ELECTRONICA DE PUTERE II

1. M.P. Diaconescu, I. Graur, CONVERTOARE STATICE. Bazele teoretice,

elemente de proiectare, aplicaţii, Ed. „Gh. Asachi” – Iaşi, 1996.

2. M.P. Diaconescu, I. Graur, MUTATOARE. Baze teoretice, elemente de

proiectare, Rotaprint – Iaşi, 1978 (1980).

3. A. Kelemen, Maria Imecs, ELECTRONICA DE PUTERE, Ed. Didactică şi

Pedagogică, Bucureşti, 1985.

4. Florin Ionescu ş.a., ELECTRONICA DE PUTERE. Convertoare statice, Ed.

Tehnică, Bucureşti, 1988.

5. Albu Mihai, ELECTRONICA DE PUTERE, Ed. Venus – Iaşi, 2007.

6. Marcel Adam, Adrian Baraboi, ELECTRONICA DE PUTERE. Invertoare

statice, Ed. Venus, Iaşi, 2004

7. Notiţe de curs

1

ELECTRONICA DE PUTERE - cuprinde comutaţia, comanda, reglarea şi

convertirea energiei electrice, utilizând ventile semiconductoare cu dispozitivele lor

de măsură şi control.

Deci: EP este partea de comandă, care comută şi converteşte energia electrică, asigură

legătura între producătorul de energie electrică şi consumator. Partea de putere, convertorul,

conectează între ele 2 sau mai multe sisteme electrice potrivind parametrii lor electrici în vederea

conectării lor între ei.

4 funcţii de bază ale conversiei energiei electrice

1. - Convertorul de c.c. cu intrarea în c.a. (redresorul R)

2. Convertorul de c.a. cu intrarea în c.c. (invertor)

3. Convertorul de c.c. cu intrarea în c.c. (V.T.C. sau chopper)

4. Convertorul de c.c. cu intrarea în c.a (conv. de "f")

- Clasificarea făcută în funcţie de sistemele electrice între care este conectat convertorul.

Din Fig. rezultă:

- forma energiei înainte de

convertire;

- prezentarea simbolică a

modului de convertire;

- denumirea modului de

conversie şi tipul posibil de

conversie.

Sintetic C.S. se pot clasifica:

2

Producerea energiei electrice

CONVERTOR

CONSUMATOR

Conducere şi reglare

Prelucr.datelor

EP

~

~

=

=

REDRESOR

INVERTOR

V.T

.C.

V. d

e c.

c.

CONV.de c.a.

CONV.de c.c.

Cu intrareîn c.c.

Cu intrareîn c.a.

Cu intrareîn c.c.

Cu intrareîn c.a.

I

II

REGIMUL DE REDRESOR ŞI DE INVERTOR LA CONVERTOARELE COMANDATE

Din relaţia de mai sus Udi max pt. = 0 şi,Udi = 0 pt. = 90o.Pt. > 90o Udi < 0 = 0o150o (180o).Pt. puterea schimbă de semn INVERTOR- unghi de comandă de invertor = 180o - la = 180o = 0.s - unghi de stingere

max = 180o - s

În jurul lui = 90o Udi ~ Ucd

max. pt. = 90o

3

~_ ~

_

~ __

_ ~_ ~

_

~ _ ~~

~~

G

1dU1dU

1dU 1U 1U 1U 1U

~ c.a.= c.c.

2

2fU

12 dd UU

12 dd UU 2dU

12

12

ff

UU

1212

ffUU

1212

ffUU

C. de c.a. C. de c.c. C. de c.a.

G

= 30o

= 90o

= 120o

( = kUc şi k = ct.)

CONVERTORUL CU DOUĂ PULSURI- pt. puteri de cca. 10 kW - încărcare nesimetrică

- greutăţi în filtrarea curentului pe partea de c.c.- cu punct median (M2)- în punte (B2)

CONVERTORUL M2 IDEAL

- pct. de comutaţie naturală coincide cu momentul trecerii prin zero a tensiunii () se măsoară de la acest punct.

- conv. necomandabile un caz particular de la cel comandabil

4

30o 60o 90o 120o 150o 180o

1

-1

d

dU

U

ip up

M

id

Ud

LV1 V2

is1 is2

us1 us2

sU2

2

232

u

20

is1

x

x

is2

x

id

sau Ud 0,9Us cos

dar Ip = Id

de unde: .

Deci S > ca Pd cu 34%.- apare o premagnetizare a coloanei cu Id/2 primarul în inel sau secundarul în zig-

zag evită premagnetizarea, fără a modifica puterea de calcul a transformatorului.

- tensiunea pe ventilul blocat este:

pt. Ud = 110V Uinv = 700 [V] max. 200 V.

CONVERTORUL MONOFAZAT IDEAL ÎN PUNTE (B2)- ac. nr. de pulsuri (M = B)

is = ip

200Vc.c. 220Vc.a.

5

CONVERTORUL (B6) CU ŞASE PULSURI ÎN PUNTE

M31 Zs1 Is1

M32 Zs2 Is2

I0 = 0Zs1 = Zs2

Is1 = Is2

Is1 - Is2 =I0=0

Din M31 şi M32 B6 ( La conductorul de nul se poate renunţa)

- tensiunea de ieşire pentru B6 cu 2 M3 înseriate;

- tensiunea sistemelor legate în dublă stea în opoziţie a celor 2 stele sarcina R,L

- fiecare ventil conduce câte

(din 2 din 2 tiristori

înseriaţi pe fazele alăturate)- nu componentă continuă

6

ip up

us/2 us/2

id

V1

V2

V3

V4

ML Ud

R S T

Tr.

M31 M32

D1D3

Zs1

D4D6

Zs2

+ +

R S T

Tr.

(1) (2) 3)

Up1 Up3

ip1 ip2 ip3

us1 us2 us3

V1

V2

V3

V4

V5

V6

RL

id

Ud

- curenţii primari pe fază se deduc pe baza relaţiei de solenaţii:

(cu )

sau Ud 2,34 Us

- iar în sarcină:

- ip = is

- puterile aparente ale primarului şi secundarului transformatorului sunt egale

7

3

3

x

u

V1 V2 V3

V5 V6 V4

0

Ud (B6)

U1d (M31)

U2d (M32)

x

xisR(ipR)

isS(ipS)

isT(ipT)

iLR=ipR-ipT

x

x

x

- foarte bună utilizare a transf. pentru B6- iLR = ipR - ipT ~ sinusoidă- pt. B6 comandabil

CONECTAREA DCG LA CONVERTOR

- aşa cum s-a arătat, în general pt. un convertor este necesar un nr. de DCG egal cu

nr. de pulsuri al conv.

- la M2, M3, B2 - treburile sunt mai simple

- la B6 sunt 6 DCG sincronizate la alternanţele pozitive respectiv negative ale

sistemului trifazat de alimentare

- comanda tirist. se complică întrucât fiecare tiristor dintr-o latură a punţii

funcţionează pe rând cu alte două tiristoare din cealaltă ramură a punţii

- T1 - T5 şi T6; T2 T6 şi T4; t3 cu T4 şi T5

8

R S T

T1

T2

T3

T4

T5

T6Lf

x

0

T1 T2 T3 T1 T2 T3

T5 T6 T4 T5 T6 T4

R S TUs

- tiristorul care funcţionează împreună cu 2 th. ce comută se întăreşte conducţia cu

un impuls suplimentar

CONVERTOARE CU PUNŢI SEMICOMANDATE

- schemă cu valoare redusă a puterii

reactive punţi semicomandate, nu

se com. funcţ. ca inv.

- ramuri de descărcare ( = 180o) nu

poate trece în regim de inv.

- L suficient de mare la "" mari

9

R S T

DCG1

DCG2

DCG3

DCG4

DCG5

DCG6

T1

T2

T3

T4

T5

T6

Ucdă

Tr. sincr.

R S T

T1

T2

T3

D1

D2

D3Zs

0....Un CV1 - complet cd. reglarea între

tensiunea "0" şi "Un" pe partea de c.c.

CV1 cu unghi de cd. limitat la 150o

pt. CV1

CONVERTOARE CU RAMURI DE DESCĂRCARE

pt. < 30o - dioda nu se deschide

pt. > 30o - începe să preia curentul

- forma tensiunii este similară cu cea

corespunzătoare "c.î."

Expresia tensiunii redresate va fi:

10

ud

x

isR

x=0

isR

x=60o

isR

x=120o

CV1 CV2

(T) (D)

Zs

R S T

T1 T2 T3

Tr.

DZs

Pt. CV cu M3 fără diodă

de descărcare

Deci U'di - Udi

sau , are sens pt.

- pt. , U'di = Udi

- pt. U'di > Udi CV nu mai trece în regim de inversor şi ca urmare

valoarea medie a tensiunii redresate la acelaşi unghi de comandă (faţă de M3 fără

D).

