curs electronica de putere

Electronic de Putere Universitatea Politehnica din Bucureti, Facultatea de Inginerie Electric, Prof. Dr. Dan FLORICAU

1

1. Introducere n conversia static

Conversia static a puterii electrice ocup un loc important n procesele industriale, att la nivelul transferului de energie electric, ct i al conversiei electromecanice. Aceasta a fost posibil datorit progresului nregistrat de dispozitivele semiconductoare de putere, de noile materiale i de electronica de comand.

Ca o definiie general, un convertor static este o interfa ntre dou surse de energie (Fig.1.1). Rolul su principal const n controlul transferului de putere ntre aceste dou surse urmrind diferite criterii care depind de natura surselor i de exigenele aplicaiei. n anumite cazuri acest transfer al energiei poate fi reversibil. Pentru a se ine cont de aceast reversibilitate, termenii surs de intrare i surs de ieire sunt nlocuii cu aceia de generator i receptor. Astfel, n cazul unei funcionri reversibile, sursa de ieire poate juca rol de generator i sursa de intrare se va comporta ca un receptor.

Surs de intrare

(generator) ui sau

iiConvertor

Static de Putere sau us

Surs de ieire

(receptor)

is

Figura 1.1 Conectarea a dou surse prin intermediul unui convertor

1.1 ntreruptoare statice de putere Un convertor static de putere este alctuit, n principal, din ntreruptoare statice. Comanda

la deschidere sau nchidere a acestor ntreruptoare, urmrind cicluri prestabilite, stabilete i ntrerupe periodic conexiunea ntre dou surse de energie. Legea de continuitate energetic se bazeaz pe noiunea de celule de comutaie alctuite prin asociere de ntreruptoare.

Un ntreruptor static de putere se poate reprezenta simplificat ca n Fig.1.2. Convenia aleas pentru aceast reprezentare este cea de receptor i se va menine n continuare.

ik uk

Figura 1.2 ntreruptor static de putere simbol general

Pentru ca randamentul convertoarelor s fie ct mai ridicat posibil, pierderile n ntreruptoare trebuie s fie minime. n acest scop, ntreruptoarele trebuie s prezinte n starea de conducie o cdere de tensiune ct mai mic i n starea de blocare un curent invers neglijabil. n cazul ideal, caracteristicile statice n planul ik=f(uk) sunt alctuite din segmente de dreapt care se confund cu axa ik, n starea nchis (uk=0), respectiv cu axa uk atunci cnd este deschis (ik=0).

1.1.1 Caracteristici statice ale ntreruptoarelor de baz

ntreruptoarele statice pot s conduc cureni de un anumit semn i s blocheze tensiuni de o anumit polaritate. n funcie de aceste proprieti, caracteristicile statice prezint unul sau dou segmente pentru fiecare stare. Configuraia minim a unui ntreruptor conine dou segmente, iar cea maxim conine patru segmente.

Dioda este un ntreruptor cu schimbri de stare naturale (spontane) n funcie de starea de


2

polarizare a jonciunii. Aceasta funcioneaz n mod liber i se caracterizeaz ca un element unidirecional n tensiune i n curent cu o caracteristic static ideal n dou segmente (Fig.1.3). Segmentul de tensiune reprezint tensiunea invers care se aplic diodei n starea de blocare, n timp ce segmentul de curent reprezint curentul care circul prin diod n starea de conducie.

Tiristorul SCR (Silicon-Controlled Rectifier) este un ntreruptor comandabil pe poart (gril) doar pentru a intra n conducie. Blocarea lui se face natural (spontan) atunci cnd curentul scade sub valoarea curentului de meninere (IH). Tiristorul este un element bidirecional n tensiune i unidirecional n curent. Pentru ca un tiristor s intre n conducie trebuie ca tensiunea anod-catod (uk) s fie pozitiv i s se aplice semnal de comand pe poart (gril). Segmentul de tensiune pozitiv semnific tensiunea de autoaprindere VB0 (de basculare). La atingerea acestei tensiuni tiristorul amorseaz n lipsa semnalului de comand.

ik uk

A K

a)

ik K G

A uk

ik E uk

C

B

ik

uk

ik

uk

ik

uk

b)

c)

Figura 1.3 ntreruptoare de baz

Tiristorul GTO este un ntreruptor bicomandabil. Acesta poate fi comandat pe poart att la amorsare, ct i la blocare (se aplic un curent negativ pe poart). Tiristorul IGCT (Integrated Gate Commutated Thyristor) are la baz ntreruptorul GTO i este preferat n aplicaiile de medie-tensiune datorit eliminrii snubberului i creterii frecvenei de comutaie.

Tranzistorul exist sub diferite versiuni (bipolar, MOS-FET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor etc.) i se caracterizeaz ca un ntreruptor bicomandabil cu o caracteristic static n dou segmente. Acesta trece din starea de conducie n cea de blocare i invers n funcie de semnalul aplicat n baz. Tranzistorul IGBT se utilizeaz pe scar larg n aplicaiile industriale i reprezint o combinaie ntre tranzistorul bipolar i cel de tip MOS-FET. Acesta a preluat de la tranzistorul MOS-FET comanda n tensiune cu rezisten mare de intrare (semnal de comand de putere mic) i vitez ridicat de comutaie. De la tranzistorul bipolar s-a transmis avantajul cderii mici de tensiune n starea de conducie (pierderi mici n conducie).

1.1.2 Caracteristici statice ale ntreruptoarelor derivate

ntreruptoarele statice derivate sunt alctuite din dou sau mai multe dispozitive semiconductoare de putere de baz. Acestea se mpart n dou grupe, n funcie de numrul de segmente de pe caracteristica static ideal:

- ntreruptoare cu trei segmente i - ntreruptoare cu patru segmente.

ntreruptoarele derivate cu trei segmente pot fi bidirecionale n tensiune i unidirecionale n curent [Fig.1.4(a)] sau bidirecionale n curent i unidirecionale n tensiune [Fig.1.4(b), (c)]. Ele se obin prin asocierea serie sau antiparalel a unei diode la un ntreruptor de tip tiristor sau tranzistor. Totui, exist un ntreruptor static de baz care are o caracteristic static ideal n trei segmente: tiristorul [Fig.1.3(b)].


3

ik

uk ik

uk

ik

uk

uk

ik ik

uk

uk

ik

ik

uk ik

uk

a)

b) c)

d)

e)

Figura 1.4 ntreruptoare derivate cu trei i patru segmente

Toate ntreruptoarele derivate cu patru segmente au aceeai caracteristic, fiind bidirecionale n curent i bidirecionale n tensiune [Fig.1.4(d), (e)]. Ele difer doar prin modul lor de comutaie i sunt alctuite, n principal, din dou ntreruptoare n trei segmente conectate n serie sau n paralel. Excepie face doar ntreruptorul din Fig.1.4(e), care este alctuit din cinci ntreruptoare n 2 segmente.

Triacul este, de asemenea, un ntreruptor static cu o caracteristic static ideal n patru segmente. Acesta este comandat la amorsare, n timp ce blocarea lui se face natural sau spontan.

1.2 Surse n cazul sintezei unui convertor, singurele elemente cunoscute sunt sursele de intrare i de

ieire. Termenul de surs poate s defineasc att un generator, ct i un receptor de energie. Sursele pot fi de dou tipuri principale:

- de tensiune i - de curent.

Pentru a determina caracteristicile statice ale ntreruptoarelor care alctuiesc structurile de conversie trebuie s se defineas reversibilitatea surselor. n funcie de sensul de transfer a energiei electrice sursele de tensiune i de curent pot fi:

- reversibile sau nu n tensiune i/sau - reversibile sau nu n curent. 1.2.1 Definiii

Prin definiie, o surs de tensiune este capabil s impun tensiunea, indiferent de curentul absorbit de receptor. Aceasta implic ca impedana serie a sursei s fie zero (sau neglijabil n comparaie cu impedana sarcinii).

O surs de curent impune curentul, indiferent de tensiunea impus de receptor. Ca urmare, impedana serie a sursei trebuie s fie infinit (sau foarte mare n comparaie cu impedana sarcinii).

Aceste definiii sunt valabile n regim static. n regim dinamic este posibil s se impun natura acestor surse prin conectarea unui condensator n paralel i a unei inductane n serie. O surs de curent care are un condensator conectat n paralel se transform ntr-o surs de tensiune [Fig.1.5(a)]. O surs de tensiune care are o inductan conectat n serie se


4

transform ntr-o surs de curent [Fig.1.5(b)].

I u

C i

i

u

a)

U

u i

i

u

L

b)

Figura 1.5 Transformarea surselor

1.2.2 Reguli de conectare a surselor

n funcie de sursele care se conecteaz prin intermediul unui convertor se enun urmtoarele reguli:

- o surs de tensiune nu poate fi scurtcircuitat, dar poate fi lsat n gol [Fig.1.6(a)]; - circuitul unei surse de curent nu poate fi lasat n gol, dar poate fi scurtcircuitat

[Fig.1.6(b)]; - niciodat nu se conecteaz dou surse de aceeai natur. Aceasta nseamn c nu se pot

conecta ntre ele dou surse de curent sau dou surse de tensiune [Fig.1.6(c)].

u

i u

i a) b) c)

Figura 1.6 Configuraii permise pentru conectarea surselor de intrare i ieire

ntreruptoarele nu pot s stabileasc conexiuni directe ntre dou surse de tensiune sau dou surse de curent. Totui dac una dintre ele nu impune direct tensiunea (curentul) la bornele sale, cum ar fi cazul unui circuit RC paralel (circuit RL serie), este posibil s se interconecteze n anumite condiii:

- n cazul a dou surse de tensiune, nchiderea ntreruptorului nu poate avea loc dect la egalitatea celor dou tensiuni;

- n cazul a dou surse de curent, deschiderea ntreruptoarelor nu poate avea loc dect la egalitatea curenilor.

Acest raionament conduce la definirea mecanismului de comutaie pentru ntreruptoarele care trebuie s interconecteze dou surse de aceeai natur.

1.3 Celule de comutaie Celula de comutaie reprezint arhitectura de baz care se regsete n toate conceptele

clasice de conversie static a energiei electrice. 1.3.1 Celule de comutaie elementare

Celulele de comutaie elementare sunt alctuite, n principal, din dou ntreruptoare statice de putere care realizeaz o interconexiune ntre o surs instantanee de tensiune i o surs instantanee de curent (Fig.1.7). Aceste ntreruptoare sunt adaptate s asigure funcionarea corect a celulei. Caracteristicile lor statice sunt determinate de reversibilitatea celor dou surse (de tensiune i de curent) i au acelai numr de segmente. Pentru a respecta regulile de interconectare a surselor cele dou ntreruptoare nu pot fi nchise sau deschise simultan.

Sunt cunoscute trei configuraii elementare de celule de comutaie cu dou niveluri de tensiune (2L): celula 2L-P [Fig.1.7(a)], celula 2L-N [Fig.1.7(b)] i celula 2L-B [Fig.1.7(c)].


