tranzistorul mosfet de putere

8 TRANZISTORUL MOSFET DE

PUTERE

Din multitudinea tranzistoarelor utiliznd tehnologia MOS (metal-oxid-semiconductor) ]i efectul de cmp (FET), n electronica de putere se utilizeaz` cu prec`dere cele cu canal indus. Fa\` de semiconductoarele de putere prezentate anterior tranzistorul MOSFET cu canal indus se caracterizeaz` prin dou` diferen\e esen\iale: crearea canalului de conduc\ie prin cmp electric, deci printr-o

comand` de putere redus`; asigurarea conduc\iei n canal prin purt`tori de tip minoritar. Exemplificarea acestor diferen\e este prezentat` prin structura simplificat` din fig.8.1. Structura este format` din corpul p, cu o dopare de 1017/cm3, n care se realizeaz` dou` incluziuni n1

+ ]i n2+, nalt dopate,

Fig.8.1 Principiu de realizare a unui MOSFET cu canal indus.

SiO2

TRANZISTORUL MOSFET DE PUTERE 118

1019/cm3 , numite dren (D) ]i surs` (E). Al treilea electrod, poart` G, este conectat la corpul p printr-un strat izolant de oxid de siliciu (Si O2). Dac` se polarizeaz` pozitiv poarta G n raport cu sursa S, n corpul p se creaz` un cmp electric pozitiv, care va atrage n zona por\ii purt`tori minoritari din p, electronii. Densitatea de purt`tori atra]i va depinde evident de intensitatea cmpului electric creat. Sarcina realizat` n acest mod formeaz` a]a numitul canal n indus. Dac`, n continuare, se polarizeaz` pozitiv drenul D n raport cu sursa S, electronii din stratul n2

+ vor fi mpin]i din stratul n2+ ]i atra]i de stratul n1

+ , formnd un curent electric, care se nchide prin canalul realizat n corp. Densitatea electronilor din canalul indus, fiind controlat` de intensitatea cmpului electric produs de poart`, determin` conductivitatea canalului, ]i deci intensitatea curentului electric care se nchide, n sens tehnic, de la dren la surs`. Avnd n vedere cele prezentate mai sus rezult` deosebirile func\ionale: c`dere mai mare de tensiune dren-surs`, ca urmare a densit`\ii reduse

a purt`torilor de sarcin` din canal; un timp de ie]ire din conduc\ie, tOFF , redus, din acelea]i motive; comanda pe poarta n tensiune.

8.1 STRUCTURA. POLARIZARE

O structur` real` a unui tranzistor MOSFET de putere cu canalul indus n este prezentat` n fig.8.2. Fa\` de structura de principiu din fig.8.1, apar unele diferen\e: prezen\a stratului s`rac, n- , cu o dopare de 1014 1015/cm3; realizarea inter\esut` a ansamblului corp-surs`, respectiv poart`-

surs`, n scopul asigur`rii unei ct mai bune p`trunderi a cmpului electric n corp;

realizarea de structuri de felul celei din fig.8.2, cu sec\iune transversal` redus` ]i conectarea, n acela]i cip, pentru curen\i mari, a mai multor asemenea structuri n paralel, prin intermediul metaliz`rii.

DISPOZITIVE SEMICONDUCTOARE DE PUTERE 119

Structura de tip cu canal indus p, care se realizeaz` mai rar, are aceea]i construc\ie, fiind inversate doar tipurile straturilor, structura ntre dren ]i surs` fiind p1

+ p- , n, p2+ .

Structura complicat` a tranzistorului MOSFET de putere introduce o serie de efecte parazite. Cele mai notabile sunt capacit`\ile parazite ale jonc\iunilor, fig.8.2; capacitatea dren-surs`, CDS; capacitatea poart`-surs`, CGS; capacitatea poart`-dren CGD . De asemenea ansamblu n- p n2

+ formeaz` un tranzistor bipolar pnp parazit, iar pn- o diod` parazit`, care au influen\e n regimurile de func\ionare ale tranzistorului. {n fig.8.3 sunt prezentate simboliz`rile uzuale pentru tranzistor cu canal n, fig.8.3a, ]i cu canal p, fig.8.3b. Polarizarea direct` a tranzistorului, cu poart` izolata, nseamn`, pentru tranzistorul cu canal n, polaritatea plus pe dren. Jonc\iunea polarizat` invers este J1, n

- p, tensiunea depinznd de grosimea stratului n-. Se realizeaz` n mod obi]nuit tranzistoare cu tensiuni pn` la 1000V. Polarizarea invers`, polaritatea minus pe dren, va fi sus\inut` de jonc\iunea J2 , n2

+ p, fiind de ordinul a 10 20V. Concluzia const` n

Fig.8.2 Structuta unui MOSFET cu canal n-indus.

