torok- electronica de putere

7/28/2019 Torok- electronica de putere

1/103

1.2 DIODA SEMICONDUCTOARE DE PUTERE.

1.2.1 STRUCTUR.

n fig.1.13 este prezentat o seciune longitudinal prin structura unei diode de putere,grosimile straturilor fiind cele tipice.Stratul p+, numit stratul anodului, este nalt impurificat,1019/cm3, iar stratul n+, numit stratul catodului, tot cu 1019/cm3. Stratul n-, cu o impurificare

redus,1014/cm3 , are rolul discutat n capitolul anterior, grosimea d fiind variabil, n funcie detensiunea invers necesar. Simbolul diodei, acelai cu al diodei de semnal, este prezentat infig.1.14, cei doi electrozi, anod i catod, fiind simbolizai prin literele A, respectiv K.

1.2.2 CARACTERISTICA STATIC.

Caracteristica static reprezint dependena dintre curentul care trece prin diod nfuncie de tensiunea la bornele acesteia. Caracteristica are dou ramuri: n cadranul unu pentru

polarizare directi n cadranul trei pentru polarizare invers (fig.1.15).Pentru polarizarea direct,ca urmare a prezenei stratului n-, caracteristica static se aproximeaz printr-o dreapt pentrutensiuni vF> VTo, VTo fiind numit tensiune de prag. Ea reprezint tensiunea peste valoarea creia

se amorseaz conducia prin diod. Pentru majoritatea diodelor deputere 0,7 VTo 1V, sensibil mai mare ca la o jonciune pnobinuit. Poriunea pentru tensiuni vVTo nu intereseaz d.p.d.v.al aplicaiilor. Un punct de funcionare oarecare F estecaracterizat prin perechea IFi VF interesnd n aplicaii din douconsiderente. Primul se refer la cderea de tensiune pe diod,care, pentru variaii ale curentului n limite admisibile, poatecpta valori maxime de 1,4 1,6 V, indicnd faptul cmodificarea cderii de tensiune VF este relativ redus, iarrezistena diodei n sens direct redus ca valoare , de ordinul m.Cel de al doilea aspect se refer la pierderea de putere n diod

FFF ivP = (1.9)

care va determina regimul termic al jonciunii. Ecuaia indic faptul c regimul termic este

determinat esenial de curentul iFprin dioda, ntruct vF se modific relativ puin.

Fig.1.13 Seciune printr-o Fig.1.14 Simbolul diodei.diod de putere.

Fig.1.15 Caracteristica static.


2/103

ELECTRONIC DE PUTERESIACTIONARIREGLABILE10

Ramura caracteristicii statice pentru polarizare invers este caracterizat prin dou mrimi. Pentru

BRF Vv < , curentul invers prin diod are o valoare constant, IRM ,

fiind determinat de curentul invers de saturaie. Valoarea acestuicurent depinde de mrimea diodei, avnd valori de la zeci de A

pn la zeci de mA, IRM fiind cu att mai mare cu ct curentulnominal al diodei este mai mare. Corespunztor valorii IRM,rezistena n sens invers, ROFF , are valori de ordinul zecilor de M.Atingerea tensiunii VBR, tensiune de prbuire invers, conduce ladeteriorarea ireversibil a diodei.Rezult c la polarizarea invers

puterea disipat pe diod este nesemnificativ, n timp ceinegalitatea BRF Vv < este esenial pentru integritatea diodei. La

nivelul caracteristicii ideale,diod fr pierderi, fig.1.16, dioda secomport ca un ntreruptor ideal, pentru v > 0 fiind nchis, iar

pentru v < 0 fiind deschis. In aplicaiile din electronica de putere, unde curenii i tensiunile sunt

de ordinul sutelor sau miilor de amperi i voli, caracteristica ideal aproximeaz destul de binecaracteristica real.

1.2.3 CARACTERISTICI DINAMICE.

Comutaia cuprinde dou regimuri: trecerea din stare blocat n stare de conducie iinvers. Variaiile curentului iF i tensiunii vF n funcie de timp pentru aceste regimuri reprezintcaracteristicile dinamice ale diodei. Caracteristicile de comutaie intereseaz din urmtoarele

motive: mrimea timpului de intrare n conducie, notat prin tON, i a

timpului de ieire din conducie (blocare), tOFF;

apariia supratensiunilor sau supracurenilor ; pierderile de putere n diod generate de aceste regimuri.

n fig.1.17 este prezentat circuitul n care este inclus dioda, iarn fig.1.18 caracteristicile de comutaie corespunztoare.Se consider cla momentul t=0 dioda este polarizat invers cu o tensiune VR, care seregsete integral n bariera de potenial, adic pe stratul n-. La t > 0tensiunea -VR este modificat sub form de treapt la +V. n primulinterval, t1, sarcina spaial, stocat n stratul n

- ca urmare a tensiuniiinverse VR , este recombinat prin creterea curentului iF n sens direct. Cnd aceast sarcineste anihilat, jonciunea capt polarizare direct i ncepe injecia de purttori de sarcin nstratul de srcire. n acest interval gradientul de curent diF/dt este, n general, determinat de

proprietile sarcinii, respectiv de inductivitatea acesteia, fiind mult mai mic dect cel maximadmis de diod.n intervalult2 sarcina spaial din stratul n

- crete, ca urmare a injeciei de purttori, la valoarea de regimstaionar . Valoarea tipic a timpuluide intrare n conducie,

1 2ONt t t= + (1.10)

este de ordinul microsecundelor. Pierderile de putere pe diod n intervalul tON sunt relativ marica urmare a valorilor apreciabile ale curentului IFi tensiunii VF . Datorit valorii reduse a lui tONenergia disipat n diod este ns redus. Dac dioda funcioneaz la frecvene de comutaie micienergia disipat pe tON este nesemnificativ n raport cu cea de regim staionari se neglijeaz n

calculul regimului termic. Pentru funcionarea la frecvene mari cele dou energii devincomparabile i ca urmare se iau n consideraie ambele componente. Comutaia din starea de

Fig.1.17 Circuit pentruanaliza regimurilordinamice.

Fig.1.16 Caractersiticastatic ideal.


3/103

ELECTRONIC DE PUTERE 11

conducie n starea de blocare ncepe cu intervalul t3 prin modificarea tensiunii de alimentare de la

+V la VR . n intervalul t3 , ca urmare a inversrii tensiunii curentul se micoreaz cu un gradientdiR/dt determinat de proprietile sarcinii i sursei, la fel ca pe intervalul t1. Tensiunea pe diodrmne la valoarea VFON ca urmare a sarcinii stocate n straturile diodei n starea de conducie.Pentru obinerea strii de blocare, prin refacerea barierei de potenial, este necesar ca sarcinaspaial din jonciune, care a constituit suportul curentului n sens direct, s se recombine ianihileze. Acest lucru se realizeaz n intervalul t4 prin inversarea sensului curentului prin

jonciune. La sfritul intervalului t4 procesul de recombinare diminueaz ca urmare a faptului,cea mai mare parte a sarcinii spaiale din straturi fiind recombinat. Ca urmare curentul invers se

micoreaz tinznd spre cel invers de saturaie IRM . La sfritul intervalului t5 se poate considerac bariera de potenial i capacitatea de blocare pentru tensiuni inverse au fost realizate. Intervalulde timp

54 tttrr += (1.11)

se numete timp de restabilire invers, fiind o mrime cu importan deosebit n electronica deputere.Dup valoarea timpului de restabilire invers, trr, diodele de putere se mpart n doucategorii: diode standard sau de reea, pentru care trr 10 sec; diode rapide sau de comutaie, pentru care trr este cuprins ntre 0,2 1sec.Timpul total al blocrii conduciei are valoarea

fOFF tttt ++= 53 (1.12)

i este sensibil mai mare dect trr, depinznd de t3 , deci de proprietile circuitului. La sfritulintervalului t4 are loc o modificare spectaculoas a gradientului de curent diR/dt, corespunztor

punctului A din fig.1.18. Aceast modificare, prin fenomenul de autoinducie din inductivitilecircuitului, produce creterea brusc a tensiunii inverse la valoarea VRM. Mrimea acesteia precumi gradientul de cretere pot afecta integritatea diodei. DacVRM > VBR , dioda se strpunge n sensinvers. Gradientul dvR/dt poate produce efecte secundare n capacitile parazite din jonciune prinapariia unor cureni necontrolai. Meninerea tensiunii VRM la valori mai mici dect VBR se asigurfie prin proiectare, fie prin prevederea unor circuite speciale de protecie, care reduc att VRM ct

i gradientul dVR/dt. Puterea disipat n diod are valori mai mari n intervalul tf, ca urmare a

Fig.1.18 Caracteristicile dinamice ale diodei.