Deci pentru CV cu comandă de descărcare:

11

ud

x0

xid

x

x

x

is1

is2

is3

ud

x0

xid

x

x

x

is1

is2

is3

Din M3 fără "D" şi cu "D"

şi

de unde:

deci

- deci diagrama de putere reactivă a

lui M3 cu diodă de descărcare - pt. cazul real ac. valoare a puterii

reactive trebuie majorată cu

puterea reactivă datorată

comutării.

CONVERTOARE PENTRU COMENZI REVERSIBILE

- reglarea vitezei

- reversarea polarităţii

CONVERTOARE CU SCHEMA ÎN CRUCE SAU PARALEL ÎN OPOZIŢIE- cel mai simplu 2 M3 cu

- se poate extinde la cda. simultană a

celor două convertoare

R

I

- dacă URed UInv curent circulaţie pt.

că Ztotală a circ. este mică icirc

12

30o

20o

0o

0

di

diU

U

ddiIU'Q

RS

T

Tr1 Tr2

T1 T3T2 T4 T6T5

T11 T13T12 T21 T23T22

L1 L2

-(+)+()

RS

T

Tr1

T11 T13T12 T21 T23T22

ML2L1

x x x

x x x

RS

T

Tr1

x x x

T11 T13T12

M

T21 T23T22

L2

L1

- schema cruce

schemă antiparalelă sau mai corect

paralel în opoziţie

- scheme cruce în montaje cu M

- cele paralel în opoziţie B

- valorile instantanee ale tensiunilor pe cele 2 CONV diferă

- curentul de circulaţie

UmedR = UmedInv

13

uc = f() ic prin :

- secundar trafo

- L2

- tirisroare deschise

ic are aspectul unui curent pulsatoriu

- sarcina pentru ic este inductivă (aproape "pur" L)

între Uc şi ic = 90o

- Uc apare prins sumarea tens. de fază pe două faze vecine;

- pt. şi Uc. se poate lua aceeaşi origine de fază şi anume momentul eg. tens. pe 2

faze sccesive

şi

"k" din condiţia ca în momentul intrării în conducţie a

tiristoarelor (t = ) curentul ic să fie "0"

- ecuaţia cu ajutorul căreia se determină

legea de variaţie a curentului mediu de

14

1=90o

xCS I

INV

0

RED

1=60o

2=90o

xCS II

INV

0

RED

1=120o

u

0x

CS1

CS2

ic

c

30o 90o 150o60o 120o

Ic

0

circ. f() se obţine prin integrarea ic - conv. R ic + is

- conv. I conduce numai "ic"

- "ic" - constituie o sarcină permanentă a conv. evitând funcţionarea acestuia în reg.

de c.î.

- ic cu ~ 90o să nu depăşească (1020)% din curentul nominal al conv.

- conv. preia şi un Q ~ ic şi d.p. dv. el trebuie limitat 1+2 = 180o sau ceva mai

mare, câteva grade pot micşora ic.

CONVERTOARE STATICE DE FRECVENŢĂ

- modifică parametri c.a.

- o parte sunt cu comutaţie naturală

Sist. de 2 clase: - convert. statice cu c. înter. c.c.

- conv. st. directe

(CSF, convertoare inseriate de frecvenţă, convertoare cu circuit intermediar de c.c.)

- din ce în ce mai utilizate pt. acţionările moderne cu viteză reglabilă cu

motoare de c.a. (asincrone sau de inducţie, sincrone, rotative sau liniare)

După natura filtrului din circuitul intermediar de c.c. se deosebesc două

categorii de CSF, şi anume:

- cu circuit intermediar de tensiune continuă;

- cu circuit intermediar de curent continuu.

Invertoarele sunt componente de bază ale convertoarelor statice de frecvenţă.

- Invertor de tensiune-tensiune de ieşire "imprimată"

- Invertor de curent - curent de ieşire "imprimat"

- tensiune continuă constantă

- tensiune continuă variabilă

15

~

~

M~

U=ct.f=ct.

U=var.f=var.

RL

C Ud

I

~

~

M~

U=ct.f=ct.

U=var.f=var.

UL

Id=ct

I

Referitor la dispozitivele semiconductoare utilizate pentru realizarea

invertoarelor din componenţa CSF se pot menţiona următoarele:- tiristoare SCR tq = 150-300s, rapide tq = 15-50s (puteri medii, mari)

- tiristoare de putere (MOS sau bipolare)

- tiristoare GTO.

CONVERTOARE STATICE CU CIRCUIT INTERMEDIAR DE C.C.

- 2 surse de frecv. diferite

- cascade subsincrone

- CS1 I, CS2 R

n > n0 - suprasincron

- la trecerea prin n0, curentul este "0" şi

este necesar un mijloc de antrenare din

exterior.

CONVERTOARE STATICE DIRECTE (CICLOCONVERTOARE)

- se folosesc M 1/2 < f1; aprox. cu o sin. cu cât raport frecv. este mai mare, cu cât nr. de

pulsuri este mai mare

16

f1=50Hz

f2=Sf1

CS1 CS2

3~

RD sau T

Icu comut de la reţea

- în ambele cazuri sunt de preferat convertoare statice cu 6 pulsuri;

- din punct de vedere al reţelei de alimentare ac. tipuri de conv. este echivalent cu

un convertor care funcţionează la comandă variabilă;

- factorul mediu de decalare al curentului faţă de tensiune devine relativ mic;

cu Id = ct.

- în regim de conv. de "f", curentul nu mai este constant

- ale cărui valori instantanee sunt proporţionale cu tensiunea continuă.

Oricum Id, este valoarea de vârf a lui "ia" şi se obţine pt.

Puterea pentru un unghi se obţine prin înlocuirea în expresia puterii a lui Id

cu ia.

17

Pauză

III Cadran I II III

Pauză

f1 = 50Hz

020Hz020Hz

50Hz

Puterea medie se poate calcula la 1/4T, deoarece "" variază liniar cu timpul,

= x.

în acelaşi mod pt. un conv. obişnuit.

şi ţinând cont de modificarea curentului de ieşire a conv.

Deci factorul de decalare mediu, din: (relaţiile anterioare)

şi .

- nu se realizează comanda tensiunii de ieşire a conv., ci se recurge la un reglaj

direct al curentului de ieşire, pt. care se prescrie o valoare sinusoidală la "f" dorită.

COMUTAŢIA FORŢATĂ CU TENSIUNE ALTERNATIVĂ SUPRAPUSĂ

- propus de KŰBLER

CV1 - comutaţie naturală

CV2 - funcţ. ca invertor

- puterea reactivă necesară

comutaţiei este asigurată

de MS cu înfăşurare de

excitaţie.

Tr. - forţează comutaţia la viteze

mici, prin suprapunerea unei Uc.a.

(ud)ci = (E) < ku=Cu t.e.m. indusă

CV2 - este cu comutaţie externă

- comanda se face cu trenuri de impulsuri şi nu cu impulsuri izolate

- puterea lui Tr nu depăşeşte 10% din puterea MS.

COMUTAŢIA FORŢATĂ FOLOSIND REGIMUL DE INVERTOR

- trecând de la schema anterioară se poate întocmi o schemă la care dispare

Tr;

- se adaugă RI circ. intermediar de c.c. cu reacţie şi de la sincronizatorul

"S";

18

CV1

T11

DCG1116

L

Tr

M

T16T21

T26

CV2

DCG2126

S

RST

Uc

- în prezenţa tensiunii în circ. intermediar de c.c. funcţ. începe cu comanda celor 2 tiristori

înseriaţi compatibil cu funcţionarea

MS - presupusă cu o singură pereche de

poli

RI - ac. dă la ieşire o tensiune

corespunzătoare comenzii maxime de

invertor (=150o) pt. CV1.

CV2 - este cu comutaţie de la reţea şi

comandă de la MS - conv. cu comutaţie

de la MS.

- TP1TP6 - traductoare de poziţie SINCRONIZATORUL "S" trenuri

de impulsuri cu lăţimea de 60o, urmate de o pauză de 300o el.

19

CV1

T11

DCG1116

L

M

T16T21

T26

CV2

DCG2126

S

RST

RI

XY

Z

GT

TP1

TP2

TP3

TP4

TP1

TP2

SAU5

SAU1

SAU6

SAU2

SAU4

SAU3

SI1

SI6

SI2

SI4

SI3

FI

SI5 A5 T25

A1 T21

A6 T26

A2 T22

A4 T24

A3 T23

RI

C5

R5D5

C1

R1D1

C6

R6D6

C2

R2D2

C4

R4D4

C3

R3D3

TP1TP6 60o 6 domenii

cu 120o el.