5

T

D

i Vdc

+ -

(a) T

D i Vdc + -

(b)

Vdc i

+ -

(c)

S1

S2

Figura 1.7 Celule de comutaie elementare: (a) celula 2L-P, (b) celula 2L-N i (c) celula 2L-B

Fiecare celul are un terminal comun care este conectat la o sursa de curent (i), n timp ce dispozitivele semiconductoare sunt conectate la o surs de tensiune continu (Vdc). Celulele 2L-P i 2L-N sunt unidirecionale n curent.

n cazul celulei 2L-P terminalul comun al celor dou ntreruptoare este conectat la borna pozitiv a sursei de curent sau la o inductan. Terminalul comun al ntreruptoarelor celulei 2L-N este conectat la borna negativ a sursei de curent sau la un inductor. Astfel, celula 2L-P reprezint circuitul n oglind al celulei 2L-N i vice-versa. Prin combinarea celulelor 2L-P i 2L-N se obine celula de comutaie bidirecional n curent 2L-B.

Proprieti ale celulei 2L: tensiunea comutat de fiecare ntreruptor este egal cu tensiunea continu de

alimentare Vdc; tensiunea de ieire vo are dou niveluri de tensiune: 0 i Vdc; frecvena aparent de comutaie este egal cu frecvena de comutaie (fap=fsw); n Fig.1.8 se prezint dou soluii clasice de choppere de tensiune continu de tip Buck cu

filtru de ieire (Lo, Co). Acestea se deosebesc prin tipul celulei de comutaie folosite sau prin poziia relativ a ntreruptorului activ. Prin conectarea emitorului tranzistorului T la borna negativ a sursei continue de alimentare [Fig.1.8(b)] convertorul este mai puin sensibil la perturbaii pe partea de comand.

T

D

io Vdc

+ -

T

D io Vdc

+ -

(b)

+

-

Lo

Co (a)

+

-Lo

Co

Figura 1.8 Convertoare DC-DC unidirecionale de tip Buck: (a) cu celul 2L-P, (b) cu celul 2L-N

Pentru calculul filtrului de ieire (Lo, Co) se folosesc relaii matematice simple. Acestea depind de ondulaiile maxime impuse curentului de ieire (io) i de frecvena maxim de comutaie (fsw):

osw

dco if

VL 4 (1)

unde io reprezint ondulaiile curentului prin inductana Lo. Ondulaiile maxime ale curentului de ieire reprezint un parametru important n

proiectarea convertoarelor statice n vederea obinerii unei eficiene sporite a conversiei statice.

Utilizarea conceptului de conversie multinivel conduce la reducerea ondulaiilor maxime ale curentului de ieire. Tensiunea comutat la ieire este o fraciune din tensiunea de alimentare, iar frecvena aparent de comutaie (fap) poate fi un multiplu al frecvenei de comutaie a dispozitivelor semiconductoare de putere (fsw).


6

1.3.2 Celule de comutaie derivate

Celulele de comutaie derivate au mai multe niveluri de tensiune i se obin prin conectarea n diverse moduri (serie, paralel, cascad etc.) a dou sau mai multe celule de comutaie elementare 2L. n aceast seciune se prezint principiile generale ale unor celule de comutaie cu trei niveluri de tensiune.

Celula 3L-NPC (Neutral Point Clamped) dispune de dou etaje i trei niveluri de tensiune (3L). Exist trei configuraii posibile pentru aceast celul, obinute prin suprapunerea a dou celule de comutaie elementare 2L (Fig.9).

T1

D1

(a)

T1

D1 io

(b) T2

D2

Vdc

+ -

C1

C2

Vdc 2

Vdc 2

io

T2

D2

Vdc

+ -

C1

C2

Vdc 2

Vdc 2

(d)

Vdc

+ -

C1

C2

Vdc 2

Vdc 2

io S1

S2 S3

S4

+

-

Lo

Co

Vdc/2 Vdc

S1 S3

S2 S3

S1 S4

S2 S4

S1 S3

S2 S4

S2 S4

S1 S3

S1 S3

S2 S3

S2 S4

S1 S4

S1 S4

S1 S4

S1 S4

S2 S3

S2 S3 t

vo

vo

vo

vo

io (c)

Figura 1.9 Celula de comutaie 3L-NPC: (a) 3L-P-NPC, (b) 3L-N-NPC, (c) 3L-B-NPC, (d) comanda PWM a celulei 3L-B-NPC

n funcie de tipul i de modul de amplasare a celulelor elementare se definesc trei tipuri de celule 3L-NPC:

3L-P-NPC - etajul superior T1-D1 conine structura 2L-P, iar cel inferior T2-D2 conine celula 2L-N;

3L-L-NPC - etajul superior T1-D1 conine structura 2L-L, iar cel inferior T2-D2 conine celula 2L-P;

3L-B-NPC ambele etaje conin celula 2L-B. Celulele 3L-NPC sunt alimentate de la o surs de tensiune principal Vdc i conine 2 surse

de tensiune secundare Vdc/2. Utiliznd o strategie de comand corespunztoare, sursele de tensiune secundare pot fi echilibrate prin ncrcarea i descrcarea simetric a bateriilor de condensatoare C1 i C2.

Comanda ntreruptoarelor statice se poate realiza att la frecven joas (FJ), ct i la frecven nalt (FI). n Fig.9(d) se prezint un exemplu de realizare a comenzii la frecven nalt pentru celula 3L-B-NPC.

Aceste structuri de celule au urmtoarele proprieti: tensiunea comutat de fiecare ntreruptor este jumtate din tensiunea continu de

alimentare Vdc; tensiunea de ieire vo are trei niveluri: 0, Vdc/2 i Vdc; frecvena aparent de comutaie este de dou ori frecvena de comutaie (fap=2fsw); reducerea componentelor filtrului de ieire. n acest caz, valoarea minim a inductanei

Lo este dat de relaia:

osw

dco if

VL 16 (2)


7

Celula 3LFC (FlyingCapacitor) este obinut prin nserierea a dou celule elementare 2L. ntre celulele de comutaie se conecteaz o surs intermediar de tensiune. n practic aceast surs intermediar este nlocuit cu un condensator care se ncarc la o tensiune egal cu jumtate din tensiunea de alimentare.

vo

(a)

Vdc

+ -

io C T2 T1

D2 D1

(b)

Vdc

+ -

io

C D2 D1

T1vo

T2io io

+ -

io

C S2 S1

S2c S1c vo

Vdc (c)

Co

+

-

Lo

Figura 1.9 Celule de comutaie 3L-FC: (a) 3L-P-FC, (b) 3L-N-FC, (c) 3L-B-FC

Aceste structuri de celule au urmtoarele proprieti: tensiunea comutat de fiecare ntreruptor este jumtate din tensiunea continu de

alimentare Vdc; tensiunea de ieire vo are trei niveluri: 0, Vdc/2 i Vdc; frecvena aparent de comutaie este de dou ori frecvena de comutaie (fap=2fsw); reducerea componentelor filtrului de ieire. Valoarea minim a inductanei Lo este dat

de relaia (2). Celula 3LCI (CoupledInductor) este obinut prin conectarea n paralel a dou celule

elementare (2L-P i 2L-N) i a unui cuplaj magnetic cu dou inductoare. Cuplajul magnetic se conecteaza ntre punctele commune ale celor dou cellule 2L [Fig.1.10(a)].

Vdc

+ -

T1

(a)

io D1

D2

T2

i1 i2 1 2

iCM

Vdc

+ -

Vdc 2

C1

Vdc 2

C2

(b)

T1

D1

D2

T2

i1 i2

io R L vo

v1 v2 1 2

Figura 1.10 Invertorul monofazat 3L-CI n semi-punte: (a) celula de comutaie 3L-CI,

(b) structura de principiu a invertorului cu sarcin RL

Curenii prin cele dou inductoare (i1 i i2) au aceeai polaritate i circul ntotdeauna ntre punctele comune 1 i 2. Astfel, ntre cele dou celule unidirecionale 2L circul un curent de mod comun (iCM), care reprezint valoarea medie a curenilor prin cele dou inductoare:

2

21 iiiCM+= (3)

Curentul de ieire se obine prin scderea curenilor prin cele dou inductoare:

21 iiio = (4) Curenii prin cele dou inductoare se pot defini n funcie de curentul de mod comun i de

curentul de ieire:


8

CMo iii +=21

(5)

CMo iii +=22

(6)

Pentru a pune n eviden aceste relaii se prezint invertorul monofazat n semi-punte asociat acestei celulei 3L-CI [Fig.1.10(b)]. ntreruptoarele T1 i T2 sunt comandate folosind strategia PS PWM (Phase-Shifted Pulse-Width-Modulation). Tensiunea de referin Sr se compar cu dou semnale purttoare de form triunghiular (c1 i c2) defazate cu jumtate din perioada de comutaie Tsw/2 (Fig.1.11). Ca urmare, se obin patru stri de comutaie (Tabelul 1).

Strile P i N corespund conectrii directe a sarcinii spre sursa continu de alimentare. Starea P (Vdc/2) este obinut prin comandarea la nchidere a ntreruptorului T1, n timp ce ntreruptorul T2 este comandat la blocare. Starea N (-Vdc/2) este obinut prin comandarea la blocare a ntreruptorului T1, n timp ce ntreruptorul T2 este comandat la nchidere. Pentru generarea nivelului de tensiune zero exist dou stri redundante: O1 i O2. Corespunztor acestor stri ambele ntreruptoare sunt comandate simultan la nchidere sau la blocare.

Datorit existenei strilor redundante O1 i O2 tensiunea de ieire are trei niveluri (-Vdc/2, 0 i Vdc/2) i frecvena aparent de comutaie este de dou ori frecvena de comutaie (fap=2fsw).

T1

0

Sr

0 Tsw

Vdc/2 0

(b)

c2 c1 O2O1 O1

1

-1

vo

P P

T2

c2 c1

1

0

0 Tsw

Vdc/2 0

(c)

O1

N N O2 O1

-1

T1

T2

Sr

vo

Figura 1.11 Strategia PS PWM pentru invertorul n semi-punte 3L-CI: (a) Sr>0, (b) Sr

Dispozitive Semiconductoare de Putere

1

REFERIN BIBLIOGRAFIC: F.IONESCU, S.NIU, D.FLORICU, ELECTRONIC DE PUTERE I, EDITURA ELECTRA, BUCURETI, ISBN 973-8067-15-4, 2000, 216 PAGINI

1. DIODE SEMICONDUCTOARE DE PUTERE

sunt dispozitive semiconductoare necomandabile, unidirecionale n curent i n tensiune.

p nA K

a) b)

A K+ - ++ ++p Jpn

Fig. 1.1. Dioda semiconductoare de putere : a) simbolul ; b) structura. n structura sa exist o singur jonciune p-n, dei are trei straturi

semiconductoare (Fig.1.1)

Dioda are doi electrozi : A numit anod i K numit catod.

a) b)-

A K

vF

+i F A K

vR

+-i R

Fig. 1.2. Polarizarea diodei : a) direct ; b) invers .

n circuite, dioda semiconductoare de putere se poate afla n 3 situaii (Fig.1.2) : polarizat direct, situaie n care mrimile caracteristice se noteaz cu

indicele F (VF i IF), iar dioda asigur continuitatea circuitului ; polarizat invers, situaie n care mrimile caracteristice se noteaz cu

indicele R (VR i IR), iar dioda asigur ntreruperea circuitului ; nepolarizat, situaie fr importan practic n domeniul CSP (ntrerupe

circ.).

