o adaptare suplimentară. Pentru aceasta se folosesc două amplificatoare operaţionale identice (de preferat în aceeaşi capsulă) A şi B, ce au curenţi de polarizare a intrărilor aproape identici. Dacă divizoarele de tensiune amplasate pe cele două intrări sunt identice, curenţii de polarizare ai intrărilor amplificatoarelor operaţionale creează tensiuni identice de offset la ieşirea amplificatoarelor operaţionale A şi B. Cele două ieşiri identice pot fi conectate împreună la un amplificator diferenţial C, care va rejecţia componenta de mod comun (implicit va rejecta şi tensiunile de offset datorate curenţilor de polarizare).

Această schemă (din figura 3.28) atenuează identic semnalul de pe ambele canale, permiţând aplicarea unor tensiuni de sute de volţi faţă de masă. De exemplu, dacă la canalul superior se aplică un semnal alternativ de 110 V, iar pe cel inferior se aplică un semnal de 50 V curent continuu, după atenuare cu 200/1, valoarea vârf la vârf a tensiunii de pe canalul superior este 0,77 V, iar pe cel inferior este 0,25 V. Aceste semnale sunt în domeniul de măsură acceptat de intrările diferenţiale ale sistemului de achiziţie.

Dacă este necesară măsurarea doar a unui singur canal, doar cel superior va fi folosit ca intrare de semnal, iar canalul inferior va avea intrarea conectată la masă conform figurii 3.29. În acest caz, apar două probleme majore.

Dacă masa sistemului de achiziţie şi masa semnalului de măsurat sunt diferite, legarea acestora împreună creează o buclă de masă ce duce la apariţia unor erori suplimentare. De asemenea, apar erori datorită curentului de polarizare ip a intrărilor amplificatoarelor operaţionale, ce produce o tensiune de offset diferită la intrările amplificatoarelor operaţionale A şi B. Această diferenţă va fi prezentă şi la ieşirea amplificatorului diferenţial C, sub forma unei tensiuni de offset.

Intrare diferenţială

ia

i Total

A

B

C

ip

ip

Fig.3.29 Atenuator calibrat pentru un singur canal

44


3.3.2 Adaptarea de impedanţă

Adaptarea de impedanţă este necesară atunci când traductorul sau sursa de semnal are impedanţă de ieşire mai mare sau comparabilă cu impedanţa de intrare a circuitului de măsură. Acest lucru are ca efect reducerea semnalului util aşa cum se observă din figura 3.30

R0

RI

VOUT

traductor

IOUT

I 0

RVR R

=+

Fig. 3.30 Conexiunea traductor-circuit de măsură

Majoritatea circuitelor de intrare au impedanţă de cel puţin 1MΩ şi nu apar erori semnificative dacă impedanţa sursei este de ordinul Ω sau chiar kΩ. În schimb, unele traductoare (de exemplu cele piezoelectrice) au impedanţă de ieşire mare rezultând necesitatea folosirii obligatorii a circuitelor de adaptare a impedanţei.

De asemenea, efectul capacităţii parazite (C) de la intrare asupra sursei de semnal prin impedanţa sa de ieşire R poate fi exprimat cu ajutorul constantei de timp T = RC. Viteza de stabilizare a semnalului depinde de această constantă de timp. Pentru a putea face achiziţii rapide este necesar ca această constantă de timp să fie mică. Pentru aceasta este necesar ca impedanţa de ieşire a sursei de semnal să fie cât mai mică.

Rezultă că un circuit de adaptare de impedanţă trebuie să prezinte o impedanţă de intrare foarte mare şi una de ieşire foarte mică. Pentru a realiza acest deziderat se folosesc de obicei amplificatoare operaţionale, cu impedanţe de intrare foarte mari, precum OPA 111.

OPA 111 este un amplificator operaţional cu intrări FET izolate dielectric (DIFET). Datorită caracteristicilor performante, este folosit în multe aplicaţii

45

Cap. III Circuite de condiţionare a semnalelor instrumentale critice. Structura simplificată a acestuia este prezentată în figura 3.31

Etaj cascodă fără zgomot*

– In

Carcasă şi substrat

+ In

+ VCC

Trim

Trim 5

1

3

2

8

2 kΩ

10 kΩ

2 kΩ

2 kΩ

2 kΩ – VCC

7

6

4

Output

*Patentat

Fig. 3.31 OPA111-Structura simplificată

La un astfel de circuit integrat, zgomotele, curentul de polarizare, tensiunea de offset, deriva termică, amplificarea în buclă deschisă, rejecţia modului comun şi a tensiunii de alimentare sunt superioare amplificatoarelor BIFET, curentul foarte mic de polarizare este obţinut prin izolarea dielectrică împreună cu garda activă integrată în cip. De asemenea, ajustarea cu laser a rezistenţelor de tip film, duce la obţinerea unor derive termice şi offset-uri scăzute.

Pentru protecţia intrărilor OPA 111 este necesară rezistenţă de limitare a curentului doar dacă tensiunea de intrare e mai negativă cu mai mult de 6 V decât –VCC.

OPA 111 este un amplificator operaţional de zgomot mic, proiectat să aibă:

– tensiune de offset..................................... ± 100 μV

46


– derivă termică...........................................± 2 μV / oC – curent de polarizare..................................2 pA – curent de offset.........................................0,5 pA – impedanţă – diferenţială...........................1013 Ω || 1 pF

– de mod comun.....................1014 Ω || 3 pF – rezistenţă de ieşire ....................................100 Ω – amplificare în buclă deschisă...................125 dB

Datorită acestor performanţe, OPA 111 este optim de a fi folosit în circuite de condiţionare ce necesită impedanţă mare de intrare şi zgomote mici, cum ar fi circuite de adaptare pentru măsurările biomedicale sau pentru sondele PH metrice.

3.4. Eşantionarea şi memorarea

3.4.1 Introducere

Un circuit de eşantionare şi memorare (CEM) realizează extragerea (prelevarea), la un moment dat a valorii unui semnal analogic (tensiune electrică) de intrare ui, memorarea acestei valori ue şi menţinerea constantă a acesteia pe toată durata efectuării prelucrării (figura 3.32)

u eu i

S/H

C E M semnal de intrare

t

ueui

S/H

În starea de eşantionare impusă prin nivelul 1 logic al semnalului de

comandă S/H, CEM funcţionează ca repetor, semnalul la ieşire ue urmărind semnalul de la intrare ui. Frontul de coborâre al semnalului de comandă S/H determină memorarea valorii tensiunii de la intrare ui de la momentul corespunzător frontului. Această valoare a tensiunii de intrare este menţinută la ieşirea CEM pe intervalul corespunzător stării de memorare impus prin nivelul 0 logic al semnalului de comandă S/H. Aceste circuite de eşantionare şi memorare se utilizează atât în sistemele de achiziţie a datelor cât şi în sistemele de distribuţie de date. În mod obişnuit circuitele de eşantionare şi memorare au amplificare unitară. Ele pot fi considerate pe bună dreptate memorii analogice a

semnal eşantionat

t

Fig. 3.32 Circuit de eşantionare şi memorare

47

Cap. III Circuite de condiţionare a semnalelor căror funcţionare este asemănătoare cu cea a memoriilor dinamice - un condensator este încărcat la valoarea semnalului de intrare (eşantionare) şi apoi este utilizat pentru a păstra valoarea pe durate de timp finite (memorare)

Într-un sistem de achiziţie de date ieşirea CEM este conectată la intrarea CAN. În intervalul corespunzător efectuării unei conversii analog-numerice, circuitul de eşantionare şi memorare este comandat în stare de memorare pentru a menţine constantă tensiunea la intrarea CAN. Se obţine astfel mărirea valorii limitei superioare a domeniului de frecvenţă pentru semnalului de intrare cu utilizarea CAN la rezoluţia maximă, dată de numărul de biţi ai acestuia. Se precizează că acest deziderat este atins dacă tensiunea de la intrarea CAN nu se modifică în intervalul efectuării conversiei cu mai mult de ±1/2 LSB. În sistemele de distribuţie a datelor, circuitele de eşantionare şi memorare sunt utilizate pentru reconstituirea semnalelor multiplexate în timp.

Prezenţa CEM înaintea CAN nu este în mod obligatoriu necesară. În cazul în care semnalele analogice sunt statice sau cvasistatice (lent variabile în timp) se poate renunţa la aceste circuite mai ales dacă variaţia semnalului analogic, pe durata conversiei, este mai mică decât erorile ce le-ar putea introduce procesul de eşantionare şi memorare. În cazul semnalelor cu variaţii rapide circuitele de eşantionare şi memorare sunt obligatorii.

3.4.2. Caracteristicile circuitului de eşantionare şi memorare

Un circuit de eşantionare şi memorare ideal ar trebui să comute regimurile de lucru instantaneu, timpii de stabilizare ar trebui sa fie nuli iar durata memorării infinită. Din păcate în practică aceste deziderate nu pot fi îndeplinite. Se prezintă în continuare principalele caracteristici ale unui pe baza caracteristicii de funcţionare prezentată în figura 3.33:

S/H Memorare Eşantionare

ui

ue

ui

diafonie

tap ts

alterare semnal

t Bac

ue

48

Fig. 3.33 Caracteristica CEM


Eroarea staţionară – reprezintă abaterea de la amplificarea unitară sau cea prescrisă prin datele de catalog

Eroarea de decalaj – reprezintă valoarea tensiunii de ieşire pentru o tensiune de intrare nulă

Timpul de apertură tap, reprezintă intervalul dintre frontul de comandă al stării de memorare pentru CEM şi trecerea efectivă a acestuia în starea de memorare; are semnificaţia unei inerţii a circuitului la aplicarea comenzii. Rezultă că, în procesul de achiziţie, fronturile de comandă ale stării de memorare trebuie să fie decalate cu tap înainte faţă de momentele impuse de prelevare a eşantioanelor. Instabilitatea timpului de apertura tap reprezintă limita maximă a variaţiilor aleatoare ale timpului de apertură. Rezultă ca valorile memorate ale eşantioanelor sunt afectate de erori cu limita maxima:

aptP ⋅= maxmaxε (3.68)

unde Pmax reprezintă panta maxima a semnalului de intrare ui. În procesul de achiziţie, eroarea εmax trebuie să satisfacă relaţia:

LSB21tP apmaxmax ≤⋅=ε (3.69)

Timpul de stabilizare ts la comutarea CEM în starea de memorare reprezintă intervalul dintre momentul de sfârşit al timpului de apertură şi momentul reducerii amplitudinii oscilaţiilor la ieşirea CEM sub valoarea 1/2 LSB. Un proces de conversie-analog numerica se declanşează numai după stabilizarea ieşirii CEM în starea de memorare, adică după sfârşitul timpului de stabilizare ts.

Modificarea tensiunii ue de la ieşirea CEM în starea de memorare este caracterizată prin panta de variaţie a acesteia (ue/t), numită viteza de alterare. Alterarea tensiunii ue de la ieşirea CEM în starea de memorare până în momentul terminării conversiei analog-numerice trebuie să fie mai mică de 1/2 LSB.

Diafonia caracterizează variaţia tensiunii de ieşire în starea de memorare datorită variaţiilor tensiunii de intrare.

Timpul de achiziţie tac reprezintă intervalul de timp dintre momentul aplicării frontului de comandă al stării de eşantionare şi momentul în care

49

Cap. III Circuite de condiţionare a semnalelor ieşirea CEM urmăreşte intrarea acestuia cu o precizie dată (eroare mai mică de 1/2 LSB). Acest timp de achiziţie apare datorită întârzierii la comanda de comutare în starea de eşantionare, datorită vitezei limitate de variaţie a tensiunii de la ieşirea CEM precum şi procesului oscilatoriu premergător stabilizării tensiunii de la ieşirea CEM. Timpul de achiziţie reprezintă o caracteristică importantă a CEM care limitează, în procesul de achiziţie, frecvenţa de eşantionare (frecvenţa de culegere a valorii semnalelor).

3.4.3 Ansamblul CEM – CAN

În continuare se prezintă modul de comandă al ansamblului CEM - CAN în corelaţie cu caracteristicile celor două componente ale ansamblului (figura 3.34).

ue ui C E M C A N

Start Conversie

Stare Conversie

b1 b2... bN

S/H Fig.3.34. Ansamblul CEM–CAN - structura de principiu

Semnalele de control ale CAN sunt:

− Start Conversie care permite declanşarea procesului de conversie analog-numerică prin fronturile crescătoare ale acestui semnal;

− Stare Conversie care indică prin nivelul logic 1 efectuarea de către CAN a unei conversii şi deci prin frontul descrescător indică sfârşitul conversiei analog-numerice.

În scopul achiziţiei unui eşantion (realizării unei conversii analog-numerice), CEM este comandat în starea de memorare la momentul t1 (figura 3.35). t1

Start Conversie

Stare Conversie

b1 b2... bN

S/H

Fig.3.35. Ansamblul CEM–CAN - diagrame de timp

t2 t3 t4

t

t

t

t

50


Declanşarea conversiei analog-numerice se realizează la momentul t2, după stabilizarea ieşirii CEM: sap12 tttt +≥−

Momentul t3 reprezintă sfârşitul conversiei analog-numerice moment precizat de comutarea la nivel 0 logic a semnalului Stare Conversie. Rezultă

unde TC23 Ttt =− C este timpul de conversie al CAN. Tot la momentul t3, CAN încarcă liniile de ieşire b1 b2 ... bN cu rezultatul

conversiei şi se comandă CEM în starea de eşantionare. Această stare este menţinută până la momentul t4 astfel încât ac34 ttt ≥− unde tac este timpul de achiziţie al CEM.

Perioada de achiziţie minimă Tacmin caracteristică ansamblului CEM - CAN reprezintă intervalul de timp minim între momentele de prelevare a două eşantioane consecutive.

Rezultă deci că: acCsap14minac tTttttT +++=−= (3.70) 3.4.4. Principii constructive ale CEM

Simbolul frecvent folosit pentru descrierea circuitelor de eşantionare şi memorare în schemele bloc este un comutator în serie cu un condensator, unde Ri reprezintă rezistenţa internă a sursei de semnal.

VIN

CH

VOUT

Fig. 3.36 Simbolizare CEM

Ri

S/H

Comutatorul controlează modul de lucru al dispozitivului, iar condensatorul memorează valoarea tensiunii. Un circuit de eşantionare şi memorare poate folosi doar aceste componente, dar cu performanţe foarte scăzute. Studiind deficienţele rezultate din această schemă se trag concluzii privind componentele ce trebuie adăugate pentru îmbunătăţirea performanţelor circuitului.

În primul rând, în modul urmărire, timpul de încărcare al condensatorului este dependent de impedanţa sursei de intrare. O sursă cu impedanţă mare de intrare va da o constantă mare de timp RC, având ca rezultat creşterea timpului de achiziţie. Pentru a ameliora acest efect se foloseşte la intrare un circuit de adaptare de impedanţă cu amplificator operaţional în configuraţie repetoare ce trebuie să suporte o sarcină capacitivă.

51

Cap. III Circuite de condiţionare a semnalelor Timpul de achiziţie devine astfel independent de impedanţa sursei şi este foarte mic având în vedere impedanţa foarte mică de ieşire a amplificatoarelor operaţionale.

În al doilea rând, în modul memorare condensatorul se va descărca pe sarcina de ieşire. Deci viteza de degradare a tensiunii memorate va fi dependentă de sarcina de ieşire ce nu poate fi foarte mare. Pentru a ameliora acest dezavantaj, un amplificator repetor va separa de asemenea condensatorul de circuitul de ieşire. În consecinţă, pentru a încărca şi memora o valoare de tensiune pe condensator, circuitul practic de eşantionare şi memorare include adaptare de impedanţă atât pe intrare, cât şi pe ieşire. Există două variante de bază ale acestei structuri: în buclă deschisă sau buclă închisă în funcţie de reacţia folosită.

La arhitectura în buclă deschisă, figura 3.37, la intrare şi la ieşire se folosesc amplificatoare operaţionale în configuraţie repetoare.

VIN- +

CH

VOUT- +

Fig. 3.37 CEM în buclă deschisă

S/H

A1A2

Amplificatorul operaţional de intrare A1 asigură o impedanţă mare de intrare a CEM şi impedanţa mică pentru încărcarea condensatorului C în starea de eşantionare ceea ce conduce la un timp de achiziţie redus (constanta de timp de încărcare a condensatorului Ti = f (RA1 C) unde RA1 este impedanţa de ieşire a amplificatorului A1.

Amplificatorul operaţional de ieşire A2 este realizat cu tranzistoare cu efect de câmp (FET) astfel încât în circuitul de intrare se obţine o impedanţă foarte mare conducând la descărcarea lentă a condensatorului (constanta de timp de descărcare a condensatorului Td = f (RA2 C), unde RA2 este impedanţa de intrare a A2 rezultând astfel o viteză de alterare redusă.

Valorile capacităţii condensatorului de memorare C se aleg în funcţie de caracteristicile aplicaţiei în care se utilizează respectivul CEM. Astfel, creşterea valorii capacităţii condensatorului de memorare conduce la creşterea timpului de achiziţie al CEM, dar la scăderea vitezei de alterare a tensiunii de ieşire în starea de memorare. Scăderea valorii capacităţii condensatorului de memorare conduce la scăderea timpului de achiziţie, dar la creşterea vitezei de alterare a tensiunii de ieşire în starea de memorare. Se utilizează o valoare care realizează astfel un compromis între cele două caracteristici: timp de achiziţie

52

Cap. III Circuite de condiţionare a semnalelor şi respectiv viteză de alterare. Pentru obţinerea unor performanţe ridicate condensatorul de memorare trebuie să aibă curent mic de pierderi prin izolaţie având dielectricul din polistiren sau teflon.

Reducerea erorilor de decalaj ale CEM se poate obţine prin includerea celor două amplificatoare operaţionale A1 şi A2 într-o buclă de reacţie globală, ca în figura 3.38.

VIN- +

Fig. 3.38 CEM în buclă închisă S/H

A1

CH

VOUT- +

A2

Efectul principal al utilizării reacţiei globale constă practic în eliminarea erorilor de decalaj corespunzătoare amplificatorului de ieşire A2. Rezultă că în cazul structurii de principiu din fig.2.5, erorile de decalaj ale CEM sunt date doar de amplificatorul operaţional de intrare AO1, care trebuie ales cu deriva redusă a tensiunii de decalaj.

În ambele cazuri ( buclă închisă sau deschisă ) pe durata memorării, deoarece bucla de reacţie este întreruptă sau lipseşte, amplificatorul de intrare se saturează şi la trecerea în starea de eşantionare intrarea trebuie reachiziţionată, chiar dacă semnalul de intrare nu a suferit nici o modificare.

Pentru a evita intrarea în saturaţie a amplificatorului A1 se poate folosi următoarea schemă pentru circuitul de eşantionare şi memorare ( figura 3.39)

VIN- +

Fig. 3.39 CEM – schemă îmbunătăţită S/H

A1

CH

VOUT- +

A2

D1 D2

R

Când comutatorul este închis (stare de eşantionare) cele două amplificatoare lucrează ca repetor într-o buclă de reacţie globală, diodele D1 şi D2 fiind blocate.

Când comutatorul este deschis (stare de memorare) una din cele două diode ( D1 sau D2) va conduce având rolul de a preveni saturaţia ieşirii

53

Cap. III Circuite de condiţionare a semnalelor amplificatorului A1 şi de a permite ca acesta să-şi reia rapid rolul la trecerea în starea de eşantionare.

3.4.5. Comutatorul Electronic

Este un comutator analogic bidirecţional realizat cu trazistor cu efect de câmp comandat cu semnale având nivele compatibile TTL sau CMOS şi având schema prezentată în figura 3.40.

Pentru nivel logic “0” la intrare (0V) tranzistoarele T3 şi T2 sunt blocate iar în colectorul lui T2 apare o tensiune apropiată de +E care blochează dioda D. Astfel T1 are între sursă şi grilă o tensiune de aproximativ 0V deci va conduce. T1

VIN

R1

R2

D

S D

CH Cgd

G

T2

T3

R3

R4

+E

-E

S H S

+E

-E

VC

Fig. 3.40 Structura comutatorului electronic

Când la intrare apare nivelul logic “1”(+5V) T3 şi T2 conduc, T2 este adus la saturaţie, tensiunea în colectorul lui devenind -E. Dioda D se deschide şi tensiunea grilei devine puternic negativă faţă de sursă ceea ce duce la blocarea lui T1. Dezavantajul important al acestei scheme apare datorită capacităţii parazite a comutatorului existentă între drenă şi grilă Cgd.

Când circuitul de eşantionare şi memorare trece din starea de eşantionare în cea de memorare apare un transfer de sarcină ne dorit între condensatorul de memorare şi capacitatea Cgd a tranzistorului comutatorului. Acest transfer

54

Cap. III Circuite de condiţionare a semnalelor cauzează un salt de tensiune pe CH şi deci o modificare a tensiunii de ieşire. Această eroare se numeşte salt de memorare. Ea se aproximează astfel :

cu ∆q Cgd (E+Vout) (3.71) Deoarece tranzistorul îşi modifică tensiunea pe grilă de la Vin=Vout în

starea de memorare la valoarea –E în starea de eşantionare. Rezultă deci

∆Vout (3.72) Această valoare depinde de Vout şi poate atinge valori de 50 100 mV

ceea ce este inadmisibil.

3.4.6. Circuit de eşantionare şi memorare optimizat

Pornind de la structura anterioară şi dezvoltând-o rezultă următoarea schemă pentru un circuit de eşantionare şi memorare figura 3.41. R1

VIN- +

Fig. 3.41 CEM – schemă optimizată

A1

CH

VOUT- +

A2

KC

Fenomenul de injecţie de sarcină apare la comanda comutatoarelor Ka şi Kb în starea de memorare şi produce din motive de simetrie acelaşi salt de memorare la bornele condensatorului de memorare cât şi la bornele condensatorului CH cuplat în bucla de reacţie a amplificatorului A2.

Rezultă că la ieşirea circuitului de eşantionare şi memorare nu apare un salt de tensiune datorat injecţiei de sarcină. Prezenţa condensatorului CH în bucla de reacţie negativă a amplificatorului A2 pe durata memorării conduce la reducerea vitezei de alterare a tensiunii de la ieşirea CEM deoarece acesta se descarcă simultan cu descărcarea condensatorului de memorare, potenţialul intrărilor pozitive şi negative ale A2 nu diferă rezultând menţinerea nemodificată a tensiunii de ieşire.

Rezistenţa R2 conectată în serie cu condensatorul de memorare CH are rolul de a reduce timpul de stabilizare al CEM la trecerea în starea de eşantionare. De asemenea R2 realizează defazarea în urmă a tensiunii Vc la bornele condensatorului de memorare faţă de tensiunea de intrare a CEM.

H S

KA

H S

R2

CH

SKB

H

55


Acest defazaj depinde de frecvenţă (funcţie liniară) ceea ce indică o întârziere a Vc faţă de VIN fără distorsionarea semnalului.

Deoarece tensiunea Vc apare la ieşirea CEM în starea de memorare rezultă că această întârziere are efect contrar faţă de întârzierea apărută la comutarea circuitului în starea de memorare datorată timpului de apertură.

Prin alegerea corespunzătoare a rezistenţei R2 cele două întârzieri se pot compensa, ceea ce conduce la realizarea unui circuit de eşantionare şi memorare cu timp de apertură nul.

3.4.7. Circuitul de eşantionare şi memorare specializat LF6197

O arhitectură nouă ce combină viteza configuraţiei în buclă deschisă cu

precizia configuraţiei în buclă închisă este arhitectura cu multiplexarea de curent prezentată în figura 3.42.

Int

Out

-

+gm1

-

+ gm2

Sample

CD S2 Hold

CH

S1Iesire

S3

Fig. 3.42 Structura circuitului LF6197

R>1K

1pF

1pF

i-

i+

LF 6197 produs de National Semiconductor este un circuit de eşantionare şi memorare de înaltă performanţă ce foloseşte această arhitectură. La arhitecturile anterioare, variaţia de sarcină pe condensatorul de memorare datorită curenţilor de pierderi şi curenţilor de polarizare a intrărilor amplificatoarelor operaţionale producea în starea de memorare o variaţie a tensiunii memorate ce ducea la modificarea ieşirii circuitului de eşantionare şi memorare. În modul urmărire, intrarea amplificatorului de transconductanţă gm1 este conectată la repetorul de ieşire, în timp ce comutatoarele S2 şi S3 sunt închise, descărcând rapid în acest fel condensatorul CD şi conectând la masă condensatorul CH care se încarcă în acest fel. Comanda de memorare conectează amplificatorul de transconductanţă gm2 la repetorul de ieşire şi deschide comutatoarele S2 şi S3.

56


Un amplificator de transconductanţă cu reacţie funcţionează astfel încât i+=i-. Astfel scăderea tensiunii de ieşire datorită modificării de sarcină pe condensatorul de memorare este anulată de o modificare de sarcină identică dar de polaritate opusă pe condensatorul CD care are aceeaşi valoare ca şi condensatorul de memorare. Astfel se obţine o reducere a vitezei de alterare a tensiunii memorate.

3.5 Multiplexarea şi amplificarea programată

3.5.1. Circuite de multiplexare a intrărilor

De obicei în circuitele de prelucrare sau transmisie a datelor este necesară aducerea mai multor semnale la o intrare unică a unui circuit. Aducerea secvenţială a semnalelor la intrarea circuitului se face cu ajutorul multiplexoarelor care de cele mai multe ori sunt realizate cu relee sau cu switch-uri integrate.

Multiplexorul (MUX) analogic (figura 3.43) este ansamblu de comutatoare analogice cu n intrări (între 4 şi 16) şi o ieşire, comandat de un sistem logic care permite cuplarea uneia din intrări la ieşire. Multiplexorul analogic permite utilizarea unui singur circuit de prelucrare pentru mai multe canale analogice de intrare. Utilizarea multiplexoarelor este o soluţie economică viabilă chiar şi în cazul semnalelor de intrare de nivel redus, pentru care multiplexarea se realizează cu costuri mai ridicate.

Elementul principal al MUX îl constituie dispozitivul de comutare, care poate fi realizat în mai multe variante constructive: cu relee obişnuite, cu relee cu mercur, cu relee reed, cu switch-uri semiconductoare (tranzistoare bipolare, diode schottky, tranzistoare J-FET, tranzistoare C-MOS).

Intră

ri an

alog

ice

+-

Adresă canal

Out A

Fig. 3.43 Structura unui multiplexor analogic

Decodor

57


Releul este un switch mecanic cu viteză de lucru relativ scăzută (mai puţin de 1 kHz pentru releele reed care sunt cele mai rapide) dar cu un domeniu mare de tensiuni suportate şi o izolare foarte bună de câţiva kV. De aceea primele trei variante, utilizând relee, conducând la investiţii iniţiale reduse, compensate însă de costuri ridicate de exploatare, fiabilitate şi durată de funcţionare redusă, nu mai sunt recomandate.

Switch-urile integrate sunt mult mai rapide decât releele şi au viteze de lucru uzuale de câţiva MHz. În schimb, aceste mici dispozitive sunt foarte uşor de defectat la tensiuni mai mari de 25 V nefiind o alegere bună pentru aplicaţii ce necesită izolare. Switch-urile integrate suportă curenţi tipici de ordinul mA.

Fiecare tip de multiplexoare, realizate cu switch-uri integrate, au performante ridicate dar şi unele neajunsuri. Astfel:

- switch-urile cu diode rapide au timp de comutaţie ≤1 ns, însă rezistenţele reziduale (în stare închisă şi respectiv deschisă) Ron si Roff sunt mai mari, în comparaţie cu alte tipuri;

- switch-urile cu tranzistoare bipolare au timpi de comutaţie mici şi rezistenţe Ron reduse, dar necesită curenţi de comandă importanţi, iar Roff are o valoare relativ mică

- switch-urile cu J-FET au rezistenţa Ron de ordinul zecilor de ohmi, timpi de comutaţie medii, însă necesita circuite de comanda complicate;

- switch-urile cu tranzistoare complementare C-MOS, sunt cele mai avantajoase şi cele mai folosite. Ele au timpi de comutaţie satisfăcători, rezistenta Ron relativ mica şi Roff - ridicata. În acelaşi timp ele pot fi comandate foarte simplu

3.5.2. Circuite de amplificarea programată Rolul amplificatorului cu câştig programabil

Amplificatorul cu câştig programabil permite mărirea gamei dinamice corespunzătoare semnalului analogic de intrare astfel încât să fie posibilă utilizarea aceluiaşi sistem de achiziţie de date (SAD) pentru un număr cât mai mare de semnale de intrare. Gama dinamică (GD) a semnalului de intrare se exprimă în funcţie de valoarea maxim posibilă a acestui semnal ui.max şi valoarea minimă impusă a se detecta ui.min.det, prin relaţia:

i.max

i.min.det

uGD = 20 log ; [GD] = dBu

(3.73)

Presupunând de exemplu utilizarea unui CAN de 12 biţi (N=12) în structura unui SAD rezultă posibilitatea reprezentării numerice a unui semnal

58

Cap. III Circuite de condiţionare a semnalelor de intrare ce poate lua valori în intervalul ui.max = FSR (Full Scale Range, ce de regulă este dat de valoarea tensiunii de referinţă a CAN) şi ui.min.det = 1 LSB adică o gamă dinamică a semnalului de intrare:

dB 72 2 log 20 = 12 log 20 =

LSB1FSR log 20 = GD 12

N

≈ (3.74)

Considerând pentru CAN că FSR = 10V şi N=12 biţi se obţine valoarea minim detectabilă a semnalului de intrare ui.min.det :

mV 2,44 409610 =

210 =

logice) (nivele 210 = u 12Ndet.mini. ≈ (3.75)

Dacă semnalul de intrare are valoarea ui <10mV, rezultă posibilitatea detectării a numai 4 nivele logice (10mV/2,44mV=4,096 nivele logice) fără utilizarea amplificatorului cu câştig programabil. Utilizând însă amplificatorul programat pentru o amplificare A = 103, valoarea minim detectabilă scade la 2,44 μV cu acoperirea întregului domeniu de variaţie a mărimii de intrare pentru care se pot stabili toate cele 2N = 4096 nivele logice.

Un alt exemplu de necesitate a folosirii amplificatorului programabil în cadrul SAD este următorul. Se consideră un semnal de intrare ui ce poate avea valori în domeniul (2-12 - 22) V, adică ui.max = 4V şi ui.min.det =0,244 mV şi pentru reprezentarea numerică a semnalului de intrare se impun erori mai mici decât ε=0,25 %. Rezultă astfel că pentru acoperirea gamei dinamice a semnalului de intrare se impune utilizarea unui CAN cu rezoluţia de 14 biţi:

i.max2

i.min.det.

urezolutia CAN = INT ( ) = 13,9 bitilogu

(3.76)

Din punctul de vedere al erorilor la reprezentarea numerică a semnalului de intrare, se impune ca eroarea de cuantizare a CAN să fie mai mică decât ε=0,25 %, aceasta eroare de cuantizare fiind dată de relaţia:

N

1 LSB 12 = de unde N 8FSR 2

ε≤ ⇒ ≥ (3.77)

Astfel pentru ε = 0,25 %, rezultă N=8 ceea ce indică posibilitatea utilizării unui CAN cu rezoluţia de 8 biţi, rezoluţie care însă nu acoperă gama dinamică a semnalului de intrare. Dacă însă în locul CAN de 14 biţi se utilizează un CAN de 8 biţi şi un amplificator programabil cu 7 valori programabile ale câştigului, conform tabelului 3.1 rezultă că fiecare eşantion al semnalului analogic de intrare poate fi reprezentat prin 8 biţi corespunzători rezultatului conversiei şi prin 3 biţi ce codifică valoarea programată a amplificării.

59


Tabel 3.2.

Tensiunea de intrare [ V ]

Tensiunea de intrare [ V ]

Amplificarea

2+2 ········· 20

4,0000·········· 1,0000

20

20 ·········2-2

1,0000 ········· 0,2500

22

2-2 ·········2-4

0,2500 ········· 0,0625

24

2-4 ········· 2-6

. . .

26

2-6 ·········2-8

. . .

28

2-8 ········· 2-10

. . .

210

2-10 ·········2-12

. . .

212

Rezultă astfel că prin utilizarea amplificatorului cu câştig programabil în structura SAD este posibilă conversia analog numerică folosind un CAN cu număr de redus de biţi (8 în loc de 14) şi de asemenea codificarea eşantioanelor pe un număr redus de biţi (11 = 8 +3 biţi în loc de 14 biţi).

În cazul folosirii multiplexării, canalele analogice de intrare nu au domeniu de tensiune identic cu cel al convertorului analog – numeric la care se aplică prin intermediul multiplexorului. Rezultă de aici necesitarea existenţei a câte unui amplificator pe fiecare canal de intrare, cu amplificarea depinzând de semnalul de pe canalul respectiv. O astfel de structură are dezavantajul folosirii unui număr mare de circuite de amplificare (câte unul pe fiecare canal), ceea ce duce la creşterea costului.

Odată cu apariţia amplificatoarelor cu câştig programabil costurile au scăzut foarte mult deoarece se foloseşte un singur amplificator (în loc de n) iar amplificarea e programată separat pentru fiecare canal în parte. Structura unui astfel de circuit e prezentată în figura 3.44:

60


MUX CAN PGA

I1

2

n

Principii de realizare ale amplificatoarelor cu câştig programabil comandate

Varianta cea mai simplă de realizare a unui amplificator cu câştig programabil ( Programmable Gate Amplifier,-PGA) constă în utilizarea unui amplificator operaţional în conexiune inversoare, a unui set de rezistenţe ponderate binar şi a unui set de comutatori realizaţi de regulă cu tranzistoare cu efect de câmp comandaţi în mod corespunzător ( figura 3.45)

I

I

Logică de comandă

Controlul canalului de

intrare

Controlul amplificării

Fig. 3.44 Structura unui SAD folosind PGA

Circuit pentru comanda

comutatoarelor

cuvânt binar de comanda

R S1

¼R S2

½ R S3

R S4

R2

+

- AO

ui

u e

R1

Fig.3.45. PGA în configuraţie inversoare

1 8

61


Având în vedere amplificarea globală a unui AO în configuraţie

inversoare se obţine relaţia tensiunii de ieşire ue: e iR2u uR1

= − ⋅ unde

rezistenţa de intrare R1 depinde de poziţia în care se află setul de comutatoare S1 ... S4, iar această rezistenţă poate fi exprimată binar astfel:

R1S

R2S

R4S

R8S

1R4321

1

⋅+⋅+⋅+⋅= (3.78)

Considerând R2 = R şi amplificarea în valoare absolută: 11

2

RR

RRA ==

se obţin cei 15 factori de amplificare . Structura circuitului rezultat este o formă de convertor numeric-analogic multiplicator fiind folosit în special pentru aplicaţiile unde este necesar un reglaj în trepte unitare al amplificării. Valoarea amplificării este dată de însăşi cuvântul binar aplicat circuitului de comandă. Dezavantajul schemei constă în eroarea de care este afectată amplificarea, datorită rezistenţei finite în regim de conducţie a comutatoarelor cu FET cuprinsă în mod obişnuit între 100Ω si 500Ω. Dacă eroarea care afectează amplificarea trebuie să fie mai mică de 0,01% este necesar ca valoarea lui R/8 să fie cuprinsă între 1 şi 5 MΩ ceea ce implică mărirea corespunzătoare a celorlalte rezistenţe. Asemenea valori mari nu sunt însă compatibile cu alţi parametri ai circuitului cum ar fi: nivelul de zgomot, deriva de cc etc. Utilizarea tranzistoarelor cu efect de câmp de comutaţie de tip MOS atenuează acest dezavantaj deoarece acestea au rezistenţă în regim de conducţie sub 50 Ω.

În figura 3.46 este prezentată schema de realizare a unui amplificator programabil cu impedanţă foarte mare la intrare în comparaţie cu structura prezentată anterior. Amplificatorul este realizat în configuraţie neinversoare cu

amplificarea dată de relaţia 1R2R11A += iar circuitul de comandă şi

comutatoarele sunt realizate cu tranzistoare MOS prin utilizarea circuitului CD 4051 (CMOS) care este un multiplexor-demultiplexor analogic cu 8 canale.

Pe baza relaţiei de calcul a amplificării şi având în vedere valoarea rezistenţelor conectate prin intermediul pinului COMMON IN/OUT al CD4051 la intrarea neinversoare a AO rezultă amplificările conform tabelului de mai sus şi este evident că prin alegerea de valori corespunzătoare pentru rezistenţele din schemă se pot obţine şi alţi factori de amplificare.