4/103


valorilor relativ mari ale curentului invers i tensiunii. Luarea n consideraie a pierderilor deputere are aceleai aspecte ca n cazul intrrii n conducie.

1.2.4 PARAMETRI DE CATALOG PENTRU DIODE.

Lund ca referin notaiile din fig.1.17 se definesc urmtorii parametri:a) Curentul instantaneu iF cu o variaie oarecare, depinznd de sursa de alimentare i sarcin.

b) Curentul mediu pe o perioad definit prin

=T

FFAV ttiT

I0

d)(1

(1.13)

Astfel pentru variaia curentului din fig.1.19, caracteristic unei alimentri sinusoidale,

==2/

0

2dsin2

1 TFAV

IttI

TI

(1.14)

c) Valoarea efectiv a curentului definit prin

=T

FFRMS ttiT

I0

2 d)(1

(1.15)

Pentru exemplul din fig.1.19 valoarea efectiv este

[ ]2

dsin21 2/

0

2 IttI

TI

T

FRMS == (1.16)

Curentul direct mediu maxim, numit i nominal, IFAVM, reprezint valoarea medie maximpermis pentru o diod corespunztor unui curent direct, de formsinusoidal sau dreptunghiular, cu o durat de conducie de

jumtate de perioad i care determin o nclzire a diodeiadmisibil.e) Valoarea de vrf maxim admisibil a curentului direct IFSMeste constituit de valoarea de vrf a unei semialternanesinusoidale cu durata de 10 msec. IFSM este indicat n cataloage

pentru temperatura maxim a jonciunii cnd are valoareaminim.

f) Integrala de curent I2t reprezint valoarea maxim a energiei care poate fi suportat de diod,corespunztor curentului IFSM, pe o duratt1 = 10 msec.

g)Curentul invers maxim IRRM, definit n fig1.18.h)Tensiunea direct maximVFM este tensiunea pe diod n sens direct pentru un anumit curentdirect i temperatur

i)Tensiunea invers de vrf repetitivVRRM, reprezentnd cea mai mare tensiune invers ce sepoate aplica n mod repetat, periodic, fr a pereclita integritatea diodei.

j)Temperatura de funcionare a jonciunii j , reprezentnd gama de temperaturi n care diod esteapt de funcionare.Exist o limit maxim, jM , cuprins, n funcie de firma care produce dioda,ntre 125C i 150C.k) Rezistenele termice de transfer ale cldurii dinspre jonciune spre exterior. Se definesc trei

rezistene termice: rezistena termic jonciune-capsul, Rthjc, msurabil n C/W ;

rezistena termic capsul-radiator, RthCR;

Fig.1.19 Calculul curenilor.


5/103

ELECTRONIC DE PUTERE 13

rezistena termic suplimentar jonciune-capsul, R, care depinde de formacurentului, sinusoidal sau dreptunghiular, i durata a acestuia pe o perioad.

1.2.5 REGIMUL TERMIC AL DIODELOR.

Pentru orice diod se indic ca dat nominal temperatura maxim admisibil ajonciunii, jM. Pstrarea integritii diodei n orice regim de funcionare implic nedepireaacestei temperaturi.Temperatura de la un moment dat a unei diode este determinat de mai mulifactori. Pe de o parte de sursa care produce nclzirea, reprezentat de pierderile de putere caurmare a trecerii curentului n sens direct sau invers. O parte din cldura produs senmagazineaz n structura diodei, capsul i radiator, iar alt parte se transmite spre mediulexterior. Transmitarea cldurii spre mediu se face prin cele trei modaliti: conducie, convecie iradiaie. n cele mai multe din aplicaiile industriale, cu rcire cu aer, convecia este predominat.Se consider cazul cel mai frecvent cnd dioda este montat pe un radiator, iar rcirea se face princonvecia natural sau forat a aerului. Pierderile de putere n jonciune, Pj, se furnizeaz de

fabricani n funcie de valoarea medie a curentului n sens direct, forma, sinusoidal saudreptunghiular, i durata a impulsului de curent. O astfel de evaluare este prezentat nfig.1.20, pentru un regim n impuls dreptunghiular cudurata . Curentul IFAV la care poate funciona dioda estelimitat superior prin linia ntrerupt cu RMS, carereprezint valoarea efectiv maxim admis de diod. Odiagram asemntoare este data n cataloage pentruimpulsuri sinusoidale. n regim staionar diferitele priale ansamblului diod-radiator ajung n regim

permanent, adic la temperaturi constante, ntreagacldur produs n jonciune evacundu-se spre mediulexterior.

Prin analogie cu circuitele electrice, serealizeaz o schem echivalent termic, fig.1.21, unde:

rezistenele termice sunt echivalente rezistenelorelectrice;

puterea disipat prin generator de curent electric; temperaturile prin tensiuni i poteniale electrice.

n fig. 1.21 j, C, R i A sunt temperaturile jonciunii, capsulei, radiatorului i mediuluiambiant, iarRthRA rezistena termic radiator-aer.

Determinarea temperaturii jonciunii j pentru o funcionare dat se face dup

+= thJAj RP , (1.17)unde

JC CR RAth th th thR R R R R= + + + (1.18)

Fig.1.20 Pierderile deputere n diod.

Fig.1.21 Schema echivalent pentru regimul termicpermanent.


6/103


n cazul lucrului n frecvene nalte, peste 1kHz pierderile de putere provocate de comutaiile ON-OFFi OFF-ON nu se mai pot neglija i se introduc n calcul.

1.2.6 ALEGEREA DIODELOR.

Alegerea diodelor utilizate ntr-un convertor se face din dou puncte de vedere, n curenti tensiune.n curent alegerea const n adoptarea unei diode cu un curent nominal

FAVM S FAVI k I , (1.19)

unde IFAV este curentul mediu prin diod , valoarea lui depinznd de tipul i schema convertorului,iar kS coeficient de suprasarcin admisibil.n tensiune alegerea const n stabilirea tensiuniiinverse repetitive maxime, VRRM, dup

( ) RWRRM VV 5,2....5,1 , (1.20)

unde VRW este tensiunea invers de vrf maxim ce poate apare pe diod n mod repetat.

Multiplicarea tensiunii VRW cu 1,5 . . . 2,5 are n vedere supratensiunea de comutaie ce apare nprocesul de blocare i eficiena circuitului de protecie la supratensiuni interne. Astfel dac seprevede un circuit de protecie la supratensiuni se iau valorile mici, iar n cazul absenei acestuicircuit, situaie mai des ntlnit n practic, valorile mari. Att pentru IFAVM ct i pentru VRRMvalorile sunt standardizate. Dac pentru IFAVM valorile nominale sunt diferite n funcie de firma

productoare, pentru VRRM se fabric diode cu tensiuni n trepte de 100V. Dup alegerea diodei seface verificarea termic n regim staionar avndu-se n vedere funcionarea la o temperatur deregim a jonciunii ct mai aproape de jM. Verificarea termic are n vedere fie calculareatemperaturii jMpentru un radiator ales, fie alegerea radiatorului pentru a se asigura funcionareact mai aproape de jM


7/103

1.3 TIRISTORUL.

Tiristorul este un dispozitiv semiconductor de putere cu o mare capacitate n curent i

tensiune i posibilitatea de comand a intrrii n conducie. Uneori acest tiristor este denumit SCR redresor semiconductor cu control (semiconductor controlled rectifier).