1.1. CARACTERISTICA STATIC

Caracteristica static (Fig.1.3) reprezint variaia curentului prin diod ca funcie de tensiunea la bornele acesteia : )(vfi = i are dou ramuri, corespunztoare celor dou stri de polarizare : caracteristica direct, n cadranul unu (notat C I) al planului (i,v) ;


2

caracteristica invers, n cadranul trei (notat C III) al planului (i,v).

i=iR [mA]

i=i F [A sau kA]

IR

IF

+A

-K

VF

v=vF [V]

VBR

VRSM

VRRM

IRM VF

v=vR

[kV] VTo

IF

ron VTo

+

A

-

K

VR

roffC III

C I

O

S

R

F

V0

Fig. 1.3. Caracteristica static real a diodei. Caracteristica direct corespunde polarizrii directe a diodei, se numete

i caracteristica de conducie i este reprezentat n Fig.1.3.a prin ramura OF. Curentul i=iF i tensiunea v=vF corespunztoare sunt considerate pozitive, motiv pentru care se traseaz n cadranul unu al planului (i,v).

Ecuaia dreptei de aproximare a caracteristicii statice directe : 0 FTTF irVv += pentru 0 TF Vv > , (1.1) unde rT este rezistena dinamic a diodei, dat n catalog i definit prin :

F

FT i

vrdd= (1.2)

cum ns caracteristica este aproximat cu o dreapt, se poate scrie, pentru orice punct de funcionare, determinat de coordonatele (VF, IF):

F

F

F

FT I

Vivr = ctg

dd (1.3)

Caracteristica invers corespunde polarizrii inverse a diodei, se numete i caracteristica de blocare i este reprezentat n Fig.1.3.a prin ramura OR.

Valoarea maxim a tensiunii inverse este limitat de apariia fenomenului de strpungere prin avalan.

Curentul invers corespunztor tensiunii VRRM este curentul invers maxim, notat IRM i indicat de asemenea n cataloagele de diode.

1.2. REGIMUL TERMIC


3

Temperatura cristalului semiconductor influeneaz semnificativ comportarea diodei, n orice regim de funcionare. Aceast temperatur, denumit temperatura virtual a jonciunii i notat Tvj, este determinat de puterea disipat de diod ; cldur se dezvolt prin efectul Joule la trecerea curentului prin diod.

Studiul regimului termic (permanent sau tranzitoriu) se face cu ajutorul schemelor termice echivalente, construite prin analogie cu schemele electrice.

1.2.1. Regimul termic permanent Schemele termice echivalente pentru studiul regimului termic permanent se

construiesc numai cu rezistene termice. Rezistena termic Rth se msoar n [grd/W], aa cum rezult din relaia de

definiie, similar cu teorema lui Ohm : P

TRth = (1.4) unde : T este diferena de temperatur ntre cele dou puncte ntre care se consider c exist o rezisten termic Rth ; P este cantitatea de puterea termic transmis prin rezistena termic respectiv.

VIR Rth

P

R

=V

I

V0

V=RI=

Rth =Rth PP

vj

Fig. 1.4. Analogie ntre mrimi electrice i termice.

1.3. PIERDERILE DE ENERGIE N DIODE

Pierderi se produc atunci cnd dioda este n conducie, adic polarizat direct (PF) i pe durata proceselor de comutaie (PC) :

CF PPP += (1.5) Funcie de frecvena cu care dioda comut n cadrul convertorului static,

pierderile n comutaie devin mai mari sau mai mici dect cele n conducie. Se noteaz cu PFAV , puterea medie, dezvoltat prin efect Joule, n dioda n

conducie, adic polarizat direct. Prin definiie :

=== ct

FF

T

FF

T

FFAV tivTtiv

Ttp

TP

000

d1d1d1 (1.6)


4

unde : T este perioada de comutaie a diodei ; pF=vFiF este puterea instantanee dezvoltat de dioda n conducie ; tc= 180/ T este timpul de conducie din fiecare perioad. Dac n (1.6) se nlocuiete vF cu expresia din (1.1), se obine succesiv :

( ) +=+=T T

FTFT

T

FFTTFAV tiTrti

TVtiirV

TP

0 0

20

00 d

1d1d1 (1.7)

sau : ( )FAVfTTFAVFRMSTFAVTFAV IkrVIIrIVP 2020 +=+= (1.8) unde : =

T

FAVF ItiT 0d1 este valoarea medie a curentului direct ;

FRMST

F ItiT=

0

2 d1 este valoarea efectiv a curentului direct ;

FAV

FRMSf I

Ik = este factorul de form a curentului direct.

Din relaia (1.28) rezult c puterea dezvoltat depinde att de caracteristicile diodei (prin VT0 i rT), de sarcin (prin mrimea curentului absorbit), ct i de schema convertorului (prin forma de und a curentului).

1.4. Diacul Diacul este dispozitiv semiconductor necomandabil cu conducie

bidirecional ; intr n conducie atunci cnd tensiunea la borne depete tensiunea de deschidere, VBR . Simbolul i caracteristica static sunt date n Fig.1.30. Se folosete frecvent n circuitele de comand ale triacelor (paragraful 3.X).

VR

IR

0VBR VF

I F

VBR

a)

b)

Fig. 1.5. Diacul : a) simbolul ; b) caracteristica static.

2. TRANZISTOARE DE PUTERE


5

Tranzistoarele de putere sunt dispozitive semiconductoare comandabile, unidirecionale n curent, la care semnalul de comand trebuie meninut pe toat durata de conducie.

Tipurile principale de tranzistoare sunt prezentate n Fig.2.1 : Tranzistoare

cu grila bipolaraIGBT

Bipolare

PNP NPN

Tranzistoare Darlington

Unipolare

cu grila izolataMOSFET

cu jonctiuneJFET

canal N canal Ncanal P canal P

cu regim de saracire(depletition) (enhancement)

cu efect de campFET

cu regim de imbogatirecu canal initial cu canal indus

Fig. 2.1. Clasificarea tranzistoarelor de putere.

2.1. TRANZISTOARE BIPOLARE DE PUTERE

Simbolul tranzistorului bipolar de putere este cel prezentat n Fig.2.1.a. Sgeata de la emitor marcheaz sensul de deplasare al sarcinilor pozitive.

a)

b)

C

E

B

C

E

B

E Cpnp

B

+

JE

E Cpn

B

+ n

JE JC JC

Fig. 2.2. Tranzistorul bipolar de putere : a) simbolul ; b) structura.

n structura sa exist dou jonciuni p-n i trei straturi semiconductoare (Fig.2.1) n succesiunea : n-p-n sau p-n-p.

Tranzistorul bipolar de putere are trei electrozi : E numit emitor, conectat la unul dintre straturile exterioare (foarte puternic

dopat) ;


6

C numit colector, conectat la al doilea strat exterior ; B numit baz, conectat la stratul median.

Cele dou jonciuni se numesc: jonciunea baz-emitor (a emitorului, notat JE) i jonciunea baz-colector (a colectorului, notat JC).

2.1.1. Caracteristicile statice ale tranzistorului bipolar Tranzistorul bipolar are trei borne i se conecteaz n circuit ca un

cuadripol, una dintre borne fiind comun att circuitului de intrare, ct i celui de ieire (Fig.2.4).

CE

B B

C

E

B

E

a) b)

CC

BE

c)

Fig. 2.3. Posibiliti de conectare a tranzistorului bipolar de putere : a) cu baz comun ; b) cu emitor comun ; c) cu colector comun.

Exist trei tipuri de caracteristici statice :

caracteristica de intrare, pentru mrimile circuitului de intrare ; caracteristica de transfer, care prezint dependena ntre mrimi ale

circuitului de intrare i mrimi ale circuitului de ieire ; caracteristica de ieire, pentru mrimile circuitului de ieire.

n Fig.2.4. sunt marcate sensurile pozitive pentru cureni i tensiuni, pentru tranzistorul de tip n-p-n.

RB

VC

RCIC Vp

IE

VCE

Fig. 2.4. Conectarea n circuit a tranzistorului n-p-n .

Caracteristica de ieire reprezint dependena )( CEC vfi = cnd curentul de comand IB este meninut constant i este reprezentat n Fig.2.5.

n zona 1, tranzistorul este n conducie la saturaie i se comport n circuit ca un ntreruptor nchis : prin el trece un curent IC mare, iar cderea de


7

tensiune la bornele sale este mic : tensiunea colector-emitor la saturaie (VCEsat). Rezistena de ieire R2 este minim, iar curentul este limitat practic numai de rezistena consumatorului, RC ; astfel, punctul M1 este determinat de perechea de valori : (VCE =VCEsat , IC =VP /RC ). Dreapta 1, pe care se afl punctul M1 se numete dreapta de saturaie.

Dreapta 1 mparte zona 1 n dou pri : zona 1a de suprasaturaie, n care tranzistorul nu trebuie adus, pentru c i

crete timpul necesar pentru blocare, deci se micoreaz frecvena maxim de comutaie la care va putea fi folosit ;

zona 1b de cvazisaturaie, care reprezint un regim favorabil de funcionare pentru tranzistoarele din convertoarele statice de putere.

M1

M

M 2I C R C

VCEsat VCE PV

M 3

2

3

1a VCB=0

I B=0

I B 4> I B 3

I B 3> I B 2I B 2> I B 1

I B 1> 0

i C

v CE

1b

1

2

PV

I CE0

Fig.2.5. Caracteristica de ieire a tranzistorului bipolar de putere.

n zona 3, tranzistorul este blocat n absena curentului de comand (IB=0)i se comport n circuit ca un ntreruptor deschis : prin el trece un curent foarte mic, ICE0, curent emitor-colector cu baza n gol, iar tensiunea la bornele sale este mare, egal practic cu tensiunea aplicat din exterior, VP . Rezistena de ieire R2 este mult mai mare dect rezistena consumatorului. Astfel, punctul M3 este determinat de perechea de valori : (VCE =VP , IC =ICE0 ).

Dreapta 2 determinat de punctele M1 i M3 se numete dreapta de sarcin, pentru c este determinat de mrimile circuitului de sarcin : tensiunea VP i rezistena consumatorului, RC . Pe aceast dreapt, punctul de funcionare al tranzistorului, n cadrul convertoarelor statice se va afla fie n conducie, n M2 (n zona cvazisaturat) , fie blocat n M3 .

n zona 2, tranzistorul se comport ca un amplificator linear ; este zona activ normal, care nsa nu prezint interes pentru funcionarea convertoarelor statice de putere. Curentul de colector rmne practic constant, pentru un curent de comand dat : IC=hFE IB. Rezistena de ieire este variabil, funcie de curentul de baz i particip la limitarea curentului de colector.


8

2.1.2. Blocarea

Tranzistoarele se blocheaz la dispariia semnalului de comand. Acest lucru se poate realiza n urmtoarele patru moduri :

lsarea bazei n gol; legarea ntre baz i emitor a unei rezistene R; sciurtcircuitarea circuitului baz-emitor; polarizarea invers a bazei la un potenial .

2.2. TRANZISTOARE DARLINGTON

Din cauza factorului de amplificare mic al tranzistoarelor bipolare de putere, pentru comanda unor cureni inteni se consum o energie important i n circuitele de comand. O soluie pentru diminuarea acestui neajuns const n utilizarea unor montaje de amplificare Darlington cu dou sau trei tranzistoare.