Fig.8.3 Simbolizarea MOSFET-ului.


aceea c` tranzistorul MOSFET poate lucra numai cu alimentare n c.c. ]i anume polarizat pozitiv. Tranzistoarele cu canal p au o func\ionare identic`, polariz`rile fiind de sens opus n raport cu cele de la tranzistorul cu canal n.

8.2 CARACTERISTICA STATIC~

Se consider` un tranzistor cu canal n inclus n circuitul din fig.8.4. Caracteristicile statice, fig.8.5, se analizeaz` mpreun` cu caracteristica de transfer, fig.8.6.

Fig.8.4 Schem` de func\ionare. Fig.8.5 Caracteristici statice. Fig.8.6 Caracteristica

de transfer. La nivelul caracteristicii de transfer se constat` c` pentru

GSPGS VV < , (8.1)

unde VGSP se nume]te tensiune de prag, curentul de dren, iD , este nul. Peste aceast` valoare iD este practic propor\ional cu tensiunea poart`-surs`. {n fig.8.6 caracteristica real` este prezentat` cu linie ntrerupt` (2), iar cea idealizat` cu linie plin` (1). Tensiunea VGSP este de ordinul vol\ilor. Familia de caracteristici statice este concretizat` prin mai multe zone: Dreapta VBDDS, limitnd tensiunea maxim` admis` n sens direct.

Dep`]irea acestei tensiuni produce cre]terea curentului iD ]i distrugerea, prin multiplicarea n avalan]` a purt`torilor de sarcin`, a jonc\iunii dren-corp. Fenomenul este asem`n`tor primei str`pungeri de la tranzistorul bipolar.


Zona activ`, caracterizat` prin curen\i de dren constan\i ]i tensiuni dren-surs` variabile. Curentul de dren este puternic dependent de tensiunea poart`-surs`. {n fig.8.5 tensiunile poart`-surs` sunt n raportul

GSPGSGSGSGS VVVVV >>>> 1234 . (8.2)

De asemenea n aceast` zon` sunt valabile rela\iile pentru tensiunea dren-surs`,

GSPGSDS Vvv -> (8.3)

]i pentru curentul de dren

[ ]2GSPGSD VVki -= , (8.4) unde k este o constant` a tranzistorului. Zona ohmic`, caracterizat` prin tensiuni dren-surs` mici, unde exist`

rela\ia

GSPGSDS Vvv -< . (8.5)

{n aceast` zon` curentul de dren este dat de

2DSD vki = . (8.6)

Separa\ia dintre cele dou` zone, dreapta 1, este caracterizat` prin

GSPGSDS Vvv -= . (8.7)

Din punct de vedere al electronicii de putere, unde tranzistorul este utilizat n regim de comuta\ie, starea de blocare se ob\ine prin

0=GSv , (8.8)

iar cea de conduc\ie prin puncte de func\ionare unde vDS este minim, iar iD maxim. Acest compromis se poate ob\ine pe curba 1, de separa\ie ntre cele dou` zone, activ` ]i ohmic`. Tensiunile vDS, realizabile n condi\iile de mai sus, sunt sensibil mai mari ca la tranzistorul bipolar, lund valori ntre 1,5 3V. Zona ohmic` nu trebuie confundat` cu zona de satura\ie de la tranzistorul bipolar, fenomenul satura\iei neexistnd la tranzistorul MOSFET.


8.3 CARACTERISTICI DINAMICE

Pentru analiza caracteristicilor dinamice se consider` tranzistorul introdus n schema din fig.8.7, unde sarcina, de tip R+L, este asimilat` unui generator de curent constant. Alimentarea circuitului de poart` se face prin a]a numitul driver de poart`, DG. {n fig.8.7 s-au figurat ]i capacit`\ile parazite CGD ]i CGS, care joac` un rol important n realizarea comuta\iei tranzistorului.

