conducerea sistemelor 1.pdf

4.

3.Sistemul ieşirilor analogice

4.1 Generalităţi. Schema bloc

Sistemul ieşirilor analogice (SOA) asigură comunicaţia între sistemul numeric de conducere (SNC) şi procesul condus (PC), realizând compatibilitatea dintre forma numerică a semnalelor emise de SNC şi forma analogică acceptabilă de catre elementele PC. Funcţia esenţială a SOA constă în implementarea comenzilor elaborate de către SNC în conformitate cu algoritmul de conducere. În marea majoritate elementele de execuţie (EE) operează cu intrări analogice, ceea ce necesită conversia numeric-analogică a comenzilor date de SNC. Spre deosebire de sistemul intrărilor analogice (SIA - cap.5), unde informaţia sub formă analogică trebuie memorată doar pe durata scurtă necesară conversiei în forma numerică, SOA ridică problema (dificilă) a memorării comenzii sub forma analogică pe toată durata de timp cât aceasta rămâne constantă. Există tendinţa ca semnalele de ieşira ale SOA să fie semnale unificate de tensiune (±5V,±10V,±20V), fie semnale unificate de curent. Ele se obţin de la convertoare numeric analogice (CNA) prin prelucrări corespunzătoare (amplificări, deplasări de zero, conversie tensiune-curent,...). Din punct de vedere al structurii se întîlnesc două variante fundamentale: 1. cu utilizarea unui singur CNA , în comun de către toate canalele de ieşire. Se utilizează un demultiplexor (DMUX) care conectează ieşirea CNA la canalul specificat (figura 4.1). SNC transmite la SOA adresa canalului căruia îi este destinată comanda precum şi valoarea numerică a comenzii, care este înscrisă în registrul comenzii transmise (RCT). Memoriile analogice

150 Procese tehnologice asistate de calculator MAk, servesc la memorarea ieşirii CAN. Nu s-au figurat eventualele amplificatoare sau convertoare tensiune-curent.

Figura 4.1 Structura unui SOA cu CNA comun.

2. cu utilizarea câte unui CNA pentru fiecare canal în parte. In acest caz DMUX operează cu semnale numerice, iar valoarea numerică a comenzii este introdusă într-un registru RCT care precede fiecare CAN (figura 4.2). Practic DMUX este un decodificator care activează înscrierea valorii de pe magistrala de date a µP în registrul corespunzător canalului căruia îi este destinată comanda.

Figura 4.2 Structura unui SOA cu CNA multiple.

4.2. Coduri. Reprezentarea numerică a numerelor zecimale

4.2.1 Sisteme de numeraţie Fără alte consideraţii suplimentare se prezintă în continuare echivalenţa dintre sistemele de numeraţie utilizate:

Se mai subliniază, de asemenea, algoritmul de conversie din sistemul binar în cel hexazecimal (fiind mai folosit) şi care se bazează pe descompunerea în grupe de patru (tetrade) a caracterelor corespunzând reprezentării binare şi echivalarea fiecarei tetrade conform tabelului 4.1.

4. Sistemul ieşirilor analogice 151

Tabelul 4.1. Coduri de reprezentare a numerelor

zecimal hexazecimal binar Gray

0 0 0000 0000 1 1 0001 0001 2 2 0010 0011 3 3 0011 0010 4 4 0100 0110 5 5 0101 0111 6 6 0110 0101 7 7 0111 0100 8 8 1000 1100 9 9 1001 1101

10 A 1010 1111 11 B 1011 1110 12 C 1100 1010 13 D 1101 1011 14 E 1110 1001 15 F 1111 1000

De exemplu: A18H =1010 0001 10002.