GT (15) kHz

PIERDERI LA COMUTAREA VENTILELOR ŞI MĂSURI PT. MICŞORAREA LOR

- blocat sau în conducţie completă

nu apar pierderi pierderile sunt minime

Intrarea în conducţie - anularea efectului de blocare axială

- propagarea radială a zonei de rezistivitate

minimă

- L saturabile înseriate cu Th. timpi morţi pt. conv. limitează "f" max. a conv.

DISPOZITIV DE COMANDĂ PT. V.T.C. COMANDATE PRIN FRECVENŢĂ

- V.T.C. cu un singur Th.

- T2 este în montaj de osc. de relaxare

20

TP1

TP2

TP3

TP4

TP5

TP6

60 120 180 240 300 360 60 120 180o

[o el.]

R1

R2 R5C1

R3

T2

T1

R6R2

Uc

R9

R10

R11

R8

R7

R12

C2

D1

D3

D2T3

T4 T5

C4

Tr

+

C3

- "f" imp. furnizate depinde de C1 şi curentul său de încărcare

- T3T4 monostabile (C2R4)

D.C.G. PT. V.T.C. COMANDATE PRIN LAŢ. IMP

- sunt scheme mai complexe

- 2 succesiuni de impulsuri Tp şi Ts (Ts de "p" fixă)- T5T6 - CBB, uşor asimetrizat în starea T6 saturat, T5 blocat.

Ts înainte de Tp

- R19 - reglajul frecvenţei la o valoare optimă.

COMUTAŢIA FORŢATĂ

- convertoarele cu comutaţie forţată nu dispun de "Q" necesar procesului de

comutaţie, din exteriorul convertorului

- comutaţia este forţată de însăşi convertorul cu o structură mai specială

a. cu acumulator de energie capacitiv;

b. cu acumulator de energie inductiv;

c. tensiune alternativă necesară comutaţiei produsă de sarcină (convertoare cu

comutaţie de sarcină).

După natura tensiunii de intrare şi cea de ieşire sunt convertoare:

- curent continuu - curent continuu (Choppere sau V.T.C.);

- curent continuu - curent alternativ (invertoarele).

21

R11

R2

C1 T4

T2

R2Uc

R10

C2T3

T5

T6

C4 +

C3Rc

T1C5

C6

T7

C7

T8

C8

T9

T10

Tp

T11

T12Ts

+

Tr2Tr1

R19

COMUTAŢIA FORŢATĂ

Explicativă la funcţionarea ansamblului convertor static – motor electric,

constructiv de tipul motor asincron (MECS – MECE).

Din analiza funcţionării ansamblului MECS rezultă poziţionarea spaţială a fazorului

spaţial a tensiunii induse în stator

- din 0o el. în 60o el. se deplasează fazorul spaţial şi va determina şi deplasarea

rotorului;

- poziţionarea sincronizatorului (SS) influenţează funcţionarea ansamblului, identic

cu calarea colerului de perii de la motorul de c.c.;

22

- aşa cum la motorul de c.c. o calare greşită a colerului de perii faţă de axa neutră, la

fel şi la MECE poziţionarea incorectă a sincronizatorului (traductorului de poziţie)

pot înrăutăţi comutaţia: şocuri de curent, imposibilitatea funcţionării.

DCG

Redresor Invertor+

_I

RST

MS

Uex

TP

_

+

1 3 5

4 6 2

U

V

W

U

Wi

t1

t2

t3

60o

60o

_

+

1 3 5

4 6 2

U

V

W

VW

i

_

+

1 3 5

4 6 2

U

V

WV

U

i

23

VARIATOARELE DE TENSIUNE CONTINUĂ (v.t.c.) SAU CHOPPERELE

Sunt convertoare continuu-continuu, utilizate pt. alimentarea sarcinii cu c.c., sub tensiune

reglabilă.

2

P

2

2

Comutare sfârşit

Comutare început

Sens RMS1 2 3

Pt. I’

Pt. I

R Qa

A’

S Accelerare

A

B’

B

FrânareOC1 OC2 OC3

1 2 3Accelerare

1 2 3Accelerare

24

==

Sarcină+

iU constantă sU reglabilă

sI+

V.T.C.

V.T.C. cu comutaţie comandată (intrarea în conducţie ca şi blocarea

chopperelor se realizează la momente bine precizate, definite prin comandă).

- cu comutaţie forţată (cu tiristoare SCR) deoarece trebuie utilizat pentru blocarea lor un circuit

auxiliar special de stingere;

- pentru puteri între zeci şi milioane de watt

- uzual frecvenţa de comutaţie cuprinsă până către 1 kHz, mai rar până la 10 kHz.

Clasificarea după raportul între tensiunea de ieşire şi tensiunea de intrare:

- chopper coborâtor (STEP DOWN converter) sau chopper serie (BUCK

converter) Ue Ui)

- chopper ridicător (STEP UP converter) sau chopper paralel (BOOST

converter) (Ue Ui)

- chopper coborâtor-ridicător (STEP DOWN/UP converter) sau chopper

serie-paralel (BUCK-BOOST converter) ( )

Clasificarea după cadranul planului ( ) în care funcţionează:

- chopper pentru un cadran; ;

- chopper pentru două cadrane ;

- chopper pentru cadrane .

25

Circuit de comandă

Circuit auxiliar de stingere

Semnalpentru blocare

T

I II

III IV

sU

sU

sIsI

CHOPPER COBORÂTOR (SERIE) (BUCK)

- este construit din două întrerupătoare T1 şi T2 care funcţionează complementar

- Ui - sursă de tensiune (cu impedanţa internă nulă)

Se observă că tensiunea de intrare este tăiată (choppată) de cele două

întrerupătoare T1 şi T2. Întrerupătorul principal T1 este în serie cu sarcina.

Valoarea medie a tensiunii de ieşire Us este:

în care (tc - durata de conducţie a lui T1; T - perioada) - durata relativă de conducţie.

DRC este numit şi factor de

26

Sarcină

+

Ui

T1

T2

iT2

iT1 is

us

M

N

+

Ui,us

T1 T2 T1 T2 T1

închisînchis închis închis închis

Ui

sUt

tc tc

TiT1

tsI

iT2

tsI

t

is isIs

sI

1

0,5

0,5 1

t*C

i

sUU

umplere, DRC (0,1) face să varieze Us de

la o la Ui.

Relaţia anterioară arată că dacă

conducţia este continuă (Ls foarte mare),

există o dependenţă liniară între tensiunea

de intrare Ui şi cea de ieşire Us,

independentă de curentul de sarcină.

Pentru a obţine o tensiune de ieşire de ondulaţie neglijabilă, trebuie să plasăm

între chopper şi sarcină un filtru "trece-jos" constituit dintr-o inductanţă serie L f,

urmată de o capacitate în paralel Cf. În acelaşi timp, pentru ca sursa de tensiune U i să

se comporte ca un generator de tensiune, este util să se lege la intrare o capacitate C, ca parte

constituantă a unui filtru de intrare LC.

Din p.d.v. al sarcinii, ansamblul chopper-filtru echivalează cu un generator de

tensiune continuă, de valoare medie neglijabilă.

Filtrul de intrare LC are două roluri:

- de reducere a ondulaţiei tensiunii livrate chopperului;

- de reducere a ondulaţiei curentului absorbit de chopper.

CHOPPERUL CU TIRISTOR şi STINGERE COMANDATĂ (chopper coborâtor - serie)

- întrerupătoarele T1 şi T2 sunt

înlocuite de către tiristorul T1 şi

dioda de descărcare (de regim

liber) D2

- tiristorul T1 suportă comutaţii

forţate

Constanta de timp (T - perioada de comandă a chopperului).

Formele de undă la funcţionarea chopperului cu tiristoare şi stingere comandată sunt

prezentate în figura următoare.

27

==

SarcinăC

L Chopper

=

Lf

CfUi

ii

ii T1

T2

iT1

iT2

iCC()

() (+)

(+)

iD1

D1 L

iD2

D2

Rs

Ls

us

is

Ui

+

În cazurile practice, trebuie să ţinem cont şi de inductanţa liniei de alimentare

dintre sursa de alimentare şi chopper.

28

uC t0 t1 t2 t3 t4 t5 = t0

Ui

0

t

-Ui

iC

I20

t

0

t

uT1Ui

0

tIs

iT1

0

uT2Ui -uC t

0

tI2

tiCiD1

iD2

Is

Is

is

t

t

t

t

2Ui

Ui

us

ii

Is

0

0

0

0

0

- cu cât inductanţa este mai mare cu atât durata de stingere scade deoarece

condensatorul rămâne încărcat cu o valoare inferioară valorii Ui.

Putem scăpa de acest incovenient prin creşterea valorii lui C, dar perioada de

oscilaţie 2/W1 creşte, la fel timpul minim de comutaţie "tc min"; pragul minim al

tensiunii reglabile se măreşte.