- pentru mai multe detalii se va consulta referina menionat

2.3. TRANZISTOARE CU EFECT DE CMP

Tranzistoarele cu efect de cmp utilizate n electronica de putere sunt cele cu poart izolat, numite MOS-FET, IGBT etc. Rolul lor n circuit este acelai cu al tranzistoarelor bipolare.

Avantaje ale tranzistoarelor IGBT fa de cele MOS-FET : de la MOS-FET : comanda n tensiune, viteza de comutaie ridicat i deci

pierderi mici n comutaie,parametrii caracteristici puin variabili cu temperatura, rezisten mare de intrare i deci semnal de comand de putere mic, lipsa celei de-a doua strpungeri;

de la tranzistorul bipolar : cderea mic de tensiune n conducie i deci pierderi mici n conducie, pre mic pe unitatea de putere comutat.

- pentru mai multe detalii se va consulta referina menionat

3. TIRISTOARE DE PUTERE

Tiristoarele de putere sunt dispozitive semiconductoare comandate, unidirecionale n curent i bidirecionale n tensiune. Spre deosebire de tranzistor, el poate rmne n conducie i dup dispariia semnalului de comand, dac este parcurs de un curent minim, numit curent de meninere.


9

Simbolul tiristorului este cel prezentat n Fig.3.1.a.

a) b)

A K+ -G

p nA ++ ++p

J2Kn -

J3J1

G

A K+ -

G

Fig. 3.1.Tiristorul : a) simbolul ; b) structura.

Tiristorul are trei electrozi : A numit anod, conectat la stratul dopat p++ ; K numit catod, conectat la stratul dopat n++ ; G numit poart sau gril, conectat la stratul dopat p+.

3.1. PRINCIPIUL DE FUNCIONARE

n circuite, tiristorul se poate afla n trei situaii (Fig.3.2) : polarizat invers, situaie n care mrimile caracteristice se noteaz cu indicele

R (VR i IR), tiristorul este blocat i asigur ntreruperea circuitului (Fig.3.2.a);

polarizat direct i fr tensiune de comand, situaie n care mrimile caracteristice se noteaz cu indicele D (VD i ID), tiristorul este tot blocat i asigur ntreruperea circuitului (Fig.3.2.b);

polarizat direct i cu tensiune de comand, situaie n care mrimile caracteristice se noteaz cu indicele T (VT i IT), tiristorul este n conducie i asigur continuitatea circuitului (Fig.3.2.c);

+ -

v Ti T-D- +

v Ri R

in conductieblocat in directblocat in invers

+

v Di

a) b) c)

Fig. 3.2. Situaiile n care poate fi un tiristor n circuit .


10

3.2. CARACTERISTICILE STATICE

Tiristorul are dou caracteristici statice (notaiile sunt cele utilizate n Fig.3.3): pentru circuitul de for (Fig.3.3), i=f(v), care reprezint variaia curentului

prin tiristor ca funcie de tensiunea la bornele acestuia ; pentru circuitul de comand : iG=f(vG).

Caracteristica static a circuitului de for Caracteristica static a circuitului de for are dou ramuri: caracteristica direct, n cadranul unu (notat CI) al planului (i,v) ; caracteristica invers, n cadranul trei (notat CIII) al planului (i,v).

La polarizare direct a tiristorului , dar n absena curentului de comand (IG=0) punctul static de funcionare parcurge poriunea 1, din cadranul CI.

iT

I LI

H

vTI DM

VT0 VDRM VB0IRM

VRRMVBR

I =0G

I =0G

3

1

4

2

VRSM

VDSM

Fig. 3.3. Caracteristica static a tiristorului pentru circuitul de for .

Zona 2 a caracteristicii directe corespunde tiristorului n conducie. n aceast stare tiristorul ajunge dac este strbtut de un curent direct mai mare dect curentul de acroare (IT >IL ) i rmne n conducie dac este strbtut de un curent direct mai mare dect curentul de meninere (IT >IH ) .

Ca i la diode, caracteristica de conducie este dependent de temperatura de lucru a tiristorului i se aproximeaz cu o dreapt definit de ecuaia :

TTTT irVv += 0 pentru 0TT Vv > (3.1)


11

unde : rT este rezistea dinamic a tiristorului, dat n catalog i definit prin :

t

vr TT dd= (3.2)

VT0 este tensiunea de prag i reprezint punctul de intersecie al caracteristicii de conducie cu abscisa, fr s aib semnificaie fizic, aa cum are n cazul diodei.

La polarizare invers a tiristorului, acesta se comport ca o diod polarizat

invers, aa cum s-a explicat referina menionat. Ca urmare, caracteristicile inverse ale tiristorului i diodei sunt asemntoare. n zona 3 tiristorul este blocat n invers i, la aplicarea tensiunii inverse, prin el trece un curent foarte mic, considerat neglijabil n cadrul convertoarelor statice de putere.

Prof.Dr.Ing. Dan FLORICAU

1

CURS 6

Cap.2. STRUCTURI DE CONVERSIE CONTINUU-CONTINUU

Clasificare:

- Dupa modul de separare galvanic: - convertoare continuu-continuu far separare galvanic; -convertoare continuu-continuu cu separare galvanic.

- Dup modul de transfer a puterii:

-convertoare continuu-continuu unidirecionale (1 cadran); -convertoare continuu-continuu bidirecionale (2 cadrane:

bidirecionale n curent i unidirecionale in tensiune, bidirectionale n tensiune i unidirecionale n curent, 4 cadrane: bidirectionale n tensiune i bidirecionale n curent).

- Dup numrul nivelelor de tensiune: - structuri de conversie cu 2 niveluri de tensiune; - structuri de conversie multinivel.

2.1. Structuri de conversie unidirecionale

Se studiaz 4 structuri de baz reprezentative far separare galvanic. Aceste convertoare cu comutaie permit controlul transferului de energie ntre o surs i o sarcin, care este de natur capacitiv (surs de tensiune) sau de natur inductiv (surs de curent).

Chopper continuu serie

(Buck)

Chopper continuu

parallel (Boost)

Chopper continuu cu acumulare inductiv

Chopper continuu cu acumulare capacitiv

Fig.1. Diferite structuri de choppere unidirecionale.

n contextul transferului de putere unidirecional i innd cont de caracterul unidirecional al surselor de energie, constituirea celulei de comutaie prezint ntotdeauna 2 cofiguraii: una de tip P (Fig.2a) i una de tip N (Fig.2b).


2

Ui +

k1=T

k2=D

is

uk2

ik1

ik2

uk1

a)

Ui +

k1=T

k2=D

is

uk2

ik1

ik2

uk1

b) Fig.2. Configuraii de choppere de tensiune continu serie (Buck):

a) cu celul de comutaie de tip P; b) cu celul de comutaie de tip N. Cele 2 configuraii sunt alctuite din 2 ntreruptoare elementare cu caracteristici statice ideale n 2 segmente. Unicitatea semnului mrimilor electrice face ca perechea de ntreruptoare s fie tot timpul o asociere ntre un ntreruptor comandat (k1=T) i o diod (k2=D). Din p.d.v. al comenzii, ntreruptoarele k1 i k2 nu pot s fie simultan deschise (deoarece sursa de curent ar fi n gol) i nu pot s fie simultan inchise (deoarece sursa de tensiune ar fi scurtcircuitat). Constituirea acestei reele electrice conduce la existena urmtorului sistem de ecuaii:

skk

ikkiiiUuu

=+=+

21

21 (1)

Chopperele cu ieire n curent (chopperul serie i cu acumulare capacitiv) se pot transforma n surse dinamice de tensiune cu ajutorul unui condensator care se conecteaz n paralel pe sarcin (filtraj de ordinul 2). n cadrul acestei seciuni, chopperele sunt comandate la o frecvena de comutaie constant (fix) i timpul de conducie (raportul de conducie ) al ntreruptorului comandabil T este variabil. 2.1.1. Chopperul serie (Buck) cu filtru LC de ieire

A) Principiul de funcionare n conducie continu Structura de principiu a chopperului serie cu filtru LC de ieire este prezentat n Fig.3. ntreruptorul T este nchis n timpul fraciunii Tp din perioda de comutaie Tp. Sursa primar furnizeaz energie sarcinii R i inductorului L. Atunci cnd T este blocat, dioda de regim liber D asigur continuitatea curentului i descarc inductorul L (energia magnetic) n sarcina R. Formele de und n conducie continu sunt reprezentate n Fig.4. Tensiunea


3

la ieire poate fi reglat prin modificarea raportului ciclic . n regim permanent tensiunea medie la bornele inductorului L este nul ( 0=LU ) i curentul mediu prin condensator este zero ( 0=CI ). Aceasta impune: siD UUu == (2) Prin definiie 10 , ceea ce nseamn c montajul este de tip cobortor de tensiune (Buck).

Ui +

T

D

is

uD=Ui

iT

iD

uT

R

L iL

iCuL C us

Fig.3. Schema de principiu.

Ui iD, uD

iD uD

iL ILM Is ILm

t

t

t Tp Tp

Ui iT, uT

iL is

iT uT

is

Fig.4. Forme de und pentru chopperul continuu serie (Buck).

B) Ondulaii ale curentului i ale tensiunii

Ondulaia curentului n inductorul L este calculat considernd c ondulaia tensiunii de ieire us este neglijabil fa de valoarea sa medie sU , caz n care tensiunea uL are forma de und din Fig.5.


4

iL, uL

ILM Is ILm

t Tp Tp -Us

iL is Ui-Us

uL

Fig.5. Forme de und pentru calculul ondulaiilor de curent.

Calculul ondulaiilor de curent. Dimensionarea lui L. - intervalul: pTt 0 , ntreruptorul T este nchis:

dtdiLu LL = (3)

siL UUu = (4) Se nlocuiete (2), (3) n (4) i rezult:

pLL

iiiL TiL

tiLUUUu

=== )1( (5)

Din relaia (5) se obine ondulaia curentului prin inductorul L:

( )p

iLmLML fL

UIIi == 1 (6)

Expresia (6) se poate utiliza pentru dimensionarea bobinei L.

Ondulaia curentului este maxim pentru =0.5: ( )

p

imaxL fL

Ui = 4 (7)

Forma lui iL() este reprezentat n Fig.6. iL

Ui 4Lfp

0 0.5 1 Fig.6. Ondulaiile curentului n funcie de .


5

Presupunnd curentul de sarcin constant, ondulaiile tensiunii (us) sunt produse de componenta alternativ a curentului iL (iL). Pornind de la forma de und iL, cu ajutorul relaiei (8) se poate deduce forma ondulaiei de tensiune (Fig.7).

( )dtudCii sLC

== (8) iL iL/2

t Tp

iL t1 t2

-iL/2 Tp

us

U2

U1 us

aria A

Fig.7. Forma ondulaiei de tensiune.