4.2.2 Reprezentarea binară în virgulă fixă Se pot reprezenta atât numere întregi cât şi numere fracţionare, dar la acestea din urmă punctul (virgula) nu se reprezintă fizic (în registru sau locaţia de memorie), iar programatorul trebuia să ştie între care biţi ai cuvântului este localizat.

a) reprezentarea numerelor pozitive (cod binar natural BN) Reprezentarea este sugerată direct de conversia din sistemul zecimal în cel binar. Un cuvânt de 1 octet poate reprezenta numere între 0 şi 255, deci o mărime fizică reprezentată printr-un cuvânt pe 8 biţi poate fi măsurate cu o rezoluţia de 1/256. În cazul în care aceasta rezoluţie nu este satisfăcătoare pentru mărimea corespunzătoare cuvântul care o reprezintă în µP poate fi pe 2 sau mai multi octeţi. De exemplu: codul numărului N=254 va fi 1111 1110 (în binar natural BN). Evident, acest cod este un cod unipolar deoarece poate fi utilizat numai la reprezentarea numerelor naturale (semnalelor de o singură

152 Procese tehnologice asistate de calculator polaritate). Pentru reprezentarea numerelor întregi (semnale de ambele polarităţi) se utilizează coduri bipolare (prezentate la punctele b, c, d).

b) reprezentarea numerelor binare în mărime şi semn (MS) În această reprezentare bitul MSB an-1 este egal cu 1 pentru minus şi 0

pentru plus, restul biţilor reprezentând numărul în valoare absolută N (codul BN de la punctul a).

Numerele reprezentabile se situează în intervalul: [-2(n-1)-1<=N<=2(n-1)]. Utilizând 1 octet se pot reprezenta numere în domeniul [-127,127],

iar utilizând 2 octeţi (corespunzând magistralelor de date de 16 biţi), se pot reprezenta numere în domeniul [-32757, 32757]. Această reprezentare în mărime şi semn are o utilizare redusă, doar în unele voltmetre digitale. În unele lucrări pentru acest cod este utilizată denumirea de cod binar deplasat, deoarece faţă de codul BN, utilizând de exemplu un octet, poate reprezenta, de asemenea, 256 de numere dar domeniul de reprezentare s-a deplasat (translatat) de la [0,255] în cazul BN la [-127,127] în cazul MS (de fapt codul MS a asigurat reprezentarea a numai 255 de numere, 0 având o reprezentare dublă). Acest număr N cu semn de lungime n-1 biţi poate fi reprezentat şi scalat, adică împărţit cu 2n-1,în acest caz considerându-se că punctul (virgula) este situat întotdeauna după bitul de semn.

c) reprezentarea numerelor binare cu semn în complement faţă de 1 (C1)

Particularităţile acestei reprezentări sunt: pentru numere pozitive reprezentarea este identica cu MS; pentru numere negative N, se defineşte negatul acestuia /N sau

complementul sau faţă de 1, ca fiind numărul obţinut prin negarea sau complementarea fiecărui bit al lui N. Este evidentă relaţia: NMS+NC1=111111......11111. MSB, adică bitul

de semn respectă convenţia introdusă în cazul reprezentării MS, adică are valoarea 1 pentru numere negative şi 0 pentru numere pozitive. Scalarea se poate face în aceleaşi conditii ca şi în cazul MS.

d) reprezentarea numerelor binare cu semn în complement faţă de 2 (C2)

Aceasta codificare este cea mai utilizată în µP deoarece simplifică foarte mult efectuarea operaţiilor aritmetice:

pentru numere pozitive codificarea este identică cu MS şi C1;


pentru numere negative, un număr N se codifică în C2 identic cu C1, dar în plus se adauge 1 la LSB (bitul cel mai puţin semnificativ). Bitul de semn (MSB) menţine aceleaşi convenţii de la codificarea MS si C. Sunt evidente relaţiile:

NMS + NC1 + 1 = 1000....0000 = 2n sau 2n - NMS = NC1 + 1.

Conform definiţiei, NC1 + 1 este chiar complementul faţă de 2 a lui N, deci se va putea scrie NC2 = 2n -NMS. Foarte des se utilizează notaţia: NC2 = (-N), prin aceasta înţelegându-se implicit că numărul negativ respectiv este reprezentat în C2. Pentru exemplificare se considera situaţiile: 12610 = 0111 1110BN = 0111 1110MS = 0111 1110C1 = 0111 1110C2

-12610 = 1111 1110M S = 1000 0001C1 = 1000 0010C2

4.2.3 Reprezentarea în virgula flotantă Aceasta înlatură dezavantajele reprezentării în virgula fixă, care apar în cazul numerelor mari (care necesită mai multi octeţi) şi a celor fracţionare (care necesita scalări).