8.3.1 INTRAREA {N CONDUC|IE

Se presupune c` driverul de poart` DG poate furniza un semnal treapt`, EG, fig.8.8. Acest semnal nu este identic cu tensiunea vGS ca urmare a prezen\ei condensatoarelor parazite CGD ]i CGS , care ncep un proces de nc`rcare. {n acest fel, de]i s-a aplicat la intrare un semnal treapt`, tensiunea vGS are o cre]tere exponen\ial` cu o constant` de timp

( )GSGDG CCR += 11t , (8.9) unde RG este rezisten\a din circuitul de poart`, iar curentul de nc`rcare al condensatoarelor parazite se nchide dup` circuitele din fig.8.9a, practic cele dou` condensatoare fiind conectate n paralel. Tensiunea dren surs` avnd valoarea

dDS Vv = , (8.10)

capacitatea parazit` CGD, care este variabil` n func\ie de vDS, fig.8.10, are valoarea

1GDC .

Primul interval din procesul de intrare n conduc\ie, fig.8.8, se nume]te timp de ntrziere, td , fiind generat de faptul c`

GSPGS Vv < , (8.11)

interval n care

0=Di (8.12)

]i

dDS Vv = . (8.13)

Dup` td, tensiunea poart`-surs` devine mai mare ca VGSP ]i curentul de dren ncepe s` creasc` cu un gradient did/dt determinat de sarcina R, L. Intervalul de timp n care curentul cre]te la valoarea de


regim sta\ionar I0 se nume]te timp de cre]tere a curentului tri. {n aceast` perioad` curentul de nc`rcare a condensatoarelor parazite ncepe s` se nchid` ]i prin tranzistor, circuitul dren-surs`. Pe intervalul

1fvt ncepe sc`derea tensiuii-dren surs`, ca urmare

a faptului c` tranzistorul se g`se]te n zona activ`.

Fig.8.8 Intrarea n conduc\ie.

Fig. 8.7 Circuit pentru analiza regimurilor dinamice.


Mic]orarea tensiunii vDS este mai accentuat` ca urmare a deschiderii, pentru timp scurt la sfr]itul intervalului tri, a diodei de regim liber n. Mai mult, urmeaz` blocarea conduc\iei acestei diode, eviden\iat` prin curentul IRRM, care se suprapune peste curentul de dren, fig.8.8.

Pe urm`torul interval, 2fv

t ,

tensiunea dren-surs` scade mai lent ca urmare a trecerii tranzistorului n zona ohmic`, n final atingndu-se valoarea de regim sta\ionar VDSON. Pe intervalele

1fvt +

2fvt , practic nc`rcarea condensatoarelor

nceteaz` ca urmare a modific`rii capacit`\ii CGD dup` fig.8.10. La sfr]itul intervalului

2fvt , rencepe nc`rcarea

condensatorului parazit poart`-dren, prin circuitul din fig.8.9b ]i dup` constanta de timp

( )12 GDDSONG

CRR +=t , (8.14)

unde RDSON este rezisten\a dren-surs` pentru starea n conduc\ie a tranzistorului. Timpul de intrare n conduc\ie este

21 fvfvridON

ttttt +++= . (8.15)

Fig.8.9 {nchiderea curentului de nc`rcare a condensatoarelor parazite.

Fig.8.10 Varia\ia capacit`\ii CGD.


Ca urmare a propriet`\ilor tranzistorului, tOFF este de ordinul zecilor de nanosecunde, cel mult sute de nanosecunde, permi\nd func\ionarea acestuia la frecven\e de ordinul sutelor de kHz. Supracurentul produs de IRRM este neesen\ial pentru tranzistor, astfel c` nu se iau m`suri speciale de protec\ie. {n privin\a pierderilor de putere acestea sunt importante pe intervalul de comuta\ie propriu-zis,

21 fvfvriC

tttt ++= , (8.16)

]i ca urmare a frecven\ei mari de lucru, provoac` un regim termic important. Ca urmare n cadrul regimului termic al tranzistorului acestea se iau n calcul, furnizorii oferind energia de pierderi pentru o comuta\ie, EJC , puterea de comuta\ie calculndu-se cu

fEP JCC = , (8.17)

unde f este frecven\` de comuta\ie.