Dacă inductanţa L1 a liniei trebuie luată în considerare, schema se modifică.

Dioda D1 este înlocuită cu tiristorul T3.

Tiristoarele T1 şi T3 primesc

comenzi simultane. Durata

reîncărcării condensatorului până

la valoarea tensiunii care asigură

blocarea lui T1 depinde de

curentul de sarcină. Pentru a-i reda

independenţa, se adaugă la

schema anterioară un ansamblu

serie D3L2.

Dacă se presupune

condensatorul C încărcat cu

polaritatea din figura alăturată , în

momentul amorsării lui T2, C se

descarcă prin sarcină, dar şi prin

calea L2D3. Tensiunea sa atinge

repede valoarea -Uc, care, dacă se

comandă T1 şi T3, este suficientă

pt. funcţionarea schemei.

CHOPPER CU UN SINGUR TIRISTOR (sau cu circuit oscilant de stingere)

- sarcină presupusă rezistivă Rs

şi

În t1, iC trece prin zero şi tensiunea condensatorului devine uC = -Ui.

29

T1

T2

C

T3 L

D2

Rs

Ls

Ui

+L1

T1

T2

C

T3 L

D2

Rs

Ls

Ui

+L1

D3 L2

+

+

ii

T

iT

uC

C

L

iC

Rs us

is

Ui

+

uT

Durata conducţiei

.

Durata de conducţie a tiristorului depinde atât de caracteristicile circuitului de

stingere (L, C), cât şi de sarcina Rs. Aceasta este principalul incovenient al acestui tip

de chopper.

CHOPPERUL RIDICĂTOR (PARALEL, BOOST converter)

Schema de principiu a chopperului ridicător (paralel) este dată în figură.

În cazul chopperului ridicător sursa

de tensiune continuă de alimentare Ui are

caracter de generator de curent

(impedanţa internă infinită) şi furnizează

schemei curentul:

Întrerupătoarele T'1, T'2 lucrează complementar.

30

uCt0 t1 t2 t3 t4 t5

0 t

t'0

0iC t

0 t

0t

uT

Ui

0t

is

IT

Ii=Is

0t

us

Ui

Is=Ui/Rs

SARCINĂ

ii=IiT'2

T'1

uT1

uT2

Ui us

+

+ iT2

iT1

N

M

=

T'1 este legat în paralel cu sarcina.

Formele de undă sunt prezentate în figură.

Funcţionare:

T'1 - închis pt. tc iT1 = Ii, iar uT1 0.

T'2 deschis, iT2 = 0; uT2 = -Us.

În intervalul "T - tc" întrerupătorul T'1 este deschis, T'2 închis.

Astfel:

Conform cu forma de undă a lui ui se poate scrie:

cu , durata relativă de conducţie (factor de umplere, DRC (0,1)).

Deci

ceea ce explică numele de ridicător dat acestui tip de chopper. El mai este numit şi

paralel deoarece întrerupătorul principal T'1 este legat în paralel cu sarcina.

31

T'1 închis T'2 închis T'1 închis T'2 închisui

Ui

tc tc

T T

sUt

t

iT1

Ii

uT1

sUt

iT2

t

Ii

uT2

sU

t

0

0

0

0

0

T'1 - întrerupător comandat la conducţie şi la blocare;

T'2 - poate fi necomandat (deoarece comutaţiile "T'2 - T'1" sunt spontane;

T'1 - este un dispozitiv semiconductor de putere comandabil (tiristor, tranzistor)

T'2 - este o diodă.

CHOPPERUL RIDICĂTOR (paralel) CU TRANZISTOR

Schema electrică este dată în figură.

Întrerupătoarele din schema

anterioară au fost înlocuite cu:

T'1 - de către tranzistorul T1;

T'2 - de către dioda D

Caracterul de generator de curent pt. sursa de tensiune U i este dat de inductanţa

L şi caracterul de receptor de tensiune pt. sarcina Rs, de către condensatorul C.

Dacă se consideră Us << Us , formele de undă ale curenţilor au alurile prezentate în

figură.

32

ii

uL

A

A1

iT

T1

D iD is

usCiC

Rs

Ui

+

Conducţia este continuă. Valoarea tensiunii Us se determină scriind pt. regimul

permanent egalitatea creşterii şi descreşterii curentului în inductanţa L.

I1 = I2.

Pentru intervalul tc:

şi pentru intervalul T-tc

Iar cu relaţiile anterioare

- se găseşte relaţia generală stabilită pentru chopperele ridicătoare.

Reglajul tensiunii la ieşire se realizează prin variaţia lui

Tensiunea la ieşire este ondulată după cum se arată în figură.

33

iT

0 t

I1

iD

0 t

I2

tc T

ii

0 t

I=I1I2

is

0 tsI

Se poate calcula cu aproximaţie ondulaţia tensiunii în regim de conducţie

continuă, în ipoteza că prin condensator trece componenta alternativă a curentului, iar

prin rezistenţa Rs trece componenta continuă.

Atunci:

astfel:

cu = RC.

Ondulaţia tensiunii de ieşire scade cu creşterea frecvenţei de comutaţie şi cu

constanta de timp , deci cu creşterea capacităţii condensatorului C.

COMANDA CHOPPERELOR

Valoarea tensiunii Us la ieşirea din chopper depinde de durata de închidere (şi

de deschidere) a întrerupătorului principal notat cu T1 sau T'1.

Comanda întrerupătorului rpincipal se poate face prin una din următoarele

metode:

a. modularea impulsurilor în durată (MLI, PWM), perioada T rămâne

constantă, iar pentru modificarea lui Us se modifică durata de conducţie tc.

34

us

Us

Us

tc tc

T

De ex. în cazul unui chopper coborâtor

tc1 > tc2 Us1 > Us2.

Funcţionarea la T constant (frecvenţa f = 1/T constantă) este avantajoasă dacă

chopperul nu are constanta tampon C deoarece este exclus ca frecvenţa de comutaţie

"f" să se apropie de frecvenţa proprie de rezonanţă f0 a circuitului LC.

b. modulaţia în frecvenţă a impulsurilor de comandă

(MFI, PFM) - durata de conducţie tc a întrerupătorului principal este constantă

şi pentru a varia Us se modifică perioada T (deci timpul de închidere).

Se observă că T2 > T1 Us2 > Us1.

În acest caz, micşorarea tensiunii de ieşire Us se realizează prin valoarea

frecvenţei "f" de comutaţie, a cărei limită inferioară este impusă de ondulaţia maximă

admisibilă pt. curentul de sarcină.

O altă variantă a metodei de modulaţie a impulsurilor în frecvenţă constă în

modificarea atât a duratei de conducţie tc cât şi a perioadei T astfel încât durata de

deschidere t01 = T- tc să se menţină constantă.

35

us

Ui

0 tc1

Ttc1

T

tc1

T

Us1

t

us

Ui

0 tc2

Ttc2

T

tc2

T

Us1

t

us

Ui

0 tc

T1

Us1

ttc

T1

tc

T1

Ui

0 tc

T2

Us2

ttc tc

T2 T2

tc

T2

În acest caz T2 < T1, deci f2 > f1, determină Us2 < Us1. Astfel , pentru a micşora

tensiunea la ieşire trebuie să se mărească frecvenţa de comutaţie.

CHOPPERE PENTRU DOUĂ CADRANE

Chopperele studiate până acum furnizează sarcinii +Us şi +Is, funcţionând în

primul cadran al planului (Us,Is). Pentru frânarea unui motor electric care

funcţionează în primul cadran, este necesar un chopper reversibil pt. două cadrane

Chopperele pentru două cadrane sunt:

- reversibile în tensiune: ele dau la ieşire Us şi Is, deci funcţionează în

cadranul I şi IV;

- reversibile în curent: ele furnizează la ieşire +Us şi Is, deci funcţionează în

cadranul I şi II.

În figură sunt prezentate schemele electrice pt. variatoare reversibile de

tensiune:

(a) - utilizează tranzistoare

(b) foloseşte tiristoare echipate cu circuite de stingere CE.

36

us

Ui

0 tc1

T1

tc1

T1

tc1

T1

Us1

t

us

Ui

0 tc2

T2

Us2

ttc2

T2

tc2

T2

tc2

T2

td td td

iT1

iT2

us

isL RE

D1

D2T1

T2

Ui

+

CE

CE

E

Ui

+

D1

D2

T1

T2

L

R us

iT1

iT2

isii

(a) (b)

Întrerupătoarele T1 şi T2 sunt simultan în conducţie sau blocate. În intervalele

de conducţie ale lui T1 şi T2 este aplicată la bornele sarcinii tensiunea Ui. În

intervalele de blocaj, D1 şi D2 sunt în stare de conducţie şi sarcina primeşte la borne

tensiunea -Ui. Sensul curentului is rămâne neschimbat. (Formele de undă sunt prezentate în

figură).

a. Funcţionarea în primul cadran

b. Funcţionarea în al patrulea cadran

Valoarea medie a tensiunii la bornele sarcinii este:

cu - durata relativă de comutaţie (factor de umplere).

