1

1.1. Procese fizice în tranzistorul bipolar cu joncţiuni polarizat în regiunea activă normală Se va considera cazul unui tranzistor npn. Funcţionarea tranzistorului pnp este principial aceeaşi dacă se înlocuiesc fluxurile de electroni cu cele de

goluri şi invers, precum şi dacă se schimbă semnele tensiunilor aplicate şi sensurile curenţilor prin terminale. Descrierea fenomenelor se face in legătură şi cu figura 3-17. S-a notat cu WB (base width) lăţimea efectivă a bazei, cuprinsă între extremităţile

regiunilor de tranziţie ale celor două joncţiuni.

Joncţiunea bază-emitor (BE) fiind polarizată direct, electronii majoritari dinemitor vor fi injectaţi în bază; la fel, golurile din bază vor fi injectate înspre emitor. Deoarece emitorul este mult mai puternic dopat decât baza, ponderea cea mai mare în curentul total prin joncţiunea emitoare o are fluxul de electroni injectaţi din emitorspre bază.

Electronii ajunşi în regiunea bazei devin purtători minoritari. Ei sunt transportaţi prin difuzie. Recombinarea în regiunea bazei este foarte redusă datoritădimensiunilor geometrice foarte mici ale acesteia. Astfel, practic toţi electroniiinjectaţi de emitor în bază ajung la marginea regiunii de tranziţie a joncţiunii colectoare. În această regiune există un câmp electric orientat de la colector spre bază,datorat polarizării inverse a acestei joncţiuni. Acest câmp va favoriza trecereaelectronilor din regiunea bazei în regiunea colectorului.

Se observă că prin joncţiunea colectoare, deşi polarizată invers, va trece uncurent important. Există şi un curent foarte mic format din goluri extrase din colectorşi electroni extraşi din bază (curentul invers al joncţiunii colectoare), numit şi curentrezidual ICB0 (curentul între colector şi bază cu emitorul în gol). În mod obişnuit acestcurent se neglijează.

Curentul prin joncţiunea colectoare nu depinde practic de tensiunea inversă aplicată acestei joncţiuni. În schimb, valoarea acestui curent va fiputernic influenţată de tensiunea directă aplicată joncţiunii bază-emitor. Acest efect de control al curentului printr-o joncţiune polarizată invers de către tensiunea aplicată altei joncţiuni, polarizate direct, se numeşte efect de tranzistor.

1.1.1. Expresiile curenţilor pentru tranzistorul bipolar cu joncţiuni polarizat în regiunea activă normală O înţelegere mai bună a proceselor ce determină funcţionarea tranzistorului se poate obţine pe baza distribuţiei purtătorilor minoritari. Existând două

regiuni de tip n, pentru a face distincţie între ele, se va adăuga indicele E sau C. Se utilizează expresiile concentraţiilor de purtători minoritari la marginileregiunii de tranziţie a unei joncţiuni p-n polarizate.

nn p

x0 wB

IB

IE IC

E C

B

VBE VCB

flux de goluri flux de electroni

Fig. 3-17 Procese fizice în TBJ polarizat în RAN

Astfel, în legătură şi cu notaţiile din figura 3-18 şi neglijând dimensiunile

regiunilor de tranziţie se poate scrie:

( )p p e pnE nE

VV

nE

BE

T0 0 0= ⋅ >; ( )

( )n n e np p

VV

p

BE

T0 0 0= ⋅ >; ( )

( )n W n e Vp B p

VV

BC

BC

T= ⋅ ≈ <0 0 0; ( )

( )p W p enC B nC

VVBC

T= ⋅ ≈0 0 Se poate demonstra că distribuţia de purtători minoritari în bază este practic liniară. Distribuţia de minoritari în bază va avea deci expresia:

( ) ( )n x n xw

n e xwp p

Bp

VV

B

BE

T= ⋅ −

= ⋅ ⋅ −

0 1 10

Aşa cum s-a arătat, în general, curentul de câmp al purtătorilor minoritari poate fi neglijat. Curentul de electroni în bază va avea deci numaicomponentă de difuzie . Densitatea de curent de difuzie este:

( )J q D

d xdx

q D nw

end nnp n p

B

VVBE

T= ⋅ ⋅ = −⋅ ⋅

⋅0

Neglijând recombinarea în bază, rezultă că acest curent se menţine constant. De fapt, deoarece purtătorii minoritari transportaţi prin difuzie până lajoncţiunea colectoare vor fi preluaţi de câmpul electric şi trecuţi în regiunea colectorului, rezultă că acesta este chiar curentul de colector, adică:

JC = -Jnd Semnul minus provine de la faptul că referinţa pentru curentul de colector este în sens invers axei ox. Deci, densitatea de curent de colector este:

Jq D n

we J eC

n p

B

VV

S

VV

BE

T

BE

T=⋅ ⋅

⋅ = ⋅0

unde s-a notat cu JS densitatea de curent de saturaţie a tranzistorului

Jq D n

wSn p

B=

⋅ ⋅ 0

Multiplicând cu aria secţiunii transversale a joncţiunii emitoare, rezultă ecuaţia care caracterizează efectul de tranzistor (IC=f(VBE)).

n , p

x0 wB

pnC0

pnE0

np0

np(0

np(wB)

np(x)

pnC(x)

pnC(wB)

pnE(x)

pnE(0)

Fig. 3-18 Distribuţia purtătorilor minoritari la un TBJ polarizat în RAN

(3.47)

(3.54)

(3.48)

(3.49)

(3.55)

(3.50)

(3.51)

(3.52)

(3.53)

I A JI A J

I I eC C

S SC S

VVBE

T= ⋅= ⋅

⇒ = ⋅

unde IS este numit curent de saturaţie şi este o constantă pentru o anumită temperatură. Denumirea de saturaţie, în acest caz, nu are legătură cu regiunea dede funcţionare la saturaţie a tranzistorului. Valori tipice pentru IS sunt în intervalul 10-16 ÷ 10-14A.

Practic, intensitatea curentului de colector este determinată de panta distribuţiei de purtători minoritari de bază. Se mai observă că sarcina depurtători minoritari acumulată în bază este proporţională cu aria haşurată în figura 3-18, aceasta sarcină fiind strict necesară întreţinerii curentului încolector.