8.3.2 IE}IREA DIN CONDUC|IE

Pentru a se ob\ine blocarea conduc\iei trebuie ca tensiunea poart`-surs` s` fie

GSPGS Vv < . (8.18)

Evident c` valoarea normal` este

0=GSv , (8.19)

care se poate realiza prin desc`rcarea condensatoarelor parazite CGD ]i CGS . Considerndu-se aceste condensatoare nc`rcate la valoarea anterioar`, +EG , desc`rcarea are loc dup` graficul din fig.8.11. Procesul de ie]ire din conduc\ie este unul invers celui de intrare n conduc\ie. Presupunnd c` la t = 0, tensiunea

0=GE , (8.20)

timpul de ie]ire din conduc\ie

firvrvdOFF ttttt +++= 21 , (8.21)

este generat de timpul de desc`rcare al condensatoarelor, proces care decurge invers ca la intrarea n conduc\ie. Timpul de ntrziere td este


cauzat de necesitatea mic]or`rii tensiunii vGS astfel nct tranzistorul s` nceap` s` ias` din zona ohmic`, urmnd timpii de cre]tere a tensiunii

1rvt n zona

ohmic` ]i 2rv

t n zona activ`. Timpul de ie]ire din conduc\ie tOFF, rela\ia (8.21), este de acela]i ordin cu tON, iar problema pierderilor de putere identic` ca la intrarea n conduc\ie.

Supratensiuni pot apare ca urmare a sarcinii inductive la modificarea gradientului de curent la nceputul intervalului tfi, n acela]i mod ca la tranzistorul bipolar.

8.4 CIRCUITE DE COMAND~ PE POART~

Circuitele de comand` pe poart` trebuie s` realizeze urm`toarele condi\ii: asigurarea unei tensiuni vGS > VGSP pentru intrarea n conduc\ie; anularea tensiunii vGS pentru ie]irea din conduc\ie; separarea galvanic` ntre circuitul de comand` ]i cel de putere, dren-

surs`. {n fig.8.12 este prezentat un circuit tipic de comand` pe poart`. Comanda este produs` de generatorul G, care furnizeaz` la ie]ire un semnal logic. Prin optocuplorul T3 se realizeaz` separarea galvanic`. La semnul logic 1 n colectorul lui T3, tranzistorul MOSFET T1 este n conduc\ie, asigurnd prin RG comanda de intrare n conduc\ie a lui TP. Prin inversorul U tiristorul T2 este blocat, avnd pe poart` semnal nul. La inversarea comenzii, T1 se va bloca, iar T2 intr` n conduc\ie asigurnd desc`rcarea condensatoarelor parazite. Uneori, pentru mic]orarea lui tOFF, se practic` polarizarea negativ` a tranzistorului T2, pentru a m`ri curentul de desc`rcare.

Fig.8.11 Ie]irea din conduc\ie.


Circuitele reale de comand` pe poart` au n vedere prezen\a mai

multor tranzistoare, n func\ie de schema convertorului. In acest caz se utilizeaz` circuite integrate specializate, care permit comanda mai multor tranzistoare, asigurarea unor protec\ii, precum ]i a altor cerin\e generate de tipul de convertor.

8.5 FUNC|IONAREA N CONDUC|IE

Dimensionarea tranzistoarelor MOSFET se face dup` tensiune ]i curent, n acela]i mod ca la celelalte dispozitive semiconductoare de putere. {n tensiune, avnd n vedere ]i eventualele supratensiuni din procesul de ie]ire din conduc\ie, alegerea const` n stabilirea tensiunii

dBDDS VkV > , (8.22)

unde Vd este tensiunea de alimentare, iar

k = 1,5 2 , (8.23)

n func\ie de eficienta circuitelor de protec\ie la supratensiuni.

Fig.8.12 Circuit de comand` pe poart`.

Fig.8.13 Aria de operare sigur`.


Curentul nominal al tranzistorului iD se alege n func\ie de curentul solicitat de convertor Id, regimul de func\ionare, continuu sau intermitent, ]i temperatura de func\ionare estimat`. La fel ca la tranzistorul bipolar esen\ial` este ncadrarea punctului de func\ionare n aria de operare sigur`, SOA, fig.8.13. Aceast` arie con\ine trei limit`ri: la tensiunea maxim` n sens direct, VBDDS; la curent maxim, n c.c. , iD , iar n regim de impuls, IDM ; la putere maxim` disipat` n tranzistor, curbele nclinate. Pentru alegerea curentului nominal se utilizeaz` caractersiticile statice, n general pentru temperatura maxim` de utilizare, urm`rind ncadrarea lor n SOA. Esen\ial este ns` calculul regimului termic dup` acela]i model ca la diode ]i tiristoare, lundu-se n calcul att puterea disipat` n regim sta\ionar ct ]i n comuta\ie, componente furnizate de produc`tori. In general pierderile n conduc\ie se calculeaz` cu

dDSONJ IVp = , (8.24)

unde VDSON se determin` din caracteristica static` pe care func\ioneaz` tranzistorul. Avnd n vedere c` VDSON este mai mare dect la tranzistoare bipolare, pierderile de putere (8.24) sunt sensibil mai mari ]i cresc cu cre]terea temperaturii jonc\iunilor. De asemenea pierderile n comuta\ie sunt dependente de rezisten\a de poart` RG, produc`torii indicnd rezisten\e standard de utilizat.