Un număr N se formează utilizând 2 componente: E - denumită exponent, care defineşte ordinului de mărime al numărului, şi M - mantisa, care precizează mărimea exacte a numărului.

Reprezentarea este date de relaţia: N=M·BE, B fiind baza (de obicei 2). Atât mantisa, cât şi exponentul se pot reprezenta pe unul sau mai mulţi octeţi.

4.2.4 Coduri binar-zecimale a) Codul 8421 (BCD) Fiecare cifră zecimală este codificată separat cu 4 cifre binare Grupurile respective se scriu în acea şi ordine în care au fost scrise şi cifrele zecimale. De exemplu: 25110= 0010 0101 0001BCD b) Codul Gray Este un cod binar care are proprietatea că reprezentarea oricăror 2 numere consecutive diferă printr-o singură cifră. Acest cod este foarte util la

154 Procese tehnologice asistate de calculator realizarea codificatoarelor de poziţie (traductoare numerice - §3.5), unde modificarea simultană a mai multor ranguri ar putea conduce la citiri eronate.

4.2.5 Reprezentarea datelor alfa numerice

Cel mai folosit este codul ASCII (American Standard Code for Information Interchange). Codul de bază este pe 7 biţi, deci permite reprezentarea a 128 de caractere standard. Cele mai utilizate caractere sunt prezentate mai jos (tabelul 4.2).

Tabelul 4.2 Caracterele ASCII

Caracter Cod ASCII Caracter Cod

ASCII Caracter Cod ASCII Caracter Cod

ASCII b(blanc) 20 0 30 @ 40 P 50

! 21 1 31 A 41 Q 51 “ 22 2 32 B 42 R 52 # 23 3 33 C 43 S 53 $ 24 4 34 D 44 T 54 % 25 5 35 E 45 U 55 & 26 6 36 F 46 V 56 ‘ 27 7 37 G 47 W 57 ( 28 8 38 H 48 X 58 ) 29 9 39 I 49 Y 59 * 2A : 3A J 4A Z 5A + 2B ; 3B K 4B [ 5B , 2C < 3C L 4C \ 5C - 2D = 3D M 4D ] 5D . 2E > 3E N 4E ^ 5E / 2F ? 3F O 4F _ 5F 60 h 68 p 70 x 78 a 61 i 69 q 71 y 79 b 62 j 6A r 72 z 7A c 63 k 6B s 73 7B d 64 l 6C t 74 | 7C e 65 m 6D u 75 7D f 66 n 6E v 76 ~ 7E g 67 o 6F w 77 triunghi 7F

4. Sistemul ieşirilor analogice 155 Tab-09-'\t’ în C; Enter (carriage return) - 0D- '\r'; space-20; formfeed -0c - '\f'; linia nouă -0a - '\n'; tab vertical - 08 -'\v'; backslash - 5c -'\\';

De asemenea, s-au asociat coduri ASCII şi pentru caractere mai speciale (cod ASCII extins), utilizând 8 biţi, cu consecinţa existenţei a 256 de coduri ASCII. Există astfel coduri ASCII pentru caractere de forma: â, ö, è, é.

În cele ce urmează se prezintă un program C care afişează toate caracterele corespunzând codului ASCII extins, deschizând pentru aceasta un fişier carasc.txt (văzut ca un stream generalizat) şi accesat printr-un pointer la structura FILE. #include <stdio.h> #include <conio.h> void main() int i,j; FILE *carascii; if((carascii=fopen(”c:\\tc\\caresc.txt”,”w”))==NULL) puts(”nu pot crea fisierul destinatie”); return; fprintf (carascii,”\ncod smb cod smb cod smb cod smb cod smb cod”); fprintf (carascii,” smb cod smb cod smb\n”); for(i=0; i<32; i++) for(j=0; j<=7; j++) printf(“%3d %c “, 8*i+j, 8*i+j); fprintf(carescii,”%3d %c “, 8*i+j, 8*i+j); printf(“ \n“ ); fprintf(carascii, “\n“); getch(); fclose(carascii);