Curentul de bază are, în principal, două componente: -IB1 - datorată fenomenului de recombinare în bază; -IB2 - datorată injecţiei de goluri din bază înspre emitor

Prima componentă este proporţională cu sarcina de bază:

IQ

Bb

b1 = τ

unde τb este timpul de tranzit al purtătorilor prin bază. ( )

Iq n vol q

nA w q n A w

eBpmed

b

pB

b

p B

b

VVBE

T10

02

2=

⋅ ⋅=

⋅ ⋅ ⋅=

⋅ ⋅ ⋅⋅

.τ τ τ

A doua componentă trebuie să întreţină excesul de goluri la limita regiunii de tranziţie a joncţiunii emitoare. ( )I A JB pEd2 0= − ⋅

Semnul minus se datorează referinţei pentru curentul IB care corespunde cu deplasarea golurilor în sens invers axei x. Fiind un curent de difuzie, el va depinde de gradientul concentraţiei de goluri în emitor. Distribuţia de goluri în exces este dată de (3.17), cu observaţia că injecţia are loc în sens invers axei x.

( )p x p enE

xLp' = ⋅∆

( )∆p p p p enE nE nE

VV

Be

T= − = ⋅ −

0 10 0

Neglijând 1 în raport cu exponenţiala (ştiind că VBE>0, deoarece în RAN joncţiunea emitoare este polarizată direct), rezultă:

( )J q Ddp x

dxq D p

Le ePEd p

nE p nE

p

VV

xL

BE

T p= − ⋅ ⋅ = −⋅ ⋅

⋅ ⋅'

0

Înlocuind (3.62) în (3.59) şi folosind şi (3.58) rezultă curentul total de bază:

(3.61)

(3.62)

(3.56)

(3.57)

(3.58)

(3.59)

(3.60)

Iq n A w q D p A

LeB

p B

b

p nE

p

VVBE

T=⋅ ⋅ ⋅

+⋅ ⋅ ⋅

⋅

0 0

2τ

Comparând cu (3.56) se observă că, atât curentul de colector, cât şi cel de bază depind de e

VVBE

T . Raportul lor va fi deci o constantă care se notează cu βF şi se numeşte factor de amplificare în curent în sens direct (F = forward = direct), adică definit pentru polarizare în RAN (pentru RAI se va defini βR ; R = reverse = invers).

β

τ τ

F

n p

Bp B

b

p nE

pB

b n

p

n

nE

p

B

p

q D n Aw

q n A w q D p AL

wD

DD

pn

wL

=

⋅ ⋅ ⋅

⋅ ⋅ ⋅

⋅+

⋅ ⋅ ⋅=

⋅ ⋅+ ⋅ ⋅

0

0 0 20

02

1

2

Pe baza relaţiei:

p n n

n p n

dar n N p N

p nN

n nN

nE nE i

p p i

nE D p A

nEi

D

pi

AE

E0 0

2

0 02

0 0

0

2

02

⋅ =

⋅ =

≈ ≈

⇒

=

=

=

;

Rezultă:

β

τ

FB

b n

p

n

A

D

B

p

wD

DD

NN

wLE

=

⋅ ⋅+ ⋅ ⋅

1

2

2

Deci: I IC F B= ⋅β

βF este cu atât mai mare cu cât lăţimea bazei, wB, este mai mică şi cu cât emitorul este mai dopat decât baza (NDE>NA). O valoare tipică este βF = 100. Relaţiile (3.56) şi (3.67) descriu funcţionarea tranzistorului în RAN. Parametrii care caracterizează această funcţionare sunt IS şi β. Relaţiile au fost

deduse în regim staţionar, dar ele sunt valabile şi în mărimi totale, în regim cvasistaţionar, dacă frecvenţa componentelor variabile ale semnalelor nu esteprea mare.

i I ei iC S

vV

C F B

BE

T= ⋅

= ⋅

β

(3.68)

(3.63)

(3.64)

(3.65)

(3.66)

(3.67)

1.2. Distribuţia purtătorilor de sarcină minoritari pentru diferite regiuni de fucţionare ale unui tranzistor bipolar

Se vor utiliza relaţiile (3.47) şi (3.50), adaptate pentru polarităţile tensiunilor aplicate. Pentru fixarea ideilor se va considera un tranzistor npn (vBE, vBC > 0, înseamnă polarizare directă, iar vBE, vBC < 0, înseamnă polarizare inversă).

1.2.1. Regiunea activă normală a) Regiunea activă normală propriu-zisă

În acest caz, vBE > 0; vBC < 0. Distribuţia a fost descrisă în figura 3-18. Curentul de colector este determinat de panta concentraţiei np(x). Sarcina acumulată în bază este proporţională cu aria triunghiului o; wB; np(0) şi are valoarea minimă posibilă pentru susţinerea unui anumit curent de colector.

b) Limita între regiunea activă normală şi cea de saturaţie În acest caz, vBE > 0; vBC = 0. Distribuţia de purtători minoritari este

prezentată în figura 3-21. Se observă că np(wB) = np0 ≠ 0. Dar cum valoarea concentraţiei de electroni în regiunea bazei la echilibru, np0 este foarte mică, acest regim de funcţionare nu diferă esenţial de cel precedent. Se manifestă încă efectul de tranzistor (relaţiile (3.68) sunt încă valabile).

c) Limita între regiunea activă normală şi cea de blocare În acest caz, vBE = 0; vBC < 0. Distribuţia este prezentată în figura 3-22.

Valoarea concentraţiei la echilibru, np0, fiind foarte mică, panta concentraţiei np(x) este mică şi deci va rezulta un curent de colector foarte mic. La vBE = 0, practic, tranzistorul este aproape blocat.

1.2.2. Regiunea de blocare În acest caz, vBE < 0 şi vBC < 0. Distribuţia de purtători minoritari este

prezentată în figura 3-23. În această situaţie, în bază nu există sarcină acumulată, iar gradientul concentraţiei fiind zero, curentul de colector este zero (practic există nişte valori mici

datorate curenţilor reziduali). Ieşirea din regiunea de blocare necesită un anumit timp pentru realizarea distribuţiei corespunzătoare regiunii active normale (modificarea sarcinii din bază) şi pentru încărcarea capacităţilor joncţiunilor. De aceea, curentul de colector va urmări cu o anumită întârziere variaţia tensiunii bază-emitor.

n , p

x0 wB

pnE0

np0

np(0)

np(wB)

np(x)pnC(x)= pnC0

pnE(x)