Relaţia anterioară arată că:

- dacă DRC > 0,5 Us > 0 (funcţionare în primul cadran)

37

us

Ui

0

-Ui

E>0 Us>0

tc td

is

Imax

Imin

0

T1, T2 D1,D2

T1, T2 D1,D2

T T

Is>0

t

t

us

Ui

0

-Ui

E<0Us<0

tc td

is

Imax

Imin

0T1,T2

D1, D2

T T

Is<0

t

tT1,T2

D1, D2

- dacă DRC < 0,5 Us < 0 (funcţionare în al patrulea cadran)

- dacă DRC = 0 Us = 0.

În figură este prezentată schema de principiu a chopperului pt. două cadrane, reversibil în

curent.

Întrerupătoarele T1 şi T2 sunt

comandabile la închidere şi deschidere.

Montajul este format dintr-un chopper

serie (T1 şi D2) şi un chopper paralel (T2,

D1).

Pt. curenţii de sarcină pozitivi

Is > 0, chopperul serie funcţionează şi,

conform relaţiei:

.

Pentru curenţi de sarcină negativi "-Is" funcţionează chopperul paralel T2,D1.

În acest caz vom avea:

de unde:

Pentru o comandă adecvată DRC1 + DRC2 = 1 se poate evita funcţionarea în

regim de conducţie discontinuă. În acest caz caracteristicile de ieşire au alura

prezentată anterior.

CHOPPERE PENTRU PATRU CADRANE

38

+

Ui

T1

T2 Us

+Is

C

D1

L

D2

R

Is

E

DRC1

DRC2

DRC1=0

DRC1=0,75

DRC1=0,5

DRC1=0,25

DRC1=0

DRC2=0

DRC2=0,25

DRC2=0,5

DRC2=0,25

DRC2=1

creş

tere

creş

tere

-Is +Is

Chopperul pentru patru cadrane furnizează la ieşire tensiuni Us şi curenţi Is,

ceea ce permite funcţionarea sarcinii în cele patru cadrane ale planului (Us,Is).

Dacă sarcina este o maşină de c.c., ea va funcţiona ca motor cu posibilitatea de

frânare (regim de generator) în cele două sensuri de rotaţie.

Mai des utilizat este chopperul în punte pentru patru cadrane.

Întrerupătoarele T1, T2, T3, T4 sunt comandabile (tranzistoare sau tiristoare).

Funcţionarea schemei pt. a asigura mersul în patru cadrane depinde de

principiul de comandă.

Comanda continuă se adresează celor două întrerupătoare plasate pe

diagonalele punţii, întrerupătoare care vor avea aceeaşi stare (închis sau deschis).

Funcţionarea se realizează prin închiderea lui T1, T3 pentru durata tc, şi a lui

T2,T4 pe durata T-tc (T - perioada de comutaţie).

Dacă t(0,tc) pentru Is > 0, curentul se închide prin T1 şi T3 şi pentru Is < 0 prin

D1,D3.

Dacă t(tc,T) pt. Is > 0, curentul trece prin D2,D4 şi pt. Is < 0 prin T1,T4.

Valoarea medie a tensiunii de ieşire:

39

+

Ui

T1

T4

uT1 +IsD1

L

D4

R

Ii

E

uT4

+Us

Is

Us

T2

T3

uT2D2

D3

uT3

iD3

iD2iD1

iD4

A B

DRC1=1

DRC1=0,75

DRC1=0,5

DRC1=0,25

DRC1=0

Is +Is

+Us

Ui

Us

Ui

Is +Is

+Us

Us

T2,T4 sau D1,D3

DRC1<0,5T1,T3 sau D2,D4

DRC1>0,5

T2,T4 sau D1,D3

DRC1>0,5T1,T3 sau D2,D4

DRC1<0,5

în care şi deci

Pentru DRC(0,1), tensiunea de ieşire Us (-Ui,+Ui) şi curentul Is (-Ii,+Ii)

(caracteristicile de ieşire sunt date în fig. de mai sus).

Trebuie să se evite DRC = 0,5 pentru care motorul se blochează şi curentul

creşte foarte puternic (aceasta dacă nu există o inductanţă de limitare legată serie).

Comanda continuă poate fi făcută, de asemenea, aşa cum se arată în figura

anterioară.

Funcţionarea în cadranul I şi IV este asigurată prin deschiderea, în intervalul t c,

a întrerupătoarelor T1 şi T3.

Când T1 şi T3 sunt blocate, diodele D2, D4 se deschid.

Componentele T1,T3,D2,D4 formează un chopper pt. două cadrane (ca cel

anterior).

Funcţionarea în cadranele II şi III este asigurată în aceeaşi manieră, de

chopperul format de T2,T4,D1,D3.

Comanda continuă are ca principal inconvenient numărul dublu de comutaţii,

pe perioadă, deoarece se comandă în acelaşi timp două dispozitive semiconductoare.

Amplitudinea tensiunii de ieşire variază între +Ui,Ui, ondulaţia curentului is fiind din

acest motiv mărită.

Faţă de comanda continuă comanda secvenţială.

VARIATOARE DE TENSIUNE CONTINUĂ CU CONŢINUT REDUS DE

ARMONICI

- impulsuri triunghiulare de curent în sursă şi impulsuri dreptunghiulare de

tensiune

- necesară reducerea armonicilor de curent în sursă şi uneori şi a armonicilor

de tensiune pe sarcină.

Variante

(A) Cuplarea în paralel a VTC care în debitare pe aceeaşi impedanţă de sarcină

- "L" - rol de divizor inductiv de tensiune

- "L" - lucrează nesaturatăV1 şi V2 comandate cu aceeaşi frecvenţă însă defazate cu 180o unul faţă de

celălalt.

40

Pentru un DRC = 0,75 rezultă diagramele din figură.

"p" - nr. de pulsuri ale unui CS cu comutaţie naturală "p" - numărul de comutări

neconcomitente în timpul unei perioade de funcţionare.

(B) A II-a posibilitate de micşorare a amplitudinii pulsaţiei curentului preluat de sursă, constă în

folosirea unui filtru pe intrare.

- numai filtru LC

- rezonanţa filtrului LC să nu se

afle în apropierea vreunei

armonici a curentului absorbit

- mai multe VTC la acelaşi filtru

41

D1 D2

V1

V2

L

ZsUsUd I2

I1Id is

C

V1

V2

Zs1

Ud

I2

I1Id

Zs2

U1Ud

U2Ud

U3=Us

Ud

Is

I1

I2

I3

t

t

t

t

t

t

t

Pentru comanda optimă (decalaj de 180o el.) şi o DRC = 0,75, rezultă formele de

undă din figură.

INVERTOARE CU COMUTAŢIE COMANDATĂ

Reconsiderarea unor noţiuni precizate anterior în vederea pregătirii înţelegerii

următoarelor probleme legate de convertoarele cu comutaţie comandată.

Deci: convertoarele sunt instalaţii care transformă energia electrică prin

intermediul unor dispozitive semiconductoare - şi nu numai - care

permit trecerea curentului într-un singur sens.

- Redresorul c.a. - c.c.

- Invertorul c.c. - c.a.

- Convertorul static: - c.c. - c.c.

- c.a. - c.a.

42

i1

i2

i1+i2

id

id

t

t

t

t

CONV. prin cuplarea conv. parţiale

prin bornele de c.c.

CONV. prin cuplarea conv. parţiale

prin bornele de c.a.

CONCLUZIE: În tehnica convertoarelor statice curentul continuu poate fi privit ca

un curent alternativ de frecvenţă nulă, frecvenţa zero fiind doar un

punct al axei infinite de frecvenţe posibile.

La convertoarele cu comutaţie forţată apar în plus acumulatoarele de energie

(sau sursele de tensiune auxiliară) cu ajutorul cărora se obţine comutaţia forţată.

Comutaţia ventilelor convertorului:

- comutaţie externă (de la reţea);

- comutaţie proprie.

Puterea reactivă de comutaţie de comandă

În cazul comutaţiei externe că convertorul primeşte putere reactivă din exterior,

iar în cazul comutaţiei proprii convertorul este capabil să o livreze el însuşi.

Comutaţia externă - convertoare cu comutaţie de la reţea (comandată de

tensiunea reţelei);

- cu comutaţie de la sarcină (puterea reactivă necesară

comutaţiei este oferită de circuitul de sarcină).

Ca şi în cazul comutaţiei se va vorbi despre:

(a) - convertoare cu comandă externă;

(b) convertoare cu comandă proprie.

43

CONV.