1.3.1 STRUCTUR.

Tiristorul este construit ntr-o structur cu patru straturi i trei electrozi (fig.1.22). Stratul

anodului este de tipul p+ cu o impurificare de 1019 /cm3. Stratul catodului este de tipul n+ cu oimpurificare asemntoare.Stratul porii, p2, are o impurificare medie de 10

17/cm3. Al patrulea strat permanent este n- , cu o impurificare de 1013 1014/cm3 , avnd acelai rol cu stratul similar de la diode. Suplimentar este

prevzut stratul p, care mpreun cu p+

formeaz stratul anodului i careconfer proprietile tiristorului.n ceea ce privete seciunea transversal aunui tiristor, acesta este de obicei circular, cu diametre pn la 10 cm iridic probleme deosebite privimihai33nd realizarea ansamblului poart-catod astfel nct amorsarea conduciei s se fac simultan n toat seciunea.

1.3.2. POLARIZARE.

Considernd poarta izolat, polarizarea tiristorului se poate face direct, + pe A i pe K,sau invers, polaritile fiind evident inversate. n primul caz jonciuneaJ 2, de tip n

-p, fig.1.22,este polarizat invers i valoarea tensiunii posibil de aplicat depinde de grosimea stratului n-, lafel ca la diode.n cazul al doilea, jonctiunileJ 3iJ 1 sunt polarizate invers. JonciuneaJ 3, de tip n+p, va asigura o barier redus, n timp ceJ 1 , de tip n

-p, va asigura o tensiune de aceeai mrimeca in cazul polarizrii directe.Rezult c tiristorul poate suporta tensiuni inverse i directe deaceeai mrime, fiind realizate uniti pentru tensiuni de ordinul miilor de voli.

1.3.3. CARACTERISTICA STATIC.

Se consider tiristorul alimentat de la sursa U i avnd o rezisten de sarcin R(fig.1.24). Caracteristica static, fig.1.25, este dependena dintre curentul prin tiristor, iT, itensiunea anod-catod, uT. Pentru polarizare direct i n absena curentului de poart, iG = 0,

caracteristica static este furnizat de curba 1. Se constat trei lucruri:

Fig.1.22 Structura unui tiristor.

Fig.1.23 Simbolultiristoarelor


8/103

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE16

o cretere a curentului direct, nesemnificativ ca valoare, odat cu creterea tensiunii anod-catod;

intrarea n conducie fr comand, iG=0, dac tensiunea anod-catod depete valoarea

tensiunii UBD, numit de prbuire n sens direct, ca fiind tensiunea maxim admis de tiristorla polarizarea direct;

cu ct tensiunea anod-catod este mai mic, curentul de poart necesar pentru intrarea nconducie este mai mare, iG3 > iG2 > iG1=0

Intrarea n conducie controlat prin iG 0 se realizeaz printr-un proces deautoamorsare, punctul de funcionare deplasndu-se rapid de pe ramura 2 pe ramura 3, pentrufuncionare n conducie, ntr-un punct stabil F. Pe aceast caracteristic sunt dou valori decurent care prezint interes: IL , curent de amorsare, ca fiind valoarea de curent iT peste care are loc procesul de

autoamorsare; IH , curent de meninere, ca valoare minim a curentului iT pentru care, tiristorul amorsat fiind,

rmne n conducie chiar n absena curentului de poart.Caracteristica static pentru polarizare invers este situat n cadranul 4 fiind caracterizat prindou mrimi: IRM curentul invers de saturaie, generat de purttorii minoritari, cu aceeai semnificaie i

mrime ca la diode; VBR, tensiunea de prbuire n sens invers, ca fiind valoarea de tensiune la care are loc

amorsarea unei conducii de avarie n sens invers, fr limitarea curentului, semnificaia fiindaceeai ca la diode.

Caracteristica static pentru starea de conducie, curba 3, este liniar, din aceleai considerente cala diode, cu diferena c tensiunea anod-catod VON este mai mare ca la diode putnd lua valori

ntre 1,1 . . . 2,1 V.

1.3.4. AMORSAREA CONDUCIEI.

Tristorul poate fi echivalat prin dou tranzistoareT1 iT2 conectate ca n fig.1.26.T1,tranzistorpnp, este format din straturile p+n-p, iarT2 , npn, de straturile n

-pn+. Se considercircuitul anod-catod alimentat de la sursa EA , iar cel de poart de la sursa EG cu polaritile dinfig.3.7.

Circuitul baz-emitor al luiT2 este polarizat direct,

GB ii =2 (1.21)

Fig.1.24 Schema de alimentare. Fig.1.25 Caracteristica static.


9/103

ELECTRONICA DE PUTERE 17

TranzistorulT2 este polarizat pentru conducie i electronii din emitorul su se vor regsin colector sub forma curentului de colector

2Ci , susinut de sursa EA.

Dar

21 CBii = (1.22)

i deci i tranzistorulT1 este polarizat pentru intrarea n conducie,aprnd curentul de colector

1Ci , pe seama golurilor injectate din

emitor n colectorul acestuia. Consecina este creterea curentului debaz al tranzistoruluiT2 la valoarea

12

'CGB iii += , (1.23)

care produce o nou cretere a lui2C

i , respectiv1B

i i2B

i . Astfel

apare, ca urmare a reaciei pozitive declanate, o cretere rapid acurentului prin dispozitiv, procesul numindu-se amorsare aconduciei, punctul de funcionare trecnd pe caracteristica 3,fig.1.25, ntr-un timp de ordinul microsecundelor. TranzistoareleT1iT2 fiind n zona activ se

pot scrie relaiile:

,22

1

22

111

COEC

COEC

Iii

Iii

+=

+=

(1.24)

unde ICO1i ICO2 sunt curenii de colector ai celor dou tranzistoare, pentru baze nepolarizate iavnd valori nesemnificative, iar1 , 2 de forma

+=

1, (1.25)

undeeste factorul de amplificare n curent al tranzistorului,

B

C

i

i= (1.26)

Din fig.1.25 se poate scrie c

1ET ii = (1.27)

i

GTEK iiii +== 2 . (1.28)Prelucrnd relaiile anterioare rezult

( )21212

1

+

++= COCOGT

IIii (1.29)

Relaia (1.28) indic modul de realizare al structurii tiristorului astfel nct s se realizezeamorsarea conduciei. Astfel n stare blocat, trebuie ca

121


10/103


121 + , (1.31)

astfel nct iT s creasc foarte mult, atingnd valoarea de regim staionar.Cretereacoeficientului 1 este generat de transformarea stratului de srcire n

- ntr-un strat de tip n pemsur ce tensiunea anod-catod crete. Acest lucru determin ca grosimea bazei tranzistoruluiT1,

format din stratul n- transformat n n, s se reduc substanial, producnd creterea lui 1. Pe dealt parte, tot ca urmare a creterii tensiunii anod-catod, are loc o extensie a stratului n- n stratul

porii p, reducnd de asemenea grosimea acestuia, adic a bazei tranzistoruluiT2, deci o cretere alui 2. Conectarea celor dou tranzistoare astfel nct s aib loc reacia pozitiv descris mai sus,face ca ntre anod i catod s se nchid un curent suficient de mare care s menin cele doutranzistoare n saturaie, chiar dup anularea curentului de poart. Desfurarea procesului deamorsare conduce la concluziile:amorsarea conduciei necesit injectarea unui curent IG>0 n

jonciunea poart-catod; dup amorsarea conduciei, curentul de poart se poate anula, permindo comand de tip impuls; ntreruperea conduciei prin tiristor se poate realiza numai prinmicorarea curentului IT sub valoarea curentului de meninere IH.