Fig. 3-21 Distribuţia de minoritari pentru vBE > 0 şi vBC = 0

n , p

x0 wB

pnC0

np0np(x) pnC(x)

pnE(x)= pnE0

Fig. 3-22 Distribuţia de minoritari pentru vBE = 0 şi vBC < 0

n , p

x0 wB

pnC0

np0np(x) pnC(x)pnE(x)

pnE0

Fig. 3-23 Distribuţia de minoritari pentru vBE < 0 şi vBC < 0

1.2.3. Regiunea de saturaţie În saturaţie, ambele joncţiuni sunt polarizate direct (pentru npn vBE > 0 şi vBC > 0). Ca urmare, tensiunea colector- emitor vCE este mică, plasându-se

uzual în gama 0,05÷0,3V. În figura 3-24 se indică distribuţia concentraţiilor de purtători minoritari de sarcină pentru un tranzistor npn saturat. Concentraţia de minoritari în bază, la marginea joncţiunii colectoare, va fi:

( )n w n ep B po

vVBC

T= ⋅ Deoarece vBC este acum pozitivă, rezultă că np(wB) > 0. Deoarece vBE este practic constantă, rezultă că variaţiile tensiunii vCE se regăsesc ca variaţii ale vCB (vCE = -vBC + vBE), deci tensiunea vCE influenţează direct concentraţia np(wB). Deoarece curentul de colector, iC, este proporţional cu panta concentraţiei de minoritari din bază, rezultă că odată cu scăderea tensiunii vCE spre saturaţie, scade şi curentul iC (deoarece creşte vBC şi deci np(wB)).

Un model util pentru tranzistorul la saturaţie este prezentat în figura 3-25. Din distribuţia concentraţiilor se mai observă că pentru o valoare dată a curentului de colector, la saturaţie, în bază există o cantitate mult mai mare de sarcină stocată, în comparaţie cu cazul regiunii active normale (aria trapezului 0/np(0)/np(wB)/wB > aria triunghiului 0/np(0)/wB). Ca urmare, contribuţia la curentul de bază a componentei de recombinare (proporţională cu sarcina) va fi mai mare la saturaţie. În plus, joncţiunea colectoare fiind polarizată direct, va exista o nouă componentă a curentului de bază care corespunde injecţiei de goluri din bază în colector. Aceste două efecte conduc la o valoare a curentului de bază la saturaţie mai mare decât cea din RAN corespunătoare unei valori date a curentului de colector (β scade la saturaţie).

Practic, pentru a aduce un tranzistor la saturaţie trebuie să-i injectăm în bază un curent mai mare decât cel necesar susţinerii aceluiaşi curent de colector la funcţionarea în RAN. După intrarea în saturaţie nu se mai manifestă efectul de tranzistor, deci variaţiile curentului de bază nu mai produc variaţii ale curentului de colector, curent ce va fi determinat de circuitul exterior.

Ieşirea din saturaţie se va face cu o anumită întârziere faţă de momentul schimbării tensiunilor de polarizare, datorită timpului necesar pentru evacuarea sarcinii suplimentare stocate în bază. Acest timp este sensibil mai mare faţă de cel necesar ieşirii din blocare.

Descrierea bazată pe figura 3-24 corespunde cu aşa numita saturaţie directă (vBE > vBC >0). Există şi saturaţia inversată când vBE < vBC şi deci np(0) < np(wB), adică panta concentraţiei np(x) este inversă, ceea ce corespunde cu circulaţia unui

flux de electroni dinspre colector spre emitor. Este posibil şi un caz limită cînd vBE = vBC şi deci np(0) = np(WB) > 0. În acest caz, deşi există sarcină acumulată în

bază, gradientul concentraţiei np(x) este zero şi deci nu există circulaţie de curent între colector şi emitor. Acest regim de funcţionare se numeşte şi regim de curent zero. Tranzistorul se va comporta ca două joncţiuni p-n independente, ca în figura 3-26.

n , p

x0 wB

pnE0

np0

np(0)

np(wB)np(x)

pnC(x)pnE(x)

pnC0

np1(x)

np2(x) Fig. 3-24 D istribuţia de minoritari pentru vBE > 0 şi vBC > 0 (vBE > vBC)

UD VCEsat

rsat

E

CB UD = 0,6 ÷ 0,7 VVCEsat = 0,1 ÷ 0,3Vrsat = 2 ÷ 50 Ω

Fig. 3-25 Model pentru tranzistorul bipolar la saturaţie

B

CE

ICIE

ICE = 0X

Fig. 3-26 Regimul de curent zero

(3.70)

1.3. Fenomene secundare în funcţionarea tranzistorului bipolar cu joncţiuni 1.3.1. Efectul Early (modularea grosimii bazei)

În analiza funcţionării tranzistorului bipolar prezentată anterior, a fost presupusă invers polarizată joncţiunea B-C, fără nici un efect al tensiunii uBCasupra curentului de colector iC. În practică se constată o uşoară creştere a curentului de colector cu ceşterea tensiunii colector-emitor, uCE. Deoarece tensiunea uBE este practic constantă, variaţia tensiunii uCE este practic egală cu variaţia tensiunii uCB (uCE = uCB + uBE).

Creşterea tensiunii uCB duce la extinderea regiunii de tranziţie a joncţiunii colectoare şi deci la micşorarea grosimii bazei. În figura 3-29 se prezintă distribuţia concentraţiei de purtători minoritari în bază. Aceasta este liniară, având valoarea

( )n n ep p

VVBE

T0 0= ⋅ la marginea joncţiunii emitoare şi ( )n wp B ≈ 0 la marginea joncţiunii colectoare. Micşorarea grosimii bazei duce la creşterea pantei concentraţiei de minoritari şi deci la creştereacurentului în colector (care este practic curent de difuzie a minoritarilor în bază).

Forma tipică a caracteristicilor de ieşire ale tranzistorului se prezintă în figura 3-30. Din cauza efectului Early, caracteristicile sunt uşor înclinate. Prin extrapolarea caracteristicilor înapoi către axauCE, intersecţia cu această axă se produce la o tensiune -VA, numită tensiune Early. Influenţa efectului Early asupra caracteristicilor de semnal mare ale tranzistorului în regiunea activănormală (RAN) se poate reprezenta analitic prin modificarea relaţiei (3.56) astfel:

i I vV

eC SCE

A

vVBE

T= ⋅ +

⋅1

Pentru realizări obişnuite, VA =8 0V ÷ 120V

np

x0 wB

np0

np(0)

np(x)

BE C

∆wB

Regiunea detranziţie

pentru UCE1

Regiunea detranziţiepentru

UCE2 > UCE1

Fig. 3-29 Explicarea efectului Early

vBE4

vBE3

vBE2

vBE1

iC

vCE-VA 0 Fig. 3-30 Evidenţierea tensiunii Early

(3.91)

1.3.2. Dependenţa factorului de amplificare β de curentul de colector

În teoria elementară a tranzistorului bipolar s-au neglijat o serie de fenomene care în practică, în anumitecondiţii, îşi fac simţite efectele. Astfel, factorul de amplificare în curent, β, nu este constant, ci depinde de curentul IC ca în figura 3-31.