62


Fig. 3.46. Amplificator programabil neinversor

10k

40k 90k

10k 10k

10k

b1 b0

COM0 1 2 3

C B A

INH

+

- AO

u ue

i

R2

R1

CD4051

b1 b0 |A| 0 0 1 0 1 2 1 0 5 1 1 10

AD526 produs de Analog Devices este un amplificator cu câştig programabil soft ce poate realiza amplificări de 1, 2, 4, 8 şi 16. Eroarea mică de amplificare şi neliniaritate face din AD526 componenta ideală pentru instrumentaţia de precizie ce necesită câştig programabil. Banda de semnal este de 250 kHz la o amplificare de 16, AD526 având precizii foarte bune mai ales în curent continuu.

Intrările cu tranzistoare cu efect de câmp duc la obţinerea unor curenţi mici de polarizare de ordinul a 50 pA. Folosind tehnologia ajustării cu laser s-au obţinut o tensiune maximă de offset la intrare de 0,5 mV şi o eroare mică a amplificării 0,01% pentru G = 1, 2, 4.

Pentru a asigura o mare flexibilitate sistemului proiectat, AD526 poate funcţiona în modul latch sau în modul transparent.

Funcţionare

AD526 (figura 3.47) este un amplificator cu câştig programabil soft, implementat monolitic având derive termice mici, o reţea rezistivă ajustată cu laser, switch-uri cu tranzistoare J-FET şi linii de programare a amplificării compatibile TTL.

O anumită amplificare este selectată prin aplicarea unui cod adecvat la partea de control logic (tabelul 3.3). Partea de control logic comandă unul din switch-urile J-FET ale cărui contacte selectează partea de reţea rezistivă care

63

Cap. III Circuite de condiţionare a semnalelor intră în reacţia negativă a amplificatorului, toate celelalte switch-uri fiind deschise. Rezistenţa în conducţie a switch-urilor cauzează o eroare neglijabilă a amplificării, deoarece doar curentul de polarizare al amplificatorului, care este mai mic de 150 pA, străbate aceste switch-uri.

AD526 este capabil să memoreze codul amplificării (modul latch) dat de B A0 A1 A2, prin comanda liniilor de control CLK şi CS . Alternativa acestui mod este modul transparent, când AD526 răspunde direct schimbărilor de cod ale amplificării dacă intrările de control sunt conectare la masă. Pentru amplificări de 8 sau 16, o fracţiune din condensatorul de compensare a frecvenţei C1 este automat conectat la ieşirea circuitului. Acest lucru duce la creşterea benzii de amplificare, îmbunătăţeşte viteza de creştere a semnalului şi timpul de stabilizare.

Masă analogică 1

LATCHES

A0

A1

A2

B

CSCLK

Masă digitală

Fig. 3.47 Structura PGA - AD526

Masă analogică 2

Reţea rezistivă

G = 16

G = 8

14kΩ

1kΩ

G = 4

G = 2

3,4kΩ

1,7kΩ

1kΩ 1,7kΩ

N1 N2

Amplificator

VIN

– VS

+ VS

C2

C1

C ONTROL

64


Valoare amplificării în funcţie de liniile de control este dată în tabelul 3.3.

Tabelul 3.3 Codul amplificării A2 A1 A0 B

Control CLK ( CS 0= )

Amplificare Mod operare

X 0 0 0 0 1 X X 0 0 0 0 1

X 0 0 1 1 X X X 0 0 1 1 X

X 0 1 0 1 X X X 0 1 0 1 X

X 1 1 1 1 1 0 0 1 1 1 1 1

1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1

Stare anterioară 1 2 3 8 16 1 1 1 2 4 8 16

Latched Transparent Transparent Transparent Transparent Transparent Transparent

Latched Latched Latched Latched Latched Latched

Notă: X = Nu contează Principii de realizare a PGA autoreglabile

Se impune în multe aplicaţii ca amplificarea PGA să se modifice automat, permiţând menţinerea într-o anumită gamă de valori a semnalului de ieşire, indiferent de valorile semnalului de la intrarea acestuia. Prin modificarea automată a amplificării se elimină controlul SPN asupra amplificatorului , întreruperea corespunzătoare putând fi utilizată în alte scopuri. Valoarea amplificării, după ce a fost stabilită prin intermediul circuitului de autoreglare, poate fi utilizată, dacă este cazul, în SPN ca şi valoare numerică.

În figura 6.28 este prezentat un circuit de autoreglare utilizat în special pentru semnale continue şi nemultiplexate.

Tensiunea de la ieşirea PGA este comparată în mod continuu cu două nivele ale unor tensiuni de referinţă uref.sup şi uref.inf. Când tensiunea de referinţă superioară uref.sup este depăşită, comparatorul C2 îşi schimbă starea de la 0 la 1. Un generator intern de tact furnizează impulsuri a căror durată determină întârzierea în timp între treptele de reglaj ale amplificării. Dacă ieşirea comparatorului este în starea 1, poarta SI P2 va transmite impulsul de tact apărut numărătorului reversibil la intrarea CD (Count Down) reducând astfel cu o treaptă nivelul de amplificare. Amplificarea se va menţine în această

65

Cap. III Circuite de condiţionare a semnalelor stare până la apariţia unui nou impuls de tact. Modalitatea de reglaj pentru limita inferioară a gamei este similară.

Circuit de măsură a valorii absolute

Semnal de intrare PGA

Decodor

Numărator reversibil

Generator de tact

ui ue

uref.inf

uref.sup

C1

C2

P1

P2

Fig. 3.48. Schema bloc a unui sistem PGA autoreglabil

cuvânt binar

Dacă tensiunea de la ieşirea amplificatorului este mai mică decât tensiunea de referinţă inferioară uref.inf, comparatorul C1 trece din starea 0 în starea 1 şi poarta P1 permite trecerea impulsurilor de tact ale generatorului către intrarea CU (Count Up). Conţinutul numărătorului va creşte cu o unitate pentru fiecare impuls de tact determinând astfel mărirea amplificării.

Frecvenţa impulsurilor de tact se alege astfel încât să permită amplificatorului să ajungă într-un regim de amplificare stabilă, corespunzătoare unui anumit cuvânt binar de la intrare. Când ieşirile celor două comparatoare sunt în stare 0, amplificarea sistemului se menţine în cadrul limitelor fixate.

Alegerea celor două nivele ale tensiunii de referinţă trebuie făcută riguros, în scopul evitării unor efecte nedorite. De exemplu, dacă autoreglarea amplificării se face în trepte de 10:1, va fi necesar ca tensiunea de referinţă inferioară uref.inf să fie cu puţin mai mică decât o zecime din tensiunea de referinţă superioară uref.sup.

În figura 3.49 este prezentată schema bloc a unui circuit de autoreglare a amplificării specifică sistemelor de achiziţie care lucrează prin multiplexare, având spre deosebire de circuitul anterior posibilitatea de blocare a autoreglării pe perioada când se realizează comutaţia unui canal la nivelul multiplexorului.

Un circuit basculant monostabil CBM comandat de impulsurile de comutaţie ale canalelor în multiplexor blochează generatorul de tact pentru un interval finit de timp, corespunzător perioadei de comutaţie a canalului şi puţin

66

Cap. III Circuite de condiţionare a semnalelor după aceea. Durata exactă a intervalului de blocare a generatorului de tact (durata semnalului de inhibiţie furnizat de CBM) depinde de viteza de

tre performanţele sale şi cerinţele impuse sistemului ce urmează a fi proiectat.

regenerare a amplificatorului.

Utilizarea PGA într-o anumită aplicaţie este strâns legată de corelarea optimă din

CBM Impuls de c-dă

de la MUX

inhibare

Circuit de măsură a valorii absolute

Semnal de intrare PGA

Decodor

Numărator reversibil

Generator de tact

ui ue

uref.inf

uref.sup

C1

C2

P1

P2

Fig.3.4

cuvânt binar

9. Schema bloc a unui PGA autoreglabil cu funcţionare prin multiplexare

67


68

3.6 Filtrarea semnalelor3.6.1 Tipuri de filtreFiltrarea reprezintă prelucrarea unui semnal (în domeniul timp) având ca

rezultat schimbarea spectrului de frecvenţă original al semnalului.Filtrele se pot împarţi în două mari categorii: filtre analogice şi filtre

numerice. Filtrele analogice lucrează cu semnale continue, pe când celenumerice lucrează cu secvenţe discrete. Teoria modernă a eşantionării şi aprelucrării numerice a semnalelor a făcut posibilă înlocuirea filtrelor analogicecu cele numerice în numeroase aplicaţii, printre avantajele filtrelor numericenumărându-se :

filtrele numerice, sunt programabile software şi prin urmare sunt uşorde construit şi de testat;performanţele filtrelor numerice nu variază în funcţie de temperatură

sau de umiditate; filtrele numerice au un raport cost/performanţă mai bun decât filtrele

analogice ; filtrele numerice sunt stabile şi nu necesită componente de mare

precizie; filtrele numerice necesită doar operaţii aritmetice simple de înmulţire şi

adunare/scădere , prin urmare sunt uşor de implementat.Din punct de vedere al realizării fizice, un filtru numeric poate fi un

program într-un calculator, un microprocesor programabil sau un circuitintegrat dedicat. Filtrele numerice liniare clasice sunt de două tipuri: filtre curăspuns finit la impuls (Finite Impulse Response Filters-FIR) şi filtre curăspuns infinit la impuls (Infinite Impulse Response Filters- IIR)

Indiferent de tipul lor (analogice sau numerice), filtrele reduc sauelimină componentele de frecvenţă nedorită din semnalul prelucrat. În funcţiede domeniul de frecvenţă în care semnalele sunt lăsate să treacă sau suntatenuate ( rejectate ), filtrele pot fi împărţite în patru categorii :

filtre trece jos (FTJ) – lasă să treacă semnalele de frecvenţă joasă şiatenuează componentele de frecvenţă înaltă; filtre trece sus (FTS) – lasă să treacă semnale de frecvenţă înaltă dar

atenuează semnalele de frecvenţă joasă; filtre trece bandă (FTB) – lasă să treacă semnalele care au frecvenţa

într-o anumită bandă de frecvenţă filtre opreşte bandă (FOB) – atenuează semnalele care au frecvenţa

într-o anumită bandă de frecvenţă.


69

Răspunsul în frecvenţă ideal (caracteristica amplitudine frecvenţă ideala)pentru aceste categorii de filtre este prezentată în figura 3.50 :

FTJ permite trecerea semnalelor care au frecvenţa mai mică decâtfrecvenţa de tăiere ft . FTB lasă să treacă semnalele cu frecvenţa între celedouă frecvenţe de tăiere – inferioară ft1 respectiv superioară ft2. FOB atenueazăsemnalele care au frecvenţa între cele două frecvenţe de tăiere. Domeniul defrecvenţă în care filtrul permite trecerea semnalelor se numeşte bandă detrecere (BT) iar domeniul de frecvenţă în care filtrul nu lasă să treacăsemnalele se numeşte bandă de oprire (BO) sau bandă de blocare. Frecvenţelede tăiere, benzile de trecere şi de oprire, alături de alţi parametrii fac parte dinspecificaţiile de proiectare ale filtrelor.

Filtrele ideale sunt caracterizate de amplitudine unitară (0 dB) în bandade trecere şi de amplitudine zero (-∞ dB) în banda de oprire. În cazulimplementărilor practice, reale, aceste performanţe ale filtrului nu sunt completrealizate. La filtrele neideale, între banda de trecere şi banda de oprire există ozonă nenulă numita bandă de tranziţie (TR), în care amplitudinea se modificăgradual de la amplitudinea unitară (0 dB) la amplitudinea nulă (-∞ dB).

Răspunsul în frecvenţă în cazul filtrelor neideale este prezentat în figura3.51, unde sunt precizate benzile de trecere, de oprire şi de tranziţie pentru celepatru mari categorii de filtre. Banda de trecere se defineşte în cazul filtrelorreale ca fiind intervalul de frecvenţă în care amplitudinea variază de la 0 la –3dB. Pentru anumite tipuri de filtre amplitudinea în banda de trecere poateprezenta mici oscilaţii cunoscute sub numele ce ripple (riplu). Amplitudineaacestor oscilaţii se numeşte ripple al benzii de trecere sau simplu ripple şi estede fapt diferenţa între amplitudinea reală a filtrului în zona de trecere şiamplitudinea unitară ideală. Deoarece în practică atenuarea în zona de oprirenu poate fi infinit de mică, în cadrul proiectării trebuie specificată o limită caretrebuie respectată.

Amplitudine Amplitudine Amplitudine Amplitudine

BT BT BT BT BTBO BO BO BO BO

f f f fft f t f t1 f t1f t2 f t2

FTJ FTS FTB FOB

Fig. 3.50 Caracteristica ideală a filtrelor


70

Prin urmare, în cazul filtrelor reale apar ca specificaţii de proiectaresuplimentare banda de tranziţie (măsurată în Hz), ripple-ul (dB) şi atenuarea înbanda de oprire (dB). Proiectarea filtrelor poate fi considerată o procedură deaproximare a răspunsului în frecvenţă al unui filtru ideal cu respectarea unorspecificaţii (performanţe) impuse.

După cum se observă din analiza figurii 3.50 şi figurii 3.51, între filtreleideale şi cele reale există o serie de deosebiri. Amplitudinea în banda de trecereşi în banda de oprire în cazul ideal este plată şi constantă, dar în cazul filtrelorreale apare fenomenul de ripple. Filtrele ideale nu au bandă de tranziţie, careapare însă la implementarea practică. Proiectarea filtrelor trebuie să realizezeun compromis pentru obţinerea unor valori ale parametrilor (ripple, atenuareaîn banda de oprire, lăţimea benzii de tranziţie) cât şi mai apropiate de cazulideal, compromis care depinde de structura filtrului şi de algoritmul deproiectare.

Amplitudine Amplitudine

Amplitudine Amplitudine

FTJ FTS

FTB FOB

BT BT

BT BT BT

BO BO

BO BOBO

TR TR

TR TR TR TR

f f

f f

Atenuarea

în BO

Ripple

Fig.3.51 Caracteristica reală a filtrelor


71

3.6.2 Consideraţii privind filtrarea şi fenomenul de aliasing

Filtrarea reprezintă una din operaţiunile importante de condiţionare asemnalului la nivelul interfeţelor de proces. Filtrarea care se foloseşte cel maides este filtrarea trece jos, ce are ca rol fie reducerea zgomotelor suprapusepeste semnalul util, fie eliminarea erorilor de aliasing care pot apărea laeşantionare. Cele mai simple filtre trece jos sunt filtrele RC, care sunt destinateatenuării zgomotelor de 50 Hz induse de reţea şi de cuplajele electromagnetice.Alte tipuri de zgomote care trebuie eliminate sunt cele datorate vibraţiilor şizgomotului termic.

Filtru trece jos folosit pentru evitarea distorsiunilor produse de frecvenţeînalte asupra semnalelor eşantionate este cunoscut sub numele de filtruantialiasing. Un filtru antialiasing va rejecta componentele cu frecvenţa maimare decât jumătate din frecvenţa de eşantionare. Fenomenul de aliasing,numit si fenomenul de ambiguitate în domeniul frecvenţă, constă însuprapunerea în anumite condiţii a spectrelor semnalelor eşantionate.Aliasingul apare atunci când semnalul eşantionat conţine componente defrecvenţă mai mare decât jumătate din frecvenţa de eşantionare. Acestecomponente pot proveni fie de la semnalul util, caz în care a fost greşit aleasăfrecvenţa de eşantionare sau provin de la zgomote, caz în care trebuie folosit unfiltru. Alegerea frecvenţei de eşantionare se face conform teoremei eşantionării(Shannon), care afirmă că frecvenţa de eşantionare trebuie să fie mai mare saucel puţin egală cu dublul celei mai înalte frecvenţe din semnalul analogic util.Frecvenţa de eşantionare minimă se numeşte frecvenţă Nyquist.

3.6.3 Filtre Analogice

Ce este un filtru analogic?Un filtru analogic poate fi privit ca un cuadrupol (două borne de intrare şi

două de ieşire) alcătuit din diferite elemente de circuit, care are uncomportament diferit faţă de semnalele cu diferite frecvenţe. Când spunemcomportament diferit, ne referim la modul în care filtrul acţionează asupramărimii (amplitudinii) semnalelor cu diferite frecvenţe, sau asupra mărimii(amplitudinii) componentelor din spectrul de frecvenţe al semnalului de laintrare. În funcţie de modul în care filtrele acţionează asupra semnaleloraplicate la intrare, ele pot fi clasificate în: filtre „trece-jos” („taie-sus”), care lasă semnalele cu frecvenţe până la o

anumită valoare (frecvenţa de tăiere) să treacă neatenuate, sau atenuatefoarte puţin, iar pe cele cu frecvenţe superioare frecvenţei de tăiere leatenuează foarte puternic.


72

filtre „trece-sus” („taie jos”), care sunt complementare filtrelor „trece-jos”. Ele atenuează drastic semnalele cu frecvenţe mai mici decâtfrecvenţa de tăiere şi lasă să treacă neatenuate, sau atenuate foarte puţin,semnalele cu frecvenţe superioare frecvenţei de tăiere. filtre „trece-bandă” care lasă să treacă neatenuate, sau atenuate foarte

puţin, semnalele cu frecvenţe cuprinse într-un anumit domeniu defrecvenţe, numit bandă de trecere, şi atenuează drastic semnalele cufrecvenţe aflate în afara benzii de trecere. filtre „opreşte-bandă”, care sunt complementarele filtrelor „trece bandă”.

Ele atenuează drastic semnalele cu frecvenţe cuprinse într-un anumitdomeniu de frecvenţe, numit bandă de tăiere şi lasă să treacă neatenuate,sau atenuate foarte puţin, semnalele cu frecvenţe aflate în afara benzii detăiere.

În funcţie de componenţa constructivă a filtrelor analogice ele pot ficlasificate în: filtre pasive, alcătuite numai din elemente pasive de circuit (rezistori,

bobine, condensatori). Consecinţa unei astfel de structuri este aceea căamplitudinea semnalului de la ieşirea filtrului nu poate fi mai mare decâtamplitudinea semnalului de la intrarea lui. Cu alte cuvinte, valoareamaximă a funcţiei de transfer nu poate fi supraunitară. filtre active, care reprezintă o combinaţie de filtre pasive şi elemente

active de circuit (de cele mai multe ori, amplificatoare operaţionale).Prezenţa elementelor active (şi a eventualelor circuite de reacţie) asigură,pe de o parte o amplificare a semnalelor cu frecvenţe aflate în banda detrecere şi pe de alta, o îmbunătăţire a caracteristicilor filtrului.

Filtre pasiveCele mai simple filtre pasive sunt cele construite doar din două elemente:

rezistor + condensator sau rezistor + bobină, conectate ca în figura3.52. Ele semai numesc şi celule elementare de filtrare sau filtre de ordinul 1, putând fidoar de tipul „trece-jos” sau „trece-sus”, în funcţie de poziţia celor douăelemente în circuitul care reprezintă filtrul.

uin uies

R (L,C)

C (R,L)

Fig.3.52 Filtre pasive


73

Să observăm că rezistorul este prezent în toate cele patru combinaţiiposibile de filtre. Filtrele în care bobina, respectiv condensatorul, ocupă aceeaşipoziţie în circuit sunt complementare: dacă unul este de tip „trece-jos”, celălalteste de tip „trece-sus”. Fiind circuite de tip cuadripol, comportamentul filtrelorpoate fi caracterizat cu ajutorul diagramelor Bode: caracteristica de transfer întensiune şi caracteristica de fază. Prima ne dă informaţii despre tipul filtrului,iar cea de a doua ne spune care este defazajul semnalului de la ieşire faţă desemnalul aplicat la intrare.

Modalitatea de calcul a parametrilor caracteristici ai unui filtru elementareste foarte simplă, mai ales atunci când elementele de circuit se consideră cafiind ideale. Vom exemplifica pe un filtru RC, a cărui schemă este prezentată înfigura 3.53. Pentru simplificarea şi mai mult a calculelor, vom considera căfiltrul lucrează în condiţiile cele mai bune: în domeniul util de frecvenţe,impedanţa filtrului este mult mai mare decât impedanţa de ieşire a sursei desemnal şi mult mai mică decât impedanţa sarcinii pe care el debitează energie.

Aplicând medoda de calcul cu mărimi complexe, funcţia de transfer întensiune va avea expresia:

fRC2j11

RCj11

Cj1R

Cj1

uu

in

ies

⋅π⋅+=

ω+=

ω+

ω= (3.79)

iar modulul ei:

22in

ies

f)RC2(11

uu

⋅π+= (3.80)

Din expresia 3.80 se vede imediat că dacăRC21f

π= , atunci

21

uu

in

ies = ,

ceea ce înseamnă o atenuare cu 3 dB a semnalului de ieşire faţă de semnalul deintrare. Vom „boteza” această frecvenţă particulară cu f

T (frecvenţă de tăiere),

C

R

uin uies

Fig. 3.53 Filtru RC


74

relaţia 3.80 putând fi acum scrisă:

2T

2in

iesu

ff1

1uuA

+== (3.81)

Reprezentarea grafică a funcţiei de transfer 3.81 a filtrului este prezentatăîn figura.3.54a. Ea „ne spune” că este vorba despre un filtru „trece-jos”, carelasă să treacă prin el semnalele cu frecvenţe mai mici decât f

T şi atenuează

foarte mult semnalele cu frecvenţe mai mari.Pentru a vedea cum acţionează filtrul asupra fazei semnalului, vom

raţionaliza expresia funcţiei de transfer astfel încât ea să poată fi scrisă subforma Re + jIm:

2T

2T

2T

2in

ies

ff1

ff

j

ff1

1uu

+−

+= (3.82)

Astfel, defazajul semnalului de ieşire faţă de cel de intrare va avea

expresia:Tffarctg−=ϕ (3.83)

Din reprezentarea grafică a caracteristicii de fază (figura 3.54b) se poateobserva că, pe tot domeniul de frecvenţe, tensiunea de ieşire este defazată înurma tensiunii de intrare. Rezultatul acesta putea fi prevăzut şi fără calcululfuncţiei de transfer, observând că tensiunea de ieşire este chiar tensiunea de labornele condensatorului, care, pentru a se încărca până la o anumită valoare atensiunii, are nevoie de un interval de timp finit, determinat de capacitatea sa şide valoarea rezistenţei prin care se încarcă.

a)

Au

0 lgƒlgƒT

211

-3 dB

-6 dB/octava

φ[rad]

2−

4−

lgƒlgƒT0

b)Fig 3.54 Caracteristica FTJ


75

Şi comportarea filtrului la limitele domeniului de frecvenţe poate fianalizată fără cunoaşterea formei analitice a funcţiei de transfer, cunoscândcomportarea elementelor reactive de circuit (în cazul de faţă un condensator) încurent continuu şi la frecvenţe foarte mari. Astfel:

∞→π

==0f

C fC21X => în curent continuu condensatorul poate fi

înlocuit cu o întrerupere şi

0fC2

1mliXfC =

π=

∞→=> la frecvenţe foarte mari condensatorul poate

fi înlocuit cu un scurtcircuitŢinând seama de aceste două adevăruri, pot fi desenate schemele

echivalente ale filtrului din figura 3.52 la limita curentului continuu şi la limitafrecvenţelor foarte înalte (figura 3.55).

Se vede imediat că la limita curentului continuu şi la frecvenţe mici (pînăla o anumită valoare) semnalul trece spre ieşire, pentru ca la frecvenţe mari săfie puternic atenuat (chiar până la 0).

Este evident că aceasta este o metodă aplicabilă doar pentru o evaluarecalitativă a comportării unui circuit conţinând elemente reactive (condensatori,bobine) la cele două extreme ale valorii frecvenţei. Ce se întâmplă însă întreaceste extreme poate fi prezis doar pe baza analizei funcţiei de transfer. Încazul analizat mai sus filtrul conţine doar două elemente de circuit şi modululfuncţiei de transfer este monoton descrescător odată cu creşterea frecvenţei.Dacă circuitul reprezentând filtrul are trei componente sau mai multe, esteposibil ca pe întreg domeniul de frecvenţe funcţia de transfer să aibă mai multemaxime şi/sau minime şi chiar să ia de mai multe ori valoarea zero. În acestesituaţii se vorbeşte despre polii şi zerourile funcţiei de transfer.

În Tabelul 3.4 sunt prezentate valorile modulului funcţiei de transfer (3.81)pentru câteva valori particulare ale frecvenţei.

R

uin uies=uin

La limita curentului continuuşi frecvente mici

R

uin uies=0

La limita frecvenţelor foarte mari

Fig.3 55 Schema echivalentă a filtrului trece jos


76

Tabelul 3.4

fin

ies

dBin

ies

uu

uu

lg20 ⋅=

fT -3,012fT -6,994fT -12,308fT -18,1310fT -20,04100fT -40,00

După cum se poate observa, pentru frecvenţe mai mari decât 2fT, la

fiecare dublare a frecvenţei atenuarea semnalului de ieşire creşte cuaproximativ 6dB. De asemenea, pentru frecvenţe mai mari decât 10f

T, la fiecare

multiplicare cu 10 a frecvenţei atenuarea semnalului de ieşire creşte cuaproximativ 20dB. Aceste valori ale atenuării introduse de filtru la diferitefrecvenţe ne oferă măsura pantei funcţiei de transfer în vecinătatea frecvenţeide tăiere. Alături de tipul de filtru şi de frecvenţa de tăiere, panta filtrului esteo altă caracteristică a lui. Astfel, despre filtrul elementar RC analizat anteriorse spune că are o pantă de – 6 dB/octavă sau – 20 dB/decadă.

Similar cu analiza filtrului RC pot fi analizate şi celelalte filtre simple.Sinteza comportării celor patru filtre elementare de ordinul I este prezentată înTabelul 3.5.

SCHEMA Au

φ[rad]

DIAGRAME BODE

filtru RC „trece-jos”

Tffj1

1

+

Tffarctg−

C

R

uin uies lgƒ

Au1

0 lgƒT

21 -3 dB

-6 dB/octava

RC21f T π

=

φ[rad]

2π−4−

lgƒlgƒT0


77

filtru CR „trece-sus”

ffj1

1T−

ffarctg T

filtru RL „trece-sus”

ffj1

1T−

ffarctg T

filtru LR „trece-jos”

Tffj1

1

+

Tffarctg−

Observaţie. În toate cazurile au fost neglijate elementele parazite:pierderile în dielectricul condensatorului, rezistenţa de pierderi aconductorului bobinei şi capacităţile dintre spirele bobinei. Caracteristicilefiltrului vor suferi modificări mai mari sau mai mici în funcţie de pondereaacestor elemente într-un caz concret.

S-a observat că din combinaţiile posibile de câte două elemente pe care le-am analizat mai sus lipseşte combinaţia LC (bobină + condensator). Acest caztrebuie tratat separat deoarece, fiind vorba de două elemente de circuit reactive

C

Ruin uies

R

Luin uies

L

uin uiesR

lgƒ

Au1

0 lgƒT

21 -3 dB

-6 dB/octava RC21f T π

=

φ[rad]

2π

4π

lgƒlgƒT0

Au1

0 lgƒT

21 -3 dB

-6 dB/octava L2Rf T π

=

φ[rad]

2π

4π

lgƒlgƒT

Au1

0 lgƒT

21 -3 dB

-6 dB/octava

L2Rf T π

=

φ[rad]

2π−4−

lgƒlgƒT0


78

şi complementare, orice combinaţie a lor (serie sau paralel) reprezintă uncircuit rezonant, cu un comportament particular la frecvenţa de rezonanţă.Dintre cele două combinaţii vom analiza mai detaliat doar circuitul LC paraleldin trei motive:

a) este cel mai utilizat;b) este mai greu de calculatc) la frecvenţe ridicate, o simplă bobină reprezintă ea însăşi un circuit

rezonant.În general, filtrele LC se folosesc în domeniul frecvenţelor înalte şi

foarte înalte (sute de kilohertzi sau mai mari). Vom începe prin a analizacomportarea unui circuit format dintr-o bobină şi un condensator conectate înparalel (figura.3.56).

Dintre elementele parazite menţionate mai sus a fost considerat doar celmai reprezentativ (până la o anumită frecvenţă), şi anume rezistenţa de pierderia bobinei, r. La frecvenţe foarte mari (RF şi mai sus) trebuie luate în calcul şicelelalte elemente parazite.

Dacă se introduc notaţiile: XL=ωL şi X

C=1/ωC, atunci expresia impedanţei

circuitului, scrisă sub forma complexă Re + jIm, este:

( ) 2CL

2CLL

2

C2CL

2

2C

)XX(r)XX(XrjX

XXrrXZ

−+−+−

−+= (3.84)

Circuitul prezintă fenomenul de rezonanţă în situaţia în care parteareactivă a impedanţei sale se anulează:

0)XX(Xr CLL2 =−+ (3.85)

Din această condiţie va rezulta expresia frecvenţei sale de rezonanţă:

LCr1ff

2

0rez −= (3.86)

CL

r

Fig. 3.56. Circuit LC paralel


79

în care am notatLC2

1f0 π=

Ţinând seama de condiţia de rezonanţă 3.85 şi de faptul că la rezonanţăpartea reactivă a impedanţei se anulează, expresia impedanţei circuitului înaceastă situaţie particulară va fi:

ω+= 2

22rez

rez rL1rZ (3.87)

Raportul ωrez

L/r reprezină factorul de calitate al bobinei, Q. De regulă,atunci când folosim bobine la frecvenţe înalte vom lua toate măsurile ca ele săfie de foarte bună calitate (Q > 10), astfel încât, cu o foarte bună aproximaţie,se poate scrie:

rQZ 2rez ⋅≅ (3.88)

Pe baza acestor considerente se poate reprezenta grafic (figura 3.57)dependenţa de frecvenţă a circuitului LC paralel din figura 3.56.

Se poate observa că impedanţa circuitului este maximă în condiţii derezonanţă (de aproximativ de Q2 ori mai mare decât rezistenţa de pierderi abobinei) şi descreşte rapid la frecvenţe mai mici sau mai mari. Curba derezonanţă este cu atât mai îngustă (circuit mai selectiv), cu cât factorul decalitate al bobinei este mai mare.

Combinat cu un rezistor, aşa cum este arătat în figura 3.58, circuitulrezonant paralel LC va acţiona ca un filtru „trece-bandă”.

Fig.3.57 Caracteristica circuitului LC

lgflgfrez

Q2r

Z

r


80

Funcţia de transfer a filtrului este prezentată tot în figura 3.58. Se poateobserva că semnalele cu frecvenţe aflate între f

1 şi f

2 sunt atenuate cu mai puţin

de 3 dB faţă de semnalul cu frecvenţa egală cu frecvenţa de rezonanţă acircuitului LC. Frecvenţele f

1 şi f

2 delimitează ceea ce se numeşte banda de

trecere de 3 dB a filtrului.Analiza calitativă a defazajului introdus de filtrul din figura 3.58 poate fi

făcută în felul următor: la limita curentului continuu condensatorul este echivalent cu o

întrerupere iar bobina cu o rezistenţă de valoare r. Filtrul are uncomportament pur rezistiv şi nu introduce defazaj între semnalul de ieşireşi semnalul de intrare.pentru semnalele cu frecvenţe cuprinse între limita curentului continuu şi

frecvenţa de rezonanţă, comportamentul circuitului LC este inductivpentru că natura impedanţei lui este determinată de reactanţa inductivă,mai mică decât cea capacitivă (bobina şi condensatorul sunt conectate înparalel). la o frecvenţă egală cu frecvenţa de rezonanţă impedanţa circuitului

rezonant este pur rezistivă şi filtrul nu introduce defazaj între semnalul deieşire şi semnalul de intrare. la frecvenţe mai mari decât frecvenţa de rezonanţă comportamentul

circuitului devine capacitiv.Calitativ, dependenţa de frecvenţă a defazajului dintre tensiunea de ieşire

şi cea de intrare (diagrama de fază) este prezentată în figura.3.59. Forma exactăa curbei (inclusiv poziţia maximului din zona comportamentului inductiv),depinde de valorile concrete ale elementelor de circuit.

R

uin uie

s

CL

rrQR

rQ2

12

2

+

rQRrQ

2

2

+

Rrr

+lgf

lgfrez

in

iesu u

uA =

lgf2lgf1

B3B= f2-f1-3 dB

Fig. 3.58 Circuit LC trece bandă


81

Dacă în schema din figura 3.58, în locul circuitului LC paralel seconectează un circuit LC serie, va rezulta tot un filtru care, în mod logic, artrebui să aibă un comportament complementar. Schema lui este prezentată înfigura 3.60, iar relaţiile pentru caracteristica de transfer, frecvenţa de rezonanţăşi defazaj sunt:

ω−ω++

ω−ω+

=

C1LjRr

C1Ljr

uu

in

ies (3.89)

LC21f0 π

= (3.90)

φ[rad]

2π−

2π

0 lgflgfrez

Fig.3.59 Caracteristica de fază a circuitului LC

R

uin uie

s

C

L

r

Fig. 3.60 Circuit LC serie


82

( )2

C1LRrr

C1LR

arctg

ω−ω++

ω−ω

=ϕ (3.91)

Din reprezentările grafice calitative ale acestora (figura 3.61) se poateobserva că circuitul acţionează ca un filtru „opreşte-bandă” care, pentrusemnalele de intrare cu o frecvenţă egală cu frecvenţa de rezonanţă nuintroduce nici un defazaj între semnalul de ieşire şi semnalul de intrare. Lafrecvenţe mai mici decât frecvenţa de rezonanţă filtrul are un comportamentcapacitiv, iar la frecvenţe mai mari are un comportament inductiv.

Atunci când sunt necesare filtre cu parametri îmbunătăţiţi, pot ficonectate în cascadă mai multe filtre pasive de ordinul 1, construindu-se unfiltru de ordinul n (n – numărul filtrelor de ordinul 1). În acest caz, parametrulcare se îmbunătăţeşte semnificativ este panta filtrului:

Necesitatea unui filtru de ordin superior depinde de apropierea dintrelărgimea de bandă a semnalului util şi frecvenţa zgomotului pe care vrem să-latenuăm. De exemplu, unul dintre zgomotele foarte deranjante, care semanifestă frecvent, este zgomotul care provine de la reţeaua de alimentare, cufrecvenţa de 50 Hz. Dacă semnalul util are frecvenţa de 100 kHz atunci estesuficient un filtru „trece-sus” de ordinul 1. Dacă însă semnalul util arefrecvenţa de 100 Hz, atunci, pentru că cele două frecvenţe sunt foarteapropiate, este necesar un filtru „trece-sus” de ordin superior, cu o pantă maimare, care să atenueze drastic zgomotul cu frecvenţa de 50 Hz şi să lase practicneatenuat semnalul util, cu o frecvenţa de 100 Hz.

panta filtrului de ordinul n = n x panta filtrului de ordinul 1

Fig. 3.61 Caracteristica de amplitudine şi fază

in

iesu u

uA =

21

Rrr

+

lg flg frez lg f2lg f1

B3B= f2-f1

-3 dB1

0

φ[rad]

2π−

2π

0 lg flg frez


83

Elementele pasive de circuit pot fi combinate în foarte multe moduripentru a realiza funcţia de filtrare. Cele mai folosite, mai ales la frecvenţemedii şi joase, sunt filtrele construite cu rezistori şi condensatori. Spreexemplificare, în figura 3.62 este prezentată schema de principiu a unui filtrude rejecţie („opreşte-bandă”) pentru atenuarea influenţei semnalului de brumde 50Hz care provine de la reţeaua de alimentare. Funcţia de transfer a acestuifiltru este si ea prezentată deasemena tot în figura 3.62. Se poate observa căsemnalele cu frecvenţe cuprinse între 12,8 Hz şi 226 Hz sunt atenuate cu maimult de 3 dB la trecerea prin filtru.

3.6.4 Filtre activeA fost menţionat anterior faptul că în cazul folosirii filtrelor pasive,

nivelul semnalului de ieşire este cel mult identic cu nivelul semnalului deintrare. A fost deasemenea arătat că panta unui filtru poate fi îmbunătăţită princonectarea în cascadă a mai multor filtre pasive de ordinul 1, identice. În plus,performanţele unui filtru pasiv sunt afectate şi de caracteristicile electrice alesursei care furnizează semnalul pe care trebuie să-l prelucrăm şi ale sarcinii pecare filtrul debitează energie. Pentru simplitatea calculelor, în paragrafeleprecedente au fost neglijate aceste efecte, dar ele se manifestă întotdeauna, cu opondere mai mică sau mai mare, în funcţie de relaţia dintre impedanţa filtruluişi impedanţa sursei de semnal, respectiv a sarcinii la o frecvenţă dată.