1.3.5. CARACTERISTICI DINAMICE.

Caracteristicile dinamice se refer la procesele de intrare i ieire din conducie avnd caobiect: timpii de comutare, supratensiuni sau supracureni i pierderile de putere. Se considertiristorul nglobat n schema din fig.1.27, unde u(t) este o tensiune sinusoidal, iar sarcina R+L

este caracterizat printr-o bobin de valoare foarte mare nct practic se constituie ntr-ungenerator de curent constant I0. Variaia principalilor parametri din circuit este prezentat nfig.1.28, considernd c aplicarea curentului de poartIG la t = 0, coincide cu valoarea maxim atensiunii u(t). n primul interval de timp, td timp de ntrziere, tiristorul rmne n stare blocatca urmare a faptului c injecia de purttori de sarcin n exces datorat lui IG, rmne la nivelulstratului p2, n vecintatea metalizrii porii, i ncepe s creasc suma 1+2. Cnd 1+2 1ncepe injecia de electroni din n+ n p2 i de goluri din p

+ n n-, n zona central a tiristoruluiaprnd un exces de purttori care va permite amorsarea curentului iT. Curentul iT crete, cu ungradient determinat de sarcina din anodul tiristorului, n timpul tri. In acelai timp, ca urmare adensitii mari de purttori de sarcin din zona central conductivitatea acestei zone crete mult itensiunea anod-catod scade repede.La sfritul intervalului tri, purttorii de sarcin din zona

central continu s se rspndeasc spre zonele laterale ale seciunii tiristorului, tensiunea anod-catod descrescnd pe intervalul tfv mult mai lent, la sfritul cruia densitatea de purttori de

Fig.1.27 Cicuit pentru analizaregimului dinamic.

Fig.1.28 Procesul de intrare nconducie.


11/103


sarcin se uniformizeaz n ntreaga seciune, tensiunea anod-catod atingnd valoarea de regimstaionarVON. Timpul de intrare n conducie este dat de

fvridON tttt ++= (1.32)

i are valori de pn la 10 sec pentru tiristoarele lente, de reea, i de 1-2 sec pentrutiristoarele rapide. Pierderile de putere la intrarea n conducie sunt relativ mari pe intervalul tri +tfv , cnd att curentul ct i tensiunea au valori relativ mari. Dac frecvena de comutaie esteredus, cazul tiristoarelor lente, energia dezvoltat n tiristor este nesemnificativ n raport cu ceadin stare de conducie i se neglijeaz n calculul termic.Pentru tiristoarele rapide, energiacumulat nu mai poate fi neglijati se ia n consideraie n acelai mod ca la diode.

Procesul de ieire din conducie decurge nmod asemntor ca la diode, fiind provocat deinversarea polaritii tensiunii de alimentare. Un

proces standard de ieire din conducie esteprezentat n fig.1.29. Intervalele t, tsi tfau aceeaisemnificaie de la diode. Apare suplimentarintervalul de timp tq necesar tiristorului pentru acpta capacitatea de blocare la aplicarea unortensiuni anod-catod pozitive.

Dac naintea epuizrii intervalului tq seaplic o tensiune pozitiv cu un gradient relativmare tiristorul reintr n conducie n sens direct,fr a fi comandat pe poart. Pentru tiristoarelelente, tq = 300 sec,n timp ce pentru cele rapide are

valori mult mai mici, n jur de 10sec. Timpul deblocare al conduciei dat de

OFF s f qt t t t t= + + + (1.33)

este practic determinat de tq, limitnd frecvena de lucru a dispozitivului. Se mai remarc deasemenea supratensiunea invers de comutaie VRM , avnd acelai mecanism de generare ca ladiode, dari gradientul de aplicare al acesteia la nceputul intervalului tf. Pierderile de putere dintiristor n procesul de blocare sunt determinate de intervalul tf, cnd att tensiunea ct i curentulinvers sunt relativ nsemnate ca valoare. Pentru tiristoarele utilizate la frecvene joase aceste

pierderi sunt nesemnificative n bilanul total. Luarea lor n considerare se face n aceleai situaiica la diode.

1.3.6 CIRCUITE DE COMAND PE POART.

Circuitele de comand pe poart trebuie s asigure urmtoarele condiii, fig.1.30: un curent de poartIG > 0, avnd o valoare suficient de mare pentru a asigura intrarea ferm n

conducie a tiristorului, indiferent de temperatura acestuia; valoarea curentului de poart s nu conduc la nclziri excesive ale jonciunii G-K; s fixeze precis momentul intrrii n conducie, n special pentru tiristoarele conectate n serie

sau paralel; s asigure separarea galvanic ntre circuitul de generare a comenzii i circuitul de tensiune

mare A-K;

Fig.1.29 Procesul de ieire din conducie.


12/103


suplimentar, pentru convertoarele de reea, sincronizarea comenzii cu tensiunea anod-catod(semialternana pozitiv).

Jonciunea poart-catod este un semiconductorp-n. Caracteristica de comnd, VG = f(IG),

va fi asemntoare cu caracteristica tensiune-curent a unei diode de semnal, prezentatn fig.1.31.Datorit dispersiei de fabricaie, pentru aceiai serie de tiristoare, se garanteaz poziionarea

caracteristicii VG = f(IG) ntre dou limite 1 i 2. Pentru calcule se ia de obicei n consideraiecaracteristica medie 3. Exist dou categorii de limitri. Limitarea inferioar se refer laamorsarea cert, fiind determinat de temperatura la care se afl dispozitivul n momentulgenerrii comenzii. Astfel, la stnga regimurilor determinate de limitrile a, bi c, amorsarea esteincert. Cele trei caracteristici a, b, c, sunt determinate de temperatura dispozitivului, de exemplun ordine, 125C, 25C i -40C. Limitrile superioare au n vedere nedepirea regimului termicadmisibil al jonciunii, n sensul c n stnga caracteristicii A comanda se poate face n c.c., iar ndreapta n regim de impuls cu durate determinate, de exemplu : A 10msec, B 1msec, C -100sec, D - 10sec, .a.m.d. Punctul de funcionare, F, se stabilete n funcie de condiiile de

mai sus la intersecia dintre caracteristica medie 3 i dreapta de sarcin, DS, care se traseaz princele dou puncte cunoscute: IG = 0 i VG = EG; IGK = EG/RG i VG = 0. n funcie de tipul deaplicaie se utilizeaz frecvent trei tipuri de comenzi : impuls tare, impuls moale i tren deimpulsuri (fig.1.32).Impulsul tare, fig.1.32a, este utilizat n special pentru cazul tiristoarelorconectate n serie sau paralel avnd ca scop creterea preciziei de intrare n conducie.

Impulsul de tip moale, fig.1.32b, este utilizat n cazurile obinuite, adic tiristoare independente isolicitri dinamice reduse. Al treilea tip de comand, tren de impulsuri, fig.1.32c, se utilizeaz nspecial n convertoarele c.c. c.a. unde conducia efectiv poate s nu coincid cu durata decomand . Pentru convertoarele de reea circuitul de comand pe poart trebuie s asiguregenerarea impulsului ntr-o anumit concordan cu faza tensiunii anod-catod, semialternana

pozitiv, cnd tiristorul poate efectiv intra n conducie. O schem tipic pentru o astfel deutilizare este prezentat in fig.1.33, utiliznd circuitul integrat specializat AA145. La intrarea I1

se aplic o tensiune sinusoidal Usin, numit de sincronizare, separat galvanic i de valoare

Fig.1.32 Tipuri de impulsuri.

Fig.1.30 Comanda pe poart. Fig.1.31 Caracteristica de poart.