1.4. Caracteristicile statice ale tranzistorului bipolar cu joncţiuni Se va considara tranzistorul ca un cuadripol. Evident, un terminal va fi comun intrării şi ieşirii. De exemplu, în figura 3-32 se specifică mărimile de

intrare şi de ieşire pentru conexiunile emitor comun (EC) şi bază comună (BC). Aspectul caracteristicilor va fi evident diferit în funcţie de conexiunea tranzistorului. Există trei tipuri de caracteristici: - de intrare (iIN = f(vIN)) - de transfer (iIES = f(vIN) sau iIES= f(iIN)) - de ieşire (iIES = f(vIES)) În multe cazuri, mai ales pentru caracteristicile de ieşire, se reprezintă o familie de caracteristici, alegând ca parametru o mărime de intrare. Caracteristicile statice pentru conexiunea emitor comun sunt cele mai folosite.

În figura 3-30 s-a reprezentat o familie de altfel de caracteristici de ieşire, la care parametrul s-a ales tensiunea vBE. În figura 3-33 se prezintă aspectul caracteristicilor de intrare şi de transfer, de

asemenea pentru conexiunea emitor comun.

IC

β

Fig. 3-31 Dependenţa β = f(IC)

EC BCININ IES IES

iCiEiC

iB

uCBuEBuCE

uBE

Fig. 3-32 Mărimile de intrare şi de ieşire considerate în caracteristicile statice ale tranzistoarelor bipolare

0,6V

iB

uBE

20µA

0,6V

iC

uBE

2mA

iC

iB Fig. 3-33 Caracteristici de intrare şi de transfer

În figura 3.34 se prezintă caracteristicile de ieşire ale unui tranzistor npn, în funcţie de parametrul iB, evidenţiindu-se regiunile activă normală, activă inversă şi de saturaţie. S-au utilizat scări diferite pentru valori pozitive sau negative.

S-a evidenţiat şi fenomenul de străpungere, caracterizat de tensiunea de stăpungere BVCE0 (breakdown voltage) între colector şi emitor ca baza în gol.

iC [mA]

uCE 10 20 30 40

-8 -6 -4 -2

-0,02

-0,04

-0,06

-0,08

-0,10

5

4

3

2

1iB = 0

iB =0,01mA

0,03mA

0,02mA

0,01mA

BVCE0 iB = 0 0,02mA

0,03mA

0,04mA

iB =0,04mA

Regiunea desaturaţie

Regiunea desaturaţie

Regiunea activă normală

Regiunea activă inversată

VALORI TIPICE RAN: βF = 100

αF = 0,99 RAI: βR = 1 ÷ 5

αR = 0,5 ÷ 0,8

Fig. 3-34 Caracteristicile de ieşire iC = f(uCE) cu parametrul iB

1.1. Funcţionarea tranzistorului bipolar în regim variabil la semnal mic

Se consideră un circuit teoretic reprezentat în figura 3-38. Se admite că tensiunea de polarizare, VCC, este suficient de mare încât joncţiuneabază colector să rămână polarizată invers, pentru toate valorile posibile alecomponentei variabile vbe, deci tranzistorulu să se menţină permanent în regiunea activă normală. Tensiunea vBE având şi componentă continuă şi variabilă, curenţii iB şi iC vor avea, la rândul lor, atât componente continue, cât şi variabile.

i I ev V v

i I e I e e I eC S

vV

BE BE be

C S

v vV

S

vV

vV

C

vV

BE

T

BE be

T

BE

T

be

T

be

T= ⋅= +

⇒ = ⋅ = ⋅ = ⋅

+

Relaţia (3.99) oferă posibilitateadeterminării mărimii totale a curentului decolector. Ea permite şi stabilirea unui criteriu după care componenta variabilă săfie considerată sau nu de semnal mic.

1.1.1. Criteriu de estimare a mărimii semnalului Dezvoltând relaţia (3.99) în serie Taylor se obţine:

i IvV

vV

vVC C

be

T

be

T

be

T= ⋅ + + ⋅

+ ⋅

+

1 12

16

2 3........

Se poate considera semnalul mic atunci când circuitul este liniar, adică atunci când se pot neglija termenii de grad superior din relaţia (3.100). Aceasta însemană că:

vbe << VT

În acest caz: i I IV

vC CC

Tbe= + ⋅

Componenta variabilă este: iIV

v g vcC

Tbe m be= ⋅ = ⋅

unde s-a notat cu gm tranconductanţa de semnal mic a tranzistorului:

gIVm

C

T=

Practic, se poate considera că, dacă vbe < 10mV, erorile care apar datorităaproximaţiei de semnal mic sunt sub 10%.

VBE

VCCvbevBE

iB=IB+ib

iC=IC+ic

Fig. 3-38 Circuit pentru studiul funcţionării tranzistorului la semnal mic

(3.99)

(3.100)

(3.101)(3.102)

(3.103)

(3.104)

1.6.2. Modelul π-hibrid simplificat Conform cu definirea regimului variabil la semnal mic, porţiunea din

caracteristica dispozitivului parcursă de punctul de funcţionare poate fi aproximată cu tangenta dusă în punctul static de funcţionare. Considerând caracteristica de transfer iC = f(vBE), adică:

i I eC S

vVBE

T= ⋅ relaţia între componentele de semnal mic va fi:

ic = gm ⋅ vbe unde:

g didv

IV

e I eV

IVm

C

BE PSF

S

T

vV

PSF

S

VV

T

C

T

be

T

BE

T= = ⋅ =

⋅=

Se observă că s-a regăsit relaţia (3.104). Transconductanţa gm modelează efectul de tranzistor pentru componentele de semnal mic ale mărimilor electrice.