Valoarea de vrf a ondulaiei de tensiune (us) se exprim astfel: ( ) ( )1212 tutuUUu sss == (9) Relaia (9) poate fi pus sub forma:

( ) dtdtudu

t

t

ss = 2

1

(10)

innd cont de expresia (8) se obine (aria A):

p

LpLt

tLs fC

iTiC

dtiC

u === 8222

111 2

1

(11)

Se nlocuiete expresia ondulaiei curentului iL (6) n (11) i se obine: ( ) 28

1

p

is

fCLUu = (12)

Aceast ondulaie este maxim pentru =0.5: ( ) 232 p

imaxs fCL

Uu = (13)

Cu ajutorul relaiei (12) se poate calcula valoarea condensatorului C. Aceast metod conduce la rezultate foarte bune dac ondulaiile sunt mici n raport cu componentele continue ale mrimilor considerate. n principiu, cea mai mare parte a alimentrilor prin decupare prezint acest avantaj. Invers, acest


6

mod de calcul devine imprecis atunci cnd se lucreaz cu ondulaii relative de nivel ridicat. C) Constrngeri impuse asupra ntreruptoarelor

ntreruptor T ntreruptor D uTmax = Ui

( )p

ismaxT fL

UII += 21 uDmax = Ui

( )p

ismaxD fL

UII += 21


1

CURS 6-7

Chopperul serie (Buck) cu filtru LC de ieire (continuare)

Ui +

T

D

is

uD=Ui

iT

iD

uT

R

L iL

iCuL C us

Fig.3. Schema de principiu a chopperului serie cu celul de tip P (Buck).

D) Principiul de funcionare n conducie discontinu

Acest regim corespunde anulrii curentului iL pe o perioad de funcionare. Acest eveniment se produce atunci cnd curentul mediu absorbit de sarcin este inferior la iL/2. n Fig.1 se prezint formele de und asociate. Se noteaz cu Tp durata de descretere a curentului iL.

iL Ui

t Tp

iL ILM

Tp Tp

uD

Us

Aria A1

Fig.1. Forma curentului n conducie discontinu.

Pentru pTt 0 , T se afl n conducie i D este blocat.

pLML

siL

L TIL

tiLUU

dtdiLu =

== (1)

Din (1) se obine :

( )

LTUU

I psiLM= (2)

Pentru intervalul Tp, T este blocat i D se afl n conducie.


2

pT

LMILtLiLsUdt

LdiLLu ===

' (3)

Din (3) se obine:

L

pTsULMI

= ' (4) Prin egalarea relaiilor (2) i (4) se obine:

'

+=iU

sU (5)

sU

sUiU = ' (6)

Pe de alt parte sL II = , iar

( ) ( )2

'11 10

LMp

T

Lp

sLIAAria

Tdtti

TII

p+==== (7)

Se nlocuiete ' (6) i ILM (2) n expresia (7): ( )si

si

pssi

psi

s UUUU

fLUUU

fLUUI =

+

=22

2 (8)

Prin prelucrarea relaiei (8) se obine caracteristica extern ( )ss IfU = :

i

spis

U

IfLUU

+

=2

21

1

(9)

Pentru reprezentarea caracteristicilor externe se introduc variabile normalizate, care vor fi utilizate sistematic pe tot parcursul acestui capitol:

- tensiunea normalizat se noteaz cu i

sUUy = ;

- curentul normalizat se noteaz cu i

spU

IfLx

=

Caracteristicile normalizate ( )xy se obin din urmtoarele relaii: - n regim continuu: ==

is

UUy ;


3

- n regim discontinuu:

221

1

xy +

= ;

n cazul conduciei continue, caracteristicile externe sunt nite drepte n funcie de parametrul . n cazul conduciei discontinue, caracteristicile externe sunt nite hiperbole. (Fig. 2).

Se vor desena la tabl i

sUUy =

i

spU

IfLx

= este parametru

Fig.2. Caracteristicile de ieire.

n aceast reprezentare apare clar influena regimului discontinuu asupra funcionrii chopperului. Tensiunea medie de ieire nu mai depinde doar de parametrul . n calculul acesteia mai intervine i valoarea medie a curentului de sarcin sI (9), fapt care limiteaz posibilitile de comand la sarcin mic. 2.1.2. Chopperul paralel (Boost)

A) Principiul de funcionare n conducie continu ntreruptorul T este nchis pe durata timpului Tp, iar dioda D este blocat. n bobina L se stocheaz energie magnetic. Blocarea lui T conduce la descrcarea inductorului n sarcina R. Ca urmare: Pentru pTt 0 , T se afl n conducie i D este blocat: i

pL

p

LmLMLL UT

iLT

IILdt

diLu ==

= (10)

Rezult iL:

piL TLUi = (11)


4

Ui

+

T

D is

iT

uT R

L

iDuL

C usuD

iL

Fig.3. Schema de principiu a chopperului paralel cu celula de tip N (Boost).

Pentru intervalul (1-)Tp, T este blocat i D se afl n conducie (atenie la polaritatea tensiunii autoinduse la bornele L sau se consider iL=ILm-ILM


5

iL

ILM

ILm

t

t

Tp Tp

iT, uT

iL

iT uT

iL

iD, uD

iD uD

t

Us

Us

Fig.4. Forme de und pentru chopperul continuu paralel (Boost).

B) Principiul de funcionare n conducie discontinu

Acest regim corespunde anulrii curentului iL pe o perioad de funcionare. Fig.5 prezint evoluia mrimilor de intrare pentru acest regim de funcionare.

iL

Ui

t Tp

iL ILM

Tp Tp

uT Us

iT

iD Aria A2

Fig.5. Forma de und a curentului de intrare n conducie discontinu.

Pentru pTt 0 , n relaia (10) se consider ILm=0: piLM TL

UI = (17) Pentru intervalul Tp:

siL UUu =+


6

sip

LMp

LMLL UUT

ILT

ILdt

diLu ===

'' (18)

( ) pisLM TUUI = ' (19) Pentru calculul fraciunii se egaleaz expresiile (17) i (19):

is

iUU

U= ' (20)

Pe de alt parte sD II = , iar

( )2

'11 2'

0

LMp

T

Dp

sDIAAria

Tdtti

TII

p====

(21)

Se nlocuiete (20) n (21):

( )isp is UUfLUI =

2

22 (22)

Prin prelucrarea relaiei (22) se obine caracteristica extern ( )ss IfU = :

sp

iis IfL

UUU +=

2

22 i x

y += 212 (23)

Se vor desena la tabl is

UUy =

i

spU

IfLx

= este parametru

Fig.6. Caracteristicile de ieire.

C) Constrngeri impuse ntreruptoarelor

ntreruptor T ntreruptor D uTmax = Ui

fpLUI

iII

is

LsT

+=

=+=

21

21max

uDmax = Ui

fpLUI

iII

is

LsD

+=

=+=

21

21max


7

D) Ondulaii de curent i de tensiune Ondulaia de curent n inductorul L se calculeaz considernd tensiunea de ieire continu. Aceast ipotez nseamn c ondulaiile de tensiune sunt neglijabile n raport cu valoarea medie.

iL, uL

ILM

ILm

t Tp Tp Ui-Us

iL Ui

uL

Fig.7. Ondulaiile de curent.

Se obine:

LmiL ItLUi += (24)

Pentru pTt = , LMLmpiL IITLUi =+= , de unde:

p

iLmLML fL

UIIi == (25)

Ondulaiile tensiunii de ieire rezult din curentul care circul prin C: Pentru pTt 0 : t

CIUu sCMs = (26)

us

t Tp -Is

Tp

us Us UCM

UCm

ic

Fig.8. Forma ondulaiei de tensiune.


8

La momentul pTt = : CmpsCMs UTC

IUu == (27) Rezult ondulaiile tensiunii de ieire:

p

sp

sCmCMs fCR

UTCIUUu

===

Dar = 1i

sUU ,

( ) pi

s fCRUu =

1

(28)

2.1.3. Chopperul cu stocare inductiv (Buck-Boost)

A) Principiul de funcionare n conducie continu ntreruptorul T este nchis pe durata timpului Tp. n inductorul L se stocheaz energie magnetic. Tensiunea de ieire este negativ n raport cu punctul comun. Blocarea lui T conduce la descrcarea inductorului L n sarcina R. Aceast descrcare poate fi total sau parial.

Ui

+ T

D is

iT uT

R L

iD

uLC usuD

iL

Fig.9. Schema de principiu a chopperului cu stocare inductiv (Buck-Boost). Pentru pTt 0 , T se afl n conducie i D este blocat: i

pL

p

LmLMLL UT

iLT

IILdt

diLu ==

= (29)

Rezult iL:

piL TLUi = (30)

Pentru intervalul (1-)Tp, T este blocat i D se afl n conducie:

sL Uu = (31)


9

( ) ( ) spL

pLMLmL

L UTiL

TIIL

dtdiLu =

== 11 (32)

Deci, ( ) spL U

TiL =

1

Rezult iL:

( ) psL TLUi = 1 (33)

Egalnd relaiile (30) i (33) se obine valoarea medie a tensiunii la bornele sarcinii:

=

1i

sUU si

= 1y (34)

Tensiunea de ieire este negativ n raport cu referina tensiunii de alimentare. Amplitudinea sa poate fi superioar sau inferioar tensiunii de alimentare, dup cum este raportul de conducie superior sau inferior lui 0.5. Acest montaj se utilizeaz cu precdere n cazul alimentrilor de mic putere pentru a furniza o tensiune negativ, pornind de la o tensiune de alimentare pozitiv.

iL

ILM

ILm

t

t

Tp Tp

iT, uT

iL

iT uT

iD, uD iD

uD

t

Ui+Us

uL Ui

-Us

Ui+Us

Fig.10. Forme de und pentru chopperul cu stocare inductiv (Buck-Boost).


10

B) Ondulaii de curent i de tensiune Tensiunea de ieire:

( ) pi

s fCRUu =

1

2 (35)

Curentul de ieire:

pi

LmLML fLUIIi == (36)

C) Constrngeri impuse asupra ntreruptoarelor

ntreruptor T ntreruptor D siT UUu +=max

fpLUI

iII

is

LsT

+=

=+=

21

21max

siD UUu +=max

fpLUI

iII

is

LsD

+=

=+=

21

21max


1

CURS 7-8 2.1.4. Chopperul cu stocare capacitiv (Cuk)

A) Principiul de funcionare n conducie continu Inductoarele L1 i L2 constituie sursele de curent necesare funcionrii montajului. innd cont de complexitatea montajului, se neglijeaz ondulaiile curentului n inductorul L i ondulaiile tensiunii la bornele condensatorului C. Pe durata de nchidere a ntreruptorului T, avem:

- stocare de energie n L1; - transferul energiei condensatorului C spre bobina L2 i spre sarcin;

Pe acest interval dioda D este blocat.

Ui +

T D

is

uT R

L1

iD

uL1Cs us uD

iT

L2C

uL2uC

Fig.1. Schema de principiu a chopperului cu stocare capacitiv (Cuk).

Blocarea lui T conduce la intrarea n conducie a diodei de regim liber D i sursa de alimentare furnizeaz din nou energie condensatorului C. Pentru intervalul pTt 0 , psC TC

Iu = (1) uC

t Tp Tp

uC

Fig.2. Ondulaiile tensiunii la bornele C.