Dacă se doreşte ca semnalul util, filtrat de zgomote, să fie şi amplificat şisă reducem influenţele sursei de semnal şi a sarcinii asupra performanţelorfiltrului, atunci vom apela la filtrele active. Filtrele active sunt combinaţii defiltre pasive şi elemente active de circuit, în special amplificatoareoperaţionale.

Se reaminteşte faptul că amplificatorul operaţional are impedanţa deintrare foarte mare şi impedanţa de ieşire foarte mică. Datorită acestorcaracteristici, el poate fi folosit ca etaj tampon („buffer”) între sursa de semnal

2C

2C

RC

0,5µF

2R2R6 kΩ

uinuies

Fig. 3.62 Filtru rejecţie brum reţea

Au

21

lg f52,6 Hz226 Hz12,8 Hz

B3B= f2-f1

-3 dB1

0

-47 dB


84

şi filtrul pasiv şi între filtrul pasiv şi sarcină. O astfel de structură esteprezentată în figura 3.63, în care amplificatoarele operaţionale sunt conectateca repetoare de tensiune. Sursa de semnal împreună cu primul amplificatoroperaţional lucrează ca o sursă de tensiune aproape ideală în raport cu intrareafiltrului, iar filtrul pasiv va debita energie pe o sarcină aproape infinită,reprezentată de intrarea celui de al doilea amplificator operaţional. În plus,ansamblul sursă - amplificator operaţional - filtru pasiv - amplificatoroperaţional va lucra ca o sursă de tensiune aproape ideală în raport cu sarcina(impedanţa de ieşire a ei este reprezentată de impedanţa de ieşire a celui de aldoilea amplificator operaţional).

Un filtru ca cel prezentat mai sus are aceeaşi pantă şi aceeaşi frecvenţade tăiere cu cea a filtrului pasiv CR, dar are avantajul reducerii drastice ainfluenţei sursei de semnal şi sarcinii asupra parametrilor lui. El se apropiefoarte mult de un filtru pasiv ideal (figura 3.66)

Daca bufferul de ieşire este conectat ca amplificator neinversor, atuncisemnalul de la ieşire va putea fi şi amplificat.

Un filtru activ de ordin superior poate fi realizat prin conectarea încascada a mai multor filtre active de ordinul 1. În figura 3.65 este prezentatăschema unui filtru activ trece-sus de ordinul 3. Se poate observa că cele treifiltre pasive CR identice sunt încadrate fiecare de câte un buffer la intrare şi

AO2AO1

Rsarcuies

Ries→0Ries→0Rin→∞Rin→∞

uinus

R

C-

+

-

+

C=1µF, R=1kΩ

FILTRU PASIV„trece-sus”

BUFFER INTRARE BUFFER IESIRE

RS

Fig. 3.63 Structura unui filtru activ

Au

0 lg ƒlg ƒT

211

-3 dB

-6 dB/octava fT=159 Hz

Fig. 3.64 Caracteristica de transfer


85

respectiv ieşire. Ultimul buffer este conectat ca amplificator neinversor, cu

factorul de amplificare .10111

2 =+RR

Pentru că filtrul este activ şi semnalul de la ieşire este amplificat faţă decel aplicat la intrare, este util ca valoarea modulului funcţiei de transfer să fieexprimată în dB. Din reprezentarea grafică a acesteia (figura 3.66), se poateobserva că panta filtrului s-a triplat şi, ca o consecinţă, frecvenţa de tăiere acrescut de la 159 Hz la 318 Hz.

Fig. 3.48

Ca şi în cazul filtrelor pasive şi în cazul celor active pot fi folosite şi altecombinaţii de elemente pasive şi active decât combinaţia filtru pasiv – elementactiv. În acest sens este prezentat un filtru activ „trece-jos” a cărui schemă estecea din figura 3.67. El este alcătuit din cele două buffere şi o combinaţie deelemente pasive şi un amplificator operaţional. Rolul bufferelor a fost descrisanterior. Principiul de funcţionare al filtrului se deosebeşte însă radical de celal filtrelor elementare.

uin

AO1

uies

i

n

-

+

AO4-

+

R2

R1

R1=5 kΩ, R2=500kΩ

AMPLIFICATOR+

BUFFER IESIRE

R

C AO2

-

+ R

C AO3

-

+ R

C

C=1µF, R=1kΩ

Fig. 3.65 Filtru activ de ordin 3

37

40Au [dB]

0 lg ƒlg ƒT

-18 dB/octava fT=318 Hz

Fig. 3.66 Caracteristica unui filtru activ de ordin 3


86

La frecvenţe joase reactanţa capacitivă a condensatorului C1 este foartemare astfel încât semnalul de intrare nu va trece prin amplificatorul operaţionaldar va ajunge la ieşire pe calea directă prin rezistorul R3. La frecvenţe mai maridecât o frecvenţă determinată de valorile elementelor din circuit, semnalul deintrare va trece spre bufferul de ieşire atât pe calea directă menţionată anterior,cât şi prin amplificatorul operaţional AO2, deoarece reactanţa capacitivă acondensatorului C1 este cu atât mai mică cu cât frecvenţa este mai mare.Deoarece amplificatorul AO2 lucrează în conexiune inversoare, semnalul de laieşirea sa va fi în antifază cu cel care vine pe calea directă, fără defazaj. Astfel,în punctul O cele două semnale se vor însuma în antifază, semnalul rezultantfiind cu atât mai mic cu cât frecvenţa este mai mare şi reactanţa capacitivă acondensatorului C1 mai mică. Faţă de un filtru activ „clasic” realizat sub formaunei combinaţii alcătuite dintr-un filtru pasiv şi un amplificator, filtrulprezentat mai sus are avantajul unei pante mai mari (aproximativ -10db/octavă). Dacă dorim ca semnalul filtrat să fie şi amplificat atunci se maipoate adăuga un amplificator operaţional în conexiune neinversoare cu factorulde amplificare dorit.

uin

AO1

uiesi

n

C1-

+

fT=4,87 kHz, -10dB/octava

AO2

C2-

+

AO3

-

+

R2

R1

47 kΩ

BUFFERIEŞIRE

R3

BUFFERINTRARE

430 pF

33 kΩ

330 Ω

390 pF

FILTRU ACTIV „trece-jos”

punct de însumare în antifazăla frecvenţe înalte

Fig. 3.67 Filtru activ trece jos

O


87

3.6.5 Exemplu de realizare a filtrelor analogice integrate

Realizarea filtrelor analogice se poate face folosind circuitele clasice defiltrare folosind condensatoare şi rezistenţe pentru realizarea filtrelor pasivesau folosind şi amplificatoare operaţionale pentru realizarea filtrelor active.Principalul dezavantaj al acestor filtre este toleranţa mare a condensatoarelor şiposibilităţile limitate de reglaj.

Multe firme producătoare de circuite integrate realizează circuitededicate pentru filtrare. National Semiconductor produce filtrul dublu, cucapacităţi simulate, de mare performanţă LMF100.

LMF 100 conţine două filtre, cu capacităţi simulate, de uz general.Folosind un semnal de clock extern şi 2 până la 4 rezistenţe, se pot realizadiferite funcţii de filtrare de ordinul 1 sau 2 care pot fi realizate de fiecare blocîn parte. Fiecare bloc are 3 ieşiri. O ieşire poate fi configurată sa realizeze unadin funcţiile de transfer trece tot, trece sus sau opreşte bandă. Celelalte douăieşiri realizează funcţiile de transfer trece bandă şi trece jos.

Frecvenţa centrală pentru fiecare filtru este dată de frecvenţa semnaluluide clock extern precum şi de raportul unor rezistenţe. Folosind un singur circuitintegrat LMF100 se pot obţine funcţii de transfer de până la ordinul 4. Dacă sedoreşte obţinerea funcţiilor de transfer de ordin mai mare se pot cascada maimulte circuite integrate putându-se realiza toate filtrele clasice (Butterword,Bessel, Eliptic). Structura internă a filtrului LMF100 este dată în figura 3.68

• LB,BP,N,AP,HP - sunt ieşirile funcţiilor de transfer trece jos, trecebandă, opreşte bandă, trece tot, trece sus. Aceste ieşiri pot ajunge la tensiuni cuaproximativ 1V mai mici decât tensiunile de alimentare şi pot suporta a sarcinămaximă de 5KΩ. Pentru a rezulta performanţe ridicate sarcinile capacitiveconectate la aceste ieşiri trebuie minimizate. Pentru semnale de peste 15KHz,sarcina capacitiva de la ieşiri trebuie păstrată sub 30pF.

• INV- intrare inversoare realizată cu amplificator operaţional. Areimpedanţă mare de intrare. Intrarea neinversoare a amplificatorului operaţionaleste conectată intern la masa analogică.

• S1- intrare de semnal. Impedanţa de intrare este de 1/fCLK x1pF. Acestpin poate primi semnal de la o sursă cu impedanţa maximă de ieşire de 1KΩ.Dacă pinul S1 nu este folosit atunci el trebu1e conectat la masă.

• SA/B –Acest pin comandă un switch care conectează intrarea sumatoruluila masă sau la ieşirea trece jos. Acest lucru face posibilă realizarea de foartemulte combinaţii privind filtrele realizate.

• VA+ - Alimentarea analogică şi digitală


88

• VD - Acest pin trebuie ţinut la V+ excepţie făcând cazul în caredispozitivul funcţionează alimentat de la o singură sursă de alimentare de 5Viar semnalul de clock este compatibil cu nivelele TTL. În acest caz VD seconectează la masă.

• VA- ,VD

- - tensiuni negative de alimentare.• LSh – Acest pin este folosit pentru adaptarea diferitelor semnale de clock

în funcţie de modul de alimentare a circuitului. Astfel pentru alimentare dublă±5V şi impulsaur de clock de ±5V day TTL (0-5V), LSh se va conecta lamasă. Pentru o tensiune de alimentare 0-10V , masa analogică trebuie ţinută laun nivel de +5V, iar la pinul LSh va fi conectată masa sistemului pentrusemnale de comandă TTL.

Fig. 3.68 Structura circuitului LMF100


89

• CLK- intrare pentru semnalul de clock. Impulsurile de clock pot fiunipolare sau bipolare în funcţie de tensiunea aplicata pinului LSh. Factorul deumplere al semnalului de clock trebuie să fie foarte apropiat de 50% mai alesdaca se folosesc frecvenţe de lucru de peste 200KHz.

• AGND – masa analogica a circuitului.Există foarte multe moduri de configurare a circuitului LMF100. Unul

din aceste moduri este prezentat în figura 3.69

În acest mod circuitul este configurat sa realizeze funcţiile opreşte bandă,trece bandă şi trece jos având următorii parametrii:

• Frecvenţa benzii de oprire mai mică decât frecvenţa centrală• Frecvenţa centrală dată de relaţia

(3.92)

• Frecvenţa benzii de oprire

(3.93)

• Q – factorul de calitate al perechii de poli complecşi

(3.94)

Fig. 3.69 Configurare filtru LMF100


90

• HOLP –câştigul pentru funcţia de transfer trece jos (f → 0)

(3.95)

• HOBP –câştigul pentru funcţia de transfer trece bandă ( f = f0 )(3.96)

• HON1 –câştigul pentru funcţia de transfer opreşte bandă (f → 0)

(3.97)

• HON2 –câştigul pentru funcţia de transfer opreşte bandă (f → fCLK/2)(3.98)

Simpla funcţionare a circuitului şi mai ales uşurinţa comandării acestuiafolosind frecvenţa de clock face din LMF100 circuitul ideal pentru a fi folositin sistemele de achiziţie a datelor şi în circuitele de condiţionare a semnalelorcomandate de sisteme cu microprocesor.

3.7 Conversia tensiune frecvenţă

Circuitele de conversie tensiune frecvenţă realizează transformareamărimii analogice de intrare, într-un tren de impulsuri sau semnaldreptunghiular având frecvenţa riguros proporţională cu nivelul mărimii deintrare. Frecvenţa este mult mai uşor de măsurat pe cale numerică sau se poatetransmite la distanţă folosind circuite de izolare galvanică.

Astfel pentru o tensiune de intrare oarecare 0≤Ui ≤Uimax şi pentru ofrecvenţă maximă corespunzătoare capului de scară fmax , frecvenţa semnaluluide ieşire va fi:

INmax

MAX

Uf=fU

(3.99)

Relaţia liniară dintre intrarea analogică şi frecvenţa semnalului de ieşireface posibilă realizarea unor convertoare analog numerice cu rezoluţii mari şicu o liniaritate excelentă chiar în prezenţa unor condiţii de mediu foarte vitrege(gamă largă de temperaturi, zgomote de joasă sau înaltă frecvenţă, etc. ).

În condiţionarea semnalelor una din cele mai frecvente utilizări estetransmiterea mărimilor analogice la distanţă sub formă de impulsuri cufrecvenţă variabilă. Avantajul imediat constă în imunitatea crescută lazgomote. La recepţie după o eventuală reformare, semnalul poate fi refăcututilizând convertoare frecvenţă tensiune sau poate fi transformat direct într-unsemnal numeric.


91

În multe aplicaţii este necesară prelevarea unor semnale lente în condiţiide imunitate ridicată la zgomot, una din cele mai simple soluţii constă înutilizarea de convertoare de tensiune frecvenţă chiar în construcţiatraductoarelor astfel încât ieşirea lor să fie uşor de transmis la distanţă. Schemade principiu a unui convertor tensiune frecvenţă este prezentată în figura 3.70:

Comparatorul de tensiune compară tensiunea pozitivă de la intrare V1cu tensiunea VX. Dacă V1 este mai mare comparatorul va comanda apariţiaunui impuls. De asemenea ieşirea timer-ului va aduce în conducţie atâttranzistorul pentru ieşirea de frecvenţă cât şi circuitul de comutare a sursei decurent pentru o perioadă t =1,1CtRt .

În acest timp sursa de curent va produce o modificare de sarcină Q=i*tîn condensatorul CL. Această sarcină va produce o tensiune Vx mai mare decâtV1. La sfârşitul perioadei sursa de curent va fi comutată la masă iar timer-ul seva reseta. Neavând curent în grupul RL CL condensatorul CL se va descărca prinRL până când VX va ajunge la potenţialul V1. În acest moment comparatorul vaporni timer-ul şi un nou ciclu va începe.

Curentul de încărcare al condensatorului va fi I=i(1,1*CtRt)*f iarcurentul de descărcare al lui CL va fi VX/RL. Dacă VI se dublează atunci şifrecvenţa se va dubla pentru a menţine acest echilibru. Se generează astfel ofrecvenţă proporţională cu tensiunea de intrare.

Firma National Semiconductor produce familia LM 231/331 deconvertoare tensiune frecvenţă. Această familie de circuite integrate este idealăpentru a fi utilizată în circuitele ieftine cu conversie analog numerică, circuite

VCC Rt

Timer

RL

Comp

V1

Sursăcurent

Ct

CL Vx

Vlogic

fout

ComutatorCurent

Fig. 3.70 Convertor tensiune frecvenţă


92

de precizie pentru conversia tensiune frecvenţă, integratoare cu constantă marede integrare, circuite de modulare şi demodulare liniară de frecvenţă şi multealte funcţii. Când e folosit ca şi convertor tensiune frecvenţă, la ieşire se obţineun tren de impulsuri cu frecvenţa direct proporţională cu tensiunea aplicată laintrare. Circuitul are toate avantajele convertoarelor de tensiune frecvenţă,având un nivel mare de acurateţe faţă de temperatură, fiind ideal pentrusistemele digitale alimentate la tensiuni mici care realizează conversii analognumerice în sisteme controlate de microprocesor.

LM 231 utilizează un nou circuit de referinţă band-gape compensat cutemperatura ceea ce asigură o excelentă acurateţe pentru domeniul maxim detemperatură la tensiuni de alimentare mai mici de 4V . Circuitul de temporizarede precizie are curenţi mici de polarizare având viteza de răspuns necesarăpentru conversii tensiune frecvenţă de până la 100 KHz.

Caracteristici: liniaritate garantată 0,01%, stabilitate cu temperatura±50ppm/ºC, domeniul de frecvenţă 1Hz-100KHz. Schema bloc a circuituluiLM231 este cea prezentată în figura 3.71:

Circuitul band-gap furnizează o tensiune de 1,9V pentru o tensiune dealimentare cuprinsă între 3.9V şi 40V. Generatorul de curent forţează otensiune de 1,9V la pinul 2 generând un curent de încărcare i =1,90V/RS.Pentru RS=14KΩ rezultă un curent de 135μA. Oglinda de curent de preciziefurnizează un curent egal, prin switch-ul de curent, la pinul 1 sau la masă înfuncţie de starea bistabilului RS. Temporizarea este realizată cu un bistabil RSşi un comparator legat la o reţea Rt Ct. Când comparatorul de intrare detecteazăo tensiune la pinul 7 mai mare decât la pinul 6 se setează bistabilul RS care vacomanda switch-ul de curent şi tranzistorul de ieşire. Când tensiunea de lapinul 5 depăşeşte 2/3Vcc comparatorul timer-ului resetează bistabilul RS .Tranzistorul de reset este adus în conducţie iar curentul din oglinda de curenteste conectat la masă. De asemenea dacă comparatorul de intrare detectează lapinul 7 o tensiune mai mare decât la pinul 6 şi după ce tensiunea de la pinul 5depăşeşte 2/3Vcc , bistabilul nu va fi resetat iar comutatorul de curent va fi înpoziţia corespunzătoare pinului 1.

Această situaţie se menţine până când tensiunea de la pinul 6 va fi maimare decât cea de la pinul 7. Acest lucru se întâmplă de obicei la pornire sau încazul în care tensiunea de intrare este mult peste tensiunea maximă de intrare.Frecvenţa de ieşire în acest caz va fi zero .

Tranzistorul de ieşire conectează pinul 3 la masă printr-o rezistenţă deprotecţie de 15Ω care limitează curentul de ieşire la 50 mA.

Tensiunea de la ieşirea referinţei de curent este 1,90V pentru oricevaloare a curentului între 10μA şi 500 μA . Ea poate fi folosită ca tensiune de


93

referinţă pentru alte componente dar trebuie avut grijă ca, curentul suplimentarabsorbit de acestea , să nu reducă precizia convertorului.

Oglindă decurent deprecizie

Referinţă Band-Gap

BistabilR-S

Vcc8

R

+1.90V

RS

2

1

Comparatorintrare

CL RL

VIN

67

Ieşirecurent

Vcc

4

Ieşirefrecvenţă

3

Vcc

TranzistorReset

Protecţiaieşirii

ComparatorTimer

Ct

15

Rt2R

-

5

Fig.3.71. LM231 Schemă bloc


94

3.8 ExcitareaMulţi senzori cum ar fi termoelementele, timbrele tensometrice precm

şi unele accelerometre necesită o anumită alimentare pentru a putea fi folosite.Excitarea este metoda de condiţionare a semnalelor care furnizează alimentareaadecvată pentru fiecare tip de senzor în parte. Alimentarea poate fi în curentsau tensiune în funcţie de fiecare senzor în parte.

Multe firme producătoare de componente electronice produc o gamălargă de surse de curent şi referinţe de tensiune ce port fi folosite pentrurealizarea circuitelor de condiţionare a semnalelor. Firma Burr-Brown producecircuite dedicate condiţionării de semnal. Un astfel de circuit este INA125 ceeste un amplificator instrumental având şi sursă de referinţă de precizie. Acestcircuit este cel mai indicat pentru alimentarea punţilor de măsură şi în acelaşitimp şi pentru amplificarea diferenţială a ieşirilor punţii. Se obţine astfel uncircuit complex care alimentează puntea şi în acelaşi timp măsoară semnalul dela ieşirea ei. Structura internă a circuitului precum şi modul de conectare apunţii de măsură este prezentat în figura 3.72

O singură rezistenţă externă poate regla amplificarea între 4 şi 10.000.INA 125 este un circuit integrat ajustat cu laser pentru a obţine tensiune micăde offset ( 250µV ) , derivă termică mică 2µV/°C şi un factor mare de rejecţie amodului comun (100 dB pentru o amplificare de100 ). Poate funcţiona cu osingură sursă de alimentare +2.7V ÷36V sau cu alimentare diferenţială ±1,35V÷ ±18V.

Tensiunea de referinţă este setabilă extern în funcţie de conexiunea întrepinii corespunzători. Se pot obţine astfel tensiuni de alimentare de 2.5V, 5V,10V suficiente pentru a putea alimenta o gamă largă de senzori. Tensiunea dereferinţă are a acurateţe de 0,5% cu o derivă termică de maxim 35µV/°C.

În cazul în care semnalul de la ieşirea punţii nu este folosit, pentru areduce consumul de energie de la sursa de alimentare , se poate trece în modulsleep. Acest mod de lucru este întâlnit din ce în ce mai mult la aparaturaportabilă.

INA125 este astfel un circuit dedicat ce se poate folosi pentru punţiletensometrice sau pentru măsurarea în punte a termoelementelor, pentrucontrolul proceselor industriale sau în realizarea de sisteme de achiziţie adatelor.


95

Fig. 3.72 INA 125 Structura internă şi mod de conectare


96

3.9 LiniarizareaUnele tipuri de senzori generează semnal de tensiune care nu depinde

liniar de mărimea fizică măsurată. Liniarizarea, ca proces al interdependenţeidintre semnalul oferit de senzor şi măsurarea fizică, poate fi de asemenearealizată prin soft. Exemplul clasic de senzor ce necesită liniarizarare estetermocuplul. De asemenea mulţi alţi senzori prezintă diferenţe faţă decaracteristica de transfer liniară ideală. Senzorii ce prezintă o astfel deproprietate se spune că sunt neliniari. O funcţie ipotetică neliniară esteprezentată în figura 3.73.

Această figură ilustrează conceptul de liniarizare terminală care dădeviaţia caracteristicii reale de la linia dreaptă ce trece prin punctul final alcaracteristicii reale.

Pentru senzori există diferite module de liniarizare. Unele moduleproduse de Dataforth au capacitatea de a realiza funcţii de transfer neliniare.Aceste funcţii de transfer neliniare sunt configurate din fabricaţie fiindproiectate să fie inversa caracteristicii reale a semnalului neliniar de la senzor.Rezultatul este obţinerea unui semnal liniar de ieşire în funcţie de parametrulde intrare ce poate fi, de exemplu, temperatura, deplasarea, presiunea etc.Liniarizarea hard a semnalului de ieşire elimină necesitatea folosirii de rutinesoft pentru liniarizarea semnalului, liniarizare ce se face folosind polinoame deordin superior sau metode de căutare în tabele.

Liniarizarea pe porţiuni e folosită la aceste module pentru corecţianeliniarităţii semnalelor. Diferenţa între caracteristica neliniară a senzorului şicaracteristica liniarizată corespunzătoare se numeşte eroare de conformitate.Modulul SCM5B foloseşte 9 puncte (10 segmente) pentru a corecta

Neliniaritate

Caracteristicaideală

+FS

Ieşi

re

Intrare– FSFig. 3.73 Funcţia de transfer reală a unui senzor

Ieşireasenzorului


97

neliniaritatea asigurând conformitatea cu eroare de ± 0,015%. Pentruexemplificare, în figura 3.74 se prezintă caracteristica neliniară a unui senzor şiliniarizarea acesteia pe porţiuni folosind doar trei puncte pentru simplificare.Modulul SCM5B realizează inversa caracteristicii liniarizate pe porţiuni .

Rezultă foarte clar că mărirea numărului de puncte folosit va avea carezultat scăderea erorii de conformitate. Liniarizarea intrării date ţine cont devalorile minime şi maxime ale semnalului de intrare. Pentru orice semnal deintrare între aceste limite ieşirea modulului va fi reprezentarea liniară a intrării.Dacă intrarea depăşeşte valoarea minimă sau maximă, ieşirea nu mai depindeliniar de intrare, rezultând o creştere a erorilor.

Folosirea acestor module nu este recomandată în afara valorilor de intrarespecificate deoarece este greu de calculat valoarea semnalului de ieşire.

Datorită multitudinii de caracteristici neliniare pe care le prezintă o partedin senzori, este foarte greu de realizat un circuit de liniarizare general. Deaceea circuitul de liniarizare este cel mai adesea dedicat fiind proiectatîmpreună cu circuitul de măsură.

Eroare deconformitate

Ieşirea liniarizată

Fig. 3.74 Liniarizarea caracteristicii de transfer

+ capăt scară

Ieşirea neliniarizatăIeşire

Intrare– capăt scară

Creşterea erorii

Liniarizarea pe porţiuni


98

3.10 Izolarea

Izolarea poate fi definită ca separarea unui semnal de altul pentru apreveni interacţiunile neintenţionate între cele două semnale. Acesta estescopul izolării canalelor în orice sisteme de achiziţie multiplexată a datelor .Sistemele bazate pe relee asigură o izolare galvanică pe când celelalte sistemede multiplexare nu asigură acest lucru . Izolarea galvanică este absenţa oricăruicurent între cele două parţi izolate . Majoritatea metodelor de izolare asigură orezistenţă de izolare de cel puţin 100 MΩ între cele două parţi . Izolareagalvanică este utilizată în circuitele de protecţie, de reducere a zgomotului,rejecţia tensiunilor mari de mod comun, în special a celor generate de buclelede masă .

Circuitele de protecţieÎn acest caz izolarea separă sursa de semnal de circuitul de măsură care

ar putea fi distrus de variaţiile semnalului de intrare. Tensiunile mai mari decât10V pot altera semnalul de date sau pot distruge componentele utilizate însistemele de achiziţie a datelor. Semnalele de tensiuni mari sau semnalele cuimpulsuri mari de tensiune trebuie de asemenea izolate. Protecţia poate deasemenea lucra în sensul de a proteja circuitul sensibil de condiţionare asemnalului în cazul distrugerii altor parţi ale sistemului .

Reducerea zgomotelorIzolarea elimina buclele de masă pentru sistemele sau unităţile de sistem

care au aceeaşi masă. Este cazul în care fiecare dispozitiv se află la un potenţialal masei uşor diferit de celelalte dispozitive. Această diferenţă de potenţialcauzează circularea unui curent de masa ce are ca rezultat apariţia erorilor demăsurare .

Rejecţia tensiunilor mari de mod comun

Tensiunile de mod comun relative la împământare sunt prezente înmajoritatea situaţiilor când trebuie efectuate măsurători. Două puncte demăsurare care sunt relativ apropiate ca potenţial, pot avea o tensiune mare demod comun. În acest caz pentru a avea siguranţă şi acurateţe în aceste condiţii,toate sistemele de achiziţie a datelor trebuie să folosească metode de rejecţie atensiunilor de mod comun. Amplificatoarele de instrumentaţie din circuitelesimple de multiplexare şi conversie analog numerică sunt capabile să rejectezeo tensiune de mod comun de aproximativ 10V . Tensiunile de mod comun mai


99

mari decât 10V necesită folosirea mai multor metode de rejecţie scumpe şicomplicate. Dintre aceste metode amintim amplificatoarele cu izolare folosindmetode magnetice, optice sau capacitive de izolare.

3.10.1 Metode de izolareExistă mai multe metode de realizare a izolării, cele mai uzuale fiind cele

ce folosesc izolare magnetică, optică sau capacitivă.

Izolarea MagneticăIzolarea magnetică folosind un transformator este cea mai cunoscută

metodă de izolare a semnalelor analogice şi este de asemenea capabilă săizoleze şi semnale digitale. Sursele de alimentare în majoritatea sistemelorfolosesc transformatoare pentru a izola linia de tensiune alternativă detensiunile continue de alimentare a sistemelor de achiziţie a datelor . Untransformator asigură izolarea prin cuplaj magnetic. Toate acestea se pot ilustrabine în următoarea schema bloc (figura 3.75):

Transformatoarele de izolare sunt de asemenea folosite la intrareaamplificatoarelor pentru a realiza izolarea circuitului de măsură faţa desemnalul de intrare. În aceste aplicaţii, semnalul de intrare este mai întâiconvertit în semnal alternativ ce poate fi aplicat apoi primarului unuitransformator. Semnalul alternativ poate fi frecvenţă , impuls modulat în duratăsau semnal modulat în amplitudine ce va putea fi cuplat magnetic cu

Fig. 3.75 Circuit de izolare magnetică


100

secundarul transformatorului . Ieşirea este demodulată de circuitele aflateînaintea circuitului de măsură .

Izolarea OpticăIzolarea optică este cea mai utilizată pentru transmisia semnalelor

digitale. Un LED aflat într-un optoizolator generează lumină când este parcursde un curent electric . Un tranzistor receptor, sensibil la lumină (fototranzistor)va permite circularea unui curent când detectează lumină. Singura legăturăîntre intrare şi ieşire este zona de trecere a luminii ce asigură o izolare decâteva mii de volţi între intrare şi ieşire.

Optoizolatoarele sunt folosite uzual pentru a izola ieşirea circuitelor deconversie analog numerică. Ieşirea CAN este de regulă serială (sau paralelă şise poate converti serial) pentru a minimiza numărul de optocuploare necesaresistemului. În acest caz sursa de alimentare a CAN şi circuitele de intrareasociate sunt de asemenea izolate, uzual folosind un transformator. Deasemenea în cazul în care se doreşte izolarea unui semnal analogic se poatefolosi un amplificator cu cuplaj optic şi modulaţie în intensitate luminoasă.

Izolarea CapacitivăUn condensator este un dispozitiv electronic pasiv care permite trecerea

unui semnal alternativ dar nu permite trecerea unui semnal continuu putând fifolosit astfel ca dispozitiv simplu de izolare. Astfel semnalul care trebuie izolatva fi convertit mai întâi în semnal alternativ folosind tehnici de modulaţie.Apoi va fi transferat prin intermediul unui condensator în partea de recepţie. Larecepţie semnalul alternativ este demodulat pentru a recrea semnalul demăsură. Această tehnică este aplicată în circuitele amplificatoare cu izolare decost scăzut în care condensatorul de cuplaj este format de suprafaţa comunădintre două secţiuni de substrat ale circuitului integrat. Echipamentele deizolare a semnalelor folosind circuite integrate specializate pot asigura izolăripentru tensiuni de pană la 1500V.

Avantajul major al acestui tip este simplitatea, costul scăzut şi banda delucru de peste 50KHz. O componentă importantă a amplificatoarelor de izolaresunt circuitele de conversie DC/DC. Schema bloc a unui astfel de circuit esteprezentată în figura 3.76 următoare:


101

Se pot realiza astfel circuite de amplificare izolate cu amplificareprogamabilă pentru sistemele de achiziţie a datelor ce necesită izolare folosinduna dintre cele trei metode : cu transformator ,optică sau capacitivă. Un circuitde conversie DC/DC folosind transformator este folosit şi în acest caz pentru aasigura alimentarea părţi izolate. Un circuit de cuplare capacitivă este folositpentru a izola semnalul analogic, iar circuitul optic aste folosit pentru atransmite semnale digitale de control la circuitul izolat. Schema bloc a unuiastfel de circuit este prezentată în figura 3.77 următoare :

Fig. 3.76 Circuit de conversie DC-DC

Fig. 3.77 Circuit de izolare folosind convertor DC/DC


102

3.10.2 Amplificator de izolare cu cuplaj optic

Multe firme producătoare de circuite integrate produc circuite de izolarecu cuplaj optic. Dintre acestea amintim circuitul ISO100 produs de firma Burr-Brown . ISO100 este un amplificator de izolare cu cuplaj optic. Acurateţearidicată, liniaritatea şi stabilitatea în timp cu temperatura sunt obţinute princuplarea luminii emise de un led atât cu intrarea (reacţie negativa) cât şi cuieşirea. Componentele optice sunt alese cu grijă iar circuitul amplificatoruluieste ajustat cu laser pentru a asigura erori de offset mici.

Circuitul funcţionează ca un convertor curent tensiune asigurând oizolare de minim 750V între intrare si ieşire. El rupe efectiv conexiuneagalvanică între intrare şi ieşire. Poate fi folosit în sisteme de achiziţie sidistribuţie a datelor putând opera ca şi amplificator inversor sau neinversor înmodul unipolar sau bipolar.

Pentru funcţionare în modul bipolar au fost proiectate două surse decurent. Acestea nu sunt necesare în cazul funcţionarii unipolare putând fifolosite pentru alimentarea circuitelor exterioare. Schema bloc a circuituluiISO100 este data în figura 3.78.

Proiectarea circuitelor de condiţionare folosind ISO100 este foarte simplănecesitând puţine componente externe. Deoarece Vout este IinRF câştigulamplificatorului poate fi modificat prin schimbarea valori unui singur rezistor.


103

De asemenea banda de lucru de 60 KHz este suficientă pentru a amplificamajoritatea semnalelor industriale.

LED-ul şi cele două fotodiode sunt astfel aşezate încât fotodiodele D1 siD2 să primească aceeaşi cantitate de lumina. Astfel curentul prin cele douăfotodiode este foarte apropiat. Se obţine astfel o funcţie de transfer depinzânddoar de exactitatea performanţelor optice. Ajustarea cu laser a componentelorasigură o bună împerechere a componentelor optice (D1 si D2) .

3.10.3 Amplificator de izolare cu cuplaj capacitivMulte firme producătoare de circuite integrate produc circuite de izolare

cu cuplaj capacitiv. Dintre acestea amintim circuitul ISO124 produs de firmaBurr-Brown . ISO 124 este un amplificator izolator de precizie încorporând unmodulator demodulator cu modulare în factor de umplere. Semnalul estetransmis digital prin intermediul unei bariere capacitive de 2pF. Avândmodulare digitală caracteristicile barierei de izolare nu afectează integritateasemnalului, rezultând o reproducere excelentă şi viteze mari de tranzitare abarierei de izolare. Ambele condensatoare de izolare sunt încorporate încapsula de plastic a circuitului integrat.

ISO 124 este uşor de folosit, nu necesită componente externe, având oneleniaritate maximă de 0.01%, o bandă de lucru de 50kHz, o derivă termică de200µV/°C. Tensiunea de alimentare este cuprinsă între 4.5V şi 18V la uncurent consumat de 5 mA. Structura internă a circuitului este prezentată înfigura 3.79.

Fig. 3.79 ISO124 Schemă bloc


104

ISO 124 foloseşte izolarea galvanică prin câte un condensator de 1pFconstruit în interiorul capsulei între secţiunea de intrare şi cea de ieşire. Intrareaeste modulată în factor de umplere şi transmisă digital de cealaltă parte abarierei. Partea de ieşire recepţionează semnalul modulat, reface tensiuneaanalogică şi elimină componentele de frecvenţe mari inerente demodulării.

Circuitele de intrare şi ieşire sunt realizate şi apoi ajustate cu laser pentruo perfectă împerechere a celor două secţiuni.

ModulatorulUn amplificator de intrare A1 integrează diferenţa între curentul de

intrare (VIN/200KΩ) şi o sursă comutată de ±100µA. Sursa de curent esterealizată prin comutarea unei surse de 200µA şi a unui consumator fix de100µA. Pentru a înţelege modul de operare al modulatorului să presupunem căVin=0.0V. Integratorul va integra într-o direcţie până când comparatorul şicircuitul de detecţie a sensului vor forţa sursa de curent să comute. Se obţineastfel un semnal triunghiular cu factor de umplere de 50%. Oscilatorul interncomută sursa de curent cu o frecvenţă de 500kHz.

DemodulatorulAmplificatorul de recepţie detectează semnalele ce trec de bariera

capacitivă şi comandă sursa de curent pentru integratorul A2. Curentul modulatîn durată este trecut printr-un rezistor de 200KΩ rezultând o tensiune de ieşireVout egală cu cea de intrare. Amplificatoarele cu eşantionare şi memorare dinbucla de reacţie au rolul de a elimina variaţiile inerente ale tensiunii în procesulde demodulare.

3.10.4 Amplificator de izolare cu cuplaj magnetic

Alte circuite integrate pentru izolare sunt cele cu cuplaj magnetic.Circuitul 3656 este primul amplificator ce asigură toate funcţiile necesare uneiizolări de bună calitate atât pentru semnalul util cât şi pentru alimentare. Acestavantaj remarcabil în procesarea analogică a semnalului este posibil prinfolosirea unei tehnici de modulare brevetate şi a transformatoarelor hibrid înminiatură. Circuitul este capabil să funcţioneze cu trei mase completindependente. De asemenea sunt accesibile surse de energie izolate pentrualimentarea circuitelor externe atât de intrare cât şi de ieşire.

Circuitul 3656 asigură o izolare la tensiuni de până la 8000V pentru odurată de 10s şi de 2000V pentru o durată de 60s. Impedanţa de intrare este de100MΩ/5pF. Structura internă a circuitului este prezentată în figura 3.80următoare :


105

Descrierea funcţionăriiPentru a înţelege funcţionarea circuitului în figura 3.81 este prezentată

configuraţia pentru amplificatorul de izolare neinversor cu amplificare unitară.De asemenea se pot realiza şi alte configuraţii de amplificator.