Deoarece joncţiunea bază-emitor este direct polarizată, prin echivalenţă cu comportarea joncţiunii p-n la semnal mic, între bază şi emitor, pentru semnal mic, comportarea tranzistorului va fi descrisă de o rezistenţă. Relaţia între curentul de bază şi tensiunea bază-emitor de semnal mic este deci:

vbe = ib ⋅ rπ unde cu rπ s-a notat rezistenţa echivalentă la semnal mic între bază şi emitor.

r vi

igi g

be

b

c

m

b mπ

β= = =

Cele două elemente, gm şi rπ pot descrie, într-o primă aproximaţie, funcţionarea tranzistorului bipolar în regim variabil, la semnal mic, dacă frecvenţa de lucru nu este prea mare. Modelul bazat pe cei doi parametri este prezentat în figura 3-39 şi se numeşte modelul π-hibrid simplificat.

rπ +- gm⋅vbe

e

cb

Fig. 3-39 Modelul de semnal mic π-hibrid simplificat

(3.107)

(3.108)

(3.109)

(3.105)

(3.106)

1.6.3. Modelul π-hibrid complet Luând în considerare şi alte fenomene se vor găsi elemente care să completeze modelul din figura 3-39.

a) Rezistenţa de ieşire S-a arătat că efectul Early produce variaţia curentului de colector, iC, cu tensiunea colector, vCE.

T

BE

Vv

A

CESC e

Vv

1Ii ⋅

+⋅=

unde VA este tensiunea Early. Pentru componentele de semnal mic, relaţia devine liniară:

i g v g vc m be o ce= ⋅ + ⋅ unde:

A

C

PSFCE

C

Oo V

Ivi

r1g ≈

∂∂

==

Deci rezistenţa de ieşire are expresia:

r VIo

A

C=

Modelul completat cu acest element este prezentat în figura 3-40.

b) Variaţia sarcinii în regiunea bazei

S-a arătat că la variaţia tensiunii colector emitor, vCE, se modifică panta distribuţiei de purtători minoritari din bază. Aceasta înseamnă, de fapt, modificareasarcinii de purtători minoritari din bază. La creşterea tensiunii uCE, corespunde creşterea pantei, deci, conform figurii 3-29, micşorarea ariei triunghiului

o;wB;np(0), adică micşorarea sarcinii de bază. Aceasta duce la micşorarea curentului de bază. Acest efect se modelează cu unrezistor plasat între colector şi bază, notat cu rµ., ca în figura 3-41. Se poate arăta că:

r rµ πβ> ⋅ Valoarea sa fiind foarte mare, rµ se va lua în considerare numai când restul circuitului conţine rezistenţe fizice sau echivalentefoarte mari.

rπ +- gm⋅vbe

e

cb

ro

ib

ie

ic

Fig. 3-40 Modelul de semnal mic incluzând şi ro

rπ +- gm⋅vbe

e

cb

ro

rµ

Fig. 3-41 Modelul π-hibrid care include şi rµ

(3.110)

(3.111)

(3.112)

(3.113)

(3.114)

d) Rezistenţele parazite

După cum se poate observa în figura 3-15-a, între contactele terminalelor tranzistorului, din partea de sus şi partea activă a structurii, plasată sub emitor, se înseriază porţiuni de material semiconductor, care prezintă o anumită rezistivitate. Efectul acestora se manifestă mai ales la curenţi mari de polarizare. Valori tipice pentru aceste rezistenţe parazite, corespunzând unor tranzistoare din circuitele integrate, sunt următoarele:

rrr

e

b x

c

= ÷= = ÷= ÷

1 350 500

20 200

Ω ΩΩ

Ω Ω notatã uneori si r

Se poate observa, în figura 3-42 că generatorul care modelează efectul de tranzistor nu mai este comandat de întreaga tensiune aplicată la terminale, vbe, ci numai de partea disponibilă la nodurile interne b' şi e'.

d) Capacităţi În figura 3-43, în care se prezintă modelul π-hibrid complet al tranzistorului, apar şi trei capacităţi. Capacitatea Cπ include o componentă datorată sarcinii de

bază (variaţia curentului ic ca răspuns la variaţia tensiunii vBE implică modificarea distribuţiei de purtători minoritari şi deci a sarcinii de minoritari din bază), care este, de fapt, o capacitate de difuzie. O a doua componentă a capacităţii Cπ o reprezintă capacitatea de barieră a joncţiunii emitoare, datorate sarcinii din regiunea de tranziţie a acestei joncţiuni. Capacitatea Cµ este capacitatea de barieră a joncţiunii colectoare. Tranzistoarele npn din circuitele integrate mai sunt afectate de o capacitate parazită a joncţiunii care apare între colectorul de tip n şi substratul de tip p pe care se realizează circuitul integrat, capacitate notată cu CCS.

rπ +- gm⋅vb’e’

e

cb

ro

rµ rcrb

re

b’

e’

Fig. 3-42 Includerea rezistenţelor parazite în modelul de semnal mic

rπ +- gm⋅vb’e’

e

cb

ro

rµ

rcrx

re

b’

e’Cπ

Cµ

Ccs

Fig. 3-43 Modelul de semnal mic π-hibrid complet

(3.115)

p canalcu n canalcu

depletion)-saracire(cu initial canalcu

p canalcu n canalcu

t)enhancemen-imbogatire(cu indus canalcu

tor)Semiconduc-Oxid-Metal izolata poartacu (TEC MOS-TECp canalcu n canalcu

jonctiune) poartacu (TEC J-TEC

Functionarea se bazeaza pe controlul conductivitatii unui canal semiconductor cu ajutorul unui camp electric orientat transversal fata de acest canal.

Clasificare, simboluri

Tranzistorul cu efect de camp

iD

D

S

G

S

D

GB

D

S

G B

iD

Canaln

Canalp

TEC-J (J-FET) TEC- MOS cu canal indus(enhancement MOS-FET)

TEC- MOS cu canal initial(depletion MOS-FET)

drena

sursa

substrat(body)

poarta = gate(grila)

TEC – MOS cu canal n indus – structura; procese fizice

• vGS = 0

– doua diode in opozitie inseriateintre drena si sursa

– nu circula nici un curent intre D siS daca se aplica o tensiune vDS > 0

– exista o regiune golita de purtatoriliberi de sarcina electrica intrsubstratul de tip p si regiunile de tip n+ ale drenei si sursei

• vGS > 0

– potentialul pozitiv de pe poarta respinge golurile libere rezultand o regiunegolita incarcata cu sarcina negativa a atomilor acceptori ionizati

– pe masura ce vGS creste, sunt atrasi electroni liberi care, treptat, formeazaun strat de inversiune (mai multi electroni decat goluri) la suprafata de sub electrodul poarta (se INDUCE un canal conductor de tip n intre D si S). Acestfenomen apare daca vGS > VTh (tensiune de prag – threshold)

– daca se aplica o tensiune vDS > 0, va cirula un curent intre D si S prin canal

TEC – MOS cu canal n indus – functionareain regiunea de blocare

0i0vVv

DDS

ThGS =⇒

≥<

TEC – MOS cu canal n indus – functionareain regiunea trioda

THGSCh

Ch

DSD

DSD

DS

Vv1~R;

Rvi

v~ i v tensiuniiale mici valoriPt.