Pentru intervalul ( ) pT1 avem: ( ) piC TC

Iu = 1 (2) Se egaleaz relaiile (1) i (2):

= 1s

iII (3)


2

Presupunem ca puterea absorbit este egal cu puterea furnizat sarcinii ( si PP = ): ssii IUIU = (4) Rezult valoarea medie a tensiunii la bornele sarcinii:

== 1s

i

i

sII

UU

=

1i

sUU i

= 1y (5)

Tensiunea de ieire este identic cu cea din montajul cu stocare inductiv. Este un montaj inversor n tensiune si ca urmare, raportul de transformare poate fi superior sau inferior la 1. B) Ondulaii:

p

iL fL

Ui =

11

p

iL fL

Ui =

22

C) Constrngeri asupra ntreruptoarelor

ntreruptor T ntreruptor D

p

si

CiT

fCIU

uUu

+=

=+=

21

21max

fpLUI

iII

is

LsT

+=

=+=

1

1max

21

21

p

si

CiD

fCIU

uUu

+=

=+=

21

21max

fpLUI

iII

is

LsD

+=

=+=

2

2max

21

21

2.1.5. Chopperul serie (Buck) cu sarcin RL sau RLE


3

Structura de principiu a copperului serie cu sarcin RL (RLE) este prezentat n Fig.3. ntreruptorul T este nchis n timpul fraciunii Tp din perioda de comutaie Tp. Sursa primar furnizeaz energie sarcinii. Atunci cnd T este blocat, dioda de regim liber D asigur continuitatea curentului i descarc inductorul L n sarcin. Formele de und n conducie continu sunt reprezentate n Fig.4. Tensiunea la ieire poate fi reglat prin modificarea raportului ciclic .

Ui +

T

D

is

uD=us=Ui

iT=ii

iD

uT RL

uL

a)

Ui +

T

D

is

uD=us=Ui

iT=ii

iD

uT R L

uL E

b) Fig.3. Chopperul serie (Buck) cu sarcin: a) RL; b) RLE.

Ui iD, uD

iD uD=us

is IsM

Ism

t

t

t Tp Tp

Ui iT, uT

is

iT=ii uT

is

0

Fig.4. Forme de und pentru chopperul continuu serie cu sarcina RL (RLE).

A) Studiul tensiunii la bornele sarcinii - n marimi instantanee: Pentru pTt


4

Tensiunea la bornele sarcinii are 2 niveluri de tensiune: 0 i Ui. Ecuaia circuitului de sarcin se scrie astfel:

dtdiLu sL =

dtdiLiRu sss += (sarcin RL) (8)

EdtdiLiRu sss ++= (sarcin RLE) (9)

- n marimi medii: Tensiunea la bornele sarcinii este aceeai att pentru sarcin RL, ct i pentru sarcin RLE:

( ) iT

sp

s UdttuTU

p==

0

1 (10)

n regim permanent tensiunea medie la bornele inductorului L este nul ( 0=LU ), iar ecuaia circuitului de sarcin n marimi medii se scrie astfel:

RUI

IRU

is

ss==

(sarcin RL) (11)

REUI

EIRU

is

ss=+=

(sarcin RLE) (12)

n regim permanent (sarcin RL sau RLE), curentul la sfritul perioadei de comutaie ( )ps Ti este acelai cu curentul de la nceputul perioadei ( )0si . Demonstraie:

dtdiLu sL = , iar n regim permanent 0=LU .

( ) ( )[ ] 00100

=== spsp

T

sp

Ts

piTi

TLdi

TLdt

dtdiL

T

pp (13)

Din expresia (13) se obine ( ) ( )0sps iTi = . B) Calculul puterii active (chopper ideal) P = puterea activ p(t) = puterea instantanee


5

( ) ( ) ( ) dttituT

dttpT

Ppp T

p

T

p==

00

11 (cazul general)

Dac una dintre mrimile u(t) sau i(t) este constant, atunci puterea P se calculeaz ca produs dintre mrimea constant i valoarea medie a celeilalte mrimi.

Se consider cazul unui chopper ideal: 1==si

PP .

iiiii iUiup == (puterea activ de intrare instantanee) (14) sss iup = (puterea activ de ieire instantanee) (15) Se demonstreaz c Pi=Ps.

( ) ( ) iiT

ip

T

iiip

i IUdttiTUdttiU

TP

pp===

00

11 (16)

ii

ii* t

t

0 Tp Tp t

is

Fig.5. Forme de und pentru calculul puterilor.

( )

==

pp T

sp

T

p

ps

pi dttiTT

Tdti

TI

00

11 (17)

dar, ( ) *0

1i

T

sp

IdttiT

p=

(18)

iar, si II * (19) din relaiile (17), (18) i (19) rezult:


6

si II = (20) innd cont de relaia (20) puterea activ de intrare exprimat n expresia (16) se scrie astfel:

ssssii PIUIUP === (21) In cazul funcionrii cu sarcin RL, curentul sI este prezentat n relaia (11). Ca urmare, puterea activ exprimat n relaia (21) rezult ca un produs de componente continue:

( )RUPPP isi

2=== (22) C) Calculul ondulaiilor de curent n sarcina RLE Un calcul aproximativ, dar simplu, se poate face neglijnd R.

Pentru pTt


7

LTU

i pis =

4max (vezi cursul 3 relaia 7, Fig.6).

is Ui

4Lfp

0 0.5 1 Fig.6. Ondulaiile curentului n funcie de .

D) Conducia discontinu sarcin RLE Acest regim corespunde anulrii curentului is pe o perioad de funcionare. n Fig.7 se prezint formele de und asociate. Se noteaz cu Tp durata de descretere a curentului is.

is Ui

t Tp

is IsM

Tp Tp

us

E

Fig.7. Forma curentului n conducie discontinu.

EIRU ss += (27) Tensiunea medie de ieire nu mai depinde doar de parametrul . n calculul acesteia mai intervine i valoarea medie a curentului de sarcin sI (27), fapt care limiteaz posibilitile de comand la sarcin mic. 2.2. Moduri de comand 2.2.1. Comanda la frecven fix i timp de conducie variabil Reglarea transferului de putere depinde de raportul existent ntre timpul de conducie al ntreruptorului i perioada de comutaie. Aceast comand este denumit PWM (Pulse Width Modulation) = Modularea Pulsurilor n Durat (Lime). Comanda PWM const n compararea unei tensiuni purttoare de frecven ridicat (up) cu o tensiune de referin (). In cazul unui chopper serie, tensiunea la bornele sarcinii se calculeaz astfel:


8

iipc

s UUTtU == (28)

Modificarea valorii medii sU se face prin modificarea timpului de conducie tc, n timp ce frevena undei purttoare este constant (fp=1/Tp). Frecvena undei purttoare impune frecvena de comutaie a intreruptorului T.

Ui +

T

D

is

Us=Ui

+ -

up

t

t

T 10

tc Tp

0

1 up

Fig.8. Principiul de comand PWM.

2.2.2. Comanda la timp de conducie constant i frecven variabil

In cadrul acestei metode timpul de conducie este meninut constant, n timp ce frecvena de comutaie este variabil. Mrimea de reglare rmne

pcpc ft

Tt = , care este identic cu raportul de conducie din seciunea

precedent. n cazul conduciei continue, relaiile de calcul obinute n funcie de rmn valabile. Inconvenientul acestui mod de comand este c necesit o frecven zero pentru a obine echivalentul reglarii la =0. Mai mult, frecvena variabil nu este recomandat pentru dimensionarea filtrelor. Se consider ca exemplu chopperul serie cu filtru de ieire comandat la frecven fix. n acest caz avem:

( )p

iL fL

Ui = 1 (29)

( ) 281

p

is

fCLUu = (30)

n cazul unei frecvene variabile, se poate s exprimm relaiile (29) i (30) nlocuind pe cu produsul tcfp:


9

( ) ( )

LUftt

fLUftft

i ipccp

ipcpcL

== 11 (31)

( )

CL

Utf

t

fCL

Uftftu

icp

c

p

ipcpcs

==

8

1

8

12 (32)

S-a observat (n seciunile anterioare) c aceste relaii nu erau valabile dect n ipotezele unor ondulaii relativ mici. Pentru frecvene de comutaie mici, se observ din relaia (32) c nivelul ondulaiilor risc s fie majorate considerabil. Atunci cnd fp tinde ctre zero, ondulaiile tensiunii us tinde ctre infinit. n cazul comutaiei comandate, acest mod de comand ar putea fi utilizat din motive tehnologice legate de comanda ntreruptoarelor, dar nu este posibil s se genereze un raport de conducie suficient de mic la frecvena de lucru a aplicaiei. Pe de alt parte aceast metod este singura comand posibil pentru numeroase alimentri cu comutaie natural. 2.2.3. Comanda cu histerezis


1

CURS 8 2.2.3. Comanda cu histerezis Principiul comenzii cu histerezis utilizeaz ondulaiile curentului care exist inevitabil n inductoarele diferitelor structuri. Pentru a descrie acest principiu se utilizeaz structura chopperului serie, care este prezentat n Fig.1. Comutaiile ntreruptorului comandat (T) sunt determinate de evoluiile curentului de sarcin, care este mentinut n interiorul unei benzi de histerezis H. Banda de histerezis se aplic unei mrimi de referin (ILconst) ce impune valoarea medie a curentului de sarcin. Ca urmare, se obine o bucl de curent cu caracteristici dinamice foarte bune, care se asociaz unei structuri de comand foarte simpl.

Ui +

T

D us

+ -

t

t

T 10

ILconst

R

iL

C

H

iL

t

us Ui 0

H

ILconst

Fig.1. Principiul comenzii cu histerezis.

Din pcate, aceast comand funcioneaz la o frecven variabil, a crei valoare depinde de valoarea medie impus tensiunii de ieire. Considernd exemplul chopperului de tensiune continu serie, se poate regsi acest rezultat prin rescrierea ondulaiilor de curent:

( )p

iL fL

Ui = 1 (1)

n cadrul acestui tip de comand, iL este o constant pe care o notm cu

IL0. n cazul chopperului serie avem, is

UUy == . Deci, se poate scrie relaia

care face legtura dintre frecvena de decupare fp i y:

)1(0

yyIL

UfL

ip = (2)


2

Evoluia (parabolic) a frecvenei fp n funcie de y este prezentat n Fig.2. Se constat c frecvena de comand tinde ctre zero spre cele dou extremiti ale gamei de reglaj. Frecvena maxim de comand se obine pentru un raport de conducie egal cu 0.5.

fp

Ui 4LIL0

0 0.5 1 y Fig.2. Variaia frecvenei n cazul comenzii cu histerezis.

2.3. Structuri de conversie bidirecionale Chopperele continue studiate n seciunile precedente permit o funcionare

unidirecional sau ntr-un cadran. Reversibilitatea n putere a unei surse (sarcin pentru convertor) este o caracteristic foarte important, deoarece aceasta condiioneaz direct structura de conversie, modul su de comand i ntreruptoarele care le constituie. Aceste reversibiliti se pot indica prin precizarea tipului de reversibilitate: n curent (curent pozitiv i negativ), n tensiune (tensiune pozitiv i negativ) sau ambele. Exemple: un acumulator este o surs de tensiune reversibil n curent, nu i n tensiune; toate mainile electrice (maina de curent continuu, maina sincron i asincron) dispun de o reversibilitate n putere; maina de curent continuu este reversibil n tensiune (prin vitez) i n curent (prin cuplu).

Pentru alimentarea (regim de motor) i frnarea (regim de generator) unui motor electric cu acelai sens de rotaie (aplicaie tip traciune) se utilizeaz un chopper reversibil n curent (funcionare n cadranele I i II). De asemenea, pentru alimentarea unei maini electrice cu schimbarea sensului de rotaie (aplicaie tip ascensor) se utilizeaz un chopper reversibil n tensiune (funcionare n cadranele I i IV).