156 Procese tehnologice asistate de calculator Observaţie: În cazul standardelor impuse calculatoarelor IBM PC s-a definit şi un cod extins al tastaturii, codurile ASCII fiind generate în zona tampon a tastaturii în urma apăsării unei taste sau a unei combinaţii de taste. De notat că în unele cazuri se va genera un cod dublu, primul caracter fiind nul (marcat în cele ca urmează prin /00). În astfel de situaţii este vorba de taste speciale, pentru care se va face o dublă citire de caracter:

Esc-1B; F1-3B/00; F2-3C/00; F3-3D/00; F4-3E/00; Shift/Esc-B; Shift/F1-54/00; Shift/F2-55/00; Shift/7-37; Shift/8-38; Shift/9-39.

4.3 Elemente analogice de memorare

Aceste circuite au sarcina de a menţine un timp relativ îndelungat valoarea comenzii sub forma analogică. Soluţia cea mai frecventă este de a utiliza tranzistoare MOSFET cu impedanţa de intrare foarte mare (1015 ohmi), ceea ce asigura o viteză de scădere în timp a tensiunii unui condensator conectat la poarta de 0.1 %/oră.

O implementare a acestei variante este prezentată în figura 4.3.a. Comutatorul Ki conectează ieşirea CNA pe condensatorul C. Tensiunea cu care s-a încărcat condensatorul C este repetat de sursa S a tranzistorului FET pe intrarea convertorului tensiune-curent.

O soluţie mai bună îl reprezintă circuitul de eşantionare-memorare de tip integrator (figura 4.3.b), la care, prin conectarea condensatorului de memorare în bucla de reactie negativă a unui amplificator operaţional AO, se multiplică valoarea capacităţii condensatorului C prin efect Miller ( cu un factor de 104...105, cât este câştigul în buclă deschisa a AO). Ca urmare, se pot obţine durate, respectiv precizii mari de memorare.

4.4 Convertoare numeric-analogice

4.4.1. Principiul de funcţionare

Convertorul numeric-analogic (CNA, DAC – Digital to Analog Converter) este circuitul care transformă o intrare sub formă numerică (în sistem de numeraţie binar) într-o mărime de ieşire analogică. Conversia are la baza relaţia (1) cu care se calculează valoarea zecimală a unui număr cu n

cifre: 1in

1ii 2aN =

=∑=

4. Sistemul ieşirilor analogice 157 unde ai = 0 sau 1; i = 1,2….n.

Pentru conversia numărului N într-o mărime analogică (tensiune sau curent), fiecărei cifre binare1 i se asociază o anumită valoare a mărimii electrice utilizate care se însumează ponderat. Similar, fiecărei cifre binare 0 i se asociază valoarea zero a aceleiaşi mărimi electrice.

În practică, din motive de simplitate a conversiei, se utilizează exprimarea fracţionară a mărimii numerice, astfel încât ponderarea valorilor corespunzătoare cifrelor binare 1 se face cu factori de tipul 1/2k, k fiind rangul binar al cifrei respective.

Structura bloc a unui CNA este prezentata în figura 4.4.

a)

b)

Figura 4.3 Circuite de memorare analogică a) cu repetor pe sursa FET; b) cu integrator

158 Procese tehnologice asistate de calculator

Interfaţa numerică transformă nivelele logice ale datelor numerice de intrare în semnale de comanda pentru grupul de comutatoare analogice.

Comutatoarele controlează curenţii prin reţeaua de rezistoare care realizează funcţia de ponderare a valorilor binare. Valorile curenţilor prin reţea sunt determinate de valorile rezistentelor reţelei şi de valoarea tensiunii de referinţă (Ur). Astfel, dacă mărimea de intrare este exprimată fracţionar prin numărul:

N = a1 2-1 + a2 2-2 + …..+ an 2-n ;

Figura 4.4 Schema bloc a unui convertor numeric-analogic

Mărimea de ieşire din convertor va fi:

A = Ur (a1 2-1 + a2 2-2 + …..+ an 2-n) care reprezintă caracteristica de transfer a CNA. In fig.4.5 se prezintă grafic caracteristica idealizată a unui CNA de trei biţi şi semn.