Izolarea semnalului util şi a surselor de alimentare este realizată prinfolosirea unui singur transformator toroidal miniatural cu mai multe înfăşurări.Generatorul de impulsuri lucrează la frecvenţa de aproximativ 750 kHzfurnizând două componente pentru primarul transformatorului. Una din ele

Fig. 3.80 Circuitul 3656 Structură internă

Fig. 3.81 3656 în configuraţie de AOrepetor


106

induce în secundarele transformatorului W2-W5, tensiuni ce sunt apoiredresate cu diodele D1-D4 pentru a asigura alimentarea izolată pentru părţilede intrare şi ieşire(+V,-V şi V+,V-).

Cea de-a doua componentă este modulată cu informaţia semnalului deintrare. Semnalul modulat este cuplat prin bobinele W6 şi W7 la douădemodulatoare pereche, unul pentru partea de intrare şi celălalt pentru partea deieşire generând tensiuni identice la ieşirile lor (faţă de masele proprii). În parteade intrare amplificatorul A1 este conectat într-o buclă de reacţie negativă prinmodulatorul, respectiv demodulatorul aferent. Prin aceasta se asigurăfuncţionarea astfel încât tensiunile la pinii 10 şi 11 sunt egale (fiecare referitorla masa aferentă). În partea de ieşire amplificatorul A2 este conectat ca şirepetor, astfel că tensiunea de la ieşire (pinul 15) este egală cu tensiunea de laintrare (pin 7) fără a avea nici o legătură galvanică între ele.

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale 4. Condiţionarea traductoarelor uzuale

4.1. Introducere

Un alt punct de vedere în tratarea circuitelor de condiţionare a semnalelor este acela în care se ţine cont nu de funcţia ce trebuie îndeplinită de circuitul de condiţionare ci de circuitele ce trebuie folosite pentru condiţionarea unora din cei mai uzuali senzori folosiţi în mediul industrial.

Sistemele de măsurare moderne sunt folosite într-o largă varietate de aplicaţii. În laboratoare, în mediul normal de lucru şi în mediul industrial, aceste sisteme se comportă ca module de măsurare a semnalelor de tensiune. Totuşi, mulţi senzori şi traductoare reale necesită condiţionare de semnal înainte ca un sistem de achiziţie să poată prelua efectiv şi exact semnalul. Partea de condiţionare a semnalelor poate îndeplini funcţii ca amplificare, atenuare, filtrare, izolare electrică, eşantionare simultană şi multiplexare. În plus, multe traductoare necesită curenţi sau tensiuni de excitaţie, realizarea de punţi de măsură, liniarizare, sau amplificare mare pentru o operare corectă şi exactă. De aceea, majoritatea sistemelor de măsurare includ unele module de condiţionare de semnal înainte de conectarea la sistemele DAQ de achiziţie a datelor, după cum este ilustrat în figura 4.1.

Fig. 4.1 Structura unui sistem de măsurare

Pentru o bună înţelegere în primul rând sunt prezentate necesităţile de condiţionare a semnalului pentru cele mai utilizate traductoare în mediul industrial.

107

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale

4.2 Traductoare

Traductoarele sunt dispozitive care transformă un fenomen fizic, precum temperatura, tensionarea, presiunea sau lumina într-un alt fenomen fizic. Cele mai uzuale traductoare transformă cantităţi fizice în cantităţi electrice, precum tensiunea sau rezistenţa. Caracteristicile traductoarelor definesc multe dintre necesităţile condiţionării de semnal al sistemelor de măsurare. Tabelul 4.1 prezintă caracteristicile de bază şi necesităţile de condiţionare a unora din cele mai uzuale traductoare.

Tabelul 4.1

Senzor Caracteristici electrice Necesităţi de condiţionare a semnalului

Termocuplu Tensiuni de ieşire mici Sensibilitate scăzută Ieşire neliniară

Senzor de temperatură de referinţă (pentru compensarea joncţiunii reci) Amplificare mare Liniarizare

Senzor rezistiv de temperatură RTD

Rezistenţă mică (100Ω) Sensibilitate scăzută Ieşire neliniară

Excitaţie de curent Configuraţie 3-4 terminale Liniarizare

Senzori de deformare

Rezistenţă mică Sensibilitate scăzută Ieşire neliniară

Excitare de curent sau tensiune Amplificare mare Metodă de punte Liniarizare Calibrare

Generator de curent

Interval de curent de ieşire tipic, 4-20mA Rezistoare de precizie

Termistor

Dispozitiv rezistiv Rezistenţă şi sensibilitate mari Ieşire foarte neliniară

Excitare de curent sau tensiune Liniarizare

Accelerometre active

Ieşiri în curent sau tensiune de nivel mare Ieşire liniară

Surse de alimentare Amplificare moderată

Transformatoare Liniare Diferenţiale de C.A. (LVTD)

Tensiune de ieşire alternativă

Excitaţie în curent alternativ Demodulare Liniarizare

108


Traductoarele sunt dispozitive care transformă fenomene fizice, precum temperatura, tensionare, presiunea, sau lumina în proprietăţi electrice, precum tensiunea sau rezistenţa. Caracteristicile traductoarelor definesc multe dintre cererile de condiţionare a semnalului înaintea aplicării acestuia sistemelor de achiziţie a datelor DAQ.

4.3. Circuite pentru măsurarea temperaturii

4.3.1 Noţiuni generale

Măsurarea temperaturii se bazează pe utilizarea corpurilor termometrice - obiecte fizice ale căror proprietăţi sunt dependente (în mod reproductibil) de temperatură (senzori termici).Principalele metode de măsurare a temperaturii sunt prezentate în figura 4.2 următoare:

Fig.4.2 Procedee de măsurare a temperaturii

Variaţia Volumului

Variaţia stării de tensiune

Variaţia rezistenţei

Tensiune termo-electromotoare

Materiale Etalon

Culori cu caracteristici de temperatură

Radiaţie totală

Radiaţie monocromatică

Pirometrie de culoare

Transmiterea căldurii prin radiaţie

Procedee Speciale

Procedee electrice

Procedee mecanice

Transmiterea căldurii prin convecţie

Metode de măsurare a temperaturii

Traductoarele de temperatură construite pană în prezent funcţionează pe

baza următoarelor metode de măsurare a temperaturii: • metode de măsurare prin dilatare termică; • metode de măsurare electrice şi electronice.

109


Măsurarea temperaturii prin dilatare termică se realizează cu ajutorul termometrelor, care funcţionează pe baza variaţiei volumului sau dimensiunilor unui corp termometric (metal, lichid, gaz) supus acţiunii temperaturii.

Termometrele se întâlnesc într-o mare diversitate constructivă, însă toate se încadrează din punct de vedere al principiului de funcţionare în trei categorii:

• termometre metalice; • termometre cu lichide; • termometre manometrice.

Metode de măsurare electrice şi electronice

A. Metode electrice

Această metodă utilizează pentru măsurarea temperaturii rezistenţe electrice, de tipul conductoare (termorezistenţe) şi semiconductoare (termistoare), sau termocupluri. Se folosesc următoarele procedee electrice de măsurare a temperaturii:

a) Măsurarea temperaturii pe baza variaţiei rezistenţei electrice • termometre cu rezistenţe metalice (termorezistenţe); • termometre cu rezistenţe pe bază de semiconductoare (termistoare).

b) Măsurarea temperaturii pe baza efectului tensiunii termoelectromotoare • termoelemente din metale (termocupluri); • termoelemente din semiconductoare.

B. Metode electronice

Odată cu dezvoltarea masivă a electronicii şi microelectronicii au apărut pe piaţă din ce în ce mai multe aplicaţii practice din domeniul aparatelor de măsură digitale, a detectoarelor, traductoarelor electronice, a senzorilor ş.a. În această categorie se înscriu şi termometrele electronice. Acestea pot fi împărţite, funcţie de modul de realizare şi utilizarea acestora, în:

• Dispozitive electronice de detecţie a temperaturii (traductoare electronice, termistoare integrate, circuite integrate specializate);

• Termometre electronice de laborator • Termometre electronice (digitale) industriale

Pentru determinarea temperaturii unui corp oarecare, acesta trebuie pus în contact cu corpul termometric un interval de timp corespunzător realizării echilibrului termic. În momentul final al măsurării, temperaturile senzorului şi a corpului sunt (ideal) egale.

110


Mijlocul de măsurare care include un corp termometric se numeşte instrument termometric sau termometru (în sens generic). Instrumentele termometrice pentru temperaturi sub 600oC se numesc termometre iar cele pentru temperaturi peste 600oC - pirometre. Calităţile prin care se apreciază calitatea unui termometru includ:

- influenţa minimă asupra stării termice a corpului cu temperatura de măsurat;

- viteza maximă de răspuns; - stabilitatea în timp; - independenţa de factori perturbatori; - manevrabilitatea; - portabilitatea; - dimensiunile cât mai reduse (posibilitatea de a măsura temperatura în

spaţii mici).

În funcţie de proprietatea corpurilor termometrice care se modifică în funcţie de temperatură, termometrele se clasifică astfel:

- volumetrice; - manometrice; - electromecanice; - electrice parametrice; - electrice generatoare; - magnetice; - optice; - acustice; - spectroscopice.

Termometrele volumetrice sunt cele care utilizează ca măsură a temperaturii variaţia volumului corpului termometric. Acesta poate fi un fluid sau un solid.

Termometrele manometrice se bazează pe variaţia presiunii unui corp termometric fluid la volum constant în funcţie de temperatură.

Termometrele electromecanice utilizează variaţia cu temperatura a frecvenţei proprii de vibraţie a corpului termometric.

Termometrele electrice parametrice se bazează pe variaţia rezistivităţii materialelor în funcţie de temperatură iar cele generatoare - pe efectele termoelectrice.

Termometrele magnetice funcţionează pe baza dependenţei susceptibilităţii magnetice de temperatura materialului magnetic.

Termometrele optice (pirometre) se bazează pe variaţia emisiei optice a corpului termometric în funcţie de temperatură.

111


Termometrele acustice funcţionează pe baza variaţiei în funcţie de temperatură a vitezei sunetului în corpul termometric.

Termometrele spectroscopice se utilizează pentru temperaturi mari şi foarte mari, având ca fundament funcţional modificarea în funcţie de temperatură a densităţii electronice în spectrele de emisie şi absorbţie ale corpurilor termometrice (gazoase).

4.3.2 Traductoare termorezistive

Realizarea traductoarelor rezistive de temperatură se bazează pe dependenţa de temperatură a rezistivităţii senzorului, realizat dintr-un metal (termorezistenţe) sau nemetal - pulberi de oxizi metalici sau semiconductor (termistoare). Materialele utilizate pentru realizarea senzorilor de temperatură trebuie sunt alese pe baza următoarelor caracteristici:

- stabilitate şi repetabilitate a proprietăţilor fizico-chimice pentru o utilizare îndelungată într-un domeniu de temperatură cât mai larg şi interschimbabilitate;

- sensibilitate cât mai mare (Δρ/Δθ) într-un domeniu de temperatură cât mai larg, pentru a necesita scheme de măsurare cât mai simple;

- rezistivitate ridicată, pentru ca o valoare mare a rezistenţei să se obţină cu un volum mic de material. Rezistenţa iniţială mare este necesară pentru a micşora influenţa negativă

a variaţiei rezistenţei conductoarelor de legătură dintre senzor şi circuitul de măsurare a rezistenţei asupra preciziei de măsurare). Dimensiunile reduse sunt impuse de necesitatea ca senzorul să poată fi utilizat în zone greu accesibile şi să nu modifice, prin prezenţa sa, câmpul termic din zona în care se efectuează măsurarea.

Materialele metalice se caracterizează prin stabilitate, repetabilitate şi domeniu extins de utilizare, iar cele nemetalice - prin sensibilitate mare şi rezistivitate crescută. Termorezistenţele se utilizează în măsurări industriale de precizie şi într-un domeniu mare de temperatură iar termistoarele se utilizează pentru măsurarea unor temperaturilor mici dar cu variaţii rapide.

Termorezistenţe Termorezistenţele uzuale sunt senzori de temperatură realizaţi dintr-un fir

subţire (Φ=0,01...0,1mm) înfăşurat bifilar (neinductiv, cu extremităţile la acelaşi capăt), pe un suport izolant (sticlă, cuarţ, mică, ceramică, în funcţie de domeniul de măsurare), ca în figura 4.3. Aceste variante sunt destinate măsurării temperaturii în volume de fluid.

112


Suport izolant

Fir metalic înfăşurat bifilar

Terminale

Fig.4.3. Termorezistenţa cu fir metalic

Variantele cu film rezistiv, obţinute prin metalizarea suportului izolant, permit şi măsurarea temperaturii superficiale.

Pentru utilizarea în mediu industrial, termorezistenţa propriu-zisă se introduce într-o teacă de protecţie prevăzută cu un sistem de prindere (cu flanşă) pe peretele incintei în care se măsoară temperatura, şi o cutie de borne, ca în reprezentarea din figura 4.4.

Teacă

Flanşe

Cutie Borne

Capac

Cablu de legatură

Fig.4.4 Structură termorezistenţă

Pentru ca măsurarea să fie corectă, adâncimea de imersie a tecii de protecţie în mediul căruia i se măsoară temperatura trebuie să fie de cel puţin 50 de ori mai mare decât diametrul ei, astfel încât în zona termorezistenţei să nu existe gradient de temperatură.

Materialele metalice utilizate în mod curent pentru realizarea termorezistenţelor sunt: cuprul (Cu), platina (Pt) şi nichelul (Ni).

Cuprul permite măsurarea în intervalul [-200, +260]oC cu precizie medie, având sensibilitate mai mare decât platina (αρ|20 =4,3x10-3/oC) dar rezistivitatea foarte mică (ρ|20

oC=1,67x10-8 Ωm). Dependenţa ρ(θ) este liniară în toată gama de temperatură. Cuprul este ieftin dar uşor de impurificat de agenţii externi.

Platina permite măsurări în intervalul [-200,+850]oC cu precizie maximă (materialul poate fi foarte pur şi este greu oxidabil, deci dependenţa ρ(θ) se menţine (cu erori minime) constantă în timp; sensibilitatea are valori medii: (αρ|20

oC =3,85x10-3/oC, dependenţa ρ(θ) fiind neliniară în toată gama de

113

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale temperatură (descrisă matematic printr-un polinom de gradul 5); rezistivitatea are valoare mare (αρ|20

oC =1,06x10-7 Ωm), dar materialul este foarte scump. Nichelul permite măsurări în intervalul [-80,+320]oC, cu precizie medie,

dependenţa ρ(θ) fiind neliniară; are cea mai mare sensibilitate: αρ|20 oC =6,8x10-

3(oC-1) şi rezistivitate medie: ρ|20oC=6,8x10-8 Ωm.

Formele constructive celor mai utilizate ale termorezistenţelor sunt reprezentate în figura 4.5.

Fig.4.5. Termorezistenţe uzuale

Termorezistenţele se realizează şi în construcţii speciale precum cele din figura 4.6.

Fig.4.6. Termorezistenţe speciale

114


Principalele mărimi caracteristice ale unei termorezistenţe: 1. Rezistenţa nominală, definită la 0oC sau la 20oC are valori

standardizate: - pentru Cu: 10Ω (la 20oC); - pentru Pt: 25, 50, 100, 200Ω (la 0oC); - pentru Ni: 50, 100, 120Ω (la 0oC). 2. Curentul maxim admisibil - limita curentului pe care circuitul de

măsurare îl poate injecta în termorezistenţă fără a-i modifica temperatura (prin efect termic); domeniul uzual 1...5mA.

3. Eroarea constructivă - abaterea maximă faţă de dependenţa R(θ) standardizată, exprimată procentual prin raportare la domeniul de măsurare, cu valori în intervalul: [0,1;1]%.

Circuite de măsurare asociate termorezistenţelor

Măsurarea temperaturii cu termorezistenţe impune circuitului de măsurare două condiţii:

- să ofere informaţii despre temperatura măsurată de obicei în grade Celsius , printr-o măsurare relativă (măsurarea variaţiei rezistenţei termorezistenţei faţă de valoarea de referinţă la temperatura 0oC);

- să permită eliminarea influenţei rezistenţei cablurilor de legătură de la circuitul de măsurat spre termorezistenţă (în general aceste distanţe pot fi de zeci sau sute de metri).

Pentru că o termorezistenţă este un dispozitiv rezistiv, trebuie străbătut de un curent pentru a produce o cădere de tensiune pe care un sistem de achiziţie a datelor o poate măsura. Având rezistenţă relativ mică (100Ω) care se modifică relativ puţin cu temperatura (mai puţin de 0.4Ω/oC). termorezistenţele necesită dispozitive de condiţionare a semnalului ce includ surse de curent de precizie, amplificatoare cu câştig mare, şi conexiune cu 4 borne sau 3 borne pentru reducerea principalelor erori.

De exemplu, la conectarea unei termorezistenţe cu 2 borne într-un circuit de măsură ca în figura 4.6 tensiunea de ieşire include erorile datorate căderilor de tensiune provocate de trecerea curentului de excitaţie prin firele de legătură RL.

115


IEx

RL

RL

VRL

VRL

+

+-

-

RT(θ) VRT

+

-

VMĂS

Fig. 4.6 Circuit de masură pentru termorezistenţe

Aceste erori semnificative pot fi înlăturate prin folosirea unei termorezistenţe cu 4 borne într-o schemă de măsură ca în figura 4,7. Configuraţia cu 4 borne foloseşte o a doua pereche de fire pentru a alimenta termorezistenţa în curent. De aceea, doar un curent foarte mic va trece prin firele de legătură spre sistemul de măsură astfel că erorile principale datorate rezistenţei acestora sunt foarte mici.

Fig. 4,7 Circuit de măsură cu patru borne

IEx

VRL2

VRL3

+

+-

-

RT(θ)VRT

+

-

-

+-

+ VRL1

VRL4

116


Pentru condiţionarea senzorilor de tipul termorezistenţelor Pt100 firma Burr-Brown produce circuitul integrat XTR103. Acesta este un circuit cu ieşire în curent 4÷20mA destinat excitării şi liniarizării caracteristicii termorezistenţei de Pt100. Are înglobat circuitul de excitare în curent a termorezistenţei, amplificatorul de instrumentaţie, circuitul de liniarizare şi circuitul pentru ieşirea in curent. Circuitul de liniarizare îmbunătăţeşte liniaritatea semnalului de ieşire de aproximativ 40 de ori. În graficul din figura 4.8 sunt date caracteristicile de neliniaritate înainte şi după folosirea circuitului de liniarizare a caracteristicii.

Fig. 4.8 Cracteristica de neliniaritate

În figura 4.9 este prezentată schema de conectare a senzorului termorezistiv la circuitul XTR103 .Câştigul amplificatorului instrumental poate fi configurat pentru un domeniu mare de temperaturi de lucru. Erorile totale regăsite în semnalul de curent transmis, incluzând şi erorile de liniaritate sunt sub 1% pentru domeniul de temperaturi de funcţionare de –40°C ÷+85°C a circuitului integrat.

După cum se observă din figura 8, tensiunea de alimentare pentru bucla de curent VPS furnizează alimentare tuturor circuitelor. Curentul de ieşire poate fi măsurat ca şi cădere de tensiune pe rezistenţa de sarcină RL . Două surse de curent egale alimentează termorezistenţa şi rezistenţa RZ de reglare a valorii de zero. Intrările amplificatorului de instrumentaţie măsoară diferenţa de tensiune ce apare pe termorezistenţă şi pe RZ. Valoarea RZ se alege astfel încât să fie egală cu valoarea termorezistenţei la temperatura minimă de măsurat. RZ se reglează astfel încât la temperatura minimă de măsurat la ieşire să rezulte un curent de 4mA. Rezistenţa RG are rolul de a seta amplificarea circuitului în concordanţă cu domeniul de temperaturi măsurate.

117


Fig. 4.9 Circuitul de măsură XTR103

Funcţia de transfer a circuitului incluzând şi convertorul tensiune curent este:

IO = VIN • (0.016 + 40/RG) + 4mA (4.1)

unde VIN este tensiunea diferenţială de intrare. Fără a avea RG conectat ( RG = ∞ ) o tensiune de intrare între 0÷1V

produce un curent de ieşire de 4÷20mA. Cu RG=25Ω o tensiune de intrare între 0÷10mV produce un curent de ieşire de 4÷20mA. RG poate fi calculat cu relaţia

(4.2)

unde VFS este tensiunea maximă de intrare. O tensiune negativă de intrare va avea ca efect scăderea curentului sub

4mA. Creşterea tensiunii negative de intrare are ca efect limitarea curentului de ieşire la aproximativ 3,6mA. Creşterea tensiunii pozitive de intrare peste valoarea maximă proiectată are ca efect creşterea curentului de ieşire până la limitarea la aproximativ 36mA a acestuia.

118


Tranzistorul extern Q1 are rolul de a furniza curentul de ieşire 4÷20mA. Se obţine astfel o disipare de putere pe o componentă externă circuitului integrat astfel încât circuitele interne de precizie ale XTR103 funcţionează la precizii ridicate. Deoarece tranzistorul este plasat în bucla de reacţie, caracteristicile sale nu sunt critice:

- VCE = 45V minim - β = 40 minim - PD = 800mW Circuitul poate funcţiona şi fără tranzistor extern prin conectarea pinului

11 la pinul 14 dar în acest caz acurateţea circuitului va fi scăzută depinzând de puterea disipată intern.Circuitul de liniarizare generează o modificare în funcţie de semnalul de intrare a celor două surse de curent. Ambii curenţi au valori egale date de relaţia

(4.3)

Modificând curentul de excitare se obţine o funcţie de transfer de ordinul 2 care are ca efect corectarea în mare parte a caracteristicii neliniare a termorezistenţei. Corecţia este controlată de rezistenţa RLIN care trebuie aleasă în funcţie de domeniul de temperaturi măsurate . Dacă nu este necesară corecţia caracteristicii nu se va conecta RLIN adică RLIN= ∞. Acest fapt are ca efect menţinerea constantă la 0.8mA a curenţilor de excitare.

Conectarea termorezistenţei se poate face cu 2 sau 3 fire. În schema din figura 4.9 termorezistenţa era conectată cu două fire de legătură. Rezistenţa firelor, mai ales dacă acestea sunt lungi, introduce erori suplimentare. Pentru a evita acest lucru se conectează rezistenţa folosind trei fire de legătură conform schemei din figura 4.10.

Presupunând ca lungimea firelor este egală rezistenţa acestora produce o tensiune mică de mod comun care este rejectată de XTR103. Toate cele prezentate anterior fac din XTR103 alegerea ideală pentru realizarea de circuite de condiţionare a semnalului pentru termorezistenţe.

119


Fig. 4.10 Circuit de conectare cu 3 fire

4.3.3 Termistoare

Termistoarele sunt senzorii de temperatură cu cea mai ridicată sensibilitate. Pentru instrumentele analogice se utilizează termistoare cu coeficient negativ de temperatură (NTC), existând şi variante cu coeficient de variaţie pozitiv - PTC ( rar utilizate la măsurarea temperaturii).

Termistoarele de tip NTC (Negative Temperature Coefficient) au elementul sensibil realizat prin sinterizare din pulberi de oxizi metalici de Mn, Fe, Ni, Cu, Zn, Co. Dependenţa R(θ) pentru termistoarele NTC corespunde relaţiei:

BT

TR R e∞= (4.4) în care:

T - temperatura absolută în K; B - constantă de material;

TR R∞ →= ∞ a cărei formă echivalentă utilizată practic este:

0

1

1 1BT T

T TR R e⎛ ⎞

−⎜ ⎟⎝ ⎠=

(4.5)

unde T0 este temperatura de referinţă.

120

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale Coeficientul relativ de variaţie a rezistenţei cu temperatura:

TR

T

1 dRR dT

α =

(4.6)

iar expresia uzuală este:

R 2

BT

α = − (4.7)

ţinând seama de relatiile de mai sus rezultă : ( )0

1 0

0

TR T TT

T TR R eα −

=

(4.8) relaţie utilizată curent, având în vedere faptul că în datele tehnice ale unui termistor sunt cuprinse uzual αR (în limitele: -3...-5,5 [%K]) şi R(20oC) în limitele (kΩ...MΩ). Domeniul de temperatură în care se utilizează termistoarele este [-50...200]oC.

Observaţie: Comparând |αR| pentru termistoare şi pentru termorezistenţe rezultă că sensibilitatea termistoarelor este de cel puţin zece ori mai mare. Termistoarele au formă de perlă (cu terminale axiale sau de o singură parte), baghetă sau pastilă (figura 4.11).

Fig. 4.11 Tipuri constructive de termistoare

121


Circuite de măsurare asociate termistoarelor Majoritatea circuitelor de măsurare utilizate pentru termistoare sunt

circuite dedicate, impuse în primul rând de caracteristica puternic neliniară şi coeficientul negativ de variaţie cu temperatura ale acestora.

Puntea simplă de curent continuu se utilizează în asociere cu caracteristica statică a termistorului dată sub formă tabelară. Termistorul introdus în mediul cu temperatura de măsurat este conectat în una din laturile punţii. Puntea se echilibrează (manual sau automat) iar valoarea rezistenţei termistorului se calculează pe baza valorilor celorlalte rezistoare ale punţii. Pentru o anume valoare a rezistenţei termistorului se determină temperatura utilizând tabelul dependenţei intrare-ieşire (manual sau automat).

Conversia rezistenţă - frecvenţă este o soluţie adecvată sistemelor numerice de măsurare cu microcontroler. Circuitul numeric măsoară frecvenţa sau perioada şi asociază valoarea corespunzătoare a temperaturii pe baza unui tabel de corespondenţă.

Metoda voltampermetrică impune folosirea unor circuite de liniarizare (care includ multiplicatoare, circuite log-antilog) sau compensarea neliniarităţii prin conectarea termistorului respectiv în reţele de rezistenţe de tip serie-paralel, care combină termistoare şi rezistenţe cu coeficient termic redus. O altă posibilitate de liniarizare pe porţiuni a caracteristicii termistoarelor este utilizarea transformatoarelor funcţionale (cu mai multe etaje de amplificare), care realizează liniarizarea pe porţiuni a caracteristicii statice a termistoarelor.

4.3.4 Traductoare termoelectrice (termocuple)

Termocuplul (TC) este un senzor generator alcătuit din două conductoare din metale diferite (termoelectrozi) care formează o joncţiune termoelectrică (figura 4.12). Metal 1

Fig. 4.12 Joncţiunea termoelectrică

Joncţiune Metal 2

Tensiune Ieşire

122


Joncţiunea termoelectrică reprezintă zona de contact nemijlocit între două conductoare metalice. Componentele unui termocuplu sunt:

- termoelectrozii (cele două conductoare); - joncţiunea de măsurare; - joncţiunile de referinţă (de la capetele libere ale termoelectrozilor).

Circuitul termoelectric este o succesiune de conductoare metalice având cel puţin două joncţiuni termoelectrice. Circuitul termoelectric cu două joncţiuni se numeşte circuit termoelectric elementar. De la joncţiunile de referinţă, aflate de regulă într-o cutie de borne, circuitul electric se continuă cu fire de cupru.

Efecte termoelectrice fundamentale

Efectul Seebeck evidenţiat în 1822 de Thomas J. Seebeck constă în apariţia a unei tensiuni termoelectromotoare (t.t.e.m.) şi/sau a unui curent corespunzător într-un circuit format din două metale diferite ale căror joncţiuni se află la temperaturi diferite (figura 4.13). Fenomenul fizic care corespunde acestui efect este conversia energiei termice în energie electrică.

E T1 T1+ΔT

I Metal 1

Metal 2

Fig.4.13 Efectul Seebeck

În practică, t.t.e.m. are două componente: prima datorată efectului Peltier din joncţiuni, cealaltă - efectului Thomson din conductoarele supuse gradientului de temperatură. Dacă circuitul este deschis, apare o tensiune termoelectromotoare, iar dacă circuitul este închis – un curent. Relaţia dintre t.t.e.m şi diferenţa de temperatură dintre cele două joncţiuni defineşte coeficientul Seebeck:

ABAB A B

dES SdT

= = − S

(4.9)

unde: - SA şi SB sunt puterile termoelectrice ale celor două metale care

formează joncţiunea termoelectrică. - SAB este proporţional cu temperatura.

123


Curentul generat în circuit depinde de rezistenţa circuitului, dar t.t.e.m. nu depinde nici de rezistenţa sau grosimea conductoarelor, nici de distribuţia gradientului de temperatură în lungul conductoarelor care alcătuiesc circuitul termoelectric, ci numai de diferenţa de temperatură de la extremităţile conductoarelor care formează joncţiunea termoelectrică. Ulterior s-a demonstrat că efectul Seebeck este în fapt superpoziţia a alte două efecte distincte: efectul Peltier şi efectul Thomson.

Efectul Peltier descoperit de Jean C.A. Peltier în 1834 constă în încălzirea sau răcirea unei joncţiuni termoelectrice străbătute de curent (figura 4.14). Efectul este unul slab şi depinde de sensul curentului prin joncţiune: dacă sensul curentului se schimbă, atunci şi sensul fluxului termic se schimbă. O joncţiune care generează căldură fiind străbătută de un curent de un anume sens, va absorbi căldură dacă va fi străbătută de curent în sens invers.

E T-ΔT T+ΔT

I Metal 1

Metal 2

Fig.4.14 Efectul Peltier

La un termocuplu străbătut de curent, una din joncţiuni se încălzeşte iar cealaltă se răceşte cu aceeaşi variaţie de temperatură. Efectul este reversibil şi independent de tipul contactului (sudură, prindere, răsucire, etc.) forma şi dimensiunile conductoarelor. Influenţează numai compoziţia chimică şi temperatura joncţiunii. Dependenţa este liniară şi defineşte coeficientul Peltier pAB (căldura eliberată într-o joncţiune termoelectrică pe unitatea de curent care o străbate).

pAB = T (SA-SB) = - pBA (4.10)

Sub efectul unei diferenţe de temperatură, tensiunea Peltier EP(θ) este proporţională cu temperatura fiecărei joncţiuni.

De remarcat: cantitatea de căldură transferată pe unitatea de suprafaţă a joncţiunii depinde de valoarea curentului şi nu de pătratul curentului, ceea ce distinge efectul Peltier de efectul Joule.

Efectul Peltier fundamentează funcţionarea pompelor electrice de căldură şi constă în modificarea temperaturii unei joncţiuni termoelectrice în funcţie de intensitatea şi sensul curentului care străbate joncţiunea, independent de efectul Joule. Efectul este reversibil şi constituie una din componentele tensiunii termoelectrice totale de la bornele unui circuit termoelectric.

124


Efectul Peltier nu depinde de cauza curentului ce străbate joncţiunea termoelectrică, manifestându-se inclusiv la curentul termoelectric, ceea ce are drept rezultat o eroare suplimentară în funcţionarea termocuplelor.

Efectul Thomson (descoperit în 1854 de William Thomson - Lord Kelvin of Scotland) constă în absorbţia sau eliberarea de căldură într-un conductor omogen cu temperatură neomogenă străbătut de un curent electric (figura 4.14).

E T1-ΔT T1+ΔT

I

Fig.4.14 Efectul Thomson

T2

Ca şi în cazul efectului Peltier, efectul Thomson depinde de valoarea medie a curentului şi nu de pătratul acesteia, ceea ce-l deosebeşte de efectul Joule conferindu-i reversibilitate: căldura este cedată când curentul circulă de la joncţiunea caldă către cea rece şi este absorbită când curentul circulă dinspre joncţiunea rece către cea caldă (când curentul şi fluxul termic au sensuri diferite căldura este absorbită, iar când curentul şi fluxul termic au acelaşi sens, căldura este cedată).

Fluxul termic pe unitatea de volum θ a unui conductor de rezistivitate ρ având gradientul de temperatură dT/dx pe direcţia curentului de densitate j are valoarea:

( )2q j j dT / dx= ρ − σ (4.11) unde σ reprezintă coeficientul Thomson.

Primul termen al membrului drept al ecuaţiei de mai sus descrie efectul Joule (ireversibil).

Al doilea termen descrie efectul Thomson (reversibil) - apariţia unei t.t.e.m. într-un conductor ale cărui capete se află la temperaturi diferite. Tensiunea Thomson ET depinde de pătratul gradientului de temperatură în lungul conductorului, (T2-T1)/Δl (ceea ce justifică neliniaritatea caracteristicilor TC) şi de coeficientul Thomson al conductorului (σm).

ET apare la nivelul fiecăruia din conductoarele termocuplului şi este componenta preponderentă în efectul termoelectric. Când curenţii care parcurg joncţiunile termoelectrice pot fi consideraţi mici (ordinul μA sau cel mult mA) efectul Joule poate fi neglijat şi t.t.e.m. totală Eθ dintr-un circuit termoelectric rezultă prin suprapunerea efectelor reversibile:

125


Eθ = EP(θ) + ET(A) + ET(B) (4.12)

ET(A), ET(B) sunt tensiuni Thomson de-a lungul fiecăruia din conductoarele termocuplului. Fiecare t.t.e.m. are un sens propriu (ES are sensul dependent de natura conductoarelor iar ET au sensuri dependente de diferenţele de temperatură între capetele conductoarelor).

Legile efectului termoelectric

Legea omogenităţii materialului „Într-un circuit termoelectric realizat din conductoare din acelaşi

material nu apare curent electric”. Legea este o consecinţă directă a faptului că efectul Peltier nu apare decât la nivelul unei joncţiuni termoelectrice realizate cu conductoare din materiale diferite.

EP(θ1) = EP(θ2) = 0 (4.13)

Efectul Thomson este acelaşi în conductoarele identice a,b, tensiunile Thomson anulându-se reciproc:

ET(a) = - ET(b), deci EAB(θ1, θ2) = 0 (4.14)

Legea materialului intermediar

„Într-un circuit termoelectric realizat din conductoare din materiale diferite, suma t.t.e.m. este nulă dacă toate joncţiunile termoelectrice ale circuitului sunt la aceeaşi temperatură”. Consecinţa 1: Într-un circuit termoelectric, un conductor cu extremităţile la aceeaşi temperatură nu influenţează t.t.e.m. totală a circuitului (conductorul se comportă ca un scurtcircuit termoelectric).

Importanţă practică: într-un circuit termoelectric se poate conecta un mijloc de măsurare a t.t.e.m. (milivoltmetru de curent continuu ca în figura 4.15).

mV

Cu

Joncţiune măsură eAB

Metal A

Metal B

Fig.4.15 Conectarea TC la un milivoltmetru

Cu

JR1

JR2

JAP1

JAP2 θ1

θ2

126


Conductoarele de legătură spre milivoltmetru sunt, de obicei, din cupru. Dacă în interiorul instrumentului conexiunile şi bobina DME sunt realizate tot din cupru, nu mai apare nici o condiţie privind temperatura joncţiunilor (conexiunilor) din interiorul mV, condiţia de egalitate referindu-se doar la temperatura joncţiunilor de referinţă JR1, JR2 ale TC.

Conform legii omogenităţii materialului, în JAP1 şi JAP2 nu apar t.t.e.m., ca urmare t.t.e.m. totală din circuit este chiar e(θ1,θ2).

Consecinţa 2: O joncţiune termoelectrică poate fi realizată şi prin folosirea unui material de adaos (dacă prezenţa acestuia nu impurifică metalele conductoarelor ce formează joncţiunea termoelectrică şi dacă joncţiunea realizată este de mici dimensiuni, cât să nu apară gradient de temperatură în lungul ei).

Legea materialului intermediar permite definirea potenţialelor termoelectrice ale tuturor materialelor în raport cu un material de referinţă (Pt) şi determinarea prin calcul a t.t.e.m. pentru orice cuplu termoelectric.

Pentru 3 materiale A,B,C, cunoscând eAC(θ1,θ2) şi eBC(θ1,θ2) se poate calcula:

eAB(θ1,θ2) = eAC(θ1,θ2) - eBC(θ1,θ2) (4.15)

În tabelul 4.2 se găsesc valorile t.t.e.m. referite la Pt, pentru diferite metale, corespunzând unei diferenţe de temperatură de 100oC. Din tabel se pot deduce perechile termoelectrice optime (cu t.t.e.m. de valoare maximă).