2.3.1. Chopperul reversibil n curent n Fig.3 este prezentat schema de principiu a chopperului reversibil n curent. ntreruptoarele T1 i T2 sunt comandabile la nchidere i la deschidere. Structura este alctuit dintr-un chopper serie (T1 i D1) i un chopper paralel (T2 i D2). Pentru cureni de sarcin pozitivi ( sI >0) funcioneaz chopperul serie:

is

ssUU

EIRU=

+=1

(3)


3

Formele de und specifice funcionrii n regim de motor sunt prezentate n Fig.4. Pentru cureni de sarcin negativi ( sI


4

( ) iT T

Tii

ps UdtUdtUT

Up p

p

=

+=

121

0

(5)

Relaia (5) arat c: - dac >0.5, atunci 0>sU (funcionare n cadranul I, E>0 i EUs > ); - dac


5

i n intervalul (Tp, Tp) sursa primete energie de la sarcin: iii iUp =


6

comutaie (S1S4) pot fi comandate cu diferite strategii de comand PWM (Pulse Width Modulation). n lucrare sunt studiate i analizate patru strategii PWM. 3.1. Strategia PWM-1 Strategia PWM-1 este o metod de comand bipolar. Toate ntreruptoarele sunt comandate n acelai fel, indiferent de cadranul de funcionare. La bornele sarcinii se obin dou niveluri de tensiune (Ui, -Ui). ntre 0 i Tp ntreruptoarele S1 i S4 sunt comandate la nchidere, n timp ce S2 i S3 sunt comandate la deschidere. Pentru aceast secven de comand, starea de comutaie este notat cu P, iar tensiunea la bornele sarcinii este egal cu Ui (Tabel I). ntre Tp i Tp ntreruptoarele S2 i S3 sunt comandate la nchidere, n timp ce S1 i S4 sunt comandate la deschidere. Starea de comutaie este notat cu N, iar tensiunea de ieire este egal cu -Ui.

Tabel I: Strile de comutaie i secvenele de comand pentru PWM-1.

Secvena de comand

Tensiunea de ieire

(us)

Starea de comutai

e S1 S2 S3 S4 Ui P 1 0 0 1 -Ui N 0 1 1 0

Sensul curentului determin dispozitivele semiconductoare active. De exemplu, dac S1 este comandat on i is este pozitiv, atunci curentul de sarcin va circula prin T1. Dac is este negativ, atunci curentul de sarcin va circula prin D1 (Fig.4). Tensiunea la bornele sarcinii se exprim n funcie de raportul de conducie :

( ) is UU = 12 (1)

Ui +

S1

S2

S3

S4

a) Starea P

A B

Ui +

S1

S2

S3

S4

b) Starea N

A B

Fig.4. Traseele curentului pentru strategia PWM-1.

Indiferent de cadran, chopperul continuu permite modificarea tensiunii i

a curentului prin sarcin. Pentru simularea structurii s-a considerat o sarcin RL conectat ntre bornele A i B (R=10, L=10mH, Ui=70V), iar frecvena de comutaie a fost impus la fp=500 Hz. Implementarea comenzii PWM-1 s-a


7

realizat n cadrul programului de simulare PSIM. In Fig.5 au fost reprezentate dou funcionri pentru chopperul 4Q: in cadranul I (Fig.5a, =0.8) i n cadranul III (Fig.5c, =0.2). Atunci cand curentul de sarcin este pozitiv, acesta poate s circule prin celula de comutaie S1-S2 prin T1 i D2 (Fig.5b). Dac curentul de sarcin este negativ, acesta poate s circule prin celula de comutaie S3-S4 prin T3 i D4 (Fig.5d). Se observ c tensiunea la bornele sarcinii are 2 niveluri (Ui i Ui), indiferent de cadranul de funcionare, iar frecvena aparent de comutaie este aceeai cu frecvena de comutaie a dispozitivelor semiconductoare (fp).

Fig.5. Rezultate ale simulrilor pentru strategia PWM-1 (R=10, L=10mH,

Ui=70V): a) tensiunea i curentul de sarcin ( =0.8), b) curenii prin T1 i D2 ( =0.8), c) tensiunea i curentul de sarcin ( =0.2), d) curenii prin T3 i D4 ( =0.2).

3.2. Strategia PWM-2 Strategia PWM-2 este o metod de comand cu trei niveluri de tensiune (Ui, 0, -Ui). Dac se dorete obinerea unei tensiuni pozitive de ieire (n valoare medie) ntreruptorul S1 va comuta cu frecvena de decupare fp, n timp ce S4 va fi nchis n permanen. Celelalte ntreruptoare (S2 i S3) sunt nchise n permanen. Durata de conducie a ntreruptorului S1 este egal cu Tp. In cazul funcionrii chopperului n cadranul I, la bornele sarcinii se obin nivelurile de tensiune Ui (starea de comutaie P) i 0 (starea de comutaie O1+) (Tabel II). n cazul funcionrii convertorului n cadranul II (valoarea medie a tensiunii este


8

pozitiv, iar curentul este negativ), la bornele sarcinii se obine un singur nivel de tensiune (Ui).

Tabel II: Strile de comutaie i secvenele de comand pentru PWM-2.

Secvena de comand

Tensiunea de ieire

(us)

Starea de comutai

e S1 S2 S3 S4 Ui P 1 0 0 1

O1+ 0 0 0 1 0 O2- 0 1 0 0 -Ui N 0 1 1 0

Dac se dorete obinerea unei tensiuni negative de ieire (n valoare medie) ntreruptorul S3 va comuta cu frecvena de decupare fp, n timp ce S2 va fi nchis n permanen. Celelalte ntreruptoare (S1 i S4) sunt nchise n permanen. Durata de conducie a ntreruptorului S3 este egal cu Tp. La bornele sarcinii se obin nivelurile de tensiune -Ui (starea de comutaie N) i 0 (starea de comutaie O2-) (Tabel II). n cazul funcionrii convertorului n cadranul IV (valoarea medie a tensiunii este negativ, iar curentul este pozitiv), la bornele sarcinii se obine un singur nivel de tensiune (-Ui). n Fig.6 se prezint traseele curentului de sarcin pentru strile de comutaie O1+ i O2-, atunci cnd convertorul funcioneaz n cadranul I (Fig.6a), respectiv n cadranul III (Fig.6b). Pentru starea de comutaie O1+ i curent de sarcin pozitiv, tensiunea la bornele sarcinii este zero, iar curentul circul prin T2 i D4. Pentru starea de comutaie O2- i curent de sarcin negativ, tensiunea la bornele sarcinii este zero, iar curentul circul prin T4 i D2. Starea de comutaie O1+ este specific nivelelor de tensiune superioare (Ui i 0+), n timp ce starea de comutaie O2- este specific numai nivelelor de tensiune inferioare (-Ui i 0-).

Ui +

S1

S2

S3

S4

a) Starea O1+

A B

Ui +

S1

S2

S3

S4

b) Starea O2-

A B

Fig.6. Traseele curentului pentru strategia PWM-2: a) starea O1+, b) starea O2-.

Atunci cnd S4=1, valoarea medie a tensiunii la bornele sarcinii este pozitiv:

is UU = (2)


9

Atunci cnd S2=1, valoarea medie a tensiunii la bornele sarcinii este negativ:

is UU = (3) Pentru simularea structurii chopperului continuu 4Q PWM-2 s-au

considerat aceleai condiii de funcioanare cu strategia PWM-1 (R=10, L=10mH, Ui=70V, fp=500 Hz). Pentru a obine aceeai valoare medie a tensiunii de ieire s-a ales gradul de modulare =0.6. n Fig.7 au fost prezentate dou funcionri PSIM diferite pentru convertor: n cadranul I (valorile medii ale tensiunii i curentului de sarcin sunt pozitive) (Fig.7a) i n cadranul III (valorile medii ale tensiunii i curentului de sarcin sunt negative) (Fig.7b). Din aceste rezultate se observ c frecvena aparent de comutaie la ieire este egal cu fp. Datorit celor trei niveluri de tensiune, ondulaiile curentului de sarcin sunt mai mici dect n cazul strategiei PWM-1.

3.3. Strategia PWM-3 Strategia PWM-3 este o metod de comand unipolar, fiecare celul fiind comandat independent. La ieirea convertorului se obin trei niveluri de tensiune (Ui, 0, -Ui) i o frecven aparent de comutaie egal cu 2fp. Secvenele de comand definesc 4 stri de comutaie (P, N, O1 i O2) (Tabel III). Strile de comutaie P (Ui) i N (-Ui) prezint aceleai secvene de comand cu strategiile PWM-1 i PWM-2. Celelalte stri de comutaie (O1 i O2) corespund nivelului de tensiune 0V i sunt specifice comenzii PWM-3. Secvenele de comand se obin utiliznd dou tensiuni de referin, de polaritate opus, cte una pentru fiecare celul de comutaie.

Fig.7. Rezultate ale simulrilor pentru strategia PWM-2 (R=10, L=10mH, Ui=70V): a) tensiunea i curentul de sarcin (=0.6, cadranul I), b) tensiunea i

curentul de sarcin (=0.6, cadranul III).

Tabel III: Strile de comutaie i secvenele de comand pentru PWM-3.


10

Secvena de comand

Tensiunea de ieire

(us)

Starea de comutai

e S1 S2 S3 S4 Ui P 1 0 0 1

O1 0 1 0 1 0 O2 1 0 1 0 -Ui N 0 1 1 0

Pentru starea de comutaie O1 ntreruptoarele S2 i S4 sunt nchise, n timp

ce S1 i S3 sunt comandate la deschidere. Spre deosebire de PWM-2, tensiunea la ieire este zero, indiferent de cadranul de funcionare. Traseele curentului de sarcin sunt prezentate n Fig.8a.

Pentru starea de comutaie O2 ntreruptoarele S1 i S3 sunt nchise, n timp ce S2 i S4 sunt comandate la deschidere. Tensiunea la bornele sarcinii este 0V indiferent de cadranul de funcionare.Traseele curentului de sarcin sunt prezentate n Fig.8b.

Ui +

S1

S2

S3

S4

a) Starea O1

A B

Ui +

S1

S2

S3

S4

b) Starea O2

A B

Fig.8. Traseele curentului pentru strategia PWM-3: a) starea O1, b) starea O2. Atunci cnd tensiunea de referin pentru celula 1 este pozitiv (uref1), valoarea medie a tensiunii la bornele sarcinii este pozitiv. Pentru celula de comutaie 2 se utilizeaz o tensiune de referin (uref2) n opoziie cu uref1. Valoarea medie a tensiunii la bornele sarcinii se calculeaz n funcie de raportul de conducie i tensiunea de alimentare:

is UU = (4) Atunci cnd tensiunea de referin pentru celula 1 este negativ, valoarea medie a tensiunii la bornele sarcinii este negativ. Tensiunea de referin pentru celula 2 este pozitiv, n opoziie cu uref1. Valoarea medie a tensiunii la bornele sarcinii se calculeaz astfel:

is UU = (5) Pentru simularea PSIM a structurii chopperului continuu 4Q PWM-3 s-au

considerat aceleai condiii de funcioanare cu strategiile PWM-1 i PWM-2 (R=10, L=10mH, Ui=70V, fp=500 Hz, =0.6). n Fig.9 au fost prezentate dou


11

funcionri pentru convertor: n cadranul I (Fig.9a) i n cadranul III (Fig.9b). Din aceste rezultate se observ c frecvena aparent de comutaie la ieire este egal cu 2fp, ceea ce reprezint un avantaj important al strategiei PWM-3. Datorit celor trei niveluri de tensiune i a frecvenei aparente de ieire dubl, ondulaiile curentului de sarcin sunt mai mici dect n cazul strategiilor PWM-1 i PWM-2.