3~ f = ct.

U = ct.

Uc

R I 1

0f

ctu

CONV.

MAS3 ~

= f = 0

U = ct.

Uc

I R 1

.ctf

.ctu

CONV.

3~ f = ct.

U = ct.

Uc

0f

ctu

CONV.

MAS3 ~

= f = 0

U = ct.

Uc

.ctf

.ctuMcc

=

Mcc

=

La convertoarele cu comutaţie externă (de la reţea):

sincronizarea cu tensiunea reţelei

Ucom defazarea impulsurilor de comandă în raport cu tensiunea reţelei COMANDĂ EXTERNĂ (mai exact spus, comandă de la reţea).

La convertoarele cu comutaţie proprie (invertoare) se cere ca o tensiune continuă de

amplitudine constantă să se transforme într-o tensiune alternativă de amplitudine constantă şi

frecvenţă variabilă.

"f" de ieşire a convertorului este proporţională cu tensiunea de comandă.

Deoarece frecvenţa poate fi variată independent de încărcarea convertorului

sau de reţea, şi se poate realiza în convertorul însuşi, se vorbeşte despre un convertor

cu comandă proprie.

Din cele două exemple de mai sus, s-ar putea trage concluzia că un convertor

cu comutaţie proprie trebuie să fie neapărat cu comutaţie proprie, iar unul cu

comutaţie externă neapărat cu comutaţie externă.

Pentru a contrazice această părere se prezintă în continuare şi un al treilea exemplu.

- în maşină câmpul statoric

să rămână mereu

aproximativ perpendicular

pe câmpul rotoric

44

3~ f = ct.

U = ct.

Uc

0f

ctu

M=

= f = 0

U = ct.

Uc

ctf

ctu

MAS3~

=f

= f = 0

U = ct.

Uc

ctf

ctu

MAS3~

S

CONV.

MS, "S", CONV. Mcc

INVERTOARE CU COMUTAŢIE COMANDATĂ

Invertoarele sunt convertoare statice de putere c.c. - c.a.. Ele transformă o sursă

de tensiune (sau curent) continuu într-o sursă de tensiune (sau curent) alternativă, de

amplitudine sau/şi frecvenţă variabilă.

Invertoarele cu tiristoare sunt numite "cu comandă forţată", deoarece ele au

nevoie de circuite auxiliare speciale pentru blocajul acestora (aceste circuite conţin

condensatoare şi/sau inductanţe pentru acumularea energiei necesare blocării).

CLASIFICARE

a. - după numărul de faze;

b. după natura circuitului de alimentare şi după mărimea electrică comutată la

ieşire (natura mărimii electrice pentru sursă şi sarcină trebuie să fie de naturi

diferite);

c. după forma de undă la ieşire;

d. după modul de comandă.

INVERTOARE DE TENSIUNE DREPTUNGHIULARĂ LA IEŞIRE

Invertoarele cu tensiune dreptunghiulară la ieşire sunt utilizate în convertoarele

cu circuit intermediar de tensiune/curent continuu (în combinaţie cu redresoare

comandate) sau pentru alimentarea sarcinilor care suportă armonici de rang ridicat.

Pentru sarcinile care cer o alimentare de calitate, obţinerea tensiunii sinusoidale

se realizează printr-un filtru "trece-jos".

INVERTOR PARALEL

Funcţionarea cu sarcină rezistivă.

- este un invertor monofazat de tensiune;

- numele său provine de la condensatorul în paralel cu tiristorul care se

blochează (condensator care furnizează puterea reactivă necesară

comutaţiei).

45

uc = uBA = 2Ue prin efect de

autotransformator.

us = uBA = uc (dacă n1 = n2)

Inductanţa Lf de filtrare ne

permite să considerăm constant

curentul furnizat de sursă.

- circuitul de comutaţie este format din C, T1 şi T2.

* Etapele funcţionării, trasee pe durata comutaţiei

- "+", 0' T2, Lf, "" - "+", 0, T1, Lf , "" plus

"+", 0, C, T1, Lf, "" - "+", 0, T1, Lf, "" - "+", 0, T2, Lf, ""

46

is

us

R

A Bn2

n1/2 n1/2

C

Ic

+

UeuT1 uT2uc

ic

Tr

Lf

T1 T2

47

ie

Ie

0

t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7

t

t

uc+2Uc

2Uc

0

t0

iT1=Ie+ic

Ie

t0

ic

iT1=Ieic

Ie

t0

t

+2Uc

2Uc

0uT1=uc

tbR

tbL

t

+2Uc

2Uc

0uT2=uc

tbL tbL

tbR tbR

uAB = 2Uc şi uc = uAB = 2Ue

la "t1" uT2 = uc = 2Ue

iT1 = Ie + ic

la "t2" u0A = Ue, uBA = 2Ue, uc = uB = 2Ue.

În intervalul (t3, t4), condensatorul rămâne încărcat şi uc = 2Ue. La momentul

"t4" se comandă amorsarea lui T2. T1 se blochează, deoarece

uT1 = uc = 2Ue

şi curentul de descărcare al condensatorului determină creşterea curentului iniţial în

T2 (facilitând amorsarea acestuia):

iT2 = Ie ic.

Se poate considera că intervalul t4 - t1 reprezintă jumătatea perioadei de

funcţionare a invertorului.Situaţia circuitului la momentul t7 este aceeaşi ca cea de la

momentul t1 şi fenomenul se repetă periodic

- în gol, tensiunea la bornele condensatorului creşte repede la valori

periculoase, datorită energiei absorbite de la sursă şi care nu se poate utiliza

în circuitul de tensiune alternativă.

La fel la funcţionarea cu sarcină rezistiv-inductivă, energia acumulată în

câmpul magnetic al inductanţei nu se disipă decât parţial în rezistenţă. Restul de

energie este cedat, în timpul perioadei de comutaţie, condensatorului. Sursa nu poate

primi această energie din cauza componentelor semiconductoare unidirecţionale. În

ipoteza în care în circuit nu există elemente disipative, tensiunea la bornele

condensatorului creşte la infinit.

Ca dezavantaje menţionăm:

- imposibilitatea funcţionării în gol;

- funcţionare care ar duce la creşterea inadmisibilă a tensiunii pe condensator;

- la o rezistenţă de sarcină foarte mare reîncărcarea condensatorului se poate

face numai prin inductanţa principală a transformatorului;

- tensiunea pe C va creşte la fiecare comutare şi se va limita numai datorită

amortizării date de circuitul de c.c. şi de reîncărcare.

48

Acestea se elimină prin

introducerea în schemă a unor diode de

descărcare.

Prezenţa diodelor de descărcare

permite circulaţia puterii în ambele

sensuri Cv2/2 C' = 4C.

Scheme ca cele din figură, deşi din anumit p.d.v. sunt avantajoase, ele nu se

folosesc prea des în practică întrucât necesită două surse de alimentare.

Din acest punct de vedere este mult mai avantajos invertorul din figură.

Ds1 şi Ds2

- diode de separare în cazul sarcinii active.

Dacă sarcina este pasivă (rezistiv inductivă) nu mai sunt necesare.

Invertorul din figură poate fi definit drept schemă de bază pt. invertoarele cu

două pulsuri.

49

ucud

t

-ud tuT1

iT2

iD2

0

t0

t0

t0

t0

t0

ic

isIS1

IS2t1 t2 t3 t4 t5

D1 T1DL1

L2

D2 T2

4C +

IS1

IS2

Ls

E

A B C

ud

ud

+

INVERTOR CU DOUĂ PULSURI ÎN PUNTE

- alimentarea de la o singură

sursă

- de asemenea diodele serie nu

permit descărcarea nedorită a

condensatorului

- devine necesară introducerea a

două condensatoare de

stingere ca în figura

următoare.

INVERTORUL MONOFAZAT ÎN SEMIPUNTE

- invertoarele cu sursă de tensiune cu punct median sunt "dubloare de curent"

Condensatoarele formate din câte un tiristor (T1, T2) şi o diodă D1,

D2 sunt bidirecţionale în curent şi

unidirecţionale în tensiune.

Aşadar, comutatoarele sunt mai

solicitate în curent decât în tensiune, în

comparaţia cu invertorul paralel

alimentat la o aceeaşi sursă şi cu

aceeaşi sarcină.

50

T1

T2

Cus

uD1D1

D2

Zs

uD2

iD2

iD1

iT1

iT2

uT1

uT2C

iC1

iC2is

uc1

uc2

Ue

+Ue/2

Ue/2

i1

i2

ie

K1

K2

0

D3T1

L1

L2

D4T2

4C

Us

ud

D1

D2

T3

T4

L3

L4Tr

Zs

+

D3T1

L1

L2D4

T2

C1

+

ud

D1

D2

T3

T4

D'1

D'2

Zs

C2

R1

R2

R3

R4

L3

L4

D'3

D'4

Formele de undă prezentate şi cu luarea în considerare a schemei prezentate, se observă că

pt. funcţionarea atât cu sarcină inductivă, cât şi capacitivă comutatoarele trebuie să fie comandabile

atât la deschidere, cât şi la închidere.