Tabelul 4.2

Metalul t.t.e.m. pt θ1 - θ2 = 1000C [mV] Constantan -3,47 Nichel -1,94 Paladiu -0,28 Platină 0 Pt 90 % + Rhodiu 10 % +0,65 Cupru +0,67 Argint +0,79 Aur +0,80 Magnanină +0,82 Wolfram +0,90 Fier +1,89 Crom - Nichel +2,20

127


Legea temperaturilor intermediare: „Tensiunea termoelectromotoare dintr-un circuit termoelectric cu

joncţiunile la temperaturile (θ1,θ2) este suma algebrică a t.t.e.m. ale aceluiaşi circuit termoelectric atunci când joncţiunile sale se află respectiv la temperaturile (θ1,θ2) şi (θ2,θ3)”:

eAB(θ1,θ2) = eAB(θ1,θ3) + eAB(θ2,θ3) (4.16)

θ3 fiind o temperatură din intervalul [θ1,θ2]. Prin convenţie: eAB(θ1,θ2) > 0 dacă θ1 > θ2 şi eAB(θ1,θ2) < 0 dacă θ1 < θ2 .

Legea temperaturilor intermediare permite tabelarea dependenţelor eAB(θ1,θ2) ale TC pentru temperatura 0oC a joncţiunilor de referinţă JR1, JR2 (figura 14) şi determinarea t.t.e.m. pentru orice altă valoare de referinţă, utilizând relaţia:

eAB(θ1,θ2) = eAB(θ1, 0oC) + eAB(0oC,θ2) (4.17)

în care: eAB(θ1, 0oC) şi eAB(0oC,θ2)= - eAB(θ2, 0oC) se determină din caracteristicile TC sub formă tabelară.

Relaţia eAB(θ1,θ2) = eAC(θ1,θ2) - eBC(θ1,θ2) se foloseşte pentru compensarea temperaturii joncţiunilor de referinţă θref măsurând eAB(θX,θref) cu termocuplul principal şi eAB(θref,θ0) cu un termocuplu auxiliar; determinarea presupune:

- calculul eAB(θX, 0oC) pe baza relaţiei pAB = T (SA-SB), tabelului eAB(θ1, 0oC) şi valorii măsurate eAB(θX,θref): eAB(θX, 0oC) = eAB(θX,θref) + eAB(θref, 0oC) ( valoare măsurată - valoare din tabel)

- determinarea θX din tabelul eAB(θX, 0oC).

Structura termocuplurilor

Tensiunea termoelectromotoare (t.t.e.m.) a TC depinde de natura şi structura cristalină a metalelor, de puritatea şi omogenitatea acestora. În cazul aliajelor, raportul masic al componentelor este determinant. Influenţa purităţii componentelor TC asupra preciziei funcţiei de transfer justifică utilizarea variantelor cu fire groase pentru măsurările la temperaturi înalte, unde impurificarea superficială şi difuzia în material sunt accentuate de agitaţia termică. Materialele care constituie perechea termoelectrică se aleg astfel încât termocuplul rezultat să îndeplinească următoarele condiţii esenţiale:

- proprietăţi termoelectrice stabile în timp; - imunitate la influenţele mediului; - repetabilitate tehnologică; - sensibilitatea cât mai ridicată; - domeniul de temperatură cât mai extins;

128


- liniaritate maxim posibilă a funcţiei de transfer; - rezistenţa electrică internă măsurată la borne să fie cât mai mică şi să aibă

o variaţie cât mai redusă cu temperatura.

Principalele perechi utilizate pentru termocupluri industriale sau de laborator sunt:

a) Pt10%Rh90% - Pt, (tip S), este cel mai răspândit termocuplu din materiale nobile, folosit în regim permanent în domeniul -50...1060oC (practic doar peste 600oC) şi în regim de scurtă durată până la 1600oC, cu performanţe deosebite privind îndeplinirea condiţiilor obligatorii enunţate mai sus. Electrodul pozitiv este cel din aliaj iar electrodul negativ - cel din metal pur. Acesta este considerat termocuplul standard. Rezistenţa sa electrică este mare şi variabilă cu temperatura, iar dependenţa t.t.e.m. de temperatură este puternic neliniară. Sensibilitatea medie este de 10μV/oC.

Polinoamele de aproximare a caracteristicii statice de referinţă a termocuplului S sunt definite pe intervale de temperatură astfel pentru:

a) : ( 50...630,74)θ∈ − eTC(μV) = 5,399578 θ + 0,01251977 θ2 - 2,244822x10-15 θ3 + 2,845216x10-8 θ4 - -2,244058x10-11 θ5 + 8,505417x10-15 θ6

b) : ( )630,74...1064,43θ∈ eTC(μV) = -298,245 + 8,237553 θ + 1,645391x10-3 θ2

c) ( )1064,43...1665 :θ∈ eTC(μV) = 13943,439 + 3639,869[(θ-1365)/300] - 5,028[(θ-1365)/300]2 – -42,451[(θ-1365)/300]3

d) ( )1665...1767,6 :θ∈ eTC(μV) = 18113,083 + 567,954[(θ-1715)/50] - 12,112[(θ-1715)/50]2 – - 2,812[(θ-1715)/50]3

b) NiCr - NiAl, (tip K), numit şi cromel-alumel – cel mai utilizat termocuplu din materiale nenobile pentru gama temperaturilor mari: 300...1100oC în regim permanent (pentru scurtă durată poate fi utilizat până la 1300oC), cu funcţie de transfer cvasiliniară.

Dacă termocuplul nu este stabilizat termic, la temperaturi de peste 500oC caracteristica de transfer este afectată de histerezis. Sensibilitatea medie are valoarea de 35 μV/oC.

c) fier - constantan, codificat "J", este termocuplul cel mai utilizat la temperaturi în gama 100-800oC, ieftin, cu sensibilitate relativ mare: 50 mV/oC.

129


d) cupru - constantan, codificat "T", este indicat pentru măsurarea

temperaturilor mici (-50...+400)oC, având o sensibilitate ridicată: 60mV/oC. Există deci mai multe variante de termocupluri după metalele folosite,

unele combinaţii funcţionând mult mai bine decât altele. În tabelul 4.3 se prezintă cele mai utilizate tipuri de termocupluri folosite în industrie. Comportamentul lor a fost stabilit de Institutul Naţional pentru Standarde şi Tehnologii al U.S.A. (N.I.S.T.) .

Tabelul 4.3 Tip

termocuplu Metale Folosite Interval

temperaturi [0C]

Coeficient Seebeck (@ 200C)

Medii de aplicabilitate

E Cromel (+) Constantan (–) -200 ÷ 900 62μV / 0C oxidant, inert, vacuum

J Fier (+) Constantan (–) 0 ÷ 760 51μV / 0C vacuum, oxidant,

reducător, inert

T Cupru (+) Constantan (–) -200 ÷ 371 40μV / 0C corosiv, umed, sub-zero

K Cromel (+) Aluminiu (–) -200 ÷ 1260 40μV / 0C complet inert

N Nicosil (+) Nisil (–) 0 ÷ 1260 27μV / 0C oxidant

B Platină (30% Radiu) (+)Platină (6% Radiu) (–) 0 ÷ 1820 1μV / 0C oxidant, inert

S Platină (10% Radiu) (+)Platină (–) 0 ÷ 1480 7μV / 0C oxidant, inert

R Platină (13% Radiu) (+)Platină (–) 0 ÷ 1480 7μV / 0C oxidant, inert

Joncţiunea de măsurare este realizată prin sudură electrică (pentru cele din metale rare), sau cu flacără oxiacetilenică (pentru materiale nenobile). Diametrul termoelectrozilor este 0,1...0,5mm pentru cazul metalelor rare, 0,2...4mm pentru cele uzuale. Izolaţia între conductoare poate fi:

- clasică (rondele ceramice) (figura 4.16); - modernă (izolaţie minerală sau pulbere de oxizi metalici (MgO sau

Al3O3), cele cu codificare MI (mineral insulated) fiind cele mai răspândite datorită dimensiunilor mici şi răspunsului rapid.

130


Fig.4.16 Structura termocuplelor

mV

Cu

Jm

Cu JR1

teacă protecţie

θ1

θ2

JR2

A

B

izolatori ceramici

incintă izotermă

Termoelectrozii şi izolaţia lor sunt introduse în teci de protecţie, de diverse forme şi dimensiuni, realizate din metal (pentru temperaturi de lucru până la 1100oC), sau din ceramică sau materiale metaloceramice - pentru temperaturi mai mari (figura 4.17).

Pe lângă teaca de protecţie, termocuplul fizic mai conţine cutia de borne şi sistemul de fixare în mediul în care se măsoară temperatura. Pentru un timp mic de răspuns, joncţiunea de măsură este sudată de teacă (sau, dacă este posibil, exterioară tecii).

etanşat în teacă

etanşat în teacă

izolat

etanşat cu contact în

teacă

cu joncţiune expusă

(raspuns rapid)

cu picatură expusă

Fig.4.17 Teci de protecţie pentru termocuple

131


Circuite de măsurare pentru termocupluri

Deşi nu sunt scumpe, sunt rezistente şi pot opera într-un interval foarte larg de temperaturi, termocuplele au unele particularităţi in realizarea curcuitelor de condiţionare. Un termocuplu funcţionează pe principiul conform căruia joncţiunea dintre două metale diferite generează o tensiune care variază cu temperatura. Oricum, conectarea firelor termocuplelor cu firele de legătura ce îl conectează la dispozitivele de măsurare creează alte joncţiuni termoelectrice denumite joncţiuni reci. De aceea, tensiunea măsurată, Vmăs, include atât tensiunea termocuplului, cât şi tensiunea joncţiunii reci, VCJ (figura 4.18). Metoda compensării pentru aceste tensiuni nedorite generate de joncţiunile reci, se numeşte compensarea joncţiunii reci.

Fig.4.18 Evidenţierea joncţiunii reci

Cele mai multe metode pentru compensarea joncţiunii reci folosesc unu senzor suplimentar, cum ar fi un termistor sau un senzor integrat, plasat pe conectorul de semnal sau blocul de borne pentru a măsura temperatura mediului ambiant exact lângă joncţiunea rece. Software se poate apoi calcula compensarea necesară pentru tensiunea termoelectrică nedorită.

Sensibilitatea şi zgomotul sunt de asemenea probleme importante la termocuple. Ieşirile termocuplelor sunt foarte mici ca nivel şi se modifică doar cu 7 până la 50μV pentru modificarea temperaturii cu 1o Celsius, făcând semnalul util foarte sensibile la zgomot. Prin urmare, condiţionarea termocuplelor include filtre trece jos pentru suprimarea frecvenţelor de 50Hz şi amplificatoare cu câştig mare pentru a ridica nivelul semnalelor.

Amplificarea semnalelor provenite de la termocuple măreşte de asemenea rezoluţia şi sensibilitatea măsurătorii. De exemplu, un dispozitiv DAQ uzual prevăzut cu un CAN care are intervalul de intrare de ±10V şi o

132

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale amplificare de 50 are o rezoluţie de 98μV. Aceasta corespunde la aproximativ 2oC pentru un termocuplu de tip J sau K. Oricum, prin adăugarea la sistem a unui dispozitiv de condiţionare a semnalului cu un factor de amplificare de 100, rezoluţia de măsurare se măreşte la 1μV, care corespunde la o fracţiune de grad Celsius.

Condiţionarea semnalului de la termocuplu

Condiţionarea a semnalului de la termocuplu este ilustrată în figura 4.19. Elementele modulului sunt termocuplul, joncţiunea temperaturii de referinţă, blocul de câştig analogic, CAN şi blocul de liniarizare. Termocuplul 1 este termocuplul plasat pentru măsurarea temperaturii. Termocuplurile 2 şi 3 sunt o consecinţă a legăturii firelor termocuplului 1 cu liniile de cupru ale PCB (placa de montaj).Principalul scop al acestei prezentări este determinarea temperaturii de referinţă, câştigul de semnal şi rezultatele conversiei analog numerice.

Fig.4.19 Exemplu de condiţionare a termocuplului

Senzorul pentru temperatura de referinţă

În majoritatea aplicaţiilor cu termocupluri este necesară o referinţă absolută de temperatură . Aceasta este folosită pentru îndepărtarea erorii tensiunii termoelectromotoare creată de termocuplurile 2 şi 3 ca în figura 4.19. Cele două metale ale acestor termocupluri provin de la metalele termocuplului 1 şi liniile de cupru ale cablajului (PCB). Blocul izotermic din figura 4.19 este construit în aşa fel încât termocuplurile 2 şi 3 să fie menţinute la aceeaşi temperatură cu a dispozitivului de sesizare a temperaturii absolute de referinţă. Aceste elemente pot fi menţinute la aceeaşi temperatură prin menţinerea

133

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale circuitului într-o zonă compactă. Cu această configuraţie, temperatura cunoscută a joncţiunii metalului termocuplului 1 cu cuprul de pe cablaj poate fi folosită la determinarea temperaturii reale a termocuplului.

În figura 4.19, temperatura absolută de referinţă este sesizată la blocul izotermic, şi apoi este scăzută din cea de pe calea de semnal. Aceasta este o implementare hardware. Alternativ, temperatura absolută de referinţă poate fi sesizată şi scăzută prin soft. Soluţia hardware poate fi realizată relativ fără erori. Corecţia prin soft poate fi mai mult mai exactă datorită puterii de evaluare a procesorului dar punctul slab al acestei calibrări este timpul de calcul.

Relaţiile dintre temperatura joncţiunii termocuplului şi zero grade Celsius sunt date sub formă de tabele sau coeficienţi polinomiali în publicaţii ale NIST. Dacă temperatura absolută a termocuplurilor 2 & 3 este cunoscută (figura 4.19) temperatura actuală căutată (a termocuplului 1) poate fi măsurată şi calculată.

Pot fi folosite multemetode pentru a măsura temperatura de referinţă din blocul izotermic. Un prim caz este acela în care se foloseşte un al doilea termocuplu. El este folosit pentru a sesiza temperatura ambiantă de la conexiunea cu cuprul cablajului şi este configurat să normalizeze tensiunea rezultantă la o temperatură ataşată. Un alt caz este cel al folosirii unei diode semiconductoare pentru sesizarea temperaturii absolute a blocului izotermic. Aceasta se realizează prin folosirea coeficientului negativ de temperatură de –2.2mV/oC al caracteristicii diodei. În al treilea caz, un senzor de temperatură, termistor, este folosit ca dispozitiv pentru sesizarea temperaturii de referinţă. Ca şi la diodă, termistorul are un coeficient negativ de temperatură. Termistorul este mai dificil de folosit, din cauza caracteristicii neliniare. O altă tehnică se referă la folosirea unui termorezistor (RTD) ca senzor de temperatură de referinţă. Aceşti senzori sunt potriviţi pentru circuitele de precizie. Şi în final, senzorul de temperatură integrat dar care este mai puţin utilizat.

Folosirea unui termocuplu secundar

Un termocuplu secundar poate fi folosit la eliminarea erorilor datorate tuturor termocuplurile din circuit. Un circuit care foloseşte această tehnică este prezentat în figura 4.20. În acest exemplu de circuit un termocuplu de tip E este folosit să sesizeze temperatura necunoscută. Un termocuplu de tip E este alcătuit din Cromel (o combinaţie de Nichel şi Crom) la capătul pozitiv, şi Constantan la capătul negativ. Un termocuplu secundar de tip E este introdus în circuit şi este poziţionat pe blocul izotermic şi montat între primul termocuplu şi circuitul de condiţionare al semnalului. Polaritatea celor două termocupluri

134

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale de tip E este critică aşa încât constantanul de la ambele termocupluri este legat împreună.

Fig.4.20 Circuit de măsură cu termocuplu secundar

Această configuraţie de circuit realizează două termocupluri adiţionale, ambele fiind construite cu crom şi cupru. Aceste termocupluri sunt opuse unul altuia în circuit. Dacă ambele termocupluri noi construite se află la aceeaşi temperatură, ele îşi vor anula reciproc erorile induse de temperatură. Cele două termocupluri de tip E rămase generează tensiune apropiată de tensiunea termoelectromotoare corespunzătoare valorii reale de temperatura măsurată. Această tehnică de proiectare este ideală pentru cazurile în care temperatura blocului izotermic are variaţii mari sau raportul dintre prima derivată a tensiunii şi temperatura termocuplului selectat are o pantă ascuţită. Termocuplurile care intră în această categorie în banda de temperatură de la 0oC la 70oC sunt de tipul T şi de tipul E.

Calculul erorii pentru această schemă de compensaţie este:

VTEMP = + TEM3 + TEM1 – TEM4 – TEM2 (4.18) unde:

TEM1 – căderea de tensiune prin termocuplul de tip E aflat în punctul de măsură (1)

TEM2 – căderea de tensiune pe termocuplul Cupru/Constantan, cuprul fiind de fapt PCB

TEM3 – căderea de tensiune pe termocuplul Cupru/Constantan, cuprul fiind de fapt PCB TEM4 –căderea de tensiune pe termocuplul de tip E de pe blocul izotermic.

VTEMP- echivalentul tensiunii termoelectromotoare a termocuplului 1 de tip E la temperatura de 0 oC.

135


Erorile dominante în acest circuit vor apare ca urmare a performanţelor neideale a termocuplului de tip E, variaţiei purităţii diferitelor metale, şi discordanţei temperaturii în blocul izotermic.

Folosirea unei diode semiconductoare

Diodele sunt dispozitive folosite la sesizarea temperaturii, când nu este cerută precizie ridicată. Fiind dat un curent de excitaţie constant, diodele standard, ca 1N4148, au o modificare a tensiunii de polarizare cu temperatura de aproximativ –2.2mV/ oC. Aceste tipuri de diode vor oferi un raport corect tensiune/temperatură liniar. Acest tip de liniarizare nu este tocmai potrivit pentru termocuplurile cu variaţii largi ale coeficientului Seebeck în intervalul de temperatură a blocului izotermic. Dacă sunt variaţii mari de temperatură la blocul izotermic de temperatură, termocuplurile de tip K, J, R şi S sunt cele mai potrivite aplicaţiei. Un circuit care foloseşte o diodă ca senzor de temperatură absolută este prezentat în figura 4.21.

Fig.4.21 Circuit de măsură cu diodă semiconductoare

Pentru polarizarea diodei este folosită o tensiune de referinţă în serie cu o rezistenţă . Coeficientul negativ de variaţie cu temperatura al tensiunii de polarizare a diodei este cu mult mai mare decât modificarea datorată termocuplului şi temperaturii blocului izotermic. Această problemă este rezolvată prin punerea în paralel a două rezistenţe înseriate, cu dioda. În acest fel, variaţia de –2.2mV/oC a diodei este atenuată până la coeficientul Seebeck

136

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale al termocuplului de pe blocul izotermic. Coeficientul Seebeck al termocuplurilor de pe blocul izotermic este de asemenea egal cu coeficientul Seebeck (la temperatura blocului izotermic) al termocuplului care este folosit la măsurarea temperaturii.

Se poate menţiona, de asemenea, că modificările tensiunii de referinţă vor modifica şi curentul prin diodă. Aceasta fiind situaţia, se recomandă o tensiune de referinţă precisă pentru aplicaţiile de înaltă acurateţe.

Folosirea unui termistor

Termistorii sunt dispozitive rezistive care prezintă un coeficient de temperatură negativă (NTC). Aceşti senzori sunt ieftini fiind ideali pentru circuitele de măsurare a temperaturii de precizie medie, când unele sau toate neliniarităţile termistorului nu sunt luate în calcul. Neliniaritatea NTC a termistorului poate fi calibrată cu tehnici software şi hardware. Tehnicile software sunt mai exacte, dar tehnicile hardware sunt mult mai adecvate şi disponibile.

Figura 4.22 arată un termistor înseriat cu un rezistor echivalent şi cu o sursă de tensiune pentru excitaţie. În acest circuit, căderea de tensiune pe termistor se modifică cu temperatura cu aproximativ -25mV/C0. Acest coeficient de temperatură este prea ridicat. Un divizor rezistiv poate furniza uşor un coeficient de temperatură adecvat depinzând de tipul termocuplului folosit.

Fig.4.22 Circuit de măsură cu termistor

137


Acest tip de excitaţie de tensiune conferă o funcţionare liniară pentru un interval limitat de temperatură (0oC la 50oC). Profitând de avantajul acestei regiuni liniare se reduce semnificativ necesitatea calibrării software. Acest fapt este cel mai bine ilustrat în figura 4.23 ce prezintă caracteristica de ieşire a termistorului în funcţie de tipul de excitare.

Fig.4.23 Caracteristica termistorului

Deasemenea, termistorul cu NTC poate fi excitat de la o sursă de

curent. Sursele de curent de nivel mic, precum cele de 20μA sunt de obicei recomandate pentru reducerea problemelor datorate autoâncălzirii. Un termistor care este folosit cu excitare în curent prezintă o ieşire neliniară. Cu acest tip de circuit, este necesară calibrarea software.

Folosirea unui senzor rezistiv de temperatură (RTD)

Dacă este necesară o precizie ridicată, de obicei se foloseşte un senzor RTD pentru măsurarea temperaturii din blocul izoterm . Elementul RTD este aproape liniar, constant, de obicei nefiind necesari algoritmi de liniarizare pentru RTD. Cel mai eficient mod pentru a obţine performanţe de la un RTD este alimentarea acestuia folosind o sursă de curent. În figura 4.24 este prezentată o sursă de curent de precizie obţinută prin folosirea R1, R2, J1, U1 şi AO1.

138


Fig.4.24 Circuit de măsură pentru termorezistenţă

U2 este o sursă de curent de precizie de 200μA. Acest curent produce o cădere de tensiune la intrarea neinversoare a lui AO1. Amplificatorul operaţional şi R1 şi R2 sunt conectate în aşa fel încât căderile de tensiune pe R1 şi R2 sunt egale. În acest mod se obţine pentru excitarea senzorului RTD un curent egal cu 200μA• R1/R2 . Tranzistorul cu efect de câmp J1 este folosit pentru a obţine un curent constant prin senzorul RTD în condiţiile în care tensiunea pe acesta se modifică în funcţie de temperatura blocului izotermic.

În schema din figura 4.25 este folosită o sursă de tensiune de referinţă pentru generarea unui curent constant de 1 mA necesar alimentarii elementului RTD. Avantajul acestei scheme este acela că tensiunea de referinţă poate fi folosită şi în altă parte a circuitului, acolo unde este nevoie de o calibrare a circuitului.

Fig.4.25 Circuit de măsură îmbunătăţit

139


Senzorul RTD este cel mai potrivit situaţiilor în care precizia dorită este critică. Ambele circuite ale RTD (figura 23 şi 24) au la ieşirea diferenţială o tensiune care este aproape liniară şi proporţională cu temperatura. Această tensiune este apoi folosită de către microcontroler pentru a o transforma în temperatura absolută a blocului izotermic, iar după aceea se transformă înapoi în o tensiune termoelectromotoare echivalentă. Acest lucru se face la nivel de microprocesor prin metode de căutare în tabele sau calcule polinomiale de înaltă acurateţe. Această tensiune rezultztă este apoi scăzută din tensiunea măsurată la ieşirea blocului izotermic. În acest fel erorile datorate temperaturii blocului izotermic vor fi înlăturate.

4.3.5 Traductoare de radiaţie

Având o structură relativ complicată, aceste traductoare se remarcă prin proprietăţi deosebite:

- măsurare fără contact (influenţă energetică minimă asupra mărimii măsurate), inclusiv pentru obiecte mobile sau potenţializate electric;

- senzorul nu solicită, de regulă, sursă exterioară de energie; - fiabilitate şi durată de viaţă deosebit de mari; - măsurarea mărimilor neelectrice dificil de măsurat pe cale electrică

(compoziţia chimică a substanţelor, unele caracteristici geometrice). În esenţă, un traductor de radiaţii conţine o sursă de radiaţie (corpusculară (raze α, β, γ, X), electromagnetică, ultrasonică, luminoasă) un detector (senzor) de radiaţie şi un circuit de amplificare şi condiţionare a semnalului. Principalele tipuri de traductoare de radiaţie sunt: - cu absorbţie (atenuare), care utilizează radiaţii corpusculare şi dependenţa atenuării de dimensiunile şi natura materialului penetrat; sursa şi detectorul de radiaţie sunt coliniare şi distanţate, radiaţiile străbătând corpul de studiat; utilizarea acestor variante vizează măsurarea mărimilor geometrice: deplasări, nivele, grosimi, etc., prin metode fără contact; - detectoare de radiaţie propriu-zise, care au ca mărime de intrare chiar radiaţia corpului analizat (cazul măsurării temperaturii prin captarea radiaţiei electromagnetice (totală, parţială, selectivă) a obiectului a cărui temperatură se măsoară, sau cazul măsurării compoziţiei aliajelor metalice prin intermediul spectrometrelor cu scintilaţie); - cu obturare, care reprezintă, de fapt, variante discrete ale celor cu absorbţie, utilizându-se, spre exemplu, la contorizarea unor obiecte sau la măsurarea vitezei de deplasare; - cu reflexie, la care sursa şi detectorul de radiaţie se găsesc într-un plan paralel cu obiectul studiat, estimând factorul de reflexie al acestuia, aşa cum este cazul

140

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale unor traductoare cu ultrasunete pentru măsurarea vitezei fluidelor, a grosimii acoperirilor, a abaterilor de la planeitate (concavităţi), etc..

Pirometrul de radiaţie

Pirometrele sunt termometre fără contact, care măsoară temperatura unui corp pe baza radiaţiei lui termoionice. Radiaţia termoionică este de tip electromagnetic şi acoperă domeniul lungimilor de undă 0,4...20 mm, adică banda corespunzătoare spectrului vizibil şi infraroşu. Un pirometru este compus din 4 părţi principale (figura 4.26):

- concentrator optic al radiaţiei receptate; - detector de radiaţie (baterie de microtermocuple sau senzori metalici sau

semiconductori pentru radiaţii termice); - blocul de prelucrare a mărimii de ieşire; - sistem de afişare a temperaturii măsurate.

mV

1

2

3

4 5

Tp

TcD d

Fig. 4.26 Structura pirometrelor de radiaţie

Există 4 tipuri de pirometre:

- de radiaţie totală (cele mai răspândite); - de radiaţie parţială; - cu dispariţia filamentului; - de raport (sau cu două culori).

Pirometrele de radiaţie totală îşi fundamentează funcţionarea pe legea Boltzmann, care descrie energia totală radiată de un corp absolut negru:

2

0

Tw C100

⎛ ⎞= ⎜⎝ ⎠

⎟ (4.19)

C0 reprezentând o constantă, iar T- temperatura absolută. Pentru corpuri care nu sunt absolut negre (gri), în relaţie intervine un multiplicator subunitar denumit coeficient de emisivitate (ε).

141

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale Fie ansamblul: pirometru cu temperatura TH – corp cu temperatura de măsurat TX, reprezentat în figura 4.26, în care:

- "1"- corp negru; - "2"- corpul pirometrului; - "3"- concentrator optic (lentilă sau oglindă); - "4"- detector de radiaţie (un corp negru cu dimensiuni reduse căruia i se

ataşează un senzor termoelectric (bateria de microtermocuple "5"). Dacă TP este temperatura senzorului "4" produsă de radiaţia captată prin "3", fluxul de radiaţie absorbit de "4" va avea valoarea:

( )4 4 21 4 0 p 1 p 1 p k A T T sin→Φ = σ ε − ϕ

(4.20)

în care: 00 8

C 10

σ =

(4.21)

εp - emisivitatea senzorului "4"; k1- coeficientul de absorbţie al sist. optic "3"; Ap - aria senzorului "4"; C0 - constanta Boltzmann

Din căldura primită, senzorul "4" radiază o parte spre carcasa cu temperatura Tc, altă parte cedând-o prin convecţie; fluxul termic cedat prin radiaţie are valoarea:

4 44 c 0 0 p p c A (T T )→Φ = σ ε − (4.22)

iar fluxul cedat prin convecţie are valoarea:

Φconv = K0(Tp - Tc) (4.23)

K0 fiind constanta de transfer prin convecţie.

La echilibru: (4.24) 1 4 4 c conv → →Φ = Φ + Φ

Deoarece t.t.e.m. eT a termocuplului "5" este dependentă de diferenţa (TP-Tc) (joncţiunea de referinţă a termocuplului fiind legată la carcasă) se obţine:

( )b bT 1e K T T≈ − P

(4.25)

unde: b=3,5...4,5 , iar K este o constantă constructivă a pirometrului. Distanţa "d" de la pirometru la sursa de căldură nu are nici o semnificaţie atâta timp cât în unghiul de vizare φ (mărime caracteristică fiecărui tip de pirometru) este cuprinsă o porţiune din sursă. Dacă în unghiul φ se vizează şi alt corp, mai cald decât cel analizat, măsurarea va fi eronată. Corelaţia dintre diametrul "D" al "ţintei" şi distanţa "d" dintre pirometru şi ţintă

Dtg 2d

ϕ = reprezintă un parametru constructiv prin care pot fi apreciate

142

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale performanţele de vizare ale sistemului optic al pirometrului şi selectivitatea acestuia.

Termometre cu radiaţii infraroşii

Acestea sunt aparate moderne, cu precizii ridicate, concepute sa măsoare temperatura la suprafaţa diferitelor materiale cum ar fi: asfaltul, materiale ceramice, suprafeţe vopsite, suprafeţe metalice oxidate, materiale de construcţie, etc. De regulă, aceste traductoare au afişare digitală a rezultatelor şi sistem de vizare foarte precis.

Termometre cu termoculori

Pentru măsurarea temperaturii pieselor în mişcare sau a pieselor supuse frecării, precum şi a distribuirii temperaturii pe suprafeţele întinse ale conductoarelor sau ale carcaselor de motoare, şi vopsele indicatoare de temperatura. Exista substanţe indicatoare reversibile care îşi modifică culoarea la încălzire, dar la răcire revin la culoarea iniţială şi substanţe ireversibile care, la răcire, nu revin la culoarea iniţiala, ele arătând deci temperatura maximă atinsă de piesă în timpul procesului de încălzire.

4.4 Condiţionarea Senzorilor Tensiometrici

4.4.1 Prezentare Generală

Senzorul tensiometric este un dispozitiv folosit de obicei în măsurători şi testări mecanice. Cele mai folosite traductoare de acest fel, sunt cele fixate pe corpul a cărui tensionare sau alungire se doreşte a fi măsurată. Traductoarele sunt realizate dintr-o grilă de folii sau fire foarte fine a căror rezistenţă electrică variază liniar cu deformarea aplicată. Când se foloseşte un astfel de senzor, el se lipeşte pe dispozitivul supus testării asupra căruia se aplică o forţă, şi se măsoară deformarea prin determinarea modificărilor rezistenţei. Acest tip de senzor este de asemenea folosit cazul în care se doreşte detectarea forţei sau altor parametrii derivaţi, precum acceleraţia, presiunea şi vibraţia.

Pentru că măsurarea deformărilor necesită detectarea unor schimbări foarte mici ale rezistenţei, predominant folosită este puntea Wheatstone. Puntea Wheatstone este realizată din patru elemente rezistive având o sursă de tensiune de excitaţie aplicată pe o diagonală a punţii. Senzorul tensiometric poate ocupa unul, două sau patru braţe ale punţii, iar celelalte poziţii rămase sunt completate cu rezistenţe fixe. Figura 4.27 prezintă o configuraţie cu

143

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale senzori tensiometrici RG1 şi RG2 care ocupă două ramuri ale punţii şi două rezistenţe fixe, R1 şi R2.

Fig. 4.27. Configuraţie de masură în punte

Alimentând puntea cu o tensiune VEXC, sistemul de măsurare măsoară tensiunea VMAS în diagonala punţii opusă alimentării. În starea netensionată când raportul dintre RG1 şi RG2 este egal cu raportul dintre R1 şi R2 tensiunea măsurată VMAS este 0V. În această situaţie se spune că puntea este echilibrată. Când o deformare este aplicată senzorilor, valorile rezistenţelor lor se modifică cauzând o modificare a tensiunii măsurate VMAS. Modulele de condiţionare a semnalelor provenite de la senzori tensiometrici includ surse de tensiune pentru excitaţie, amplificatoare de câştig mare, şi rezistenţe foarte precise şi stabile pentru completarea punţii. O schemă simplificată a unui circuit de măsură pentru senzorii tensiometrici este prezentată în figura 4.28.

Fig. 4.28. Schema simplificată a circuitului de măsură

144


Deoarece punţile de rezistenţe folosite în măsurarea deformărilor sunt rareori echilibrate perfect, unele dispozitive de condiţionare sunt prevăzute cu circuite de reglare de nul, un proces în care se ajustează raportul rezistenţelor netensionate pentru a balansa puntea în sensul dorit pentru a elimina tensiunea iniţială de offset. Alternativ, se poate măsura offsetul iniţial al punţii pentru a fi folosit apoi în rutinele de conversie pentru a compensa condiţiile iniţiale de neechilibrare.

4.4.2 Ce este alungirea relativă ?

Alungirea relativă sau deformaţia specifică (ε) reprezintă deformarea a unui corp rezultată în urma aplicării unei forţe asupra lui. Mai exact, ea este definită ca fiind raportul dintre alungirea absolută şi lungimea iniţială a corpului, după cum se arată în figura 4.29.

Forţă

L Δ

Forţă D

Fig. 4.29. Evidenţiere Alungire relativă

Alungirea relativă poate lua valori pozitive (cazul deformării prin întindere) cât şi negative (cazul deformării prin comprimare). Deşi este o mărime adimensională, alungirea relativă poate fi uneori exprimată în unităţi de măsură precum mm/mm. În practică alungirea relativă ia valori foarte mici, de aceea ea este de obicei exprimată în submultipli de ordinul 10-6 .

Atunci când asupra unei bare acţionează o forţă uniaxială de întindere ca în figura 4.29 , ea începe să se contracte în grosime (D) . Această contracţie transversală depinde de material şi este exprimată cu ajutorul coeficientului Poisson. Coeficientul Poisson este definit ca fiind raportul negativ dintre componenta transversală şi cea longitudinală paralelă cu forţa a alungirilor relative, adică ν= - εT / ε. De exemplu, coeficientul Poisson pentru oţel ia valori cuprinse între 0,25-0,3.

4.4.3 Senzorul tensiometric

Deşi există multe metode de a măsura alungirea relativă, cea mai des

utilizată implică folosirea senzorului tensiometric. Tensiometrul e un dispozitiv a cărui rezistenţă electrică variază odată cu alungirea unui corp supus deformări. De exemplu tensiometrul piezorezistiv este un dispozitiv alcătuit dintr-un material semiconductor a cărui rezistenţă variază neliniar cu alungirea.

145


Totuşi, cel mai utilizat tensiometru rămâne cel realizat dintr-o rezistenţă matalică filiformă. Acest tensiometru este alcătuit dintr-un fir foarte subţire sau dintr-o folie metalică aranjată sub forma unei grile. Aceste fire sau folii sunt aşezate paralel pentru a mări sensibilitatea pe o anumită direcţie senzorului (figura 4.30).

Lamele de contact

Lungimea activă

Marcaje de aliniere

Suport

Fig. 4.30. Structura tensiometru

Grila este plasată pe un suport care este lipit direct pe corpul de test. Deci, alungirea corpului este transferată direct tensiometrului, care, la rândul său îşi modifică liniar rezistenţa. Tensiometrele sunt construite cu rezistenţe care iau valori nominale cuprinse între 30-3000Ω, cele mai des folosite fiind însă cele cu rezistenţe de 120, 350 şi 1000Ω. Este foarte important ca tensiometrele să fie bine aplicate pe corpul test, pentru ca transferul de informaţie de la corp la tensiometru să fie maxim.

Un parametru fundamental al tensiometrului este sensibilitatea la alungire. Aceasta este exprimată cantitativ cu ajutorul unui factor de alungire (GF). Acesta este definit ca fiind direct proporţional cu raportul dintre rezistenţa absolută şi rezistenţa iniţială şi invers proporţional cu raportul dintre alungirea absolută şi ceea iniţială. Factorul de alungire al tensiometrelor realizate cu rezistenţe filiforme este aproximativ egal cu 2.

R / R R / RGFL/ L ε

Δ Δ= =

Δ (4.26)

În cazul ideal temperatura nu are nici un efect asupra măsurătorii, dar aceasta nu se întâmplă în cazul real şi din această cauză proiectanţii au încercat să minimizeze sensibilitatea aparatului la temperatură. De exemplu, pentru tensiometrele din aluminiu cu un coeficient de temperatură de 23ppm/oC, cu rezistenţă nominală de 1000Ω şi cu GF=2, eroarea de măsurare este de 11,5μ /oC. De aceea compensarea cu temperatura este foarte importantă.