Fig.9. Rezultate ale simulrilor pentru strategia PWM-3 (R=10, L=10mH,

Ui=70V, fp=500 Hz): a) tensiunea i curentul de sarcin (=0.6), b) tensiunea i curentul de sarcin (=-0.6).

3.4. Strategia PWM-4 Strategia PWM-4 este tot o metod de comand unipolar, fiecare celul fiind comandat independent. Aceast comand prezint aceleai performane cu strategia PWM-3. Astfel, la bornele sarcinii se obin, de asemenea, trei niveluri de tensiune (Ui, 0, -Ui) i o frecven aparent de comutaie egal cu 2fp. Secvenele de comand definesc aceleai 4 stri de comutaie (P, N, O1 i O2) ca n cazul strategiei PWM-3 (Tabel III). Strile de comutaie P i N corespund nivelelor de teniune Ui i -Ui. Pentru obinerea nivelului de tensiune 0V se utilizeaz strile de comutaie O1 i O2. Dei strile de comutaie (secvenele de comand) sunt aceleai cu strategia de comand PWM-3, modalitatea de obinere a lor este diferit. Pentru obinerea secvenelor de comand se utilizeaz dou unde purttoare n opoziie i o singur tensiune de referin. Curentul de sarcin circul prin ntreruptoare n funcie de secvenele de comand ale acestora. Pentru a vizualiza aceste trasee se poate utiliza exemplul prezentat n Fig.8. Atunci cnd tensiunea de referin este pozitiv (uref>0), valoarea medie a tensiunii la bornele sarcinii este pozitiv:

is UU = (6) Atunci cnd tensiunea de referin este negativ (uref


12

is UU = (7) Pentru simularea structurii chopperului continuu 4Q PWM-4 s-au

considerat aceleai condiii de funcioanare cu celelalte strategii (R=10, L=10mH, Ui=70V, fp=500 Hz, =0.6). n Fig.10 au fost prezentate dou funcionri pentru convertor: n cadranul I (Fig.10a) i n cadranul III (Fig.10b). Din aceste rezultate se observ c frecvena aparent de comutaie la ieire este egal cu (2fp), ceea ce reprezint un avantaj important al strategiei PWM-4. Datorit celor trei niveluri de tensiune i a frecvenei aparente de ieire dubl, ondulaiile curentului de sarcin sunt mai mici dect n cazul strategiilor PWM-1 i PWM-2.

Performanele acestei strategiei PWM-4 sunt asemntoare cu cazul PWM-3, dar modalitatea de implementare a comenzii este diferit.

Fig.10. Rezultate ale simulrilor pentru strategia PWM-4 (R=10, L=10mH, Ui=70V, fp=500 Hz): a) tensiunea i curentul de sarcin (uref>0), b) tensiunea i

curentul de sarcin (uref

Modelare PSIM

E +

T

D us

+ -

t

t

T 1 0

iSconst

R

iS

H

iS

t

us Ui 0

H

iSconst

L Driver

Studiul comenzii directe aplicaie chopper de tensiune continu.


1

CURS 9

Cap.4 INVERTOARE CU COMANDA NE-MODULATA

4.1 GENERALITI

Invertoarele sunt convertoare statice de putere care transform energia de curent continuu n energie de curent alternativ. Ele transform o surs de tensiune (sau curent) continu ntr-o surs de tensiune (sau curent) alternativ, de amplitudine sau/i frecven reglabil. Invertoarele sunt utilizate ca surse de tensiune alternativ pentru alimentare n cazul cderii (defectrii) reelei de distribuie sau pentru alimentarea i reglajul vitezei mainilor electrice. n funcie de domeniul de aplicabilitate, dispozitivele semiconductoare de putere utilizate n cadrul invertorului pot fi cu comutaie natural (tiristorul convenional) sau cu blocare pe poart (ex: TB, MOSFET, IGBT, GTO etc). Invertoarele cu tiristoare sunt numite cu comutaie forat deoarece sunt necesare circuite speciale pentru blocarea dispozitivelor semiconductoare. Aceste circuite conin condensatoare i/sau bobine pentru stocarea energiei, necesare materializrii fenomenului de blocare.

Invertoarele pot fi clasificate dup mai multe criterii, i anume: Dup numrul fazelor tensiunii de ieire:

-invertoare monofazate; -invertoare trifazate;

Dup tipul de surs de alimentare pe care l materializeaz: -surs de tensiune, dac sursa de alimentare menine la intrarea invertorului o tensiune constant; la ieirea invertorului se comut tensiunea, iar forma curentului de ieire este impus de sarcin atunci convertorul n cauz este un invertor de tensiune; -surs de curent, dac sursa de alimentare menine la intrarea invertorului un curent constant; la ieirea invertorului se comut curentul, iar forma tensiunii de ieire este impus de sarcin atunci convertorul n cauz este un invertor de curent; invertoarele de curent sunt mult mai puin folosite dect cele de tensiune i anume doar n cazul reglajului regimurilor de funcionare ale motoarelor de foarte nalt tensiune;

Dup sursa care alimenteaz invertorul: -cu alimentare constant, din baterii de acumulatori, redresoare necomandate cu filtre sau bobine de netezire, linie de tensiune continu; -cu alimentare variabil, din choppere sau redresoare comandate cu filtre sau bobine de netezire;

Dup numrul nivelurilor de tensiune la ieire: -cu dou niveluri;


2

-multinivel.

Urmtoarele seciuni sunt consacrate studiului invertorului monofazat si trifazat de tensiune cu unda dreptunghiulara, convertor static de putere care poate s funcioneze drept surs separat de tensiune capabil s furnizeze putere de c.a. spre o sarcin (fie aceasta reea sau motor electric).

Frecvena tensiunii n circuitul conectat la ieirea invertorului static este determinat de viteza cu care dispozitivele semiconductoare sunt comandate (s intre n conducie-on sau s se blocheze-off). Prin intermediul circuitului de comand este posibil aadar modificarea frecvenei tensiunii alternative de ieire. Astfel, datorit comutaiei, formele de und ale tensiunii i curentului obinute la ieire sunt nesinusoidale i pot afecta performanele sarcinii. Cnd frecvena tensiunii de ieire este reglat n gam mare nu este posibil filtrarea armonicilor. Din acest motiv este necesar ca formele de und pe partea de c.a. s aib un coninut armonic ct mai redus. Cnd invertorul alimenteaz un motor de c.a. tensiunea de ieire trebuie s fie modificat concomitent cu frecvena, meninnd astfel condiiile magnetice proprii mainii. Tensiunea de ieire este n consecin un factor esenial n sistemele de conversie static avnd frecven variabil n circuitul de ieire.

Invertorul de tensiune prescurtat i VSI de la denumirea din limba englez (Voltage Source Inverter) poate s fie alimentat cu putere de c.c. i de la o baterie. Totui, n cele mai multe aplicaii industriale invertorul este alimentat de la un redresor iar configuraia obinut poart denumirea de convertor static de frecven cu circuit intermediar de c.c. (convertor indirect de frecven). La bornele de intrare ale invertorului este conectat un condensator de filtrare de capacitate mare care pstreaz tensiunea constant n circuitul intermediar de c.c. Invertorul este deci o surs de tensiune de frecven variabil, tensiunea sa de ieire fiind independent de ncrcarea n sarcin.

4.2 INVERTORUL MONOFAZAT N SEMIPUNTE Schema electric de principiu a invertorului n semipunte este prezentat

n Fig.1. Punctul O este punctul median al sursei de alimentare obinut prin intermediul celor dou condensatoare C. Avem :

dCC Uuu =+ 21 (1) de unde :

dtdu

dtdu CC 21 = (2)

i


3

CC

CC

C idtduCi

dtduCi ==== 2211 (3)

adic un condensator se ncarc i altul se descarc cu acelai curent iC.

Ud C

L R

us is

+

D1

D2

T1

T2 C

iC1

iC2

ii i1

i2

O A

uC1

uC2

Fig.1 Invertorul monofazat n semipunte.

Teorema lui Kirchoff I n nodul O ne permite s scriem :

12 CCs iii = (4) i

Cs ii = 2 (5) Deci curentul care ajunge la punctul median O este dublul curentului care

circul prin braul divizorului capacitiv. Cnd T1 este comandat on, avem urmtoarele relaii ntre cureni :

CCCCsCi iiiiiiii =+=+=+= 211 (6) Tinnd cont de rel.(5) avem :

is ii = 2 (7) Cnd T2 este comandat on, avem urmtoarele relaii ntre cureni :

CCCCsCCi iiiiiiiiii ====+= 2222 (8) apoi : is ii = 2 (9)

Dac se conecteaz n circuitul de sarcin un generator de curent sinusoidal cu defazaj inductiv , se obin formele de und prezentate n Fig.2.


4

Ud/2

us

2/Is

t

t

t

i1

0

-Ud/2 is

/ ii

uT1 Ud

T1 on T2 on

sI t

t D1 D2 T2 T1 D1

sI

Fig.2 Forme de und pentru invertorul monofazat n semipunte.

4.3 INVERTORUL MONOFAZAT DE TENSIUNE N PUNTE

n Fig.3 este prezentat configuraia de baz a invertorului monofazat n punte. Schema prezentat conine tranzistoare, dar funcionarea de baz a invertorului este independent de tipul dispozitivului semiconductor de putere folosit.

Fiecare dintre tranzistoare permite conducia curentului de la colector spre emitor, iar diodele redresoare de putere montate n antiparalel permit conducia curentului n sens invers. Aceste diode de regim liber sunt caracteristice invertoarelor de tensiune, furniznd o cale invers pentru curentul de sarcin. n acest mod se poate recupera dinspre invertor spre sursa de c.c energia nmagazinat n inductorul circuitului de sarcin.


5

Sarcina

-

T1

T2

O

id

A B

a)

+

Ud

C

C

D1

D2

is

T3

T4

D3

D4

Sarcinak1

A BO

b)

+

Ud

C

C

-

id

k2

k3

k4

Fig. 3 Invertorul monofazat-configuraiile de baz: a) circuit n punte, b) circuit echivalent n punte folosind ntreruptoare mecanice ideale.

4.3.1 Formele de und ale tensiunii de ieire n funcionarea normal (Fig.4.a, b) sunt comandate simultan tranzistoarele

T1 i T4 n contratimp cu tranzistoarele T2 i T3. Durata dintre dou comenzi succesive de intrare n conducie a perechii T1 i T4 este radiani sau 180el.. Asemntor pentru perechea T2 i T3, durata dintre dou comenzi este tot 180el..

Neglijnd cderea de tensiune n starea de conducie, terminalul A al sarcinii este conectat alternativ spre borna pozitiv (cnd conduc T1, T4) i negativ (cnd conduc T2 T3) a sursei de tensiune continu. Analog, terminalul B al sarcinii este conectat la borna pozitiv a sursei de tensiune continu cnd conduc T2 i T3, respectiv

curs electronica de putere

Documents