INVERTOARE CU TENSIUNE DE IEŞIRE COMANDABILĂ

În toate cazurile de invertoare prezentate (funcţionare, regimuri tranzitorii,

constructive) tensiunea alternativă de ieşire va avea amplitudinea constantă şi într-o

relaţie directă cu tensiunea sursei de c.c. În multe cazuri este necesară şi modificarea

amplitudinii tensiunii alternative de ieşire.

- simplu ar consta în reglarea corespunzătoare a tensiunii sursei de curent

continuu.

modificarea lui U trebuie făcută cu grijă.

51

T/2 T/2us

+Ue/2

Ue/2

0t

is

0t

Is

/

0t

ieIs/2

0t

uK1

ue

0t

iK1Is

D1 D2

T1 T2în conducţie

T/2 T/2us

+Ue/2

Ue/2

0t

is

0t

Is/

0t

ieIs/2

0t

uK1

ue

0t

iK1Is

D1

D2

T1 T2în conducţie

(A) Scheme cu modificarea lăţimii impulsului

şi sunt tiristorul,

dioda, inductanţa circuitului de

stingere

- sarcină pur rezistivă ( )

pentru sarcini inductive având în

vedere procesul de descărcare a

inductanţelor, durata de conducţie nu

poate fi crescută peste /2.

(B) Scheme cu modificarea tensiunii în circuitul de c.c.

- pe o cale oarecare să se asigure

încărcarea la o tensiune maximă a

condensatorului de stingere energia înmagazinată în

condensator

'C' în punte de tiristoare T1 T4.

52

Rs

UsTr

T1 Ts T2Ds

D1D2

C1 C2

Ls

L

Ud

+

+ +

Us T=2

1 1 t0

Us

2 2 t0 2 2

a)

b)

T1

L1 L2

T2

C

ud

1T3

T4

L3 L4

+ud

2

+

INVERTOARE CU MAI MULT DE DOUĂ PULSURI

Invertoare cu trei pulsuri

- pentru sisteme trifazate de tensiuni cu

amplitudine şi frecvenţă reglabilă

- ca la M3, invertorul cu trei pulsuri

poate fi realizat în schemă cu punct

median- K1, K2, K3 pot fi asimilate cu trei

VTC- D1, D2, D3 diode de descărcare.

Pentru sarcini trifazate rezistiv

simetrice diagramele de tensiuni şi

curenţi sunt prezentate în figura

următoare, unde se neglijează timpii de

regim tranzitoriu.

- la funcţionarea invertorului cu

sarcină inductivă diagramele se

modifică întrucât vor apare în

plus curenţii de descărcare a

inductanţei sarcinii.

53

0

0

ip1 t0

ip2

t0ip3

t0

t0

t

Up1,Us

1

t0

Up2,Us

2

is1

t

Up3 ,Us

3

0

is2

t

0

is3

t

D1

Ud wp1

K1 K2 K3D2 D3

Up1

wp2

Up2

wp3

Up3

ws 1

ws 2

ws 3

Us1 Us2

Us3Is1

Rs1 Rs2Rs3

+

INVERTOARE CU ŞASE ŞI MAI MULTE PULSURI

- se folosesc în scopul realizării unei forme de undă mai apropiată de cea

sinusoidală

- invertoarele cu şase pulsuri pot fi realizate în mai multe scheme:

- invertoare cu punct median;

- cu bobină de absorbţie;

- în punte (cea mai folosită).

Invertorul cu şase pulsuri cu punct median are o schemă similară cu a lui M6. Deosebirea

constă în aceea că în locul tiristoarelor, la invertor se prevăd choppere (intrarea şi ieşirea din

conducţie este capabilă la o comandă din exterior)

K1 K6 şase VTC

D1 D6 diode de descărcare, obligatorii la funcţionarea cu sarcină inductivă

- secundarul transformatorului se leagă în triunghi pt. a închide la nivelul

transformatorului armonica 3 (trei) şi pe cele multiplu de trei.

Legarea în paralel a două invertoare cu trei pulsuri în punct median se realizează cu ajutorul

bobinei de absorbţie.

54

D1

Ud

K1 K2 K3D2 D3 D4

K4 K5 K6D5 D6

+

Tr

D1

K1 K2 K3D2 D3 D4

K4 K5 K6D5 D6

+

Ud

- bobina de absorbţie joacă şi aici rolul unui divizor de tensiune inductiv.

Prin legarea în serie a două invertoare cu trei pulsuri (unul cu anod comun celălalt cu catod

comun) rezultă schema în punte.

- pt. conducerea curentului de sarcină funcţionează întotdeauna un comutator din grupul K1, K2,K3 cu unul din grupul K4, K5,K6 (excluse perechile

K1, K4, K2, K5, K3, K6).

În figură sunt reprezentate

diagramele curenţilor şi a tensiunilor în

invertor pt. o sarcină rezistivă simetrică.

Pe fiecare fază şi pt. fiecare sens

curentul este condus pt. câte 120o pe

perioadă (la fiecare 60o se modifică

perechea de comutatoare).

- tensiunea maximă între două faze este Ud

- tensiunile de linie (tot câte

două) are tensiunea egală cu

jumătate şi de semn schimbat

Prin mărirea numărului de pulsuri

ale invertoarelor are loc o scădere a

conţinutului de armonici superioare în

tensiunea alternativă de ieşire.

Ele vor rezulta prin combinarea

schemelor de bază până descrise acum.

55

D1

K1

+

Ud

D2

K2D3

K3

D4

K4D5

K5D6

K6

U1 U2I1 I2 I3

U3

K1K5

K1K6

K3K4

K2K4

K3K4

i1t

K1K5

K2K6

K3K5

K2K4

K3K5

i2t

K3K5

K1K6

K3K4

K2K6

K3K4

i3

tK3K5

id

t

U1

t

Ud

U2

t0

U3

t0

0

0

0

0

0

În figură se evidenţiază modul de obţinere a unui invertor cu douăsprezece pulsuri, din două

invertoare cu câte şase pulsuri.

- comandă decalată cu T/12 a

celor 2 invertoare cu câte şase

pulsuri

- se poate folosi şi comanda

simultană, defazajul de 30o

electrice asigurându-se prin

legarea convenabilă a

conexiunii transformatoarelor Tr1 şi

Tr2.

INVERTOARE CU TIRISTOARE

- circuite auxiliare special concepute pt. blocarea tiristoarelor

După modul de stingere al tiristoarelor invertorului sunt:

- invertoare cu stingere independentă (cu tiristoare auxiliare)

- invertoare cu stingere autonomă.

INVERTOARE TRIFAZATE CU TIRISTOARE

(A) Invertoare de tensiune trifazate cu stingere independentă

- invertoarele trifazate cu blocare independentă pot fi comandate după program

- circuitul de blocare poate fi separat (pe fiecare fază) sau unic (unul pt.

ansamblul întreg al invertorului)

- în fiecare situaţie condensatorul poate fi unic sau divizat- reglajul tensiunilor de ieşire se face prin reglajul tensiunii de intrare Ue cu un

chopper sau prin comandă (Uc > Ue)

- în figură este prezentat un invertor de tensiune cu circuit de blocare separat, pe fiecare

fază şi condensator unic.

56

INV 6P INV 6P

Us1Us3

Us3

+

Tr1 Tr2

T1

T4C

+

L

R

ie

Ue

T1a

T4a

T3

T6C

L

S

T3a

T6a

D1

D4

D3

D6

T5

T2C

L

T

T5a

T2a

D5

D2

Descărcarea condensatorului se face pe circuitul: borna "", D4, C, L, R,

D1a, borna "+" şi este puternic

amortizată.

Este prezentat şi un invertor de tensiune cu circuit de blocare separat pe fiecare fază şi condensator divizat. (este utilizat pt. valori mari ale lui Ue).

- secvenţă de comandă

57

T1

T4C

+

L

R

ie

Ue

T1a

T4a

D1

D4

R

D1a

D4a

T1

T4

C1

+

L

R

ie

Ue

T1a

T4a

D1

D4C4

T3

T6

C3L

S

T3a

T6a

D3

D6C6

T5

T2

C5L

T

T5a

T2a

D5

D2C2

iGT1

t0

iGT4

t0

iGT1a

t0iGT4a

t0

- În figură se prezintă şi un invertor de tensiune cu circuit de blocare unic

pentru toate fazele şi condensator unic

C01 = C02 mult mai mare ca C

Tiristoarele auxiliare Ta1,...,Ta6 au rolul de a conecta circuitul de blocare pe

tiristoarele principale.Tiristoarele Tc1,...,Tc6 au rolul de a permite supraîncărcarea condensatorului C

într-un sens sau altul.