−=

Pentru tensiuni vDS mici, tranzistorul se comporta intredrena si sursa ca un rezistor cu rezistenta controlata de tensiunea vGS

)(R adanceste se canalul v

canal EXISTA Vv

ChGS

ThGS

↓↑⇒

⇒>

vDS = vGS - VTh

in x) canal exista (NU 0)x(hV)x(v

in x) canal (exista 0)x(hV)x(v

v)L(vv)0(v

);x(v

ChThGCh

ChThGCh

GDGCh

GSGChGCh

=⇒<

≠⇒>

==

x

S G DvDS

vGSvGD

vGCh(x0)

vDS-vCh(x0)vCh(x0)

x00 L

hCh(x0)

)0(h)L(hvvvvv:particularIn

)x(h)x(h)x(v)x(v)x(vv)x(v

)x(v)x(vxx0v

ChChGSGDDSGSGD

1Ch2Ch

1GCh2GChChGSGCh

1Ch2Ch12

DS

<⇒<⇒−=

<⇒<⇒−=

>⇒

>>

0)L(hVv

Vvv

Ch

ThGD

ThGSDS

=⇒⇒=⇒⇒−=

−≤>

43421DSsatv

ThGSDS

ThGS

VvvVv

( )[ ]

oxn CKP;2

KP

L

WK

2DSDSThGSD vvVv2Ki

⋅µ=⋅=

−⋅−⋅⋅=

TEC – MOS cu canal n indus – functionareain regiunea de saturatie (activa)

( )[ ]2DSDSThGSD

v

ThGSDS

ThGS

vvVv2Ki

VvvVv

triodaReg.DSsat

−⋅−⋅⋅=

⇒

−≤>

43421

−>>

43421DSsatv

ThGSDS

ThGS

VvvVv

(activa) saturata Reg.

( )

⋅=

−⋅=⇒−==

2DSD

2ThGSD

ThGSDSsatDS

vKisau

VvKiVvvv limita, La

• Pt. vDS > vDSsatcurentul iD ramaneconstant, egal cu valoarea de la limitaregiunii trioda.

• Electronii sunttransportati de la varfulcanalului la drena sub actiunea campuluielectric din aceastaregiune.

−>>

43421DSsatv

ThGSDS

ThGS

VvvVv

(activa) saturata Reg.

Regiune aproapeliniara cu pantaproportionala cu (vGS – VTh)

Regiune in care panta scadedatorita cresteriirezistenteicanalului cu vDS

Curentul se satureazadeoarece canalul estestrangulat in dreptul drenei sivDS nu mai afecteaza canalul

( )2ThGSD VvKi −⋅=

( )ThGSDS

DSD

VvvvKi−=

⋅= 2

VVv ThGS 2=≤

−>>

43421DSsatv

ThGSDS

ThGS

VvvVv ( )2ThGSD VvKi −⋅=

21

22

23

( ) ( )

D

A

Do

DS2

ThGSD

IV

I1r

v1VvKi

=⋅λ

≈

⋅λ+⋅−⋅=

−>>

43421DSsatv

ThGSDS

ThGS

VvvVv

Efectul modulariilungimii canalului

TEC MOS cu canal n initial – structura; regiuni de functionare

Exista canal (ID > 0) chiar si la vGS = 0; pentru a anulacanalul tebuie aplicata o tensiune vGS negativa.

Deci tensiunea de prag este negativa (VTh < 0)

Conditiile care definesc regiunile de functionare si expresiile marimilor electriceasociate acestora raman IDENTICE cu cele de la TEC MOS cu canal n indus;

Tensiunea de prag este insa negativa(VTh < 0).

( )[ ]

( )

2ThDDSS

2ThGSD

ThGSDS

THGS

2DSDSThGSD

ThGSDS

THGS

DTHGS

VK)0(II

VvKiVvv

Vv (activa) saturata Reg.

vvVv2KiVvv

Vv triodaReg.

0iVv

blocare Reg.

⋅==

−⋅=⇒

−>>

−⋅−⋅⋅=⇒

−≤>

=⇒ ≤

TEC-J cu canal n – structura; regiuni de functionare

Conditiile care definesc regiunile de functionare si expresiile marimilorelectrice asociate acestora ramanIDENTICE cu cele de la TEC MOS cu canal n indus si TEC MOS cu canal n initial;

Tensiunea de prag este negativa(VTh < 0), ca si la TEC MOS cu canal n initial.

TEC-J cu canal n functioneazaNUMAI la vGS < 0 (altfel s-arpolariza direct jonctiunile si iG ardeveni foarte mare

Canalul este delimitat de 2 jonctiuni pnpolarizate invers (vGS < 0); modificareatensiunii vGS determina variatia extinderiiregiunilor de tranzitie ale jonctiunilor sideci controleaza “adancimea” canalului.

Comparatie intre cele 3 tipuri de TEC cu canal n – caracteristica de transfer in

regiunea saturata

TEC cu canal p

−→→→

inverseaza se i al referinta de sensulVV

vvvv

:RILETRANSFORMAOPEREAZA SEDACA n canalcu TEC la decelecu IDENTICEraman asociate electricemarimilor expresiile

toatesi efunctionar de regiunile definesc care ileinegalitat Toate

D

ThTh

SDDS

SGGS

Caracteristicile de transfer in regiuneasaturata pentru TEC cu canal p si canal n

Structura CMOS

32

33

34

35

36

Capitolul al n-lea Circuite de polarizare

n.1 Definitii; probleme specificePentru prelucrarea de semnalevariabile, aceste semnaletrebuie spuprapuse pestecomponente continue care săstabilească punctul static de funcţionare într-o regiuneconvenabilă a caracteristiciidispozitivului utilizat.POLARIZARE = totalitateatehnicilor de circuit prin care se stabileşte un anumit punct static de funcţionare pentru un dispozitiv

IB

IE

IC UBC

UBE

UCE

I I IU U UE C B

CE BC BE

= += − +

I I eI IC S

UV

C B

BE

T= ⋅= ⋅

β

+−=+=

GSGDDS

GDS

VVVIII

ID

IG

VDS

VGS

VGD

IS

( )