Figura 4.5 Caracteristica de transfer a unui convertor numeric-analogic


Reţeaua de rezistoare poate fi de tipul ponderat (figura 4.6.a) sau (cea mai folosită) de tipul R-2R (figura 4.6.b).

a) b)

Figura 4.6 Scheme de reţele de rezistoare: a) de tip ponderat, b) de tip R-2R

a) CNA cu reţea R-2R In figura 4.7 este prezentată schema unui CNA unipolar de n biţi, cu

reţea R-2R.

Figura 4.7 CNA unipolar cu reţea R-2R

Structura acestui convertor cuprinde o reţea de rezistenţe de valori R-2R (figura 4.7). Rezistenţa echivalentă a reţelei R-2R care încarcă sursa de tensiune de referinţa -Ur este egală cu R, rezultând curentul de referinţă Ir=Ur/R. Acest curent de referinţă se divide succesiv cu 2 în nodurile reţelei, rezultând curenţii: Ik=Ir/2k (k=1,2....n), corespunzători comutatoarelor bk.

Suma algebrică a curenţilor în nodul M se obţine din:


∑∑∑−

=

−−

=

−

=

===1n

0k

kk

r1n

0kk

rk

1n

0kkk1e 2a

RU

R2UaIaI

Expresia din partea dreaptă a ultimei sume constituie forma echivalentă pentru exprimarea unui număr în cod binar natural.

RUNI r

1e ⋅=

Curentul Ie2, cules de la masa fizică ( intrarea neinversoare a AO) şi care este complementul lui Ie1 faţa de Ir va fi:

RU)N1(I r

2e ⋅−=

Pe de altă parte, scriind relaţia de bază pentru amplificatorul operaţional în configuraţie inversoare:

.ech.rint

r

reactie

e

RU

RU

−= ; ţinând cont că: 1RRreactie = şi eechr

r IR

U=

..int

se obţine în final:

NR2

URU nr1

e ⋅⎟⎠⎞

⎜⎝⎛

⋅⋅

=

Ultima relaţie evidenţiază dependenţa liniară a tensiunii de ieşire de

codul numărului ai cărui biţi comandă comutatoarele b0, b1, b2, b3,.....bn-1. În figurile 4.8.a,b se simbolizează CNA cu ieşirea în tensiune (a),

respectiv cu ieşirea în curent (b). Este evident că CNA prezentat este aplicabil numai pentru semnale unipolare , cărora le corespund coduri binar naturale BN (v. punctul a din paragraful anterior).

a) b)

Figura 4.8 CNA cu ieşire în tensiune (a), respectiv curent (b)


b) Convertor digital-analogic multiplicator (MCNA) Pentru toate CNA – urile, ieşirea analogică Ue este produsul dintre un

număr N şi o referinţa analogică Ur. In acest sens, toate CNA sunt multiplicatoare. Se utilizează această denumire pentru cazurile în care referinţa analogică este o variabilă de intrare, putând deci să prezinte ambele polarităţi.

ie UNU ⋅= Aceasta expresie arată că, un MCNA este în esenţă un atenuator

programabil numeric, după cum se observă în figura 4.9 pentru cazul reţelei R-2R.

Figura 4.9 CNA multiplicator

c) Un exemplu industrial de CNA – DAC 08

Se prezintă circuitul DAC 08 (figura 4.10), care este un CNA de mare viteză, pe 8 biţi. Printre caracteristicile principale se amintesc:

- ieşiri complementare de curent; - timpul de stabilizare a curentului de ieşire: tipic 85 ns; - posibilitatea interfaţării directe cu circuite TTL, CMOS, ECL, HTL,

PMOS; - neliniaritate maxima 0,1% pe întregul domeniu de temperatura; - banda de frecvenţă largă: 1 MHz; - tensiuni de alimentare: ±4,5 V…..±18 V.