8.6 CIRCUITE DE PROTEC|IE

Pentru tranzistoare MOSFET sunt necesare mai multe circuite de protec\ie. O prim` protec\ie se refer` la circuitul poart`-surs`. Supratensiunile poart`-surs` pot produce str`pungerea stratului de oxid de siliciu. {n general tensiunile maxime poart`-surs` admise sunt de pn` la 25 30V. Supratensiunile pot s` provin` din circuitul de comand` pe poart`, de la sursa EC, fig.8.12, acestea putnd fi u]or controlate, utiliznd o surs` stabilizat`. Supratensiunile mai pot proveni ]i din circuitul dren-surs`, n special la comut`ri. {n unele scheme de comand`, aceste supratensiuni se anihileaz` prin prevederea n paralel cu tranzistoarele T1 ]i T2 , fig.8.12, a unor diode antiparalel. La apari\ia pe poart` a unor supratensiuni mai mari ca EC, indiferent de polaritate, una


din aceste diode se deschide ]i limiteaz` m`rimea supratensiunii la valori admise. Dificult`\i produc ]i subtensiunile din circuitul poart`-surs`. Mic]orarea accidental` a tensiunii poart`-surs` produce mic]orarea conductivit`\ii canalului, iar ca urmare a tendin\ei curentului iD de a r`mne constant, cresc sensibil pierderile de putere, nr`ut`\ind regimul termic. Protec\ia se realizeaz` prin circuite specializate de supraveghere a m`rimii acestei tensiuni, incluse n driverul de poart`. Protec\ia la supratensiuni dren-surs` se realizeaz` cu circuite RC asem`n`toare cu cele de la tiristoare, sau circuite R,C ]i diode ca la tranzistoarele bipolare, calculul f`cndu-se similar, fig.8.14. Rezisten\a R a circuitului are n vedere limitarea curentului de desc`rcare a condensatorului. In fig.8.14a desc`rcarea condensatorului C se face prin tranzistor, astfel nct limitarea curentului este strict necesar`. Pentru circuitul din fig.8.14b, prezen\a diodei n mpiedic` desc`rcarea condensatorului prin tranzistor, oblignd desc`rcarea numai prin rezisten\a R. Protec\ia la supracuren\i folose]te proprietatea tranzistorului de a se bloca, ntr-un timp scurt, prin comanda adecvat` pe poart`.

Se utilizeaz` n principal dou` solu\ii. Prima solu\ie are n vedere m`surarea valorii curentului, printr-un senzor adecvat, compararea acesteia cu o referin\` ]i elaborarea comenzii de blocare a conduc\iei. A doua solu\ie, de dat` mai recent`, se bazeaz` pe tranzistoarele MOSFET cu senzor de curent inclus, fig.8.15. Cteva din celule constitutive ale MOSFET-ului sunt conectate la doi electrozi speciali, suplimentari fa\` de cei clasici, K-electrod Kelvin ]i CS-surs` de curent. Tensiunea culeas` la ie]irea acestui circuit, up, este propor\ional` cu curentul de dren iD ]i ca urmare poate oferi informa\ii n timp real despre valoarea supracurentului. Mai departe

Fig.8.14 Circuite de protec\ie Fig.8.15 MOSFET cu senzor la supratensiuni. de curent.


semnalul este prelucrat la fel ca n cazul anterior. Acest ultim tip de protec\ie are cteva caracteristici foarte avantajoase: exclude senzorul de curent exterior ]i constantele de timp aferente; asigur` o protec\ie distribuit` ]i individual`, pentru fiecare tranzistor

al convertorului.