=−⋅=

0IVVKI

G

2ThGSD

( )CEC U,IPSF = ( )DSD V,IPSF =

n.2 Circuite de polarizare realizate cu componente discrete pentru tranzistorul

bipolar cu jonctiuni

Circuitul simplu de polarizare

RB RC

VCCQ

IC

UCE

UBE

IB

RB RC

VCC

IC

UCE

IB

UD

DIβ⋅IB

UBE

(a) (b)

DCCB

DCCB

BBDCC

UV dacã ;R

UVI

IRUV

>−

=

⇒⋅=−

I IV U

RC BCC D

B= ⋅ = ⋅

−β β

B

DCCCCCCECECCCC R

UVRVUUIRV −⋅β⋅−=⇒+⋅=

Circuitul de polarizare cu

rezistor in emitor

Circuitul de polarizare cu

rezistor in emitor

( )[ ]

( )[ ]

I T TV U T

R T R

I T TV U T

R T R

C MIN MINCC D MIN

B MIN E

C MAX MAXCC D MAX

B MAX E

( ) ( )( )

( ) ( )( )

= ⋅−

+ + ⋅

= ⋅−

+ + ⋅

ββ

ββ

1

1

( ) ( )( ) ( )MAXCE

MAX

MAXCCCMAXCE TIR

T1TRVTU ⋅

⋅

β+β

+−=

Proiectarea pentru stabilitate specificată a

punctului static de funcţionare

UCEIB

RCIC

VCC

UBERE

IE

RB

VB

RB

VB

RB=RB1 ⁄⁄ RB2

VB=VCC⋅RB2/(RB1+RB2)

⇒⇔

RB1

RB2

VCC

Circuitul de polarizare cu divizor de tensiune în bază şi rezistor în emitor

UCEIB

RCIC

VCC

UBERE

IE

RB1

RB2

( )IV V

R R

U V R R I

CB D

B E

CE CC C E C

=−

+ + ⋅

= − ++

⋅

⋅

⋅

ββ

ββ

1

1

n.3 Circuite de polarizare realizate cu componentediscrete pentru tranzistorul cu efect de camp

n.4 Circuite de polarizare specificecircuitelor integrate analogice

Oglinda de curent simplă

IREFIO=IC2

IC2

IB1 IB2Q1 Q2

2C1C2BE1BE IIVV =⇒=

( )I I I I I IREF C B B B B= + = + = + ⋅1 2 2 2β β

I I IO C B= =2 β

⇒ =+

=+

→I

IO

REF

ββ

β2

1

1 21

β→ ∞⇒ →IB 0

I IO REF=

A A I I

i I eV V

I I

Q Q S S

C S

vV

BE BE

C C

BE

T

1 2 1 2

1 2

1 2

2 2

2

= ⋅ ⇒ = ⋅

= ⋅=

⇒ = ⋅

Surse de curent cu TBJ

Oglinda de curent simplă

vBE4

vBE3

vBE2

vBE1

iC

vCE-VA 0

rπ +- gm⋅vbe

e

cb

ro

ib

ie

ic

rVIo

A

C=

Rezistenta de iesire

Oglinda de curent simplă

Rezistenta de iesire

Structură de polarizare care realizează rapoarte între curenţi

IREF

Q1 Q2

I4 I6=I4= IREF

Q5 Q6

Q4Q3

2 1 3 2

1 1

I3=3⋅ IREF /2I2=IREF /2

+ VCC

-

+ VEE

-

Oglinda de curent simplă

Surse de curent cu TEC

Deoarece tranzistorul bipolar cu joncţiuni are trei terminale, unul dintreacestea va fi comun intrării şi ieşirii. Se vor deosebi trei conexiunielementare:- emitor comun (EC);- bază comună (BC);- colector comun (CC).

Identificarea conexiunii se referă la regimul variabil şi, înconsecinţă, se va realiza utilizând o schemă echivalentă în regim variabil. În curent continuu nu este obligatoriu să existe un terminal la masă.

Analiza etajelor elementare se va efectua în bandă, utilizîndmodelul π-hibrid simplificat. Se vor urmări câţiva dintre parametriicaracteristici amplificatoarelor, cum ar fi: amplificarea de tensiune, rezistenţa de intrare şi rezistenţa de ieşire.

Etaje elementare de amplificare

1 Etaje elementare de amplificare cu tranzistoare bipolare cu jonctiuni

Etaj elementar de amplificare cu tranzistorbipolar în conexiunea emitor comun

CL

Rg RL

RC

RB2

RB1

RE CE

CBQ

+VCC-

Ro

Ri

vg

vovi

RC

RB2

RB1

RE

QVCC

UBEUCE

IB

IE

IC

( )I V UR RE

U V R R I

CB B

B

CE CC C E C

=−

+ + ⋅

= − ++

⋅

⋅

β

ββ

1

1

V V RR R

R R R

B CCB

B B

B B B

= ⋅+

=

2

1 2

1 2/ /

Punctul static de functionare

CL

Rg RL

RC

RB2

RB1

RE CE

CBQ

+VCC-

Ro

Ri

vg

vovi

RgRLRC

RB

Q

RoRi

vgvovi

RB=RB1 ⁄⁄ RB2 R′L=RC ⁄⁄ RL

a vvv

o

i=

Rg

RLRB

RoRi

vgvo

vi +rπ- gm⋅vbe

RiT

b

e

cRC

R’L

RoT

g IV

rg

mC

T

m

=

=πβ

( )v g v R Rv v

avv

g Ro m be C L

be iv

o

im L

= − ⋅ ⋅

=

⇒ = = − ⋅

/ / '

Amplificarea de tensiune

Rg

RLRB

RoRi

vgvo

vi +rπ- gm⋅vbe

RiT

b

e

cRC

R’L

RoT

g IV

rg

mC

T

m

=

=πβ

R R Ri B iT= / /

+rπ- gm⋅vbe

R viiT

t

t=

itvt

R vi

riTT

t= = π

R R ri B= / / π

Rezistenta de intrare

Rg

RLRB

RoRi

vgvo

vi +rπ- gm⋅vbe

RiT

b

e

cRC

R’L

RoT

g IV

rg

mC

T

m

=

=πβ

RB +rπ- gm⋅vbe

RC

RoT

Rgvt

it

R vio

t

t=

Rvi

Rot

tC= =

Rezistenta de iesire

CLRg

RL

RB2

RB1

RE

CBQ

+VCC

-

Ro

Ri

vgvo

vi

RB2

RB1

RE

QVCC

UBEUCE

IB

IE

IC

( )I V UR RC

B D

B E=

−+ + ⋅

ββ 1

V V RR R

R R R

B CCB

B B

B B B

= ⋅+

=

2

1 2

1 2/ /

U V R I V I RCE CC E E CC C E= − ⋅ = −+

⋅ ⋅ββ

1

Punctul static de functionare

Etaj elementar de amplificare cu tranzistorbipolar în conexiunea colector comun

(repetor pe emitor)