DAC 08 este un CNA multiplicator, la care curentul de ieşire este rezultatul produsului dintre curentul de referinţă şi numărul prezent la intrările digitale. Curentul corespunzător capătului de scară este:

refFS I256255I ⋅= , unde Iref=I14 .

Pentru toate stările logice: FS00 III =+


Figura 4.10 Schema CNA DAC 08 În figura 4.11 se prezintă schema de funcţionare cu ieşiri bipolare a

DAC 08.

a) b) Figura 4.11 Funcţionarea bipolară a DAC 08: a) schema electrică; b) tabelul de stări

4.4.2 Soluţii pentru interpretarea diferitelor coduri numerice la intrarea CAN

Exemplu: CNA pentru coduri mărime şi semn (cod binar deplasat) a numerelor întregi (semnale bipolare). Conform §4.2, NMS = NBN - 2n-1, 2n-1 , reprezentând valoarea de translatare (decalare) dintre cele 2 coduri.

Se ştie că în general pentru CNA (conform exemplului din §4.4.1):

RNUI n

BNre ⋅

⋅=

2.

Din cele două relaţii se obţine:

RNU

RUI n

MSrn

re ⋅

⋅=

⋅−

22


Pentru implementarea fizică a relaţiei anterioare se porneşte de la observaţia că circuitul utilizat (reprezentat în figura 4.12) trebuie să genereze curentul de ieşire:

RUII n

ree ⋅−=

21 .

În figură, s-a notat cu Ir curentul de referinţă dat de relaţia: R

UIr r= ;

tensiunea de la ieşirea CNA bipolar este: 1e1e IRU ⋅= , obţinându-se în final funcţia de transfer:

RNURU n

MSre ⋅

⋅⋅=

21

care corespunde unui CNA bipolar cu semnal de intrare în cod binar deplasat (mărime şi semn, MS).

Figura 4.12. Schema unui CNA bipolar

Analog se obţin CNA pentru coduri numerice de intrare de forma C1 sau C2.

4.4.3. Caracteristicile CNA

a) Coduri utilizate şi formatul secvenţei de intrare‚ - există soluţii pentru oricare dintre codurile analizate la §4.2 (unele CNA având switchuri pentru a accepta diverse coduri la intrare),semnalele de intrare fiind TTL, DTL sau MOS. Marea majoritate acceptă numai semnale în format paralel, nefiind dotate cu registre de memorare şi cu logică de conversie seria-paralel.

164 Procese tehnologice asistate de calculator b) Rezoluţia - este determinată de numărul de biţi n care compun codul admis la intrarea CNA (practic rezoluţia este 2n din domeniu). Exista CNA pe 10, 12, 14, 16, 18, (20) de biţi. c) Mărimea de ieşire - cele mai multe CNA oferă la ieşire un curent, schema R-2R fiind dominantă în tehnica actuală. Unele convertoare posedă un rezistor intern ce poate fi folosit în reacţia unui AO cuplat exterior, astfel încât se obţine uşor o ieşire în tensiune de semn invers curentului. d) Timpul de stabilizare - se defineşte ca intervalul de timp care se scurge din momentul schimbării numerice a intrării şi până în momentul în care s-a obţinut efectul acestei schimbări în semnalul de ieşire analogică, cu o eroare mai mică decât cea precizată. Acest timp de stabilizare exprimă viteza de conversie. Incluzând şi timpul de comutare a comutatoarelor, acesta depinde substanţial de viteza de variaţie a semnalului de ieşire din AO final. O valoare uzuala este 15·10-9 s, pentru care se obţine o precizie de 0.1%. e) eroarea de câştig şi eroarea de deplasare - ambele noţiuni se definesc în legătura cu caracteristica de transfer a CNA, care reprezintă dependenţa mărimii de ieşire de mărimea de intrare. Cele două erori sunt evidenţiate grafic in fig. 4.13. Eroarea de deplasare se mai numeşte de zero sau de decalaj şi se datorează în mare parte curenţilor de scurgeri peste comutatoarele deschise. În urma unor astfel de procese apar semnale diferite de 0 la ieşire atunci când intrarea este nulă.