146


Tensiometre semiconductoare Tensiometrele semiconductoare folosesc efectul piezorezistiv în

anumite materiale semiconductoare cum ar fi siliciul sau germaniul în scopul de a obţine o sensibilitate mai mare şi un nivel mai mare de ieşire. Traductoarele tensiometrice semiconductoare pot fi realizate încât să aibă efecte pozitive sau negative atunci când se acţionează asupra lor. Fizic, ele pot fi făcute de dimensiuni mici, păstrând în acelaşi timp o rezistenţă nominală ridicată. Punţile de tensiometre semiconductoare pot avea de 30 de ori sensibilitatea punţilor utilizând filme metalice, dar sunt sensibile la temperatură şi dificil pentru compensat. Dependenţa rezistenţei de deformare este de asemenea neliniară. În ceea ce priveşte utilizarea pe scară largă, deoarece ele nu sunt mai stabile ca dispozitivele cu film metalic, nu se folosesc uzual în măsurările de precizie. Cu toate acestea în cazul în care sensibilitatea este importantă iar variaţia temperaturii este mică, se folosesc traductoare semiconductoare.

Circuitele de măsură sunt similare cu cele ale tensiometrelor metalice cu cea a punţilor cu film metalic , dar sunt mai uşor de realizat datorită nivelului mai ridicat de semnal. În tabelul 4.4 se prezintă o comparare a celor două tipuri de traductoare tensiometrice. Tabelul 4.4

Parametru Tensometru metal

Tensometru semiconductor

Domeniul de măsurare* 0.1- 40.000 μe 0.001 - 3000 μe Factor transfer** 2.0-4.5 50-200

Rezistenţă 120, 350, 600…5000 Ω 1000-5000 Ω Toleranţa rezistenţei 0.1%-0.2% 1%-2%

Dimensiune 0.4-150, mm Standard : 3-6 mm

1-5 mm

* ΔL/L -- microstrains (1μe = 10-6 cm/cm) ** GF = (ΔR/R)/(ΔL/L)

147


Circuite de măsură pentru tensiometre

În practică, alungirea relativă ia rareori valori mai mari decât 10-2. De aceea pentru a măsura alungirea avem nevoie de dispozitive sensibile la variaţii foarte mici ale rezistenţei. De exemplu, pentru un corp a cărui alungire relativă este mai mică de 500μ, tensiometrul al cărui GF=2 va avea o variaţie a rezistenţei electrice de numai 2(500*10-6)=0,1%. Pentru un tensiometru a cărui rezistenţă este de 120Ω variaţia rezistenţei va fi de numai 0,12Ω.

Pentru a măsura aceste mici variaţii ale rezistenţei şi pentru a compensa sensibilitatea la temperatură, tensiometrele sunt în general construite în configuraţie de punte excitată de la o sursă de tensiune sau de curent. O astfel de punte este puntea Wheatstone, prezentată în figura 4.31, alcătuită din patru rezistenţe dispuse în cele patru laturi şi o sursă de tensiune de excitaţie VEX conectată între două colţuri opuse ale ei.

+ - V0

R1 R4

R3 R

2

VEX- +

Fig. 4.31. Configuraţie de masură în punte

Tensiunea de ieşire V0 a punţii va fi:

(4.27)

Se observă în această relaţie că dacă R1/R2=R4/R3 tensiunea de ieşire va fi V0=0. În aceste condiţii, puntea se poate considera ca fiind echilibrată. Orice variaţie a rezistenţei oricărei ramuri a punţii va conduce la apariţia unei tensiuni de ieşire diferită de zero. Deci dacă înlocuim rezistenţa R4 din figura 4.19 cu un tensiometru, orice variaţie a rezistenţei tensiometrului va produce un dezechilibru în punte. Dacă notăm rezistenţa nominală a tensiometrului cu RG şi variaţia rezistenţei cu ΔR atunci vom avea: ΔR=RG*GF*ε

Dacă R1=R2 şi R3=RG, ecuaţia de mai sus poate fi scrisă în funcţie de alungire ca raport între V0 şi VEX (figura 4.32). Termenul 1/(1+GF*ε/2) reprezintă neliniarităţile care apar la ieşirea punţii.

148


+ -

V0

R1 RG+ΔR

RG R1

VEX - +

Fig. 4.32. Configuraţie de masură în punte cu rezistenţe egale

Dacă utilizam două tensiometre în punte efectul datorat temperaturii dispare. De exemplu, în figura 4.33 este prezentată o configuraţie cu două tensiometre: unul este activ (RG+ΔR), iar cel de-al doilea este plasat transversal pe direcţia alungirii fiind un tensiometru martor. De aceea, alungirea celui de-al doilea tensiometru este foarte mică, dar orice variaţie a temperaturii va afecta ambele tensiometre în aceeaşi măsură. Deoarece ambele tensiometre sunt afectate de aceeaşi variaţie a temperaturii, raportul dintre rezistenţele lor rămâne constant, tensiunea de ieşire rămâne aceeaşi şi deci efectul temperaturii este minimizat.

tensiometru activ

tensiometru martor

Fig. 4.33. Reducerea efectului datorat temperaturii

Ca şi caz particular se poate dubla sensibilitatea punţii la alungire folosirea ambelor tensiometre, dar cu sens de deformare opus. De exemplu, în figura 4.22 este prezentat cazul unei grinzi care oscilează. Pentru acesta s-au folosit un senzor care se va tensiona (RG+ΔR) şi altul care se va comprima (RG-ΔR). Această configuraţie cu două tensiometre al cărui circuit echivalent este prezentat deasemenea în figura 4.34 are la ieşire o tensiune liniară şi aproximativ dublă faţă de puntea cu un singur tensiometru.

149


Alungire (RG+ΔR)

Compresie (RG-ΔR)

F

+ - V0

R1 RG+ΔR

R1

VEX

RG-ΔR - +

Fig. 4.34. Configuraţie de măsură în punte cu 2 senzori

Pentru a mări şi mai mult sensibilitatea circuitului se pot monta tensiometre pe fiecare ramură a circuitului, două care se vor tensiona şi două care se vor comprima precum cele din figura 4.35

+ - V0

RG+ΔR

VEX

RG-ΔR

- +

RG+ΔR

RG-ΔR

Fig. 4.35. Configuraţie cu 4 senzori în punte

Formulele prezentate pentru puntea Wheatstone pornesc de la ipoteza că tensiunea de ieşire este zero atunci când corpul nu suferă nici o alungire. Totuşi, în practică, există un offset iniţial. Pentru înlăturarea acestui offset există două metode. Prima metodă foloseşte un circuit pentru ajustarea rezistenţelor astfel încât să reechilibreze puntea. Cealaltă metodă măsoară tensiunea de offset şi o compensează prin software. Se obţin astfel ecuaţii pentru toate tipurile de punte Wheatstone care ţin cont de offsetul iniţial de ieşire. Aceste ecuaţii iau în calcul deasemenea şi efectul produs de rezistenţa firelor de legătură a tensiometrelor cu circuitul de măsură.

150


Influenţa firelor de legătură

În cazurile anterioare nu s-a ţinut cont de rezistenţa firelor de legătură ale tensiometrelor pentru a putea înţelege mai uşor modul în care funcţionează o punte alcătuită din unul sau mai multe tensiometre. Acest lucru poate fi însă foarte periculos în practică. De exemplu, pentru cazul prezentat în figura 4.36 în care un tensiometru care este conectat în circuit cu ajutorul a două fire de rezistenţă RL=1Ω şi lungime de 15m, fiecare cablu introduce o rezistenţă de 2Ω pe latura punţii în care este conectată. Pe lângă faptul că fiecare rezistenţă adaugă o eroare de offset, ele reduc şi sensibilitatea tensiometrelor. În urma calculelor s-a observat că reducerea sensibilităţii este de (1+RL/RG)

+ - V0

R1 RG+ΔR

R3R2

VEX - +

RL

RL

Fig. 4.36. Tip de conexiune cu 2 fire Pentru a compensa această rezistenţă, se măsoară la început rezistenţa

firului de legătură RL pentru ca apoi să fie folosită în calcule. Apare totuşi o problemă mult mai importantă – modificarea rezistenţei o dată cu temperatura . De aceea cea mai utilizată conectare a tensiometrelor în circuit este cea cu trei fire, prezentată în figura 4.37

+ - V0

R1 RG+ΔR

R3 R2

VEX - +

RL

RL

RL

Fig. 4.36. Tip de conexiune cu 3 fire

În acest caz RL1 şi RL3 sunt plasate pe ramuri opuse ale punţii, deci orice variaţie de temperatură care apare se anulează reciproc. Cel de-al treilea fir RL2 este conectat la intrarea circuitului de măsură iar curentul care circulă prin el este foarte mic neducând la apariţia erorilor.

151


4.4.4. Condiţionarea semnalului pentru tensiometre

Măsurările tensiometrice implică sesizarea unor variaţii mici de rezistenţă şi din această cauză trebuie alese şi folosite cu grijă metodele de punte, circuitele de condiţionare, cablurile de legătură, sistemele de achiziţie a datelor pentru a putea realiza măsurători de precizie.

- Alegerea metodei de punte - În cazul în care puntea folosită nu are în componenţa sa patru tensiometre active, este necesar ca ea să fie completată cu rezistenţe de referinţă. De aceea, circuitele de condiţionare de semnal trebuie să asigure întotdeauna o jumătate de punte formată din două rezistenţe de referinţă de precizie pentru completarea circuitului în cauză. În figura 4.38 este prezentat circuitul format din două tensiometre active şi două rezistenţe: R1 şi R2. Rezistenţa nominală a acestor două rezistenţe este mai puţin importantă decât egalitatea lor. Ideal este ca ele să fie egale şi să furnizeze o tensiune de referinţă stabilă, egală cu VEX/2, la intrarea negativă a canalului de măsurare. De exemplu, pentru rezistenţe de completare de 2,5kΩ toleranţa admisă este de 0,02%. Rezistenţa ridicată a rezistoarelor de completare ajută la reducerea curentului preluat de la sursa de excitare.

Fig. 4.36. Circuit de măsură pentru tensiometru

- Excitaţia punţii - tensiometrele folosesc surse de tensiune constantă pentru alimentarea punţii. Deşi nu există nici o valoare standard pentru această tensiune, pe plan industrial este recunoscută valorile cuprinse între 3-10V. Valorile ridicate ale tensiunii de excitaţie asigură o tensiune de ieşire ridicată, dar în acelaşi timp dă naştere la erori de măsurare mai mari datorită autoîncălzirii. De asemenea este foarte important ca tensiunea de excitaţie să fie cât mai stabilă. Atunci când nu se poate asigura o tensiune de excitaţie constantă ea trebuie măsurată cu precizie pentru a fi apoi folosită la calcului alungirii.

152


Dacă tensiometrul este situat la distanţă de circuitul de condiţionare de semnal sau de sursa de excitaţie, o posibilă eroare este căderea de tensiune pe firele care conectează sursa de tensiune la punte. De aceea, unele dintre circuitele de condiţionare de semnal includ circuite de măsurare la distanţă pentru a compensa această eroare. Sunt două metode folosite pentru măsurarea la distanţă. Una dintre metode foloseşte reacţia direct de pe sarcină prin folosirea de legături suplimentare pentru a regla sursa de alimentare în vederea compensării pierderilor pe firele de legătură pentru a alimenta puntea cu tensiunea necesară. Cealaltă metodă foloseşte un circuit separat de măsurare directă a tensiunii de excitaţie. Datorită faptului că firele legătură sunt parcurse de un curent foarte mic, rezistenţa lor are un efect neglijabil asupra măsurătorilor. În acest caz tensiunea de excitaţie măsurată este folosită apoi în procesele de transformare a tensiunii măsurate în lungime pentru a compensa pierderile din firele de legătură.

-Amplificarea semnalului - Semnalele de la ieşirea tensiometrelor şi a punţilor sunt relativ mici. În practică, majoritatea tensiometrelor montate în punte au o sensibilitate de ieşire mai mică decât 10mV/V.Aceasta înseamnă că, cu o tensiune de excitaţie de 10V, tensiunea de ieşire va fi de 100mV. De aceea, circuitele de condiţionare de semnal conţin de obicei circuite de amplificare pentru a ridica nivelul semnalului şi deci a îmbunătăţi rezoluţia şi raportul semnal zgomot.

- Echilibrarea unei punţi, anularea offset-ului - atunci când se conectează o punte în circuit, este foarte puţin probabil ca tensiunea de ieşire să fie nulă, chiar dacă nu s-a efectuat nici o alungire. Orice variaţie a rezistenţelor ramurilor punţii sau a firelor de legătură generează o tensiune iniţială de offset diferită de zero. Există câteva metode care se folosesc pentru a contracara efectul acestei tensiuni iniţiale de offset.

-compensare prin software - această metodă constă în măsurarea tensiunii iniţiale de offset, înainte de a aplica semnal de intrare. Această valoare este folosită apoi în calcule. Această metodă este simplă, rapidă şi nu necesită ajustări manuale. Dezavantajul acestei metode este acela că nu se poate înlătura tensiunea iniţială de offset a punţii, existând cazul în care această tensiune este destul de mare astfel încât prin folosirea unui amplificator tensiunea de ieşire să depăşească limitele dinamice ale aparatului de măsurare sau să apară limitări datorate circuitului de amplificare.

-circuit pentru anularea tensiunii de offset - când se conectează în circuit o rezistenţă variabilă sau un potenţiometru pentru a aduce manual tensiunea de ieşire la zero. În figura 4.39 se prezintă un astfel de circuit. Prin modificarea rezistenţei potenţiometrului RPOT se poate controla nivelul tensiunii de ieşire şi

153

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale regla valoarea de zero. Din valoarea rezistenţei RNULL se selectează domeniul în care poate fi făcută calibrarea

Fig. 4.39. Circuit pentru anulare offset

VEX

- circuit tampon pentru anularea tensiunii de offset - această metodă nu afectează puntea direct la fel şi metodele software. Cu ajutorul acestui circuit suplimentar, denumit şi circuit de anulare de offset, se adună o tensiune variabilă de curent continuu la intrarea amplificatorului instrumental cu care se măsoară tensiunea de dezechilibru a punţii tensiometrice.

Uzual tensiometrele sunt dispozitive avînd impedanţă redusă, au nevoie de sursă de excitaţie mare pentru a obţine niveluri rezonabile ale tensiunii de ieşire. Un exemplu tipic de tensiometru în punte este celula de sarcină , cu o impedanţă tipică de 350 Ω şi o sensibilitate maximă de câţiva mV pentru fiecare V al tensiunii de.

Celula de sarcină este compusă din patru tensiometre conectate în punte de aşa cum se observă în figura 4.40. Pentru o tensiune de excitaţie a punţii de 10V şi cu o sensibilitate maximă de 3mV/V, se obţine un semnal maxim de 30mV la ieşirea punţii pentru o încărcare maximă a acesteia. Semnalul de ieşire poate fi mărit prin creşterea tensiunii de excitare a punţii dar in acest caz apar efecte de auto-încălzire ce pot provoca erori de citire sau chiar distrugerea celulei de măsură.

+ - V0

R1 R4

R3 R2

- +RPOT

RNULL

F R4

R3

Fig. 4.40. Configuraţie celulă de măsură

Alungire (R+ΔR)

(R-ΔR) Compresie

R2 R4

R1 R3 + -

V0

R1

R2

VEX +-

154


Multe celule de sarcină au circuit de “ sens “ pentru a permite

compensarea lungimii firelor de legătură. O astfel de conexiune este prezentată în figura 4.41. De asemenea unele celule de sarcină au rezistoare interne suplimentare pentru compensarea efectului de variaţie cu temperatura a semnalului de ieşire.

R4

R3

Fig. 4.41 Configuraţie punte cu 6 fire

+V

R1

R2

+Vout

-Vout

+SENSE

-VB

- SENSE

Un exemplu complet de circuit pentru condiţionarea unei punţi a unei celule de sarcină este prezentat în figura 4.42. Puntea completă conţinând 4 senzori tensiometrici este entitate separată ce poate fi ataşată la orice suprafaţă a cărei tensiune mecanică sau deformaţie trebuie măsurată.

În scopul de a facilita măsurarea de la distanţă , este folosită metoda de excitare a punţii de măsură cu un curent 10mA. Puntea tensiometrică generează la ieşire un semnal de 10.25mV/1000µe. Semnalul este amplificat de amplificatorul de instrumentaţie AD620, ale cărui rezistenţe din circuitul de reglare a câştigului au fost alese încât să sigure o amplificare de 100 ori a semnalului de la ieşirea punţii. Valoarea maximă a semnalului de la ieşirea amplificatorului poate fi ajustată prin utilizarea unui potenţiometru de 100 Ω, astfel încât pentru o deformaţie de -3500µe, să se obţină la ieşire -3.500 V iar pentru o deformaţie de +5000µe să se obţină la ieşire +5.000 V.

Semnalul astfel obţinut la ieşirea amplificatorului poate fi transformat în semnal digital folosind un circuit de conversie analog numerică. Condensatorul de 0.1µF cinectat între pinii de intrare ai amplificatorului AD620 serveşte ca filtru EMI/RFI împreună cu rezistenţa punţii de 1kΩ. Se obţine astfel o frecvenţă de tăiere a filtrului de aproximativ 1,6 kHz.

155


Fig. 4.42 Exemplu de circuit de condiţionare

Un alt exemplu este circuitul de amplificare pentru o celula de sarcină prezentat în figura 4.43. În acest caz puntea folosită are o rezistenţă tipică de 350 Ω.

Fig. 4.43 Exemplu de circuit de condiţionare

156


Tensiunea de excitaţie a punţii cu o valoare de 10.000V obtinută pornind de la o sursa de precizie de tensiune AD588 împreună cu amplificatorul operaţional de precizie OP177 şi tranzistorul 2N2219A folosit ca un buffer. Acest ansamblu furnizează un curent de alimentare a punţii de aproximativ 28.57mA.

AD588 este un circuit referinţă de tensiune monolit având o eroare iniţială foarte mică şi o deriva termică scăzută. AD588 are incluse în structura sa internă alături de celula de referinţă de bază şi trei amplificatoare suplimentare care prin diverse conexiuni ale pinilor furnizează anumite tensiuni programabile de ieşire (figura 4.44). Amplificatoarele sunt ajustate cu laser pentru a obţine un offset şi o derivă termică foarte mică a tensiunii de referinţă. Erorile iniţiale foarte reduse permit circuitului AD588 să fie folosit ca sursă de referinţă în aplicaţiile de măsurare ce necesită o precizie absolută de 12 biţi.

Fig. 4.44 Structura circuitului AD588

Pentru a asigura liniaritatea circuitului de măsură al punţii se utilizeaza un circuit de instrumentaţie ce necesită un număr minim rezistenţe ceea ce face ca întreaga schemă implementată ( figura 4.44) să fie foarte precisă, stabilă, şi rentabilă. Singura cerinţă este ca rezistorul de 475 Ω şi potenţiometrul de 100Ω să aibă derivă termică scăzută, astfel încât amplificarea să nu se modifice in funcţie de temperatura exterioară în temperatură.

157


Pentru senzorii de tip punte rezistivă firma Burr Brown produce circuitul specializat de condiţionare XTR106. Acesta este un circuit de cost relativ redus având ieşire în curent 4-20mA destinat în special punţilor rezistive. Circuitul furnizează şi tensiunea de excitare a punţii de 2,5V sau 5V, include un amplificator de instrumentaţie şi un circuit de liniarizare a caracteristicii senzorului. Alimentarea pentru circuitele externe este disponibilă la pinul VREG. Amplificatorul instrumental poate fi folosit pentru o plajă foarte largă de amplificări necesare diferitelor tipuri de semnale de intrare sau senzori. Eroarea totală regăsită în curentul de ieşire, incluzând şi eroarea de neliniaritate, are valori mici ce nu necesită ajustare în multe aplicaţii nu foarte pretenţioase. Liniarizarea circuitului se realizează prin obţinerea unei funcţii de transfer de ordinul doi prin comanda tensiunii de excitare a punţii. Acest lucru reduce de cel puţin 20 de ori neliniaritatea circuitului. În figura 4.45 se prezintă caracteristicile ieşirii punţii fără liniarizare şi cu liniarizare.

Fig. 4.45 Caracteristica de ieşire a punţii

În figura 4.46 se prezintă conexiunea de bază a circuitului XTR106. Tensiunea de alimentare a buclei de curent VPS realizează şi alimentarea tuturor circuitelor. Ieşirea de curent poate fi măsurată uşor măsurând căderea de tensiune pe o rezistenţă de sarcină RL conectat în circuitul de curent. Un condensator COUT de 0.01μF până la 0.03μF se va conecta între V+ şi ieşirea de curent.

158

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale Fig. 4.46 Circuitul XTR106

O tensiune de referinţă de 2.5V sau 5V este disponibilă pentru excitarea punţii. Pentru o tensiune de 5V pinul VREF5 trebuie conectat la punte ca în figura 4.29. Pentru o alimentare a punţii la 2.5V este necesară conectarea pinului 13 la pinul 14. Ieşirile punţii sunt conectate la intrările amplificatorului instrumental V+

IN şi V-IN. Un condensator de 0.01μF este bine să fie conectat

între intrări, pentru punţi cu impedanţa mai mare de 10KΩ. Rezistenţa RG setează câştigul amplificatorului instrumental necesar obţinerii tensiunii maxime de ieşire VFS.

Pinul 12 (Lin Polarity) şi RLIN realizează o corectare de ordinul doi a liniarităţii . Se obţine astfel o îmbunătăţirea liniarităţii de cel puţin 20 de ori. Conexiunea pinului Lin Polarity determină polaritatea corecţiei de neliniaritate. Pentru aceasta el se conectează la IRET sau VREG. Lin Polarity trebuie conectat la VREG dacă circuitul de corecţie a neliniarităţii nu se foloseşte. RLIN este aleasă în conformitate cu ecuaţia:

(4.28)

unde KLIN este constanta de liniaritate a punţii iar B este neliniaritatea relativă a punţii referitor la valoarea maximă a semnalului de ieşire VFS. Tensiunea de alimentare a punţii va deveni astfel:

159


(4.29)

Funcţia de transfer completă pentru circuitul de curent este : I0=4mA+40VIN/RG (4.30)

unde VIN este tensiunea diferenţială de intrare. Este evident faptul că dacă RG nu este folosit (RG=∞) amplificarea circuitului instrumental este 0 iar ieşirea de curent va fi de 4mA. O Tensiune de intrare negativă va duce la scăderea curentului de ieşire sub 4mA. Creşterea în continuare a tensiunii negative de intrare va avea ca efect limitarea curentului de ieşire la aproximativ 1,6mA. Curentul de ieşire nu va scădea niciodată sub IREF + IREG adică suma curenţilor de alimentare a punţii şi a circuitelor externe. Creşterea tensiunii pozitive de intrare peste VFS va avea ca efect creşterea curentului de ieşire până la aproximativ28mA valoare la care curentul se va limita.

Pinul IRET este pinul prin care se închid curenţii de la sursa de referinţă şi de la VREG. Pinul IRET serveşte ca şi masă locală şi este punctul de referinţă pentru VREG şi pentru tensiunea de referinţă. Curentul IRET este compus şi din toţi curenţii folosiţi în circuitele externe şi va fi inclus în curentul de ieşire fără a cauza erori.

Tranzistorul extern Q1 conduce tot curentul din bucla de curent 4-20mA. Folosirea tranzistorului extern izolează majoritatea puterii disipate de circuitele de circuitele de precizie ale lui XTR106.

Rezistenţele R1 şi R2 din circuitul punţii sunt folosite pentru a regla balansul punţii. Valorile R1 şi R2 depind de impedanţa punţii şi de domeniul de reglaj necesar. Acest circuit de ajustare este o sarcină adiţională pentru VRET , egală cu R2. Valoarea aproximativă a lui R1 poate fi calculată cu relaţia:

(4.31)

unde RB este rezistenţa punţii iar ±VTRIM în volţi este tensiunea de balans dorită să se anuleze.R2 se alege încât să fie egală sau de valoare mai mică decât R1.

160


4.5 Condiţionarea Transformatoarelor de Tensiune Diferenţială Liniar Variabilă (LVDT)

Un transformator tensiune diferenţială liniar variabilă (LVDT) este un

dispozitiv folosit de obicei pentru măsurarea deplasării. Toate LVDT sunt construite dintr-un ansamblu staţionar de bobine şi un miez mobil. Ansamblul de bobine este format dintr-o înfăşurare primară şi una sau mai multe înfăşurări secundare. Miezul este realizat din de oţel de permeabilitate magnetică mare, şi este mai mic în diametru decât diametrul interior al bobinelor, încât acesta poate fi montat astfel încât se poate deplasa înainte şi înapoi prin carcasă fără frecări (figura 4.47).

Când tensiunea de excitaţie care de obicei este o tensiune sinusoidală cu frecvenţa de ordinul KHz este aplicată înfăşurării primare se induc în înfăşurările secundare , datorită circuitului magnetic, tensiuni ce depind de poziţia miezului magnetic în cadrul ansamblului.

Fig. 4.47 Structura LVDT

Poziţia miezului determină cât de puternic este cuplajul magnetic dintre înfăşurarea primară şi înfăşurarea secundară. Când miezul este în centru, tensiunile la ieşirile bobinelor secundare sunt egale dar defazate cu 180° având ca rezultat un semnal de ieşire nul. În timp ce miezul se mişcă în stânga faţă de centru, cuplajul magnetic al bobinei primare cu bobina secundară din partea stângă este mult mai puternic ducând la apariţia unui semnal în fază cu semnalul de excitaţie. Când miezul se mişcă în dreapta faţă de centru, cuplajul magnetic al bobinei primare cu bobina secundară din partea dreaptă este mult mai puternic ducând la apariţia unui semnal defazat cu 180° faţă de semnalul de excitaţie (figura 4.48)

161


∼ S1 S2P

* *

Vout=V1-V2

Miez

∼S1 S2P

* *

Vout=V1-V2=0

Miez

∼S1 S2P

* *

Vout=V2-V1

Miez

Fig. 4.48 Caracteristica LVDT

Poziţie miez

Poziţie de zero

Vout

Circuitele de condiţionare pentru astfel de senzori conţin generatoare de

frecvenţă cu amplitudine şi frecvenţa foarte precis cunoscute, amplificatoare de instrumentaţie precum şi redresoare de precizie sensibile la fază. Rezultă astfel o metodă precisă şi fiabilă pentru măsurarea distanţei liniare. LVDT sunt utilizate în maşini-instrumente moderne, robotică, aviatică şi linii de fabricaţie computerizate.

LVDT sunt disponibile într-o largă varietate de intervale de măsurare, tipic de la ±100μm la ±25cm. Intervale tipice de tensiune de alimentare sunt de la 1V la 24V rms, cu frecvenţe de la 50Hz la 20kHz.

162


Este de menţionat că valoarea adevărată zero nu are loc atunci când miezul este poziţionat în centru din cauza diferenţelor dintre cele două înfăşurări secundare dar şi datorită dispersiei inductivităţii. De asemenea, doar prin simpla măsurare a tensiunii de ieşire VOUT nu se va putea şti în care parte a poziţiei zero se află miezul.

Un circuit de condiţionare de semnal care elimină aceste dezavantaje este prezentat în figura 4.49, circuit prin care se face scăderea valorilor absolute ale celor două tensiuni de la ieşirile secundare. Folosind această tehnică, pot fi măsurate variaţiile pozitive şi negative ale miezului în jurul poziţiei centrale.

∼

Sursă AC

Valoare Absolută

Filtru

Valoare Absolută

Filtru

Vout

+

-

LVDT

Vout

+

-

+

-

Poziţie

Fig. 4.49 Circuit condiţionare LVDT

Circuitul pentru obţinerea valorii absolute poate fi realizat folosind redresoare cu diode sau circuite de conversie tensiune curent si multiplicatoare analogice. De asemenea multe firme de profil au realizat circuit dedicate pentru LVDT capabile sa obţină precizii sporite în medii de măsură industriale.

Un astfel de circuit este AD598 produs de Analog Device având schema simplificată prezentată în figura 4.50. Acest circuit dispune de toate semnalele necesare funcţionării cu senzori LVDT. Frecvenţa circuitului de excitaţie poate fi reglată de la 20Hz la 20kHz prin modificarea unui singur condensator extern. Două circuite pentru detecţia valori absolute urmate de două filtre sunt folosite pentru a obţine valoarea amplitudini de la cele 2 canale de intrare A şi B. Funcţia [A–B]/[A+B] este calculată folosind circuite analogice. Este de menţionat că această funcţie este independentă de amplitudinea tensiunii de excitaţie a înfăşurării primare, presupunând că suma amplitudinilor tensiunilor de ieşire a LVDT a rămâne constantă în intervalul de operare al senzorului. Această condiţie este de obicei valabilă în cazul majorităţii LVDT, dar utilizatorul trebuie să verifice întotdeauna acest lucru dacă producătorul îl precizează explicit în foaia de catalog a senzorului LVDT. De asemenea, această abordare este valabilă doar în cazul LVDT cu 5 borne.

163


Vout

ABS Value

ABS Value

FILTER

FILTER

A-BA+B

FILTER AMP

AMP ∼OSCILLATOR

AD598

-

+

VB

VA

5 Wire LVDT

Fig. 4.50 Structura internă AD598 Cu ajutorul un singur rezistor extern se poate seta tensiunea de excitaţie

de la aproximativ 1Vrms pâna la 24Vrms la un curent de maxim 30mA. Circuitul AD598 poate fi conectat la un senzor LVDT aflat la o distanţă maximă de 100m deoarece circuitul nu este afectat de schimburile de fază sau amplitudine. Semnalul de la ieşirea circuitului AD598 este VOUT este ±11V pentru un curent maxim de ieşire de 6mA şi o distanţă maximă până la sarcină de aproximativ 300m. În figura 4.51 este prezentată schema detaliată a circuitului de detecţie şi măsură.

Fig. 4.51 AD598 - Circuitul de detecţie şi măsură

164


Circuitul integrat AD698 pentru condiţionarea senzorilor LVDT are specificaţii similare cu AD598, dar procesează semnalele de intrare puţin diferit (figura 4.52). Circuitul AD698 operează un LVDT cu 4 fire şi utilizează demodulare sincronă. Prelucrarea semnalelor de intrare A şi B constă dintr-o funcţie de detectare de valoare absolută şi un filtru. Semnalul de ieşirea circuitului de prelucrare A este împărţită la semnalul de la ieşirea circuitului de prelucrare B pentru a obţine un rezultat final independent de amplitudinea tensiunii de excitaţie. În acest caz nu mai este necesar ca suma tensiunilor secundare a LVDT să rămână constantă.

Fig. 4.52 Structura internă AD698

VoutAB

FILTER AMP

AMP ∼OSCILLATOR

AD698

-

+

B

VA

4 Wire LVDT

A

VB

Circuitul AD698 poate fi de asemenea utilizat pentru conectarea unui LVDT în configuraţie de jumătate de punte (similar unui auto-transformator) aşa cum este prezentat în schema din figura 4.53. În această configuraţie, întreaga tensiune secundară este aplicată circuitului de prelucrare B, în timp ce tensiunea mediană este aplicată circuitului de prelucrare A. Conceptul de LVDT poate fi implementat şi în formă rotativă. În acest caz, dispozitivul este numit transformator diferenţial cu variabile rotative (RVDT). Acesta este echivalent cu miezul unui LVDT iar înfăşurările transformatorului sunt legate pe partea staţionară a ansamblului. Oricum, RVDT este liniar în cazul unui interval de rotaţie relativ strâns şi nu este capabil să măsoare o rotaţie completă de 360°. Deşi, sunt capabile de rotaţii continue, RVDT tipice sunt liniare la un interval de aproximativ ±40° în jurul poziţiei centrale (0°). Sensibilitatea tipică este 2–3mV per volt per grad de rotaţie, cu tensiuni de intrare în intervalul a 3 Vrms şi frecvenţe de lucru între 400Hz şi 20kHz.

165


Fig. 4.53 Conexiune în jumătate de punte

VoutAB

FILTER AMP

AMP ∼OSCILLATOR

AD698

-

+

B

VA A

VB

4.6 Condiţionarea Senzorilor magnetici cu Efect Hall

Efectul Hall este un efect galvanomagnetic observat pentru prima dată de Edwin Herbert Hall în 1880. Acest efect constă în apariţia unui câmp electric transversal (denumit câmp electric Hall EH) şi a unei diferenţe de potenţial într-un metal sau semiconductor parcurse de un curent electric, atunci când ele sunt introduse într-un câmp magnetic, perpendicular pe direcţia curentului.

Fie o lamelă străbătută de curentul I, care are o concentraţie n în purtătorii de sarcină (figura 4.54). Sub acţiunea câmpului magnetic, asupra fiecărui purtător de sarcină q va acţiona forţa F=q*v*B datorită căreia aceştia vor fi deviaţi după o direcţie perpendiculară pe planul format de v şi B. Între aceste feţe va apărea o tensiune Hall UH, care va crea un câmp EH=UH/a. Acest câmp dă naştere unei forţe FH=q*EH, care se opune deplasării purtătorilor, iar la echilibru cele două forţe fiind egale ca mărime, rezultă: qvB=qEH=qUH/a.

Fig. 4.54. Efectul Hall

a

bd

Exprimând pe I în funcţie de concentraţia în purtători de sarcină şi de viteza acestora, adică: I=nqvab, se poate exprima valoarea lui v, care da: UH=BI/nqa. Notând 1/nq=RH şi denumind-o constanta Hall, se obţine în final UH=RHBI/a.

166

http://ro.wikipedia.org/wiki/Edwin_Hall

http://ro.wikipedia.org/wiki/1880

http://ro.wikipedia.org/w/index.php?title=Tensiune_Hall&action=edit&redlink=1

http://ro.wikipedia.org/w/index.php?title=Constanta_Hall&action=edit&redlink=1

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale Efectul Hall poate fi utilizat pentru a măsura câmpurile magnetice, dar aplicaţia cea mai frecventă este utilizarea efectului Holl în senzorii de mişcare unde un senzor Hall fixat şi un magnet mic ataşat unei parţi mobile poate înlocui o camă şi un contact mecanic, rezultând astfel o îmbunătăţire a fiabilităţii. Deoarece VH este proporţională cu câmpul magnetic şi nu cu viteza de variaţie a acestuia ca în cazul unui senzor inductiv, efectul Hall oferă posibilitatea realizării de senzori de viteză scăzută mult mai fiabili.

Deşi sunt mai multe materiale ce pot fi utilizate pentru senzorii cu efect Hall, siliciul oferă avantajul că circuitele condiţionare a semnalului pot fi integrate în acelaşi cip ca şi senzorul. Un detector simplu de viteză unghiulară poate fi realizat cu un senzor Hall, un bloc de amplificare şi un comparator ca în schema din figura 4.55. Circuitul este proiectat pentru a detecta viteza unghiulară precum cele din aplicaţiile auto. Circuitul răspunde micilor variaţii de câmp magnetic, iar comparatorul este realizat cu histerezis pentru a preveni oscilaţia. Diverse companii produc astfel de circuite Hall iar utilizarea lor este foarte larg răspândită.

Fig. 4.55 Circuit pentru senzor Holl

VoutRef

AMPHALL Senzor

Există multe alte aplicaţii, în particular în măsurarea acceleraţiei auto, la poziţia pedalelor, la suspensie şi poziţia valvelor, unde este de dorit o funcţionare liniară. AD22151 este un senzor liniar de câmp magnetic a cărui tensiune de ieşire este proporţională cu intensitatea câmpului magnetic aplicat perpendicular. Circuitul AD22151 integrează pe aceeaşi pastilă de siliciu atât celula cu efect Hall precum si circuitul de condiţionare de semnal aferent pentru a reduce efectele datorate variaţiei cu temperatura a caracteristicilor circuitelor componente (figura 4.56) Arhitectura maximizează avantajele unei implementaţii monolitice permiţând o mare versatilitate pentru a putea îndeplini diferite cerinţe ale aplicaţiei cu un număr minim de componente externe. Principalele caracteristici includ anularea variaţiei dinamice a derivei termice a offset-ului

167

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale prin folosirea unui amplificator operaţional cu chopare şi a unui senzor de temperatură integrat. Circuitul integrat este realizat încât să funcţioneze cu o singură sursă de alimentare de +5V, un offset redus şi o variaţie mică a amplificării cu temperatura pentru o plaje de temperaturi de funcţionare cuprinse între –40°C şi +150°C.

3out

2

RV 1 0, 4mV / GaussR

⎡ ⎤= + ∗⎢ ⎥

⎣ ⎦

Fig. 4.56 Structura circuitului AD 22151

Compensarea temperaturii (setată din exterior cu rezistorul R1) permite utilizarea unui număr mare de materiale magnetice utilizate frecvent în senzorii de poziţie. Tensiunea de ieşire şi câştigul pot fi uşor setate cu rezistori externi. Intervalul de câştig tipic poate fi setat de obicei de la 2mV/Gauss la 6mV/Gauss. Tensiunea de ieşire poate fi ajustată pentru operare biupolară sau unipolara în funcţie de aplicaţia implementată.