Rg

RLRE

RB

QRo

Ri

vg

vo

vi

RB=RB1 ⁄⁄ RB2

RiT

RoT

(a)

Rg

RB

Ro

Ri

vgvi +

rπ-

gm⋅vbe

RiT

b

e

c

RER’L

RoTRL

voR’L

(b)

( ) ( ) ( ) ( )

( ) ( )

v i R R i i R R vr

g v R R

g rr

v R Rr

v R R

o e E L b c E Lbe

m be E L

mbe E L be E l

= ⋅ = + ⋅ = + ⋅

⋅ =

=+ ⋅

⋅ ⋅ = + ⋅ ⋅

/ / / / / /

/ / / /

π

π

π π

β1 1

Amplificarea in tensiune

Amplificarea in tensiune

Rg

RLRE

RB

QRo

Ri

vg

vo

vi

RB=RB1 ⁄⁄ RB2

RiT

RoT

(a)

Rg

RB

Ro

Ri

vgvi +

rπ-

gm⋅vbe

RiT

b

e

c

RER’L

RoTRL

voR’L

(b)

( ) ( ) ( )⇒ = + + ⋅ ⋅ =

+ + ⋅⋅v v

rv R R

r R Rr

vi be be E LE L

be1 1β β

π

π

π/ /

/ /

v v vi be o= +

Amplificarea in tensiune

( ) ( )( ) ( )

( )( )

⇒ = =+ ⋅

+ + ⋅=

+ ⋅

+ + ⋅a

vv

R Rr R R

R

r Rv

o

i

E L

E L

L

L

β

β

β

βπ π

11

1

1

/ // /

'

'

Rezistenta de intrare

+rπ-

gm⋅vbe

RiT

R’L=RE ⁄⁄ RL

it

vt

v i rg v g r i i

be t

m be m t t

= ⋅

⋅ = ⋅ ⋅ = ⋅

π

π β

( )v v R i r i R it be L e t L t= + ⋅ = ⋅ + ⋅ + ⋅' 'π β 1

( ) 'L

t

tiT R1r

ivR ⋅+β+== π

R R Ri B iT= / /

Rezistenta de iesire

R R Ro E oT= / /

RB +rπ-

gm⋅vbe

RoT

Rg

vt

it

( )

⋅−−=

=⋅++

π

π

Bgbe

bet

bembe

t

R//Rrvvv

0vgrvi

Rvi

R Rr

rg

oTt

t

g B

m

= =+

+=

1

1

/ /

π

π

( ) ( )=

+

+ ⋅=

+

+

r R R

g r

r R Rg B

m

g Bπ

π

π

β

/ / / /

1 1

( )R R

r R Ro E

g B=

+

+/ /

/ /π

β 1

CL

Rg

RLRC

RB RB

RE

CE

CB

Q RoRi

vg

vo

vi

VCC

RC

RB2

RB1

RE

QVCC

UBEUCE

IB

IE

IC

Q

RE RC RL

Ro

vo

RgRi

vg vi

RiT RoT

RL′

gm⋅vbe

RE RC RL

Ro

vo

RgRi

vg vi

RiT RoT

-rπ+

b

ce

Etaj elementar de amplificare cu tranzistorbipolar în conexiunea baza comuna

gm⋅vbe

RE RC RL

Ro

vo

RgRi

vg vi

RiT RoT

-rπ+

b

ce

Amplificarea in tensiune

( )v R R g v g v Rv v

o C L m be m be L

be i

= − ⋅ ⋅ = − ⋅ ⋅

= −

/ / '

a vv

g Rvo

im L= = ⋅ '

Rezistenta de intrare

gm⋅vbe

R’L

RiT

-rπ+

vt

it

−=

=⋅++π

tbe

bembe

t

vv

0vgrvi

ivr

g vg rr

vr

vtt

m tm

t t= + ⋅ =+ ⋅

⋅ =+

⋅π

π

π π

β1 1R v

ir

iTt

t= =

+π

β 1

R R Ri iT E= / /

gm⋅vbeRE RC

R vio

t

t=

vt

RoT →∞

-rπ+

Rgit

Rezistenta de iesire

⇒ =R Ro C

CL

Rg RL

RC

RB2

RB1

RE

CBQ

+VCC-

Ro

Ri

vg

vovi

RgRLRC

RB

Q

Ro

Ri

vg vovi

RiT

RoT

RE

Rg

RLRB

RoRi

vgvo

vi +rπ- gm⋅vbe

RiT

RC

RL′

RoT

RE

Etaj elementar de amplificare cu tranzistorbipolar în conexiunea emitor comun cu

rezistenta de emitor nedecuplata

( ) E

L'

Em

L'

m

i

ov

Ebembe

bei

L'

bemo

R1rR

Rr

rg11

Rgvva

Rvgrvvv

Rvgv

⋅+β+⋅β

−=

=⋅

⋅++

⋅−==⇒

⋅

⋅++=

⋅⋅−=

π

π

π

π

Rg

RLRB

RoRi

vgvo

vi +rπ- gm⋅vbe

RiT

RC

RL′

RoT

RE

a RRv

L

E≈ −

'

Amplificarea in tensiune

Rezistenta de intrare

+rπ- gm⋅vbe

RiT

RL′

RE

vt

it

R R Ri B iT= / / v i rg v g r i i

be t

m be m t t

= ⋅

⋅ = ⋅ ⋅ = ⋅

π

π β

( )v i r Rt t E= ⋅ + + ⋅π β 1

( )Rvi

r RiTt

tE= = + + ⋅π β 1

RoT → ∞Ro = RC

Rezistenta de iesire

Etaj elementar de amplificare cu TEC MOS cu canal p initial în conexiunea sursa comuna

2 Etaje elementare de amplificare cu tranzistoare cu efect de camp

Etaj elementar de amplificare cu TEC MOS cu canal n indus în conexiunea poarta comuna

Etaj elementar de amplificare cu TEC-J cu canal n în conexiunea drena comuna (repetor pe sursa)