Pentru o funcţionare optimă, elementele pasive ale circuitului de blocare vor fi

calculate cu formulele:

şi

Invertor de tensiune cu circuit unic de blocare (pt. toate fazele) şi condensator divizat.

58

T1

T4

C01

+

L'R'

R

ie

Ue

Ta5

Ta2

D1

D4

C02

Tc2

Tc1

L"R"

T3

T6

S

D3

D6

T5

T2

T

D5

D2

Ta1

Ta4Ta3

Ta6

+

C

Tc1 fenomen oscilant (după o semiperioadă)

şi

Blocarea în 2 etape: blocarea propriuzisă (comandată prin amorsarea lui Ta1 şi

încărcarea condensatoarelor C1 = C2 la o polaritate inversă) pregăteşte pt. blocarea

următoare prin amorsarea lui Tc2.

(B) Invertoare de tensiune trifazate cu stingere autonomă

Invertoarele cu stingere (blocare) automată se împart în două grupe (după locul

condensatorului de stingere):

- pe fiecare fază sau,

- între faze.

Pt. condensator de blocare pe fiecare fază

- conţin trei braţe

- poate fi pe principiul 180o sau MID.

59

T1

T4

C1

+

L',R'

R

ie

Ue

Ta5

Ta2

D1

D4

C2

Tc2

Tc1

L",R"

T3

T6

S

D3

D6

T5

T2

T

D5

D2

Ta1

Ta4Ta3

Ta6

C

T5

T2

Ck5+

T

ie

Ue

D5

D2

Ck2

Lk5

Lk2

T3

T6

Ck3

S

D3

D6

Ck6

Lk3

Lk6

T1

T4

Ck1

R

D1

D4

Ck4

Lk1

Lk4

Cu condensator de blocare între faze schema invertorului, devine:

- Condensatoarele de blocare CK1, CK2

...CK6.

- Inductanţele de blocare LK1, LK2

...LK6 sunt cuplate magnetic două câte

două.- Fiecare braţ al punţii are o diodă de separare DC1

, DC2...DC6

.

- Pt. blocarea lui T1 trebuie să se comande T3.Condensatorul CK1

se va descărca prin T1 şi T3, curentul de descărcare are

sensul contrar curentului iT1 produce blocarea lui T1.

- inconvenient: inductanţa de comutaţie este parcursă de curentul de sarcină- Condensatorul se reîncarcă în circuitul oscilant: borna "", T3, CK1

, LK1,

LK4, D1, borna "+".

- Dioda DC1 se blochează la trecerea prin zero a curentului de descărcare şi

condensatorul rămâne încărcat.

- Energia neutilizată în timpul comutaţiei va fi disipată în sarcină.

- Randament mai bun, dar totuşi scăzut.

INVERTOARE DE TENSIUNE CU SEMNAL SINTETIZAT LA IEŞIRE

- unda de ieşire dreptunghiulară număr mare de armonici

- o undă mai apropiată de sinusoidă (sintetizată) - din 2p paliere, fiecare de

lăţime (mai uşor de filtrat)

BAZA MATEMATICĂ

60

+ie

Ue

Ck3

Dc4

T1

T4

Ck1

R

D1

D4

Lk1 Lk4

Dc1

Dc6

T3

T6

S

D3

D6

Lk3 Lk6

Dc3

Dc2

T5

T2

Ck5

D5

D2

Lk5 Lk2

Dc5

T

Ck6Ck4Ck2

- o formă de undă sintetizată este cea prezentată de "us" din figură şi care

conduce la un conţinut mai redus de armonici.

61

=~

I1=

~I2 =

~I3

u21 u22 u23us

Ue+

u21/y1

2

b)1=

1

1

0

u22/y1

2

wt

c)2=2/3

1,73

1,73

0

u23/y1

2 d)3=/3

1

1

0

us/y1

2 e)1

1

0

2,733,73

2,733,73

Rezolvată în serie nu conţine decât armonici impare, de rang 2Np1, 2p = 12.

Amplitudinile armonicilor:

62

+

ie

Ue

T1

D2

T5

T'5

T4

T'4

T3

T'3

T2

D1ic

Cuc 0

n1n22

n21

n23

u22

u21

u23

us

A

B

us1 a)

us/y1

2 b)1

1

0

2,733,73

2,733,73

us112/

30o 60o 90o 120o 150o 180o 210o 240o 270o 300o 330o 360o

2 c)

uGT1

2 d)

uGT2

2 e)

uGT3

2 f)

uGT'3

2 g)

uGT4

2 h)

uGT'4

2 i)

uGT5

2 j)

uGT'5

.

Notăm cu: y1 - amplitudinea primului palier, şi

yk - amplitudinea celorlalte paliere

.

- amplitudinea armonicilor în funcţie de amplitudinea palierelor:

pt. p = 6

.

ş.a.m.d.În concluzie pentru unde us, ca cele din figurile anterioare, dezvoltarea în serie

Fourier va fi:

ceea ce înseamnă că printr-un filtraj simplu se va obţine o tensiune sinusoidală.

La invertoarele comutate pe principiul modulaţiei impulsurilor în durată (MID,

PWM) se obţin forme de undă calitativ mai bune:

- nu mai trebuie filtrate sau,

- mai uşor de filtrat.

Semnalele de comandă sunt generate prin comparaţia între o undă triunghiulară (up(t)) numită undă purtătoare, de frecvenţă "fp" şi amplitudine "Up" şi o undă de

referinţă, asemănătoare ca formă cu cea pe care dorim să o obţinem la ieşirea invertorului (ur, fr şi amplitudine Ur).

Forma undei de referinţă oarecare, dar preferabil forma sinusoidală.

- comparator

Tensiunea de ieşire a comparatorului, prelucrată, este tensiunea de comandă a

dispozitivelor semiconductoare ale invertorului. Această tensiune:- uc > 0, dacă ur > up

63

- uc < 0, dacă ur < up

"fp" dă frecvenţa de comutaţie a dispozitivelor semiconductoare.

O bună calitate a undei de ieşire a invertorului este obţinută aplicând modulaţia

multiplă, cu undă de referinţă sinusoidală.

Schema invertorului monofazat şi formele de undă (pe principiul modulaţiei sinusoidale)

este prezentată în figură.

Lăţimea impulsurilor poate fi calculată cu ajutorul unei transcedentale de

forma:

timp - lăţimea impulsului

T - perioada semnalului modulat triunghiular

A - raportul dintre amplitudinea semnalului modulator şi cel modulat1 - pulsaţia semnalului modulator ce coincide deci cu pulsaţia tensiunilor de ieşire

din invertort1 şi t2 - sunt momentele de timp aferente intersecţiilor semnalului modulat cu cel modulator.

64

T1

T2

Cus

uD1D1

D2

Zs

uD2

iD2

iD1

iT1

iT2

uT1

uT2C

iC1

iC2

isA

uc1

uc2

Ue

+Ue/2

Ue/2i2

ie K1

K2

0

Ue/2

Ue/2

ur+Ue/2

Ue/2

0

us=uA

0+Ue/2

Ue/2

t

t

ur

up

t1 t2t

Tp 2Tp

T1sauD1

T1sauD1

T1sauD1

T2D2

T2D2

K1 K2 K1 K1K2

componente în conducţie

Principiul modulaţiei cu eşantionare uniformă

- simetrică;

- asimetrică.

.

PRINCIPIUL MID CU EŞANTIONARE UNIFORMĂ SIMETRICĂ PE BAZĂ

DE MICROPROCESORFrecvenţa de ieşire f1 (stabilită prin perioada T, şi raportul p dintre frecvenţa

purtătoarei triunghiulare şi frecvenţa modulatoarei f1)

- tensiunea de ieşire dictată de A

Calculul

65

1 2

3 4

T

1

2

3

timp

t1 t2

t

1

2

3

t1 t2

tt3 t4

4

1

2

3

t1 t2

tt3 t4

4

Variaţia frecvenţei purtătoarei triunghiulare funcţie de f1 este cea din figura

alăturată. La frecvenţe apropiate modificării raportului p, se prevede un histerezis pentru a se evita

apariţia unor oscilaţii de frecvenţă.

66

tpB

Port de intrare

CAD

MemorieEPROM şi RAM8755 8155

Intrare frecvenţă

CPUMicroprocesor

8085Clock

Porturi de ieşire

Controler de priorităţi al întreruperilor

8259

Ceas programabil

8253Clock

Spre optocuploare

Faza A

tpA timpA tpA

Faza B

tpB timpB

Faza C

tpC timpC tpC

1000

500

25 50 75

192 96 48 24 12

fp[Hz]

f1[Hz]