168

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale 4.7 Condiţionarea Semnalelor de Curent

Multe dispozitive folosite în aplicaţiile de control şi monitorizare a proceselor generează un semnal de curent, de obicei în intervalul 4–20mA sau 0–20 mA. Semnalele de curent sunt folosite deoarece sunt mult mai imune la erorile cauzate de zgomotul electric sau căderile de tensiune pe firele lungi de legătură. Dispozitivele de condiţionare a semnalelor convertesc semnalele de curent în tensiuni, prin trecerea acestor curenţi prin rezistenţe de înaltă precizie, cum este arătat în figura 4.57.

Fig. 4.57 Conversia curent tensiune

Tensiunea rezultată, VMĂS = IS R, poate fi în continuare condiţionată şi prelucrată în vederea aplicării ei circuitelor de achiziţie a datelor

169


4.8 Condiţionarea Accelerometrelor

4.8.1 Introducere

Vibraţiile şi şocurile sunt prezente în toate domeniile din viaţa de zi cu zi. Ele pot fi generate şi transmise de motoare, turbine, maşini unelte, poduri, turnuri, chiar şi de corpul uman. În timp ce unele vibraţii sunt de dorit, altele pot fi dăunătoare sau chiar distructive. De aceea este necesară înţelegerea cauzelor ce duc la apariţia vibraţiilor pentru a putea dezvolta metode de măsurare şi prevenire. Astfel senzorii de vibraţii servesc ca o legătură între structurile ce vibrează şi echipamentul electronic de măsurare.

Există mai multe metode de sesizare a vibraţiilor. O primă metodă este cea a folosirii unui microfon special pentru captarea zgomotului produs de elementele mecanice în mişcare. Deoarece condiţiile climatice dar şi mecanice din carieră sunt foarte dificile existând şi multe zgomote parazite produse de utilaje dar şi de reparaţiile frecvente era foarte greu de preluat doar semnalul util folosind microfoane. De aceea s-a preferat folosirea accelerometrelor montate în punctele de interes.

Efectul piezoelectric descoperit de Pierre şi Jaques Curie, a rămas o simplă curiozitate până în anii 1940. Proprietatea unor cristale de a elibera sarcini electrice sub acţiunea forţelor mecanice nu a avut nici o aplicaţie practică până când amplificatoarele cu impedanţa de intrare foarte mare au permis inginerilor să amplifice semnalele produse de aceste cristale. În anii 1950, când tuburile au fost destul de bune calitativ pentru a putea fi folosite, efectul piezoelectric a început să fie utilizat.

Principiul amplificatorului de sarcină a fost patentat de W.P.Kistler în 1950 şi a câştigat semnificaţie practică în anii 1960. Introducerea circuitelor MOSFET şi dezvoltarea materialelor izolante precum teflon şi kapton au îmbunătăţit foarte mult performanţele şi au propulsat folosirea senzorilor piezoelectrici în toate domeniile de utilizare a tehnologiei moderne precum şi în industrie .

Sistemele de măsură piezoelectrice sunt sisteme electrice active. Astfel cristalele produc o sarcină electrică numai atunci când există o schimbare de încărcare mecanică neputându-se utiliza pentru măsurători statice. Oricum, este greşit conceput că instrumentele piezoelectrice sunt indicate numai pentru măsurătorile dinamice. Traductoarele cu cuarţ, când sunt utilizate împreună cu circuite adecvate de condiţionarea semnalelor, oferă o capacitate de măsurare cvasistatică excelentă. Sunt nenumărate exemple ale aplicaţiilor unde senzorii

170

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale pe bază de cuarţ măsoară cu acurateţe şi cu precizie fenomenele cvasistatice pentru minute şi chiar ore.

Există două tipuri de senzori piezoelectrici: cu impedanţă ridicată şi cu impedanţă scăzută. Cele cu impedanţă mare generează o sarcină de ieşire ce necesită un amplificator de sarcină sau un convertor extern de impedanţă pentru conversia sarcină-tensiune. Tipurile cu impedanţă mică folosesc aceleaşi elemente piezoelectrice ca şi cele cu impedanţă mare având încorporat un convertor miniaturizat sarcină-tensiune. Ele necesită o sursă de energie externă pentru a activa electronica şi pentru a separa tensiunile continue de polarizare de semnalul util de ieşire.

4.8.2 Materiale piezoelectrice

Sunt două tipuri de materiale piezoelectrice ce sunt folosite pentru realizarea accelerometrelor: cuarţ şi ceramică policristalină. Cuarţul este un cristal natural în timp ce ceramica este făcută de om. Fiecare material oferă unele avantaje iar alegerea materialului depinde de caracteristicile particulare dorite pentru accelerometru .

Cuarţul este foarte cunoscut pentru capacitatea sa de a realiza măsurători de precizie şi este utilizat în aplicaţiile de zi cu zi de măsurare a timpului şi a frecvenţei. Exemplele de utilizare includ de la ceasuri de mână până la computere sau aplicaţii casnice .

Accelerometrele beneficiază de câteva proprietăţi unice ale cuarţului. Din moment ce cuarţul este un piezoelectric natural, nu are tendinţa de a se relaxa într-o stare alternativă şi este considerat cel mai stabil dintre toate materialele piezoelectrice.

Această caracteristică importantă furnizează accelerometrelor cu cuarţ stabilitate pe termen lung şi repetabilitate. De asemenea cuarţul nu are nici un efect pirolectric (ieşirea nu depinde de schimbarea de temperatură), ceea ce oferă stabilitate în mediile cu variaţie de temperatură.

Deoarece cuarţul are o valoare a capacităţii scăzută, sensibilitatea în tensiune este foarte mare, comparativ cu majoritatea materialelor ceramice, făcându-l ideal pentru a fi folosit în sistemele cu amplificare de tensiune. De asemenea, sensibilitatea de sarcină a cuarţului este scăzută, limitându-se întrebuinţările în sistemele cu amplificare a sarcinii, unde zgomotul scăzut este o trăsătură definitorie. Intervalul de temperatură pentru folosirea cuarţului este de aproximativ 3150C.

O mare varietate de materiale ceramice sunt folosite de asemenea pentru realizarea de accelerometre, în funcţie de cerinţele corespunzătoare aplicaţiei. Toate materialele ceramice sunt făcute de om şi sunt forţate să devină piezoelectrice printr-un proces de polarizare. Acest proces (cunoscut sub

171

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale denumirea de poling) expune materialul la un câmp electric de intensitate mare. Astfel se aliniază dipolii electrici, forţând materialul să devină piezoelectric. Din păcate acest proces are tendinţa să devină reversibil. Dacă ceramica este expusă la temperaturi ce depăşesc nivelul ei de lucru sau la câmpuri electrice apropiate de valorile procesului de „poling” proprietăţile piezoelectrice pot fi drastic alterate sau chiar distruse. Acumularea de sarcini statice de valori mari poate avea acelaşi efect asupra proprietăţilor piezoelectrice .

Se pot face trei clasificări ale materialelor ceramice. Există astfel ceramicele de sensibilitate foarte mare în tensiune, care sunt folosite pentru accelerometre cu circuite încorporate. Există ceramici cu sensibilitate ridicată în sarcină care se folosesc la senzori cu ieşire de sarcină având un interval de temperatură de lucru de până la 2050C.

Acelaşi tip de cristal este folosit şi la accelerometrele care folosesc circuite încorporate de amplificare a sarcinii pentru a obţine semnale de ieşire ridicate şi rezoluţie mare. Şi nu în ultimul rând există ceramici cu temperaturi ridicate de utilizare care sunt folosite pentru accelerometrele cu ieşire de sarcină cu un interval de temperatură de până la 3160C folosite pentru monitorizarea diverselor motoare şi a turbinelor supraîncălzite.

Avantajul senzorilor piezoelectrici Accelerometrele piezoelectrice se realizează de peste 40 de ani şi

folosesc fenomenul de piezoelectricitate. Piezo provine din limba greacă şi înseamnă a strânge. Când un material piezoelectric este solicitat produce sarcină electrică. Combinat cu o masă seismică el generează un semnal de sarcină electrică proporţional cu acceleraţia vibraţiilor.

Elementul activ al accelerometrelor constă cel mai adesea dintr-un material ceramic ales cu grijă, cu proprietăţi piezoelectrice excelente, numit Lead-Zirconate-Titanat (PZT). Realizate special, PZT oferă performanţe bune şi stabilitate pe termen lung. Stabilitatea mare similară accelerometrelor cu cuarţ este obţinută printr-un proces artificial de îmbătrânire a elementului piezoelectric. Sensibilitatea materialelor ceramice comparativ cu cea a materialelor de cuarţ este de 100 de ori mai mare . De aceea accelerometrele piezoceramice sunt o alegere mai bună pentru folosirea la frecvenţe şi acceleraţii scăzute.

Accelerometrele piezoelectrice sunt acceptate unanim ca fiind cea mai bună alegere pentru măsurarea vibraţiilor absolute. Comparativ cu senzorii de alt tip, accelerometrele piezoelectrice au următoarele avantaje importante:

- o zonă dinamică destul de mare, aproape toată lipsită de zgomote ; - sunt potrivite pentru măsurarea şocurilor şi vibraţiilor imperceptibile; - o liniaritate excelentă în zona de lucru; - interval de frecvenţe mare, putând fi măsurate frecvenţele înalte;

172


- sunt compacte şi totuşi foarte sensibile; - nu au părţi detaşabile conferindu-le o durată mare de funcţionare; - sunt cu autogenerare şi nu necesită alimentare externă; - există într-o mare varietate de modele, aproape pentru orice necesitate; - integrarea semnalului de ieşire oferă informaţii despre viteză .

4.8.3 Senzorii piezoelectrici cu cuarţ. Senzorii piezoelectrici cu cuarţ sunt realizaţi în principal din bare subţiri

sau plăcuţe tăiate cu o orientare precisă faţă de axele cristalelor, depinzând de aplicaţie (figura 4. 58).

Fig. 4.58 Efectul piezoelectric în cristale

Majoritatea senzorilor Kistler încorporează elemente de cuarţ, acesta fiind sensibil la încărcările de compresie sau forfecare. Forfecarea este folosită pentru senzorii de forţă cu mai multe componente şi pentru senzorii de măsurare a acceleraţiei. Alte tăieri specializate includ tăierea transversală pentru senzori de presiune şi tăierea polistabilă pentru senzori de temperatură mare.

Cele mai bune elemente de cuarţ suprapuse sunt asamblate fie singure fie mai multe (în pachete) şi pretensionate. Pachetele de cuarţ generează un semnal de sarcină de ordinul pico coulombilor, care este direct proporţional cu forţa aplicată. Fiecare tip de senzori foloseşte o configuraţie de cuarţ optimizată şi nu în ultimul rând calibrată pentru fiecare aplicaţie în parte (forţă, presiune, acceleraţie sau tensiune mecanică).

Dintr-un număr mare de materiale piezoelctrice accesibile astăzi, cuarţul este preferat în fabricarea senzorilor având următoarele proprietăţi :

≈ 20,000 psi; - limita de stres a materialului 0- rezistenţa la temperatură de până la 930 C;

- rigiditate foarte mare , liniaritate mare şi histerezis neglijabil; - sensibilitate aproape constantă pe un interval de temperatură constant; - rezistenţă de izolaţie foarte mare (1014Ω) ; - permite măsurători la frecvenţe joase.

173


Cristalele piezoelectrice sunt tăiate astfel încât să predomine efectul longitudinal sensibil la compresie. Ele sunt folosite în primul rând pentru măsurarea forţei, presiunii, tensiunii mecanice şi acceleraţiei. Efectul transversal face posibilă obţinerea unei sarcini mai mari printr-o formă adecvată şi un aranjament potrivit al elementelor piezoelectrice şi este folosit în primul rând la senzori de presiune. Efectul de forfecare este folosit în principal la accelerometre şi senzori de forţă cu trei componente.

Materialele piezoelectrice, fie că este vorba de cuarţul natural sau de ceramica realizată de mâna omului, au capacitatea de a genera la ieşire un semnal electric proporţional cu presiunea aplicată. Într-un accelerometru, elementele piezoelectrice se comportă ca un resort cu o rigiditate k ce leagă baza accelerometrului de masa seismică. Senzorul operează conform legii a doua de mişcare a lui Newton : F = ma.

O deplasare a bazei accelerometrului creează o forţă F pe materialul piezoelectric, proporţională cu acceleraţia „a” aplicată şi cu mărimea masei seismice m. Răspunsul în frecvenţă este determinat de frecvenţa de rezonanţă a senzorului ce poate fi modelat în general ca un sistem cu un singur grad de libertate.

Elementul activ dintr-un accelerometru este materialul piezoelectric. În figura 4.59 se ilustrează efectul piezoelectric cu ajutorul unui disc supus compresiei ce se comportă ca o capacitate ce are un material piezoceramic între electrozi. O forţă aplicată perpendicular pe disc realizează o creştere de sarcină şi tensiune la bornele electrozilor.

disc piezo F

F

→ q

u

q=d33F

u= d33dF/e33A

unde A - suprafaţa pastilei piezoelectrice d - grosimea pastilei piezoelectrice F - forţa aplicată q - sarcina generată u - tensiunea la borne d33, e33 - constante piezoelectrice

Fig. 4.59 Efectul piezoelectric

A

Elementele sensibile ale unui accelerometru piezoelectric constau din două părţi majore: materialul piezoelectric şi masa seismică.

O parte a materialului piezoelectric este conectată rigid cu masa senzorului, iar masa seismică este ataşată pe cealaltă parte. Când

174

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale accelerometrul este supus vibraţiilor apare o forţă ce acţionează asupra elementului piezoelectric (figura 4.60). Potrivit legii a 2 a lui Newton această forţă este egală cu produsul dintre acceleraţie şi masa seismică. Datorită efectului piezoelectric este generată o sarcină de ieşire proporţională cu forţa aplicată. Din moment ce masa seismică este constantă, sarcina de ieşire este proporţională cu acceleraţia masei.

F=m·a

Pentru un interval mare de frecvenţă, atât baza senzorului cât şi masa seismică au aceeaşi amplitudine a acceleraţiei. Din acest motiv senzorul măsoară acceleraţia obiectului testat.

Elementul piezoelectric este conectat la suportul senzorului printr-o pereche de electrozi . Unele accelerometre conţin un circuit electronic integrat care converteşte ieşirea de sarcină cu impedanţă mare într-un semnal de tensiune de impedanţă mică.

În domeniul de frecvenţă util sensibilitatea senzorului este independentă de aceasta. Un accelerometru piezoelectric poate fi privit ca un sistem mecanic de tipul trece-jos cu un vârf de rezonanţă. Masa seismică şi piezoceramicele (plus alte componente flexibile) formează un sistem oscilant. Acesta defineşte comportamentul tipic la rezonanţă şi limita superioară de frecvenţa a accelerometrului.

De aceea, pentru a mări domeniul frecvenţei de operare trebuie crescută frecvenţa de rezonanţă ce se face de obicei prin reducerea masei seismice. Cu cât masa seismică este mai mică cu atât sensibilitatea este mai mică . De aceea un accelerometru cu frecvenţă de rezonanţă ridicată, de exemplu un accelerometru de şoc, va fi mai puţin sensibil, în timp ce un accelerometru seismic foarte sensibil are o frecvenţă de rezonanţă scăzută.

Masă seismică

Piezoceramică m

→ q

Acceleraţie a

u

Fig 4.60 Principiul unui accelerometru piezoelectric

175


4.8.4 Comportamentul dinamic În cele mai multe cazuri un accelerometru poate fi privit ca un sistem

mecanic clasic de ordinul doi cu un singur grad de libertate compus dintr-un resort elastic, un corp cu masa m şi un element de amortizare vâscoasă . Sistemul mecanic rezultat este prezentat în figura 4.61.

Masă

Resort elastic

Amortizare vîscoasă

x

m

k

c

F

Fig 4.61 Structura unui sistem mecanic oscilant

Fără a avea amortizare, energia înmagazinată în resort şi corpul de masă m nu va fi niciodată disipată iar sistemul nu va fi niciodată stabil. În acest caz se utilizează amortizarea vâscoasă ca şi mecanism de disipare a energiei. Amortizarea vâscoasă generează o forţă de sens opus care este proporţională cu viteza sistemului:

amortizaredxF cdt

=

(4.32)

unde c este constanta de amortizare vâscoasă. Acest tip de amortizare este considerat adesea în descrierea acestui tip de sistem de ordinul doi deoarece aceasta este cea mai reprezentativă metodă de disipare a energiei în majoritatea structurilor mecanice.

Ţinând cont că resortul elastic generează o forţă proporţională cu deplasarea, teorema a doua a lui Newton ( F m= a∑ ) aplicată acestui sistem devine:

aplicată elastică amortizare inerţialăF F F F− − = (4.33)

2

2

dx d xF kx c mdt dt

− − =

(4.34)

176


Se vor introduce în continuare următoarele notaţii:

s1Kk

= ca fiind sensibilitatea statică a sistemului

nkm

ω = ca fiind pulsaţia naturală a sistemului

n

c c2m 2 km

ξ = =ω

ca fiind coeficientul de amortizare al sistemului

Sensibilitatea statică Ks este denumită mai corect ca fiind sensibilitatea pseudo-statică. Ea este determinată prin măsurarea răspunsului sistemului atunci când nu există masa inerţială m şi nici amortizare vâscoasă, adică un sistem echivalent de ordinul zero.

Pulsaţia naturală ωn este dată de frecvenţa dispozitivului ce vibrează în absenţa amortizării şi se măsoară în radiani pe secundă. Frecvenţa naturală a sistemului fn depinde de pulsaţia naturală prin relaţia ωn=2π fn.

Coeficientul de amortizare vâscoasă este o măsură adimensională a energiei mecanice disipate. Un sistem mecanic de ordinul doi cu un coeficient de amortizare vâscoasă foarte mic va continua să oscileze mult timp după dispariţia sau modificarea cauzei ce a generat oscilaţiile. De asemenea un sistem cu un coeficient de amortizare vâscoasă mare va avea o amortizare rapidă a oscilaţiilor dar va dura mult timp până să răspundă unor modificări ale stării sistemului.

Dacă ξ<1 sistemul este denumit oscilant neamortizat. Dacă ξ>1 sistemul este denumit aperiodic.

Pentru amortizare critică valoarea lui ξ este 1. Această valoare este greu de realizat în practică dar din punt de vedere teoretic se vor şti ecuaţiile cu care se va lucra în continuare în funcţie de ξ<1 sau ξ>1.

Introducând aceste noi notaţii în ecuaţia de mişcare rezultă următoarea ecuaţie:

22

n n2

d x dx F2 xdt dt m

+ ξω + ω =

(4.35)

care ţinând cont de notaţiile consacrate:

2

2

d x xdt

= dx xdt

= şi

(4.36)

devine

177


2n n

Fx 2 x xm

+ ξω + ω =

(4.37)

Accelerometrele sunt folosite pentru a determina acceleraţia în funcţie de deplasarea y

ss a corpului de masă m faţă de referinţa sistemului mecanic.

Ecuaţia care caracterizează accelerometrul poate fi scrisă astfel:

s s smy cy ky ms+ + = (4.38)

Este necesar ca informaţia măsurată brut ys să fie convertită într-o informaţie de acceleraţie. Reamintind faptul că ys este deplasarea relativă a corpului de masă m faţă de referinţa sistemului mecanic, relaţia de legătură între cele două mărimi este:

2A nY = ω sY

(4.39)

Răspunsul accelerometrului la un semnal de intrare de tip treaptă.

Un sistem mecanic de ordinul doi nu poate fi folosit pentru a măsura o variaţie de tip treaptă a deplasării datorită coeficientului de amortizare. Pentru acceleraţie situaţia este diferită iar teoria sugerează că un sistem seismic de ordinul doi poate fi folosit pentru a măsura o variaţie de tip treaptă a acceleraţiei. În practică doar anumite tipuri de accelerometre pot fi folosite pentru aceasta. O variaţie de tip treaptă pentru acceleraţie este definită astfel:

a=0 pentru t<0 a=A pentru t>0

unde a reprezintă acceleraţia sistemului iar A amplitudinea treptei aplicate. Răspunsul accelerometrului în m/s2 depinde de coeficientul de amortizare

ξ după cum urmează :

( ) ( )( )

nntA

n

n

sinh t 1y1 1 e cosh t 1A t 1

2

−ξω 2

2

⎧ ⎫ξ ω ξ −⎪ ⎪ξ > = − ω ξ − +⎨ ⎬ω ξ −⎪ ⎪

⎩ ⎭

(4.40)

( ) ( )nnt 1A

sin ty1 1 e cu sinA

2

−ξω − 2

2

⎧ ⎫ω 1− ξ − Φ⎪ ⎪ξ < = − Φ = 1− ξ⎨ ⎬1− ξ⎪ ⎪

⎩ ⎭

(4.41)

În aceste ecuaţii yA este variaţia în timp a ieşirii accelerometrului după ce a fost convertită în acceleraţie. Coeficientul de amortizare minim pentru care

sistemul nu oscilează este 1 0.7072

ξ = = În figura 4.62 este prezentat

răspunsul sistemului considerat în funcţie de diferitele valori ale lui ξ.

178


AyA

1.5

1.0

2.0

0.5

5 10 15 20ωt

ξ=0.05

ξ=0.2 ξ=0.707

ξ=1

ξ=2

Fig 4.62 Răspunsul sistemului în funcţie de ξ

Răspunsul accelerometrului la un semnal sinusoidal de intrare

Plecând de la ecuaţia de mişcare a sistemului mecanic: s s smy cy ky ms+ + = (4.42)

2a S sin t Asin t= − ω ω = ωşi având pentru semnale sinusoidale de intrare se consideră că răspunsul staţionar al sistemului este dat de

(4.43) (s sy Y sin t= ω − )Φ

s

Reamintim că informaţia despre acceleraţie este obţinută din informaţia despre deplasarea relativă măsurată brut y prin relaţia 2

A nY Y= ωs

Înlocuind în ecuaţia de mişcare şi rearanjând se obţine:

n s A

2 2

n n

Y Y 1S A

1 4

2

2

2

ω= =

ω ⎛ ⎞⎛ ⎞ ⎛ ⎞ω ω⎜ ⎟− + ξ⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎜ ⎟ω ω⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎝ ⎠

(4.44)

iar defazajul este dat de relaţia:

179


n12

n

2tan

1

−

⎛ ⎞⎛ ⎞ω⎜ ⎟ξ⎜ ⎟ω⎜ ⎟⎝ ⎠Φ = ⎜ ⎟⎛ ⎞ω⎜ ⎟− ⎜ ⎟⎜ ⎟ω⎝ ⎠⎝ ⎠

(4.45)

unde : A – amplitudinea acceleraţiei sinusoidale ce se doreşte a fi măsurată; YA – amplitudinea acceleraţiei la ieşirea traductorului. Pentru

traductorul ideal A= YA; ω – pulsaţia în radiani pe secundă a excitaţiei; Ф – defazajul dintre semnalul de la ieşirea traductorului şi semnalul aplicat la intrare. Pentru un traductor ideal defazajul este zero.

Dependenţa YA/A în funcţie de frecvenţă şi de factorul de amortizare este prezentată în figura 4.63.

Fig 4.63 Caracteristica de frecvenţă a accelerometrului

ξ=0.05

ξ=0.2 ξ=0.707

ξ=1

ξ=2

10

AyA

nω ω

8

6

4

2 1

0.1 1 10

Când frecvenţa de excitaţie este apropiată de frecvenţa naturală de a sistemului (ω~ωn) traductorul generează la ieşire un semnal foarte mare dacă ξ este mic. Aceasta arată că accelerometrul nu trebuie folosit la frecvenţe apropiate de frecvenţa naturală.

180


Dacă frecvenţa de excitaţie este mare (ω>ωn) ieşirea traductorului este mult mai mică decât acceleraţia ce trebuie măsurată şi se modifică în funcţie de frecvenţă. Aceasta arată că nu trebuie folosit un accelerometru la frecvenţe mai mari decât frecvenţa sa naturală. Dacă se lucrează la frecvente mai mici decât frecvenţa naturală ieşirea traductorului are aceeaşi valoare ca şi excitaţia adică YA/A=1

Accelerometrul piezoelectric este caracterizat după cum am văzut anterior de o ecuaţie diferenţială de gradul 2, având funcţia de transfer :

A

2 2

n

Y 1A

1 4 2

=⎛ ⎞⎛ ⎞ ⎛ ⎞ω ω⎜ ⎟− + ξ⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎜ ⎟ω ω⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎝ ⎠ n

(4.46)

unde: f - frecvenţa naturală (Hz) nf - frecvenţa pentru un punct dat al caracteristicii (Hz)

YA - amplitudinea acceleraţiei la ieşirea traductorului

A - amplitudinea acceleraţiei de referinţă

În figura 4.64 se prezintă caracteristica tipică în funcţie de frecvenţă a unui accelerometru piezoelectric când acesta este excitat de o acceleraţie constantă.

A

0.71

90 95 00 05 10

30 1.

0.0.1.1.1.

fL 2fL 3fL fOfn

0.5fn0.3fn

0.2fnf

fL –frecvenţa limită inferioară f0 –frecvenţa normală de lucru fn –frecvenţa naturală

Fig. 4.64 Caracteristica de frecvenţă a accelerometrului piezoelectric

181


Din această curbă pot fi evidenţiate câteva intervale de frecvenţă utile : * La aproximativ 1/5 din frecvenţa de rezonanţă răspunsul senzorului

este de 1.05. Aceasta înseamnă că eroarea de măsurare apărută la frecvenţele joase este 5%.

* La aproximativ 1/3 din frecvenţa de rezonanţă eroarea este 10%. Din acest motiv intervalul liniar de frecvenţă ar trebui considerat ca fiind limitat la 1/3 din frecvenţa de rezonanţă.

* Limita de 3 dB cu o eroare de aproximativ de 30% este obţinută la aproximativ jumătate din frecvenţa de rezonanţă.

Limita cea mai de jos a frecvenţei depinde în principal de preamplificatorul ales. Adesea acesta poate fi ajustată. La amplificatoarele de tensiune limita frecvenţelor joase este funcţie de constanta de timp RC rezultată din accelerometru, cablu şi amplificatorul de intrare .

4.8.5 Structura şi tipurile accelerometrelor piezoelectrice Configuraţia accelerometrelor piezoelectrice este definită de felul în care

forţa inerţială a masei de acceleraţie acţionează asupra materialului piezoelectric. Cele mai relevante moduri sunt: de forfecare, de încovoiere şi de compresie.

Accelerometre de forfecare.

Accelerometrele de forfecare acţionează asupra materialului sensibil piezoelectric aflat între suportul central şi masa seismică. Un inel de compresie aplică o forţă de pretensionare necesară pentru a crea o structură liniară rigidă. Sub acţiunea acceleraţiei, masa seismică produce o presiune de forfecare asupra cristalelor piezoelectrice. Prin izolarea acestora de bază şi de carcasă, accelerometrele cu forfecare au avantajul insensibilităţii faţă de temperatură şi faţă de efecte de îndoire a bazei. De asemenea datorită dimensiunilor geometrice mici este permisă folosirea la frecvenţe mari prin minimizarea efectului încărcării cu masă suplimentară a structurii de test. Structura unui accelerometru de forfecare este prezentată în figura 4.65

182


carcasă

masă seismică

material piezoelectric

bază montaj

conector

suport

Fig. 4.65 Accelerometru de forfecare

Accelerometre de încovoiere Accelerometrele de încovoiere utilizează materiale piezoceramice sub

formă de bară sau lamelă, încastrate la un capăt în carcasa senzorului şi având masa seismică la celălalt capăt. Această construcţie oferă dimensiuni reduse, greutate mică şi stabilitate termică excelentă. Insensibilitatea la mişcarea transversală este de asemenea o caracteristică inerentă a acestui design. În mod general, construcţia accelerometrului de încovoiere este ideală pentru frecvenţe joase, acceleraţii gravitaţionale ce apar în timpul testării diferitelor structuri. Structura unui accelerometru de încovoiere este prezentată în figura 4.66

carcasă

masă seismică


bază montaj

cuplaj prin frecare

inel de pretensionare

Fig. 4.66 Accelerometru de încovoiere

183


Accelerometre de compresie

Aceste accelerometre au structuri simple care se caracterizează printr-o rigiditate mare. Compresia verticală a cristalului piezoelectric se realizează prin presarea între o masă seismică şi o bază montată rigid. Se asigură prinderea de bază a cristalului piezoelectric prin intermediul unui şurub sau arc de precompresie. Când senzorul este accelerat, masa seismică creşte sau descreşte forţa de compresie asupra a materialului piezoelectric rezultând un semnal proporţional la ieşire. Cu cât masa seismică este mai mare, cu atât forţa de compresie este mai mare şi deci semnalul de ieşire este mai mare. Acest design se poate împotrivi la şocurile de nivel mare, iar distanţa mică dintre materialul piezoelectric şi baza senzorului face ca accelerometrul să fie sensibil la forţele ce acţionează asupra bazei. De asemenea accelerometrul este susceptibil la efectele variaţiilor termice care pot produce semnale de ieşire eronate când accelerometrele sunt folosite la frecvenţe joase în medii instabile termic, cum ar fi în aer liber lângă motoare sau ventilatoare. Structura unui accelerometru de încovoiere este prezentată în figura 4.67

carcasă

masă seismică


bază montaj

conector

arc de precompresie

Fig. 4.67 Accelerometru de compresie

şurub de prindere

4.8.6 Montarea accelerometrelor

Una din cele mai importante consideraţii privind montarea accelerometrelor este efectul pe care îl are modalitatea de montaj asupra răspunsului în frecvenţa al accelerometrului. Domeniul util de frecvenţă al accelerometrelor este determinat, în majoritatea cazurilor prin montarea accelerometrelor direct pe suprafaţa de testare. Cuplarea directă oferă în

184

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale general cea mai înaltă frecvenţă mecanică de rezonanţă şi, de aceea cel mai mare domeniul de frecvenţă. Adăugarea oricărei mase la accelerometru, ca de exemplu o bază de montare adezivă sau magnetică, coboară frecvenţa de rezonanţă a sistemului senzitiv al accelerometrului şi poate afecta precizia şi limitele domeniului de frecvenţă al accelerometrului . De asemenea, materialele moi precum o suprafaţa de fixare de cauciuc realizează un filtru mecanic rezultând izolarea şi amortizarea frecvenţelor înalte. Frecvenţa naturală a unui accelerometru este frecvenţa la care se obţine cea mai mare ieşire. Frecvenţa unui accelerometru este definită ca o ecuaţie de forma:

n1 kf

2 mπ= (4.47)

- f = frecvenţa naturală n- k = coeficient de elasticitate - M = masa inerţială

unde pentru frecvenţele cuprinse între 1/3 şi 1/2 din frecvenţa naturală raportul dintre intrare şi ieşire nu este liniar, ceea ce face dificilă măsurarea în acest domeniu de frecvenţă. Caracteristica de frecvenţă unui accelerometru este cea prezentată în figura 4.68

10 100 1000 10000f [Hz]

intra

re/ieşi

re

± 5 %

± 3 dB

Fig. 4.68 Caracteristica de frecvenţă

185


De aceea cu cât frecvenţa naturală a unui accelerometru este mai mare cu atât caracteristica sa de intrare /ieşire este liniară şi la frecvenţe mai mari ce pot fi astfel măsurate. Se poate vedea din formula frecvenţei naturale că pentru a creşte frecvenţa naturală trebuie ca masa să fie cât mai mică iar constanta de elasticitate cât mai mare posibil. O masă mai mică înseamnă o sensibilitate mai mică şi acest lucru este valabil pentru majoritatea accelerometrelor.

Un accelerometru are o frecvenţă naturală când este liber şi alta atunci când este montat. Singura frecvenţă care interesează pe utilizator este frecvenţa naturală de montaj şi adesea aceasta este cea care este dată în specificaţii. Frecvenţa naturală de montaj este dependentă de rigiditatea structurii de montaj de care este ataşat accelerometrul şi este de asemenea citată ca frecvenţă naturală a accelerometrului când este montat conform specificaţiilor constructorilor. Montarea prin lipire sau prin cuplaj magnetic reduce semnificativ frecvenţa naturală de lucru după cum este prezentat în figura 4.69

10 100 1000 10000f [Hz]

intra

re/ieşi

re

cuplaj magnetic

Fig. 4.69 Frecvenţa naturală de lucru

cuplaj prin şurub

cuplaj cu adeziv

Sensibilitatea de baza de montaj este un semnal de eroare generat de un accelerometru montat pe o suprafaţă supusă la îndoiri, torsionări şi deformări mecanice sau termice. Mişcarea relativă a bazei unui accelerometru strânge cristalul între accelerometru şi masa seismică montată pe cristal. Tensiunea mecanică a bazei se transmite masei seismice ce duce la apariţia unui semnal eronat (figura 4.70). Aceste forţe din cristal nu se pot distinge şi analiza separat şi doar reducerea tensiunii mecanice a bazei face ca doar semnalele utile să fie generate.

186


Fig. 4.70 Sensibilitatea la tensionarea bazei de montaj

Cu cât un cristal este montat mai indirect pe o bază tensionată cu atât accelerometrul este mai puţin sensibil la tensionarea bazei. Senzorii de compresie sunt cei mai sensibili la tensionarea bazei iar accelerometrele de tip forfecare sunt cele mai insensibile. Accelerometrele de compresie cu izolare sunt un compromis bun între o bună imunitate la tensiunile bazei şi dezavantaje precum sensibilitatea scăzută şi robusteţea pe care accelerometrele de forfecare le au.

Un accelerometru produce o sarcină de ieşire când cristalul este supus la compresie. Acelaşi cristal produce de asemenea o sarcină, chiar dacă este mai mică, când o forfecare este exercitată asupra cristalului. Prin urmare accelerometrul produce şi o sarcină când vibrează pe o axă decalată cu 90º de axa de măsurare, semnal care este de confundat cu cel datorat vibraţiei pe axa principală (figura 4.71).

Fig. 2.71 Sensibilitatea faţă de axele de vibraţie

ieşire accelerometru

vibraţie pe axa principală

ieşire accelerometru

vibraţie pe axa transversală

187


Sensibilitatea accelerometrului la o vibraţie transversală este cunoscută ca sensibilitate transversală şi ca valoare reprezintă mai puţin de 5 % din sensibilitatea axei principale.

Intervalul dinamic al unui accelerometru este intervalul dintre cea mai mică şi cea mai mare acceleraţie detectabilă de accelerometru. Un accelerometru piezoelectric produce o sarcină proporţională cu forţa aplicată pe cristal ce depinde şi de masa seismică existentă. Efectul piezoelectric poate fi detectat de la forţe şi acceleraţii foarte mici până la acceleraţii şi forţe mari. În cele mai multe cazuri acceleraţiile mici sunt dictate de nivelul de zgomot al amplificatoarelor folosite iar pentru nivele mari de acceleraţie de limitele tensiunii de alimentare. Proiectarea accelerometrului joacă un rol important în modul în care accelerometrul rezistă şocurilor de nivele mari înainte ca cristalul să fie deteriorat în mod ireparabil sau structura care susţine cristalul să fie deformată. Accelerometrele cu compresie sunt accelerometrele cele mai rezistente la şoc.

Accelerometrele cu electronică integrată au o tensiune de ieşire maximă determinată de construcţia circuitului şi de semnalul de intrare. Ieşirea maximă pentru un accelerometru de tip IEPE este în mod obişnuit de 4-8 volţi. Un accelerometru cu o sensibilitate de 100mV/g cu electronica aferentă ce poate avea o ieşire de 5V, are în mod evident un domeniu dinanic de ±50g în timp un accelerometru cu sensibilitatea de 10mV/g are un domeniu dinamic de ±500g.

Liniaritatea amplitudinii unui accelerometru este dată de precizia prin care un accelerometru raportează tensiunea de ieşire la mişcarea produsă, de la cele mai mici acceleraţii detectabile până la cele mai mari. Această precizie este apreciată după liniaritate. În mod tipic liniaritatea amplitudinii este 1% . Intervalul dinamic descrie nivelul minim până la nivelul maxim de acceleraţii care pot fi detectate. Ieşirea unui accelerometru IEPE poate să meargă în mod obişnuit de la 100µg până la 500g. Acest interval dinamic depinde de lectronica folosită de accelerometru fie în interiorul sau în exteriorul lui. e

Pregătirea suprafeţei de montare

Pentru a obţine cele mai bune rezultate ale măsurării, în special la frecvenţe înalte, este importantă pregătirea unei suprafeţe de montaj plată şi netedă pe care să se monteze accelerometrul. Suprafaţa trebuie verificată pentru a nu exista nici o zgură de metal sau alte particule străine ce ar interveni între accelerometru şi suprafaţa de contact. Aplicarea unui strat subţire de silicon între suprafaţa accelerometrului şi suprafaţa de montaj ajută de asemenea la realizarea unei suprafeţe bune de contact mai ales pentru o bună transmitere a frecvenţelor înalte.