Fig. 4.13. Eroarea de câştig şi de deplasare

f) eroarea de neliniaritate - se defineşte în condiţiile anulării erorii de câştig şi a celei de deplasare şi rezultă ca diferenţă între valorile extrase din caracteristica de transfer reală şi ideală.

4.5. Acţionări cu motoare de curent continuu

4.5.1. Generalităţi

Motoarele de curent continuu (MCC) sunt foarte mult folosite în acţionările electrice reglabile, ele oferind posibilitatea realizării unor game

4. Sistemul ieşirilor analogice 165 largi de reglare în condiţii tehnico-economice favorabile. Pentru restrângerea domeniului de abordat, se face precizarea că se va discuta în continuare despre acţionările cu servomotoare de cc (MCC cu excitaţie constantă – separată sau cu magneţi permanenţi). Plecând de la construcţia unui MCC (figura 4.14.a – micromotor de cc cu rotor pahar), se aminteşte principiul de funcţionare, pe baza ecuaţiilor fundamentale:

Tensiunea electromotoare indusă:

E0 = kE Ω ΦE

Constanta constructivă: kE = pN / (2·π·a)

Cuplul electromagnetic: M = kE ΦE IA (nu este f(Ω) )

Caracteristica mecanică:

Ω = UA / ( kE ΦE ) – (RA+R)·M / ( kE2 ΦE

2 ) ,

unde: p– nr. perechi de poli; 2a – nr. căi de curent; N–nr.spire/crestatură; Ω - viteza unghiulară; ΦE - flux de excitaţie (considerat constant) ; IA -curentul prin rotor; RA – rezistenţa rotorului (indusului); R- rezistenţa adiţională în serie cu RA.

a) c)

b)

Figura 4.14 Servomotorul de curent continuu: a) construcţie; b) caracteristica mecanică naturală: c) caracteristica mecanică artificială

Caracteristica cuplului electromagnetic (neglijând pierderile):


M = k IA

Caracteristicile mecanice ale MCC au un caracter rigid în sensul că turaţia scade relativ puţin la mărirea cuplului rezistent. Reglarea turaţiei (vitezei unghiulare) se poate realiza prin mai multe metode:

a. prin tensiunea de alimentare UA , la flux de excitaţie constant (figura 4.14.a). Această soluţie este cea mai folosită în cazul servomotoarelor de cc datorită randamentului şi gamei de reglare a turaţiei pe care o asigură;

b. prin slăbirea fluxului de excitaţie, la MCC cu excitaţie separată; c. prin intercalarea unei rezistenţe în serie cu indusul sau şuntarea acestuia

cu o rezistenţă (figura 4.14.c); Din punct de vedere a sensului relativ dintre cuplul M şi viteza

unghiulară, se disting regimurile de motor şi de frână. Considerând caracteristicile mecanice prezentate anterior, funcţionarea unei acţionări electrice poate avea loc în 4 cadrane (figura 4.15.a):

- în cadranele I şi III în regim de motor (momentul motor este în acelaşi sens cu sensul mişcării, deci cu v sau Ω),

- în cadranele II şi IV în regim de frână (momentul motor este în sens contrar cu sensul mişcării;

a) b)

Fig.4.15. Funcţionarea unei acţionări în 4 cadrane: a) sensurile cuplului şi vitezei unghiulare; b) exemple practice

Sub aspectul modului de desfăşurare al fenomenelor de frânare, acestea se pot asocia la 2 cazuri frecvent întâlnite în practică (figura 4.15.b):


mecanismul de ridicare, în care regimul de motor este posibil numai în cadranul I ( la ridicare M este pozitiv şi viteza de deplasare are normal acelaşi sens), iar regimul de frână numai în cadranul IV (la coborâre viteza are sensul minus corespunzător deplasării în jos, dar cuplul M are sens pozitiv exact ca la regimul motor, opunându-se accelerării coborârii).