13/103


redus (fig.1.34).Pe baza acestei tensiuni se genereaz o tensiune n dinte de fierstru v(t).Aceast tensiune este comparat cu tensiunea de comandUC, continui variabil n limitele

vUC 0 (1.34)

La egalitatea celor dou tensiuni,

)(tvUC = , (1.35)

se genereaz, la cele dou ieiri E1i E2, dou impulsuri pozitive cu durata reglabili poziionatela . Prin varierea tensiunii Uc n limitele menionate mai sus, faza de apariie a impulsului E1se deplaseaz n domeniul [0,], adic in intervalul n care tiristorul, avnd tensiunea A-K

pozitiv, poate intra n conducie. Impulsurile sunt amplificate prin montajul Darlington formatdin tranzistoarele T1 i T2 fiind aplicat primarului transformatorului de impuls m. Acesttransformator are un dublu rol: separare galvanici adaptarea curentului la cerinele circuituluiG-K. n circuit mai sunt prevzute o serie de elemente cu funciunile: poarta sau, format din diodele n1i n2, care permite amplificarea i trimiterea pe poart a

unui al doilea impus generat cu o alt faz;

rezistena de sarcin Rs folosit att pentru realizarea circuitului de descrcare a energieitransformatorului, mpreun cu n4 i n5, precum i

pentru adaptarea curentului de poart pentru cazul cndacelai transformator de impuls este utilizat pentru maimulte tipodimensiuni de tiristoare;

dioda n6 pentru selectarea impulsului pozitiv generat de

transformator; rezistena R, de ordinul ohmilor, cu scop de a evita

efectele nedorite ale ntreruperii circuitului de poartasupra transformatorului de impuls;

capacitate C cu efect de filtrare a perturbailorexterioare culese de conexiunile ntre transformatorulde impuls i circuitul G-K.

Un alt mod de a realiza separarea galvanic esteprezentat n fig.1.35 prin utilizarea optocuploarelor,formatorul de impulsuri FI putnd fi de tipul prezentat maisus sau de alt construcie. Prin intermediul optocuplorului

T1 semnalul este transmis tranzistoruluiT2, care mpreun cu fototranzistorul dinT1 formeaz unmontaj Darlington.Schema are avantajul utilizrii unui numr redus de componente, ns necesit

Fig.1.33 Schema de comand pe poart pentru convertoare de reea.

Fig.1.34 Diagrama desemnale.


14/103

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE22dou surse separate, una pentru formatorul de impulsuri FI i a doua, +Ec , pentru circuitul de

amplificare, n contact galvanic cu circuitul G-K.

1.3.7. ALEGEREA TIRISTOARELOR.

Alegerea tiristoarelor utilizate ntr-un convertor urmeaz aceeai metodologie de la

diode. La alegerea n curent se procedeaz identic, n timp ce la alegerea n tensiune, ca urmare asensibilitii deosebite a tiristorului la supratensiuni

VRRM = (2 . . . 2,5)VRW . (1.36)

De asemenea trebuiesc avute n vedere gradientele de curent i tensiune maxim admise,pentru ca n cazul nencadrrii n limitele admisibile s se prevad circuite de protecie adecvate.Verificarea corectei alegeri se face prin calculul regimului termic al jonciunii dup metodologiade la diode, fiind valabile toate consideraiile prezentate. Singura diferen const n introducerean puterea total disipat a puterii disipate n circuitul de comand, calculabil cu relaia

T

tIUP iGGG = , (1.37)

unde t este durata impulsului, iarT perioada de generare a acestuia.

1.3.8 PARAMETRI DE CATALOG AI TIRISTOARELOR.

Parametrii de catalog ai diodelor se regsesc aproape n totalitate la tiristoare cu odiferena de notaie constnd n nlocuirea literei F cuT, adic, de exemplu , curentul mediu printiristor, se noteaz cu ITAV. Apar n plus o serie de parametri specifici, prezentai mai sus, cum arfi: pentru circuitul de poartVG, IG ;

tensiunea de prbuire n sens direct VBD; curenii de amorsare i de meninere, ILi IH;

gradienii de curent i tensiune admisibilit

v

t

i VTd

d,

d

d;

sarcina stocatQS .Se fabric n mod curent tiristoare pentru tensiuni i cureni de ordinul miilor de voli i

amperi.

Fig.1.35 Separare galvanic prin optocuplor.


15/103

1.4 CIRCUITE DE PROTECIE PENTRU DIODE I TIRISTOARE.

n regimurile dinamice de intrare i ieire din conducie, diodele i tiristoarele, ca urmare

a sarcinilor preponderent inductive, pot fi supuse la supratensiuni ce pericliteaz integritateaacestora. De asemenea pot s apar supracureni sau pierderi de putere nsemnate, care afecteazregimul termic al jonciunilor.Pentru tiristoare, un stres suplimentar este produs de gradientele decurent i tensiune, care de asemenea pot produce fie comutri necomandate, fie deteriorarea

jonciunilor.n scopul utilizrii ct mai aproape de parametri nominali precum i pentru a evitadeteriorrile accidentale, diodele i tiristoarele sunt prevzute cu circuite de protecie numite,dup terminologia anglo-saxon snubere.

1.4.1 CIRCUITE DE PROTECIE LA SUPRACURENI.

O prim protecie se refer la curenii de suprasarcin previzibil sau neprevizibil.Protecia se realizeaz clasic cu relee termice sau relee electromagnetice cu temporizare, nfuncie de mrimea suprasarcinii i durata ei, astfel nct s nu se depeasc temperaturaadmisibil a jonciunii. Protecia la cureni de scurtcircuit este strns legat de capacitatea

semiconductorului de a suporta, o durat determinat, curentul de vrf IFSM (ITSM), fig.1.36.Intervalul redus, 10msec, n care dioda sau tiristorul poate suporta curentul ITSM nu poate firealizat utiliznd soluia cu ntreruptoare sau sigurane fuzibile obinuite, care ntrerup circuituldefect n timpi mult mai mari.

Soluia utilizat, aproape n exclusivitate, se bazeaz pe siguranele fuzibile ultrarapide,nseriate cu tiristorul sau dioda protejat, fig.1.37. O siguran fuzibil, prin construcia ei,ntrerupe un circuit ntr-un timp

1 2t t t= + , (1.38)

mai mic dect semiperioada T/2 = 10 msec a tensiuniisinusoidale de alimentare, n cazul unui convertor de reea.Funcionarea fuzibilului presupune dou intervale de timpdiferite. Presupunnd c scurtcircuitul are loc la t = 0, fig.4.3,curentul de scurtcircuit IK crete practic liniar producndnclzirea fuzibilului pn la atingerea punctului defuzibilitate. Intervalul de timp al acestei etape, notat cu t1, senumete timp de prearc. La sfritul acestui interval fuzibilulse ntrerupe fizic, dar curentul continu s se nchid prin arculelectric dintre extremitile acestuia. Fig.1.38 Variaia curentului itensiunii.

Fig.1.36 Curentul ITSM. Fig.1.37 Plasarea siguraneifuzibile ultrarapide.


16/103

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE24Arcul electric este nsoit de apariia tensiunii de arc, UARC , care este mai mare dect

tensiunea de alimentare u(t). Ca urmare a acestui fapt curentul de scurtcircuit ncepe s scadi seanuleaz dup intervalul t2, numit timp de arc. n cazul utilizrii diodelor i tiristoarelor nconvertoare de reea protecia la cureni de scurtcircuit se poate realiza i cu ntreruptoare decurent ultrarapide, care au timpi maximi de lucru n jur de 10 msec.