8.7 TRANZISTOARE IN PARALEL

{ntruct tranzistoarele MOSFET se fabric` pentru curen\i relativ mici, 100 200A, n cazul convertoarelor de putere mare este necesar` conectarea acestora n paralel, dup` schema din fig.8.16. Problema principal` n egalizarea curen\ilor dup`

20

21

Iii DD == (8.25)

{ntre caracteristicile de transfer ale celor dou` tranzistoare pot s` apar` diferen\e care s` conduc` la o nc`rcare inegal`, ca n fig.8.17. Tranzistorul T1 , mai nc`rcat se va nc`lzi mai mult dect T2. Caracteristica de transfer, cu cre]terea temperaturii se modific` n pozi\ia 1 , conducnd la un curent

11

'DD ii < , (8.26)

realizndu-se n fapt o reac\ie negativ` avnd ca sens echilibrarea curen\ilor. Ca urmare nu se iau m`suri speciale de echilibrare. Totu]i, la

Fig.8.16 Tranzistoare n paralel. Fig.8.17 {nc`rcarea tranzistorului n paralel.


proiectare, la fel ca la tiristoarele bipolare, se accept` un dezechilibru de cca 20%, care conduce la o supradimensionare voit` a acestora. Datorit` vitezei mari de comuta\ie pot s` apar` oscila\ii de curent, ca urmare a unor oscila\ii ntre comenzile celor dou` tranzistoare. Evitarea acestor oscila\ii se realizeaz` prin decuplarea comenzii pe poart` prin rezisten\e separate RG, ca n fig.8.16, sau prin nlocuirea acestor rezistoare prin diode.

8.8 ALTE CONSIDERA|II

A]a cum s-a men\ionat mai sus tranzistorul MOSFET, ca urmare a structurii con\ine un tranzistor bipolar ]i o diod` parazite. Tranzistorul bipolar parazit, de tip npn, este format de straturile n- p n2

+ , baza tranzistorului fiind format` din corpul p, iar emitorul din sursa n2

+ . Factorul de amplificare n curent, b , a acestui tranzistor este suficient de mare ca urmare a configura\iei corpului. Intrarea n conduc\ie a acestui tranzistor, produce urm`toarele efecte: mic]orarea substan\ial` a tensiunii VBDDS , ca urmare a cre]terii

densit`\ii de purt`tori de sarcin` din stratul n- ; la tensiuni mari poart`-dren, tranzistorul parazit fiind n conduc\ie,

poate intra n satura\ie, prelund curentul dren-surs`, blocarea lui nefiind posibil` ntruct corpul p nu este accesibil pentru evacuarea sarcinii stocate.

Dioda parazit` este format` din straturile p n-n+ , avnd deci catodul comun cu drenul. Func\ional ea se comport` ca o diod` antiparalel cu tranzistorul putndu-se deschide atunci cnd sarcina, ca urmare a structurii convertorului, inverseaz` sensul curentului. {n felul acesta se pierde capacitatea de blocare a MOSFET-ului, ceea ce constituie o avarie ce conduce la distrugerea tranzistorului.

Anularea efectelor produse de tranzistorul bipolar parazit se realizeaz` constructiv prin men\inerea bazei acestuia la poten\ialul sursei n scopul evit`rii intr`rii n conduc\ie. Concret acest lucru se realizeaz`, fig.8.2., prin extinderea metaliz`rii sursei n zona corpului p. Anularea efectelor diodei parazite, efecte ce pot apare n unele scheme de convertoare, de exemplu n punte, se realizeaz` prin plasarea diodei n1 , respectiv n.

Fig.8.18 Anularea efectului diodei

parazite.


Plasarea numai a diodei n1 asigur` o cale de nchidere a curentului de sens invers, fiind n fapt o diod` de regim liber. Solu\ia radical` const` n plasarea diodei n , care nu va permite amorsarea, n nici o situa\ie a diodei parazite.


8 TRANZISTORUL MOSFET DE PUTERE .....................................................................117

8.1 STRUCTURA. POLARIZARE...............................................................................118 8.2 CARACTERISTICA STATIC~..............................................................................120 8.3 CARACTERISTICI DINAMICE............................................................................122

8.3.1 INTRAREA {N CONDUC|IE...........................................................................122 8.3.2 IE}IREA DIN CONDUC|IE.............................................................................125

8.4 CIRCUITE DE COMAND~ PE POART~.............................................................126 8.5 FUNC|IONAREA N CONDUC|IE.....................................................................127 8.6 CIRCUITE DE PROTEC|IE ..................................................................................128 8.7 TRANZISTOARE IN PARALEL ...........................................................................130 8.8 ALTE CONSIDERA|II ..........................................................................................131

tranzistorul mosfet de putere

Documents