188


Montarea prin presare Pentru o instalare permanentă, unde este necesară o montare foarte sigură

a accelerometrului, este recomandată montarea prin presare (figura 4.72). Mai întâi, se studiază metodic maşina sau obiectul de test pentru a descoperi o suprafaţă plată şi netedă care să aibă cel puţin mărimea bazei senzorului dar în conformitate cu specificaţiile constructorului. Apoi, se pregăteşte gaura de montaj în conformitate cu cererile de instalare desenate, asigurându-se că gaura este perpendiculară pe suprafaţa de montaj. Se instalează accelerometrul cu elementul de montaj şi trebuie asigurat ca acesta să nu atingă limita orificiului din suprafaţa de montaj sau baza accelerometrului. Cele mai multe carcase ale accelerometrelor au limitări de adâncime pentru a nu atinge baza accelerometrului. Acceleraţia este transmisă de la suprafaţa structurii la baza accelerometrului. Orice element care intervine între baza accelerometrului şi structură afectează transmiterea acceleraţiei şi implicit acurateţea măsurătorilor.

Fig. 4.72 Montarea prin presare Când este necesară o strângere aceasta se face doar cu forţa prescrisă în documentaţie. Poate fi aplicat şi un şurub de blocare pentru a se evita slăbirea montajului.

Montarea prin lipire

Ocazional, montarea cu nit sau cu şurub este impracticabilă. În aceste situaţii montarea prin lipire oferă o metodă alternativă. Se recomandă folosirea unor baze separate de montaj pentru lipire pentru a prevenii ca lipirea să deterioreze baza accelerometrului sau să încleieze elementele de montaj. Accelerometrele miniatură sunt furnizate din fabrică cu elemente integrate de montaj ce pot fi înlăturate ca să se realizeze o bază plată. Majoritatea bazelor de montaj prin lipire disponibile oferă de asemenea şi izolaţie electrică, care elimină potenţialele zgomote de funcţionare sau cele datorate masei electrice a sistemului. Tipul de lipire recomandat se face în funcţie de particularităţile aplicaţiei.

Lipirea celor două părţi solide (figura 4.73), asigură menţinerea unor frecevenţe mari de lucru şi un montaj permanent. Alţi adezivi, precum cimentul

189

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale dentar, cleiurile fierbinţi, lipiciurile instante şi chiturile pentru conducte sunt soluţii de lipire ce pot fi de asemenea folosite.

Fig. 4.73 Montarea prin lipire

adeziv

Montarea magnetică

Montarea magnetică oferă o ataşare bună şi temporară de suprafeţele magnetice (figura 4.74). Magneţii cu forţă de atracţie puternică oferă cel mai bun răspuns pentru frecvenţele înalte. Blocarea bazelor magnetice este folosită în mod special în cazul instalaţiilor cu suprafeţe curbe, ca de exemplu coliviile motoarelor şi compresoarelor. Un strat subţire de lubrifiant siliconic trebuie aplicat între senzor şi baza magnetică, la fel ca şi între baza magnetică şi structură.

magnet

Când suprafeţele sunt inegale (accidentate) sau non-magnetice, pot fi sudaţi sau lipiţi suporţi de oţel în locul magneţilor pentru a putea fi ataşată baza magnetică. Folosirea unor asemenea suporţi asigură că măsurătorile periodice se vor realiza exact din aceeaşi loc. Acestea sunt consideraţii importante de care trebuie ţinut cont când se doreşte măsurarea vibraţiilor.

Fig. 4.74 Montarea magnetică

Senzori portabili

Senzorii de vibraţii portabili sunt folosiţi atunci când alte tehnici de montaj sunt impracticabile dar şi pentru a evalua vibraţia unei structuri, pentru a determina cea mai bună locaţie pentru instalarea accelerometrului. Sondele accelerometrice nu sunt recomandate pentru aplicaţii în mod general datorită mai multor inconveniente. Orientarea şi forţa presiunii aplicate manual este variabilă afectând precizia măsurătorii. Această metodă este folosită în general numai pentru frecvenţe mai mici de 1000Hz.

190


Creşterea masei structurii

Caracteristicile de vibraţii ale structurii pot fi alterate prin adăugarea unei mase adiţionale la structură. Din moment ce majoritatea măsurătorilor sunt realizate pentru a măsura vibraţiile, orice modificare a structurii testate duce la o evaluare imprecisă a vibraţiei. Un accelerometru care este prea greu, referitor la structura de test, poate produce date care nu reprezintă o evaluare corectă a vibraţiilor. Trebuie avut grijă când se alege un accelerometru pentru ca partea hardware a acestuia să nu ducă la o încărcare a masei structurii de test.

Izolarea masei, zgomotul de masă şi buclele de masă

Când se instalează accelerometre pe suprafeţe conductoare electric, există posibilitatea apariţiei unui zgomot de masă ridicat. Zgomotul de la alte echipamente electrice şi maşini care sunt legate de structură, precum motoare, pompe şi generatoare, pot să influenţeze semnalul de măsurare când masa senzorului are un potenţial diferit de masa circuitului de condiţionare şi cea a echipamentului de citire ducând la apariţia unei bucle de masă (figura 4.75).

În aceste condiţii este bine să se izoleze electric sau să se monteze flotant accelerometrul pe structura de test. Aceasta se poate realiza în mai multe feluri. Cele mai multe accelerometre sunt furnizate cu o structură de izolare a bazei. Unele modele standard includ deja această soluţie, pe când altele o oferă ca pe o extraopţiune. Folosirea unor baze de montaj cu adeziv izolant, izolarea penelor de fixare, izolarea bazelor cu alte materiale izolatoare precum hârtia montată sub o bază magnetică sunt tehnici eficiente de izolare faţă de masă. Trebuie avut în vedere că părţile hardware adiţionale pentru izolare pot reduce

are ale frecvenţei de lucru a accelerometrului. limitele superio

Semnal afectat de bucla de masă

Sistem de achiziţie

Fig. 4.75 Apariţia buclei de masă

Există o serie de modalităţi prin care buclele de masă pot fi prevenite. Prima soluţie este aceea de a conecta hard, prin fire de rezistenţă electrică mică

191

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale diferitele părţi ale structurii pentru a asigura ca fiecare zonă să fie conectată la acelaşi potenţial (figura 4.76).

Semnal nedistorsionat


Fig. 4.76 Evitarea apariţia buclei de masă Asigurarea aceleiaşi mase pentru diferitele părţi ale sistemului nu este

atât de uşoară, mai ales când aceasta implică distanţe lungi sau structuri care transmit uşor diversele zgomotele produse. În acest caz este mai bine să nu se elimine bucla de masă ci să se prevină influenţa efectelor acesteia asupra ieşirii senzorului. Aceasta se poate realiza prin montarea accelerometrului pe un suport de montaj izolat din punct de vedere electric (figura 4.77). În acest fel accelerometrul este situat pe o suprafaţă de montaj care asigură întreruperea buclei de masă între accelerometru şi structura pe care este plasat. Accelerometrul va avea doar aceeaşi masă cu sistemul de achiziţie. Semnal

nedistorsionat


Fig. 4.77 Întreruperea buclei de masă

Izolare electrică

Masa accelerometrului

diferită de masa electrică a structurii

Acelaşi efect ca în cazul montării accelerometrului pe o bază de montaj izolată electric poate fi obţinut şi prin izolarea componentelor interne ale accelerometrului faţă de carcasa exterioară a accelerometrului (figura 4.78). Aceasta trebuie realizată de fabricant. Montarea accelerometrului pe o suprafaţă izolată sau izolarea componentelor interne ale accelerometrului reduc

192

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale rigiditatea accelerometrului şi prin urmare reduc frecvenţa de naturală montaj. Acesta este motivul pentru care nu toate accelerometrele sunt dotate cu o

deja realizată. izolare internă

Semnal nedistorsionat


Fig. 4.78 Întreruperea buclei de masă prin izolare internă

Izolare electrică internă

Componente izolate electric de restul structurii

4.8.7 Conectica

Accelerometrele cu ieşire în sarcină sunt autogeneratoare, în acest fel nu este necesară o excitaţie a acestora, dar este necesar un amplificator local de sarcină folosit pentru a converti sarcina produsă în tensiune. Accelerometrele cu ieşire în sarcină au de obicei o impedanţă de ieşire mare. Această impedanţă de ieşire le face susceptibile la zgomote, mişcarea cablurilor (efectul tribo-electric) având şi o rezistenţa scăzută de izolare. Efectul tribo-electric este efectul caracterizat de apariţia unui semnal fals la ieşirea accelerometrului în momentul în care cablul coaxial este mişcat (figura 4.79).

Fig. 4.79 Apariţia efectului tribo-electric

Pentru a preveni efectul tribo-electric trebuie folosit cablu coaxial cu zgomot redus ce trebuie prins fix pentru a nu se mişca (figura 4.80).

Sistem de prindere a cablului

Fig.4.80 Reducerea efectului tribo-electric

193


Pentru a minimiza aceste efecte este necesar să avem un amplificator de sarcină - adaptor de impedanţă montat cât mai aproape posibil de accelerometru (figura 4.81).

Fig. 4.81 Amplasarea amplificatorului de sarcină

Amplificator de sarcină

4.8.8 Condiţionarea senzorilor piezoelectrici

Piezoelectricitatea se referă la generarea de sarcini electrice sau la polarizarea cristalelor dielectrice atunci când sunt supuse la deformări mecanice şi invers adică obţinerea deformărilor mecanice la cristale ca răspuns al aplicării unei tensiuni electrice. În 1880 fraţii Curie au descoperit proprietatea cristalului de cuarţ de a-şi modifica dimensiunile sub influenţa câmpului electric şi de asemenea faptul că generează sarcini electrice când sunt supuse la eforturi mecanice. La momentul actual, cercetările au descoperit proprietăţi piezoelectrice în sute de alte materiale ceramice sau plastice folosite în construcţia a diferiţi senzori.

Teoria de bază privind piezoelectricitatea se bazează pe dipolul electric. La nivel molecular, structura materialului piezoelectric formează o legătură ionică. Dipolii formaţi de ionii pozitivi şi negativi se anulează reciproc rezultând o simetrie a cristalului ce are ca efect absenţa câmpului electric. Dacă cristalul este deformat, simetria este pierdută şi se creează o reţea de dipoli. Acest nou dipol momentan dă naştere unui câmp electric. Astfel cristalul generează o sarcină electrică ce este proporţională cu deformarea. Dacă o forţă variabilă în timp este aplicată cristalului va rezulta o tensiune alternativă la bornele dispozitivului. Senzorul piezoelectric poate fi modelat ca şi un generator de sarcină în paralel cu un condensator şi un rezistor sau ca şi o sursa de tensiune în serie cu un grup R-C paralel conform figurii 4.82

194


Modelul ca generator de sarcină Modelul ca sursă de tensiune

Fig. 4.82 Modelul unui senzor piezoelectric

Sarcina produsă depinde de constanta piezoelectrică a dispozitivului. Capacitatea este determinată de suprafaţa, grosimea şi constanta dielectrică a materialului. Trebuie de asemenea menţionat că rezistenţa este folosită pentru aprecierea sarcinii statice disipate.

Condiţionarea senzorului piezoelectric

În mod normal, tensiunea de la ieşirea senzorilor piezoelectrici poate fi de la câţiva microvolţi până la zeci de volţi, iar condiţionarea semnalului necesită diferite circuite. Astfel trebuie ţinut cont şi de frecvenţa de operare, de amplitudinea semnalului, de impedanţa de intrare şi modul de operare. De obicei, impedanţa mare de ieşire a senzorilor piezoelectrici necesită folosirea unui amplificator cu impedanţă foarte mare de intrare. Amplificatoarele operaţionale cu intrare JFET sau CMOS sunt alegerea ideală.

Două configuraţii sunt cele mai folosite pentru condiţionarea semnalului În figura 4.83 este prezentat un amplificator de tensiune iar în figura 4.85 un amplificator de sarcină. Amplificatorul de tensiune este folosit atunci când amplificatorul este foarte aproape de senzor. Amplificatorul de sarcină este folosit atunci când amplificatorul este amplasat la distanţă de senzor.

Amplificatorul de tensiune

În modul de amplificare de tensiune , tensiunea de ieşire depinde de suma capacităţilor văzute de senzor. Capacitatea asociată cablului de legătură va afecta astfel tensiunea de ieşire. Dacă cablul este modificat sau schimbat variaţia valorii C poate duce la apariţia unor erori substanţiale. Rezistenţa Rc b asigură curentul de polarizare pentru intrarea amplificatorului operaţional.

195

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale Fig. 4.83 Amplificatorul de tensiune şi caracteristica de frecvenţă Alegerea Rf şi Cf se face în funcţie de frecvenţa maximă de lucru dorită. Frecvenţa minină de lucru este dată de relaţia:

(4.48)

Rezistenţa Rb se va alege cât de mare este posibil pentru a reduce la minim influenţa cablului de legătură. Amplificatorul de sarcină Amplificatorul de sarcină va transfera sarcina generată de senzor pe intrarea neinversoare a amplificatorului operaţional, în condensatorul Cf aflat în bucla de reacţie negativă. Rezistenţa Rf descarcă condensatorul Cf la funcţionarea la frecvenţe joase pentru a evita saturarea amplificatorului operaţional. Valorile R şi C dau limita inferioară a frecvenţei de lucru. Rezistenţa Rf f i şi condensatorii C şi Cp c limitează superior frecvenţa de lucru. Se observă astfel că circuitele de condiţionare pentru senzorii piezoelectrici nu sunt deloc complicate fiind uşor de realizat dacă se cunoaşte bine rolul pe care trebuie să-l îndeplinească

196


Fig. 4.84 Amplificatorul de sarcină şi caracteristica de frecvenţă

4.8.9 Proiectarea amplificatorului de sarcină

Pentru proiectarea unui circuit de condiţionare pentru traductoarele cu ieşire în sarcină este necesară folosirea unui circuit de amplificare cu impedanţă mare de intrare. Una dintre structurile posibile pentru realizarea acestui tip de circuit este cea prezentată în figura 4.85:

Fig. 4.85 Amplificator cu impedanţă mare de intrare

Csqs

CP

-

+

RP

RP

R1

R2

197


În cazul acestui circuit amplificarea zgomotului are aceeaşi valoare 1+R /R1 2 ca şi amplificarea semnalului util de la ieşirea senzorului. Rezistenţa RP are rolul de a reduce efectul curenţilor de polarizare ai intrărilor amplificatorului operaţional. Aceste rezistoare prin valoarea lor mare sunt cele mai importante surse de zgomot din circuit. Valoarea curentului de zgomot datorat rezistorului R este: P

P

TN 4KR

= fΔ (4.49)

unde: - K – constanta lui Boltzman = 1,389 x 10-3 Joules/Kelvin - T – temperatura absolută în grade Kelvin (00C = 273,2 Kelvin) - Δf – banda de lucru în Hz

Această valoare a semnalului de zgomot contribuie la valoarea zgomotului de ieşire al circuitului rezultat ca şi rădăcină a mediilor pătratice a tuturor zgomotelor din circuit.

O altă modalitate de realizare a unui amplificator de sarcină este aceea de a folosi un amplificator neinversor având structura prezentată în figura 4.86. CF

-

+

RPCP

R3

R2 R1

Cs qs

Fig. 4.86 Amplificator de sarcină

La acest circuit amplificarea rezultă din principiul conservării sarcinii electrice la intrarea amplificatorului, ceea ce înseamnă că sarcina eliberată de C este transferată condensatorului CS F rezultând o amplificare a tensiunii de ieşire cu Δq/CF.

Zgomotul datorat intrării de tensiune a amplificatorului va apare amplificat la ieşire cu valoarea 1+ C /C . Cele două circuite prezentate anterior S F

198

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale au aceleaşi răspuns în frecvenţă şi aceeaşi performanţă dacă C /C = R /RS F 1 2. De asemenea circuitul din figura 3.39 foloseşte o reţea rezistivă în T necesară pentru creşterea rezistenţei efective RP şi pentru îmbunătăţirea punctului de tăiere la frecvenţe joase cu acelaşi factor.

Pentru a mări performanţele circuitului cu temperatura, rezistenţele de încărcare ale celor două intrări ale amplificatorului trebuie să fie egale. Pentru aceasta este folosită rezistenţa R în ambele circuite. B

Având în vedere faptul că la realizarea practică a sistemului, circuitul de condiţionare a semnalului pentru senzorii piezoelectrici de acceleraţie nu este montat foarte aproape de locul amplasării senzorilor s-a ales pentru circuitul de condiţionare folosirea unui amplificator de sarcină. Accelerometrele de precizie sunt calibrate pentru genera la ieşire o sarcină proporţională cu acceleraţia de ordinul a pC/g.

Fie următorul circuit pentru amplificatorul de sarcină (figura 4.87):

CF

-

+

RPCP

R3

R2 R1

Cs qs

Fig. 4.87 Circuit pentru amplificatorul de sarcină

UA

Pentru a putea calcula amplificarea şi caracteristica de frecvenţă acestui circuit vom transforma circuitul stea format din cele trei rezistenţe în triunghi după cum este prezentat în figura 4.88 următoare:

Accelerometru

1 2

3

199


R3

R2

RA

Fig. 4.88 Transfigurarea stea-triunghi

1 2

3

R1

RB

RC 1 2

3

Pentru această transformare sunt valabile relaţiile: 1 3

13 A 1 32

R RR R R RR

= = + + (4.50)

2 323 B 2 3

1

R RR R R RR

= = + + (4.51)

1 212 C 1 2

3

R RR R R RR

= = + + (4.52)

Cu aceste transformări circuitul echivalent rezultat este cel prezentat în

figura 4.89.

CF

-

+

RPCP

RC

Cs qs

Fig. 4.89 Circuitul echivalent rezultat

UA

Accelerometru RB

UA

RA

200


Pentru acest circuit avem:

1

1 2 2C 1 2

3 3

R R RR R R R 1R R

⎛ ⎞2R= + + = + +⎜ ⎟

⎝ ⎠ (4.53)

Se observă o creştere a rezistenţei echivalente de R /R2 3 ori. De asemenea rezultă o constantă de timp R CC F mărită de acelaşi număr de ori ceea ce duce la scăderea valorii frecvenţelor joase la care poate funcţiona circuitul . Din figura 4.89 se observă că tensiunea de ieşire depinde şi de tensiunea UA.

1 21 2

C 3 20(A) A A A

1 3A 31 3

2

R R R RR R RU U U UR RR RR R

R

+ += − = − = −

+ + (4.54)

Dacă se cunoaşte exact valoarea tensiunii continue de la ieşirea circuitului precum şi amplificarea circuitului se poate calcula tensiunea UA ce trebuie aplicată intrării pentru a anula componenta continuă de la ieşirea circuitului.

În figura 4.90 se prezintă două circuite având în reacţie rezistenţe conectate în T şi aceeaşi sursă de intrare constând dintr-un semnal sinusoidal de 50 Hz, amplitudinea de 400 mV având o componentă continuă de 200mV . Unul din circuite are rezistenţa R3 conectată la masă iar cel de al doilea circuit este conectat la o tensiune de compensare UA.

201


Fig. 4.90 Circuit pentru evidenţierea efectului UA

UA

202


Aceste circuite au fost simulate în PSpice, rezultatul simulării evidenţiind semnalul de intrare şi semnalele de la ieşirile celor două circuite. Analiza realizată a fost o analiză tranzitorie a semnalelor pe durata a 100ms cu un pas de 10µs pentru o bună aproximare a semnalelor. Rezultatul simulării este prezentat în figura 4.91. şi se observă că având o proiectare atentă se poate elimina componenta continuă.

Fig. 4.91 Rezultatele simulării

O altă metodă de anulare a componentei continue de la ieşirea amplificatorului de sarcină este aceea de realizare a unui circuit la care în locul tensiunii de compensare se conectează un circuit cu caracteristica unui filtru trece jos ce are ca intrare semnalul de ieşire al amplificatorului de sarcină (figura 4.92):

203


CF

-

+

RP CP

R3

R2 R1

Cs qs

Fig. 4.92 Circuit pentru anularea componentei continue

Accelerometru

C2

-

+C3

R4

R5

A1

A2

Vout

Pentru obţinerea de performanţe ridicate trebuie ca şi constanta de timp

Tc= R C = R C a circuitului de tipul trece jos să fie : 4 2 5 3

2C 1

3

RT 10R 1 CR

⎛ ⎞≥ +⎜ ⎟

⎝ ⎠F (4.55)

În figura 4.93 este prezentat un circuit real având ca intrare un semnal dreptunghiular cu frecvenţa de 10 Hz , amplitudinea de 400mV şi un offset de 200 mV.

204


205

Fig. 4.93 Exemplu de circuit pentru anularea componentei continue

În figura 4.94 se prezintă rezultatele simulării circuitului din figura 4.93 pentru un semnal dreptunghiular de intrare cu perioada de 100ms cu un factor de umplere de 0.5 având un offset de +200mV. Intervalul de simulare este de 2 secunde cu un pas de simulare de 100µs. Fig. 4.94 Rezultatul simulării pentru un interval de 2 secunde

Cap. IV Condiţionarea traductoarelor uzuale În figura 4.95 se prezintă rezultatele simulării circuitului din figura 4.93 pentru un semnal dreptunghiular de intrare cu perioada de 800ms cu un factor de umplere de 0.5 având un offset de 200mV. Intervalul de simulare este de 70 secunde cu un pas de simulare de 1ms. Fig. 4.95 Rezultatul simulării pentru un interval de 70 secunde

Din ambele grafice rezultă că tendinţa circuitului este aceea de a evolua spre starea in care componenta continuă (dar constantă în timp) de la ieşire este anulată. Astfel eventualele tensiuni datorate curenţilor de polarizare sau tensiunilor de offset sunt anulate într-un interval de timp mai mic sau mai mare în funcţie de particularităţile semnalului de intrare. De asemenea în figura 4.95 se observă şi evoluţia tensiunii echivalente UA de la ieşirea circuitului de tipul filtru trece jos.

Exemplu de calcul pentru amplificatorul de sarcină

În continuare este prezentat un exemplu de calcul pentru un amplificator de sarcină care va funcţiona împreuna cu accelerometrul MAQ36. Pentru a calcula componentele amplificatorului de sarcină pornim de la caracteristicile accelerometrului MAQ 36:

- sensibilitate 5pC/g; - domeniu de frecvenţă util 1Hz – 30 kHz; - frecvenţa naturală de montare 45 kHz; - domeniu dinamic 2000g; ±- capacitate 300pF.

206


Se impune măsurarea unor semnale corespunzătoare unor acceleraţii în domeniul 200g. Rezultă astfel că la ieşirea senzorului va avea loc o modificare a sarcinii egală cu:

±

Q = 5pC/g 200g = 1nC⋅ (4.56)

Această variaţie de sarcină se transmite condensatorului CF a cărui variaţie de tensiune dorim să fie 1000mV. Valoarea pentru C± F rezultă din relaţia :

FQ 1nCCU 1V

Δ= = =

Δ1nF (4.57)

Rezistenţa echivalentă R din figura 3.42 şi condensatorul CC F dau limita inferioară a frecvenţei de lucru:

LC F

1f2 R Cπ

= (4.58)

Pentru o frecvenţă inferioară de lucru mai mică de 1Hz şi un condensator C Ω de 1 nF rezultă o rezistenţă R 159 M . ≥F C

2C 1

3

RR R 1R

⎛ ⎞= +⎜

⎝ ⎠Cum ⎟ şi alegând pentru rezistenţele R R R1, 2, 3 valorile

R1 = 8x12M , RΩ =10k , RΩ2 3=1k Ω rezultă valoarea rezistenţei echivalente RC=1000 M . Valorile capacităţii cablurilor de legătură, a capacităţii senzorului şi rezistenţa de intrare a circuitului limitează superior frecvenţa de lucru.

Ω

ΩPentru rezistenţele R4 şi R se impune valoarea de 24M . Din relaţia : 5

2C 4 2 C F 1

3

RT R C 10R C 10R 1 CR

⎛ ⎞= ≥ = +⎜ ⎟

⎝ ⎠F (4.58)

rezultă valoarea condensatorului C =860 nF .Se alege pentru C şi C2 2 3 o valoare de 4,7µF (condensatori nepolarizaţi). Astfel schema completă a amplificatorului de sarcină este prezentată în figura 4.96

207


208

R13 12MR6 12M

R9 12M

V_out1

R14 9K

R5

12M

VCC_+7V

VCC_-7V

R8 12M

R12 12M

VCC_+7V

C14.7u

J3

AR

K35

0/2

1

2

1

2

R11 12M

R7 12M

-

+

U1A

MAX4783

21

84

J1 JMP

1 23 4

R2

12M

R3

12M

VCC_-7V

-

+

U1B

MAX478

5

67

84

C3 1000p

C2

4.7u

R1

12M

R10 12M

R4

1K

Fig. 4.96 Amplificatorul de sarcină


5. Concluzii

Aşa cum reiese din materialul prezentat, semnalele produse de traductoare sunt de cele mai multe ori nepotrivite pentru o interfaţare directă cu sistemul de achiziţie de date, necesitând o interfaţare specială numită condiţionare.

Acest concept de condiţionare de semnal a evoluat foarte mult ca urmare a diversificării şi creşterii operaţiilor de prelucrare primară a informaţiei achiziţionate. Astfel pe lângă tipurile clasice de circuite de condiţionare a semnalelor care realizează diferite funcţii aşa cum a fost prezentat în capitolul 3, au apărut circuite de condiţionare moderne orientate pe un anumit tip de senzor şi care asigură toate funcţiile necesare condiţionării semnalului provenit de la senzori. Astfel în capitolul 4 sunt prezentate diferite circuite complexe de condiţionare a celor mai uzuali senzori folosiţi în mediul industrial.

Sistemele de măsurare moderne sunt folosite într-o largă varietate de aplicaţii. În laboratoare, în mediul normal de lucru şi în mediul industrial, aceste sisteme se comportă ca module de măsurare a semnalelor de tensiune. Totuşi, mulţi senzori şi traductoare reale necesită condiţionare de semnal înainte ca un sistem de achiziţie să poată prelua efectiv şi exact semnalul. Partea de condiţionare a semnalelor poate îndeplini funcţii ca amplificare, atenuare, filtrare, izolare electrică, eşantionare simultană şi multiplexare. În plus, multe traductoare necesită curenţi sau tensiuni de excitaţie, realizarea de punţi de măsură, liniarizare, sau amplificare mare pentru o operare corectă şi exactă.

Modalitatea de condiţionare a semnalului depinde foarte mult de traductoarele folosite. Principalii factori care dictează proiectarea sau alegerea modulelor de condiţionare a semnalelor sunt: sensibilitatea ridicată, zgomotul redus, flexibilitatea şi posibilităţile de extindere, precum şi raportul performanţă/cost ridicat .

209

210

6. Bibliografie

[1]. Anca Manolescu, A. Manolescu, I. Mihuţ, T. Mureşan, L. Turic,Circuite integrate liniare, Editura Didactică şi Pedagogică, Bucureşti,1983.

[2].Alimpie Ignea, Măsurarea electrică a mărimilor neelectrice, Editurade Vest, Timişoara, 1996.

[3]. Analog Devices AD256 Software Programmable Gain Amplifierhttp://www.analog.com Analog Devices, Inc., 1999

[4]. Analog Devices, Basic In-Amp Theory , SUA, 2002

[5]. Analog Devices, Ultralow Noise,High Speed, BiFET Op Amp,www.analog.com, Inc., 2002

[6]. M. Bodea, I. Mihuţ, L. Turic, V. Tiponuţ, Aparate electronice pentrumăsurare şi control, Editura Didactică şi Pedagogică, Bucureşti, 1985

[7]. Burr Brown INA110 Fast-Settling FET-Input InstrumentationAmplifier Burr-Brown Corporation 1993

[8]. Burr Brown OPA111 Low Noise Precision Difet OperationalAmplifier Burr-Brown Corporation 1995

[9].Brânduşa Pantelimon, Constantin Iliescu, Măsurarea electrică amărimilor neelectrice, Editura Tritonic, Bucureşti, 1995.

[10]. Burr Brown Precision Lowest Cost Isolation Amplifier Burr-BrownCorporation 1997

[11]. Burr Brown 3656 Transformer Coupled Isolation Amplifier Burr-Brown Corporation 1997

[12]. Burr Brown INA125 Instrumentation Amplifier With PrecisionVoltage Reference Burr-Brown Corporation 1998

[13]. Burr Brown ISO100 Optically-Coupled Linear Isolation AmplifierBurr-Brown Corporation 1998

[14]. Burr-Brown, Data Sheet , SUA, 2000

[15]. Bruce C. and Thomas R. Handbook of Operational ApplicationsTexas Instruments Application Report SBOA092A –October 2001

[16]. Craig Aszkler The Principles of Acceleration, Shock, and VibrationSensors http://www.pcb.com/techsupport/tech_accel.php

211

[17]. Dataforth Corporation, Industrial Signal Conditioning, A Tutorial,SUA, 2003

[18]. Honeywell Sensotec, Accelerometers Frequently Asked Questions,www.sensotec.com, 2003

[19]. Iotech, Signal Conditioning Handbook, SUA, 2000

[20]. Jurca T., Stoiciu D., Instrumentaţie de măsurare. Structuri şi circuite,Editura de Vest, Timişoara, 1995

[21]. Jeffrei R A User’s Guide to IC Instrumentation Amplifier AnalogDevices Application Note AN-244

[22]. James Karki Signal Conditioning Piezoelectric Sensors ApplicationReport SLOA033A - Texas Instruments Incorporated 2000

[23]. Kistler – Pieozoelectric Theory Kistler Instrument Corporationhttp://www.designinfo.com

[24]. Mihai Antoniu, Ştefan Poli, Eduard Antoniu, Măsurări electronice-Aparate şi sisteme de măsură numerice, Editura Satya, Iaşi, 2001.

[25]. Metra Mess, Accelerometer Cabling, AN9E Application NotePiezoelectric Accelerometers - Oct. 2003

[26]. Metra Mess, Piezoelectric Accelerometers Introduction, AN1EApplication Note- Oct. 2003

[27]. Metra Mess, Piezoelectric Principle, AN2E Application NotePiezoelectric Accelerometers - Oct. 2003

[28]. National Semiconductor, Isolation Techniques For SignalConditioning, Application Note 298, SUA, May 1982

[29]. National Semiconductor, Specifications and Architectures ofSampleand-Hold Amplifiers, SUA, May 1992

[30]. National Semiconductor Accelerometer Principles Process ControlInstrumentation Technology 1997-http://zone.ni.com/devzone/cda/ph/p/id/12

[31]. National Semiconductor LM231 Precision Voltage-to-FrequencyConverters National Semiconductor Corporation 1999

[32]. National Instruments , Critical Technologies in Front-End SignalConditioning Systems Solutions ,SUA, 2003.

212

[33]. National Instruments, Signal Conditioning Tutorial,SUA, 2002

[34]. National Instruments, Signal Conditioning Fundamentals forComputer-Based Measurement Systems, SUA, 2002

[35]. National Instruments, Signal Conditioning Tutorial,SUA, 2002

[36]. National Instruments , Measurement and Automation. Catalog 2003

[37]. National Instruments , Critical Technologies in Front-End SignalConditioning Systems Solutions ,SUA, 2003.

[38].National Instruments, Signal Conditioning Fundamentals forComputer-Based Measurement Systems, SUA, 2007

[39].Analog Devices, Basic In-Amp Theory , SUA, 2007

[40]. Oceana Sensor Technologies, Building a Charge Amplifier,www.oceanasensor.com

[41].Porat B., A Course in Digital Signal Processings, John Wiley & Sons,Inc., New York, 1997.

[42]. PCB Group, Introduction to Piezoelectric Industrial Accelerometers,PCB Group, ISO 17025, 2000

[43]. Pătrăşcoiu N., Sisteme de achiziţie şi prelucrare a datelor, Note decurs. Universitatea din Petroşani 2004

213

CUPRINS

1. Generalităţi despre măsurările industriale ....................................................................... 51.1. Introducere ........................................................................................................... 51.2. Mediul de măsură industrial ................................................................................ 6

1.3. Sisteme de măsură şi control ............................................................................... 82. Senzori şi traductoare ...................................................................................................... 10

2.1. Terminologie ……………………………………………………………………. 102.2. Clasificarea senzorilor ………………………………………………………….. 10

3. Circuite de condiţionare a semnalelor ............................................................................. 113.1 Introducere ............................................................................................................. 113.2 Amplificarea .......................................................................................................... 13

3.2.1 Amplificatoare operaţionale .......................................................................... 133.2.2. Amplificatoare de instrumentaţie ( AI ) ....................................................... 30

3.3 Atenuare şi adaptarea de impedanţă ...................................................................... 423.3.1 Atenuarea ...................................................................................................... 423.3.2 Adaptarea de impedanţă ................................................................................ 45

3.4. Eşantionarea şi memorarea .................................................................................. 47

3.4.1 Introducere .................................................................................................... 473.4.2. Caracteristicile circuitului de eşantionare şi memorare .............................. 483.4.3 Ansamblul CEM – CAN ............................................................................... 503.4.4. Principii constructive ale CEM ................................................................... 513.4.5. Comutatorul Electronic ................................................................................ 543.4.6. Circuit de eşantionare şi memorare optimizat .............................................. 55

3.4.7. Circuitul de eşantionare şi memorare specializat LF6197 .......................... 563.5 Multiplexarea şi amplificarea programată ............................................................. 57

3.5.1. Circuite de multiplexare a intrărilor ............................................................. 573.5.2. Circuite de amplificarea programată .......................................................... 58

3.6 Filtrarea semnalelor …………………………………………………………….. 683.6.1 Tipuri de filtre …………………………………………………………….. 683.6.2 Consideraţii privind filtrarea şi fenomenul de aliasing ................................. 71

3.6.3 Filtre Analogice ……………………………………………………………. 713.6.4 Filtre active .................................................................................................... 833.6.5 Exemplu de realizare a filtrelor analogice integrate ...................................... 87

3.7 Conversia tensiune frecvenţă ................................................................................ 903.8 Excitarea ............................................................................................................... 943.9 Liniarizarea ........................................................................................................... 96

214

3.10 Izolarea ................................................................................................................ 983.10.1 Metode de izolare ........................................................................................ 993.10.2 Amplificator de izolare cu cuplaj optic ....................................................... 1023.10.3 Amplificator de izolare cu cuplaj capacitiv ................................................. 1033.10.4 Amplificator de izolare cu cuplaj magnetic ……………………………... 104

4. Condiţionarea traductoarelor uzuale .............................................................................. 107

4.1 Introducere ............................................................................................................. 1074.2 Traductoare ............................................................................................................ 1084.3. Circuite pentru măsurarea temperaturii ................................................................ 109

4.3.1 Noţiuni generale ............................................................................................ 1094.3.2 Traductoare termorezistive ............................................................................ 1124.3.4 Traductoare termoelectrice (termocuple) ...................................................... 1224.3.5 Traductoare de radiaţie .................................................................................. 140

4.4 Condiţionarea Senzorilor Tensiometrici ................................................................ 1434.4.1 Prezentare Generală ....................................................................................... 1434.4.2 Ce este alungirea relativă ? ........................................................................... 1454.4.3 Senzorul tensiometric ……………………………………………………… 1454.4.4. Condiţionarea semnalului pentru tensiometre ……………………………. 152

4.5 Condiţionarea Transformatoarelor de tensiune diferenţială liniar variabilă …….. 161

4.6 Condiţionarea Senzorilor magnetici cu Efect Hall ………………………………. 1664.7 Condiţionarea Semnalelor de Curent ……………………………………………. 1694.8 Condiţionarea Accelerometrelor ………………………………………………... 170

4.8.1 Introducere ………………………………………………………………… 1704.8.2 Materiale piezoelectrice .............................................................................. 1714.8.3 Senzorii piezoelectrici cu cuarţ. .................................................................... 173

4.8.4.Comportamentul dinamic .............................................................................. 1764.8.5 Structura şi tipurile accelerometrelor piezoelectrice ..................................... 1824.8.6 Montarea accelerometrelor ........................................................................... 1844.8.7 Conectica ...................................................................................................... 1934.8.8 Condiţionarea senzorilor piezoelectrici .......................................................... 1944.8.9 Proiectarea amplificatorului de sarcină .......................................................... 197

5. Concluzii .......................................................................................................................... 209

6.Bibilografie ........................................................................................................................ 210

7. Cuprins ............................................................................................................................ 213

2017


ISBN 978-973-144-843-5

2017 · 2019. 6. 3. · senzori şi traductoare 2.1. terminologie termenul de senzor sau traductor...

Documents