1.4.2 CIRCUITE DE REDUCERE A GRADIENTULUI DE CURENT.

Gradientul de cretere sau descretere a curentului printr-un semiconductor este, ngeneral, determinat de sarcin.Att pentru diode ct mai ales pentru tiristoare exist o limit avalorii maxime a gradientului din motivele expuse anterior. Se consider circuitul din fig.1.39alimentat de la o surs de c.c., U. Considernd LS = 0, variaia curentului prin circuit la intrarea nconducie a tiristorului T este furnizat de ecuaia diferenial

d ( )( )

d

i tL Ri t U

t+ = , (1.39)

a crei soluie este

( )/( ) 1 tUi t eR= , (1.40)

unde constanta de timp a circuitului

R

L= (1.41)

Gradientul de curent di(t)/dtare valoarea maxim la t= 0, fiind dat de relaia

/

00

d ( )e

dt

tt

i t U U U

t R R L

==

= = = (1.42)

Formele de variaie a curentului i gradientul de curent sunt prezentate n fig.1.40,curbele 1 i 1. Micorarea gradientului de curent se poate atinge numai prin mrireainductivitii din circuit, respectiv prin introducerea inductiviti suplimentare LS. In acest caz,

procednd ca mai sus, rezult un gradient de curent

d '( )

d S

i t U U

t L L L= 0, decurge asemntor cu

procesul similar de la tiristorul obinuit, fig.1.48.Dup trecerea timpului de ntrziere td, curentuliA(t) ncepe s creasc cu un gradient de curentdeterminat de sarcina R+L. Simultan ncepe s semicoreze i tensiunea anod-catod, atingndvaloarea de regim staionar, VON , de aceeaimrime ca la tiristorul obinuit. Timpul de intrare nconducie are valoarea

ridON ttt += (1.70)

avnd valori de ordinul sec. Pierderile de putere n

tiristor pe durata procesului de intrare n conduciesunt relativ mari, mai ales pe intervalul tri, dar, caFig.1.49 Ieirea din conducie


24/103


urmare a duratei reduse a acestuia, nclzirea jonciunilor este neimportant, chiar la frecvenemari. n sfrit, ultima problem este generat de conducerea curentului de poart, fig.1.48. n

primul rnd curentul de poart iG este sensibil mai mare dect la tiristorul obinuit, ca urmare aamplificrii mai mici a tranzistorului pnp, T1. n al doilea rnd, pentru a se evita ieirea dinconducie necontrolat ca urmare a variaiei curentului de sarciniAi a scderii lui sub curentulde meninere IH, care de asemenea este mai mare ca la tiristorul obinuit, pe toat durataintervalului preconizat de conducie se pstreaz un curent de poarta de palier

GMGF II < (1.71)

Ieirea din conducie este activat prin inversarea curentului de poartiG, la o valoare mai maredect cea dat de relaia (1.68). Un proces tipic de ieire din conducie este prezentat n fig.1.49.n primul interval de timp, timpul de stocare ts, ca urmare a densitii mari a purttorilor desarcin, starea tiristorului GTO nu se modific, iA i uT(t) pstrnd valorile anterioare. Prinintermediul curentului de poartiG < 0 se extrage o sarcin stocat important din tiristor, astfelnct la nceputul lui tfi, curentul iA(t) ncepe s scad cu un gradient impus de sarcin, iaruT(t) s

creasc. La sfritul lui tfi apare un vrf de tensiune, curba 1, generat de modificarea gradientuluide curent diA(t)/dt. De asemenea curentul de poart iG ncepe s scad ca urmare a micorriisemnificative a densitii de purttori din straturi. Cei doi cureni iA(t) i iG(t) continu s scadlent pn la anulare, pe msura recombinrii purttorilor de sarcin, genernd asa numitul efect decoad, cu durata tC.. Dup tri, ca urmare a diminurii considerabile a purttorilor de sarcin,tensiunea uT(t) creste repede, gradientul de cretere fiind mare. Durata timpului de ieire dinconducie este

CrvfiSOFF ttttt +++= (1.72)

i are valori de ordinul sec , sensibil mai mic ca la tiristorul obinuit, ceea ce face ca tiristorulGTO s poat fi utilizat la frecvene de ordinul kHz.

Problema principal la ieirea din conducie estegenerat de gradientul de tensiune duT(t)/dt aplicat nsens direct, curba 1 din fig.1.49. Gradientul de tensiunefiind mare poate produce, la fel ca la tiristorul obinuit,reamorsarea necontrolat a conduciei, favorizat de

polarizare direct. Evitarea acestui fenomen serealizeaz prin circuitul de protecie RS, CS, nS, dinfig.1.50. n stare de conducie a tiristorului,condensatorul CS este ncrcat la tensiunea VON. Lanceputul lui tfi, cnd uT(t) ncepe s creasc, sedeschide dioda n

Si condensatorul ncepe s se ncarce,

variaia tensiunii la bornele condensatorului fiind deforma

=t

c

S

C ttiC

tu0

d)(1

)( . (1.73)

Considernd c sarcina R+L reprezint practic un generator de curent constant,

CA iiI +=0 = cst., (1.74)

Fig.1.50 Circuit de protecie laieirea din conducie


25/103


variaia celor trei cureni fiind prezentat n fig.1.51.Aadar, considerndo scdere liniar a curentului prin tiristor, curentul de ncrcare alcondensatorului se poate scrie sub forma

tt

Iti

fi

C =0)( , (1.75)

iar tensiunea la bornele acestuia prin

==t

fifiS

C

t

tC

Itt

t

I

Ctu

0

200

2d

1)( (1.76)

Aceast form de variaie ntrzie mult creterea tensiunii uT(t), curba 2din fig.1.49, reducnd considerabil gradientul de tensiune duT(t)/dt.Reducndu-se valoarea tensiunii uT(t) pe intervalul tfi, se reduc i

pierderile de putere n tiristor, regimul termic mbuntindu-se considerabil. La sfritul lui tfi, ca

urmare a anulrii curentului iA(t), pentru scurt timp se deschide dioda de regim liber n, aprnd nsarcin curentul in(t), fig.1.51, i de asemenea curentul de ncrcare a capacitii ncepe s semicoreze pn la atingerea valorii

dC Vtu =)( (1.77)

Circuitul de protecie astfel realizat se prevede obligatoriu pentru toate convertoarele cu tiristoareGTO. La o nou intrare n conducie, condensatorul CS se va descrca prin tiristor, valoareamaxim a curentului de descrcare fiind limitat prin rezistorul RS, dioda nS fiind blocat.

1.5.6 CIRCUITE DE COMAND PE POART.

Comanda pe poart a tiristorului GTO trebuie s ndeplineasc, suplimentar fa detiristorul obinuit, nc dou condiii: realizarea curentului de poart de palier, IGF , fig.1.48; realizarea curentului de poart negativ, iG 0 senchide de la sursa +EC prin T1,condensatorul C i jonciunea poart-catod.Condensatorul C se ncarc cu polaritatea dindesen la o tensiune stabilit de dioda Zennern, mai mic dect EC. Dup ncrcareacondensatorului, curentul iG se micoreaz lavaloarea de palier IGF nchizndu-se prin n,n regim de stabilizare. Pentru blocarea

conduciei, tensiunea de comand, UC, careeste un semnal de tip logic, trece n starea 1,Fig.1.52 Circuit de comand pe poart.

Fig.1.51 Variaiacurenilor


26/103


producnd intrarea n conducie a tranzistorului T2. Se creeaz o cale de descrcare acondensatorului C prinT2 i jonciunea poart-catod, furniznd curentul negativ de poart , iG< 0.

1.5.7 ALTE CONSIDERAII.

Tiristorul GTO se dimensioneaz asemntor cu tiristorul obinuit mai puin tensiuneainversVRRM, care nu exist. Calculul temperaturii jonciunii, j, urmeaz aceeai metodologie ievident trebuie s se ncadreze n limitele admisibile. O problem deosebit este protecia lasupracurenii provocai de scurtcircuite. Avnd n vedere capacitatea de blocare prin comand pe

poart, o prim rezolvare a problemei const n msurareacurentului i comanda inhibrii conduciei, cnd acestadepete o valoare prescris. Aceast soluie este posibil pnla anumite valori de vrf ale curentului de lucru, numit curentcontrolabil, pn la care curentul negativ de poart poate anulacurentul anod-catod. Peste aceast valoare curentul negativ de

poart nu mai poate dezamorsa conducia i protecia nu maieste eficient. In aceste cazuri se apeleaz, la fel ca la tiristorulobinuit, la sigurane fuzibile ultrarapide, cu funcionarea n c.c.Totui ntreruperea siguranei ultrarapide, ntr-un timp relativmare, 5 8 msec, poate produce deteriorarea tiristorului GTO,vrful de curent necontrolabil fiind n general suportat un timprelativ mai mic. Pentru a se evita acest lucru n paralel cucircuitul de sarcin, format din R+L i tiristorul GTO-T, se

plaseaz un tiristor obinuitTA, cu capacitate mare n curent, fig.1.53. La apariia curentului dedefect se comand intrarea n conducie a tiristorului auxiliarTA, care preia n mare parte curentultiristorului GTO, fcnd posibil arderea siguranei ultrarapide f, cu evitarea deteriorrii

tiristorului GTO.

Fig.1.53 Protecia lasupracurent cu tiristor auxiliar.


27/103

1.6 TRANZISTORUL BIPOLAR DE PUTERE.

Tranzistorul bipolar de putere deriv din tranzistorul obinuit de semnal, prin mrirea

capacitii n curent i tensiune. El este abreviat prin iniialele BJT, provenind de la denumireaanglo-saxon bipolar jonction transistor. Se realizeaz tranzistoare de tipul npn i rartranzistoare pnp.

1.6.1 STRUCTUR. POLARIZARE.

Structura vertical a unui tranzistor bipolar de putere npn este prezentat n fig.1.54, iarn fig.1.55 simbolizarea tranzistoarelornpn, respectiv pnp. Un tranzistor bipolar de tip npn esteformat din: n1

+ - stratul colectorului, cu dopare la nivelul 1019/cm3; n- - stratul srac, cu dopare la nivelul 1014/cm3; p - stratul bazei, cu dopare de 1016/cm3; n2

+ - stratul emitorului, dopat la nivelul 1019/cm3.Tranzistorul de tip pnp are aceleai patru straturi, tipurile de semiconductoare fiind

inversat. La fel ca la celelalte semiconductoare polarizarea se analizeaz n cazul bazei izolate. ncazul polarizrii directe, plus pe colector minus pe emitor, este polarizat invers jonciuneaJ 1,care fiind o structur de tipul n-p, va determina o barier de potenial proporional cu grosimeastratului n- .Astfel tensiunea direct suportat de un tranzistor poate atinge valori de pn la2500V, ntreaga tensiune fiind reinut n structura colector-baz. n cazul polarizrii inverse,

jonciuneaJ 2 preia ntreaga tensiune i, ca urmare o structurii de tip n2+ p, tensiunea maxim

invers este redus, nivelele tipice fiind ntre 5 20V. Aadar tranzistorul bipolar poate suporta

numai tensiuni directe, putnd fi utilizat numai cu alimentare n c.c.

1.6.2 CARACTERISTICA STATIC.

Caracteristica static este dependena curentului de colector iCde tensiunea colector-emitorVCEpentru diveri cureni de baz,fig.1.56 i 1.57.

n convertoarele statice tranzistoarele bipolare sunt utilizate n montajul cu emitorcomun, fig.1.56, i n regim de comutaie.

Funcionarea tranzistorului bipolar de putere este identic cu cea a tranzistorului desemnal mic, cu unele diferene produse de prezena stratului n -. O prim influen const nmicorarea substanial a factorului de amplificare n curent,

B

C

i

i= (1.78)

care are valori maxime cuprinse ntre 5 10.n planul caracteristicilor statice se disting mai multe zone: Dreapta 1, pentru tensiunea Vcesus, ca reprezentnd tensiunea maxim admis n sens direct de

tranzistor pentru comanda iB > 0 , sau iB = 0 cu circuitul de baz deschis. In aceast zon,datorit tensiunii colector-emitor mari, apare fenomenul numit prima strpungere sau

prbuire, fenomen care, ca urmare a accelerrii purttorilor, produce creterea densitiipurttorilor minoritari i a curentului prin tranzistor. Dac se iau msuri de eliminare a cauzei


28/103

ELECTRONICA DEPUTERE SI ACTIONARI REGLABILE36fenomenul este reversibil i tranzistorul nu se deterioreaz. n caz contrar, datorit puterii maridisipate n jonciunea colector-baz, tranzistorul se distruge. n cazul curentului de baz nul,

cu circuit nchis la emitor prin rezistena nul, tensiunea colector-emitor admis crete lavaloarea VCEO>VCESUS. Dac baza este polarizat negativ, iB < 0, tensiunea direct admiscrete la VCEX > VCEO, proprietate folosit n procesul de ieire din conducie altranzistorului.

Regiunea activ este caracterizat printr-o independen a curentului iC fa de tensiunea vCE,curenii de colector obinui fiind cu att mai mari cu ct curentul de baz este mai mare, iB1 0,care se aplic cu un anumit gradient, datorat configuraiei circuitelor de comand.Tensiunea baz-emitor pornete de la VBEOFF < 0, caracteristic barierei de potenial din

jonciunea baz-emitor. Aceast tensiune se modific treptat la valoarea VBEON > 0 ntr-un timpfinit, necesar pentru anihilarea sarcinilor difuzate n bariera de potenial, timp notat prin td i

numit timp de ntrziere.

Fig.1.58 Dependena cu temperatura acaracteristicii

ic = f(vCE).

Fig.1.59 Caracteristica de transfer.


30/103

ELECTRONICA DEPUTERE SI ACTIONARI REGLABILE38

Dup polarizarea n sens direct a jonciunii baz-emitor prin VBEON > 0, ncepe transferul deelectroni din emitor n colectori curentul de colector iC ncepe s creasc cu un gradient diC/dt

determinat de proprietile sarcinii. Timpul de cretere alcurentului este notat cu tri. La sfritul acestui interval se

produc dou fenomene: ca urmare a modificrii gradientului de curent, pentru

timp scurt se deschide dioda de regim libern, provocndo cdere rapid a tensiunii vCE, care continu s scad caurmare a faptului c tranzistorul se afl n regiunea

activ, interval de timp notat prin tfv1; la sfritul descrcrii energiei bobinei, urmeaz blocareadiodei prin curentul invers IRRM, care este preluat detranzistor.

Pe intervalul urmtor, tfv2, tensiunea colector emitor scademai lent, ca urmare a faptului c tranzistorul a intrat n zonade cvasisaturaie, unde factorul de amplificare se

micoreaz. Timpul de intrare n conducie

tON = td + tri + tfv1 + tfv2 , (1.80)

fiind de ordinul secundelor, permind tranzistorului funcionarea la frecvene de pn la zeci de

kHz. Singurul supracurent care apare este IRRM , care nu modific esenial ncrcareatranzistorului, astfel nct se neglijeaz.

Problema principal a intrrii n conducie este generat de pierderile de putere peintervalele tri i tfv1 cnd, att iC, ct i VCE au valori apreciabile, putnd conduce la depirearegimului termic admisibil al tranzistorului. Depirea acestui inconvenient se poate realiza ndou moduri. O prim cale const n calculul pierderilor de putere din intervalul tri + tfv1 iintroducerea lor n bilanul termic.A doua cale const n prevederea unui circuit de protecie laintrarea n conducie, fig.1.61., format din inductivitatea LSi circuitul de descrcare nS, RS.

Energia disipat n tranzistor pe intervalul tri este dat de relaia

0 d

rit

ON CE CW V i t= . (1.81)

Fig.1.60 Intrarea n conducie.

Fig.1.61 Circuit de protecie laintrarea n conducie.


31/103

ELECTRONICA DE PUTERE 39Pe circuitul din fig.1.61 se poate scrie

( )t

iLLVV cSdCE d

d' += . (1.82)

Deci micorarea tensiunii VCE

la valoarea VCE

ca urmare a introducerii bobinei suplimentare LS

va reduce corespunztor pierderile de putere n tranzistor. Soluia este eficient d.p.d.v. a scopuluipropus ns are unele dezavantaje: conduce la creterea pierderilor de putere i a cderii de tensiune din circuit, nrutind

randamentul conversiei; nrutete dinamica curentului

iC(t), bobina LS micorndgradientul diC/dt.

Circuitul se utilizeaz cu precderepentru tranzistoarele de curent mare icu frecven de comutaie ridicat.

Ieirea din conducie se poate comandaprin anularea curentului de baz. Pentrua se obine performane mai bune,aproape ntotdeauna se utilizeaz curentde baziB< 0. n fig.1.62 este prezentatun proces tipic de ieire din conducie

pentru un circuit de forma celuiprezentat n fig.1.56.Curentul de baziBtrece de la valoarea pozitiv IBON sprevaloarea negativ IBOFF cu un gradientgenerat de configuraia circuitului de

comand. Prima mrime carereacioneaz este tensiunea baz-emitor,

vBE, care ncepe s scad pe msur ce sarcina stocat n baz ncepe s se recombine. n acestinterval, numit timp de stocare td, stare de conducie a tranzistorului nu se modific, astfel nct iCi vCE rmn la valorile din starea anterioar. Pe intervalul trv1 , ca urmare a reducerii sarciniistocate din baz, tranzistorul iese din saturaie i tensiunea vCE ncepe s creasc. Pe intervalul trv2tranzistorul intr n regiunea activ, tensiunea vCE crescnd mai repede. La sfritul lui trv2 , vCEatingnd valoarea tensiunii de alimentare Vd, produce scderea rapid a curentului de colector, cuun gradient fixat de sarcina R+L. Timpul de ieire din conducie este dat de relaia

firvrvdOFF ttttt +++= 21 (1.83)

avnd acelai ordin de mrime ca tON.Problemele deosebite care apar sunt determinate de pierderilemari de putere pe intervalele trv2 i tfi, care au aceleai efecteca la intrarea n conducie, problema tratndu-se utiliznd totcele dou ci. Circuitul de protecie, numit pentru ieirea dinconducie, este prezentat n fig.1.63. Funcionarea lui esteasemntoare cu a circuitului analog de la tiristorul GTO,

fig.1.49 i 1.50. Supratensiuneat

iL C

d

d, produs la nceputul

intervalului tfi apare ca urmare a sarcinii inductive i a

modificrii brutale a gradientului curentului de colector.Supratensiunea este deosebit de periculoas ntruct se suprapune peste vCE= Vd , la un curent de

Fig.1.62 Ieirea din conducie.

Fig.1.63 Circuit de protecie la ieireadin conduc

ie.


32/103

ELECTRONICA DEPUTERE SI ACTIONARI REGLABILE40colector iCapropiat de I0, cea de a doua strpungere fiindfoarte probabil. Evitarea defectului se realizeaz princircuitul de protecie la supratensiuni din fig.1.64.Indiferentde starea tranzistorului, condensatorul Cov se ncarc prinRov la tensiunea

dCOV VV = (1.84)

Cnd tranzistorul este n conducie dioda nov este blocatntruct

CECOV vV > (1.85)

La sfritul intervalului trv2, cnd tensiunea vCE are tendinade a depi tensiunea de alimentare Vd , ca urmare a supratensiunii

t

iL c

d

d, dioda nov se deschide i condensatorul se ncarc peste

valoarea Vd. ncrcarea condensatorului Cov se face prin circuitulsarcinii R+Li dioda nov, adic printr-un circuit serie R, L, C, carese poate dimensiona astfel nct forma tensiunii de ncrcare s fiede tip periodic amortizat sau aperiodic, dup modelul de latiristoare i diode, micornd att mrimea supratensiunii ct igradientul acesteia. Modificarea supratensiunii cu un circuit corect

proiectat este prezentat n fig.1.65. Circuitul de protecie seutilizeaz frecvent n cazul sarcinilor de tip inductiv.

1.6.4. COMANDA PE BAZ. ANTISATURAIA.Comanda n circuitul de baz trebuie s ndeplineasc condiiile:

s asigure cureni de baz pozitivi i negativi, pentru realizarea regimurilor dinamice; separarea galvanic ntre circuitul de comandi cel de tensiune mare, colector-emitor; evitarea saturrii adnci.

Datorit factorului de amplificare n curent,, mic, curentul de baz

CB

ii = (1.86)

capt valori apreciabile la tranzistoarele decurent mare, ceea ce face ca sistemul decomand s conin un amplificator de curentmare. Un circuit principial de comand al

bazei este prezentat n fig.1.66a.Separarea galvanic se face de

obicei prin optocuplor la nivelul blocului decomand. Tensiunea de ieire UC are formadin graficul 1.66b. Pentru tensiune decomand UC > 0 tranzistorul T1 intr n

conducie asigurnd curentul de baz pozitiv,n timp ce pentru UC < 0 se deschide T2,

Fig.1.64 Circuit de protecie lasupratensiuni.

Fig.1.66 Circuit tipic pentru comanda bazei.

Fig.1.65 Reducereasupratensiunii.


33/103

ELECTRONICA DE PUTERE 41permind extragerea sarcinii stocate n baz prin iB < 0. n fig.1.66a grupul Rb, LB se prevedepentru ca scderea curentului iB s fie sincron cu variaia lui iC n scopul evitrii aa numituluifenomen de coad. n prezent sunt realizate circuite integrate specializate pentru comanda pe bazn care sunt incluse i alte funciuni. Efectele negative ale funcionrii n saturaie au fost

prezentate anterior. Mecanismul intrrii n saturaie adnc este determinat fie de variaiacurentului de baz, fie a curentului de colector. Astfel n fig.1.67 se consider punctul defuncionare A n zona de cvasisaturaie, la un curent de baz iB1. Considerndu-se curentul decolector constant, la valoarea iCA, modificarea curentului de baz la valoarea iB2 > iB1 conduce latransferarea punctului de funcionare din A n Bi la intrarea n saturaie adnc. Aceast situaieeste ns puin probabil ca urmare a modului de realizare a schemei de comand. Situaia

prezentat n fig.1.68 este ns foarte probabil ntruct curentul de sarcin se poate modifica nlimite largi. Se consider de asemenea o funcionare n cvasisaturaie, n punctul A. Dac curentulde colector se modific la valoarea

CACB ii < , (1.87)

iar curentul de baz iB1 se pstreaz constant, punctul de funcionare se deplaseaz n B, nsaturaie adnc. Soluia evitrii saturaiei, n acest caz, const n micorarea curentului de baz lavaloarea

12 BBii < , respectiv aducerea punctului de funcionare n B. Saturaia adnc este

caracterizat i prin scderea accentuat a tensiunii vCE, aceasta putnd scdea sub nivelultensiunii baz-emitorvBE, producnd polarizarea direct a jonciunii baz-colector cu o serie deefecte nedorite. Evitarea intrrii n saturaie adnc se bazeaz pe controlul tensiunii vCE astfelnct n permanen

BECE vv . (1.88)

Circuitul antisaturaie, fig.1.69, este realizat cu dioda antisaturaie DAS i diodele D1 i D2 dinbaza tranzistorului. Considernd circuitul baz-emitor alimentat la tensiunea V

Bse pot scrie

relaiile

BEDB VVV += 1 (1.89)

i

CEDB VVV AS += . (1.90)

Din relaiile (1.87) i (1.88) rezult

CEDBED VVVV AS +=+1 . (1.91)

ntruct diodele DASi D1 sunt de acelai tip

BECE VV = (1.92)

Fig.1.67 Saturaie provocat Fig.1.68 Saturaie provocatde curentul de baz. de curentul de colector.


34/103

ELECTRONICA DEPUTERE SI ACTIONARI REGLABILE42adic realizarea condiiei de pstrare a tranzistorului ncvasisaturaie. Din punct de vedere al funcionrii acestui circuit,la orice tendin de scdere a tensiunii VCEsub nivelul tensiuniiVBE, dioda DAS se deschide, iar curentul de baz iB se divide ndou componente, iB

prin circuitul de colectori iB prin circuitul

baz-emitor. n acest fel se produce micorarea curentului efectivde baz la valoarea

BB ii

torok- electronica de putere

Documents