mecanismul de translaţie, de exemplu pentru un cărucior sau un vehicul, în care regimul de motor este posibil în ambele cadrane I şi III (corespunzător celor 2 sensuri posibile ale mişcării) şi corespunzător regimul de frânare poate exista, de asemenea, în ambele cadrane II şi IV. Alături de (servo)motoarele de cc de tipul celui prezentat în figura

4.14, în prezent se întâlnesc în acţionările moderne MCC cu comutaţie statică (fără perii – Brushless DC servomotor ), la care comutarea alimentării căilor de curent se realizează cu contactoare statice comandate de senzori de poziţie (cu traductoare Hall) (figura 4.16), evitându-se uzura şi înlăturând cuplul de frecare al ansamblului colector-perie.

Figura 4.16 Servomotorul de c.c. fără perii


4.5.2. Tehnici pentru reglarea turaţiei MCC prin variaţia tensiunii la borne

a) Convertoare de putere. Generalităţi

Prin denumirea de convertoare de putere se definesc dispozitivele şi circuitele electronice care asigură diferitele variante de conversie a energiei electrice de curent alternativ şi curent continuu, nivelul energetic fiind impus de elementele de execuţie (EE). Se poate face următoarea clasificare: 1. Convertoare de curent alternativ - curent continuu (c.a.-c.c.) – îndeplinesc funcţia de redresor şi pot fi clasificate în funcţie de modalitatea de comutaţie:

cu comutaţie naturală (necomandate), de regulă cu diode; cu comutaţie forţată (comandate), realizate în principal cu

tiristoare. Acestea pot funcţiona în anumite situaţii şi ca invertoare, inversându-

se sensul fluxului de energie. Redresoarele comandate constituie una dintre cele mai utilizate soluţii pentru comanda MCC în general şi a comenzii asistate de calculator în special. În figura 4.17 sunt prezentate diferite regimuri de lucru. 2. Convertoare curent continuu - curent alternativ (c.c.-c.a.) Acestea se numesc invertoare şi principalele lor aplicaţii sunt: acţionarea motoarelor de curent alternativ, a reţelelor de bord, alimentarea sarcinilor cu factor de putere scăzut etc. 3. Convertoare curent alternativ - curent alternativ (c.a.-c.a.)

Acestea transformă energia de curent alternativ cu anumiţi parametri (tensiune U1, frecvenţa f1, nr. faze m1) în energie de curent alternativ cu alţi parametri (U2, f2, m2). Se disting două cazuri: -dacă f2 ≠ f1, u2 ≠ u1, este vorba de convertoare de frecvenţă; -dacă f2=f1, u2 ≠ u1, este vorba de variatoare de tensiune alternativă.

Aplicaţiile acestora sunt: variaţia vitezei la acţionările cu motoare de c.a., echipamente electrotermice etc . 4. Convertoare c.c-c.c., care transformă energia electrică preluată de la o sursă de c.c. cu tensiune constantă în energia de c.c., dar la o tensiune diferită.

Din categoria acestora fac parte: -variatoarele de tensiune continuă (choppere), utilizate tot mai

mult în comanda MCC; -stabilizatoarele de tensiune.

4. Sistemul ieşirilor analogice 169 b) Redresor trifazat în punte complet comandată

Schema de principiu este prezentate în figura 4.18. Rolul redresorului este de a realiza conversia tensiunii alternative trifazate de la reţea în tensiune continuă Ud, reglabilă, utilizând posibilitatea de comandă a dispozitivelor redresoare (tiristoare) prin variaţia unghiului de comandă α a impulsului de amorsare. Tiristoarele primesc impulsuri de amorsare la intervalele de π/3 rad electrici, în următoarea succesiune: T1, T2, T3, T4, T5, T6, T1, T2.....

Figura 4.17 Cadranele de funcţionare ale covertoarelor

În conducţie simultană se află întotdeauna un tiristor din grupul T1, T3, T5 şi unul din grupul T2, T4, T6. Valoare momentană a tensiunii de ieşire este egală cu diferenţa tensiunilor momentane aplicate tiristoarelor în conducţie.

De exemplu, pentru intervalul de timp în care conduc T1 şi T2: ud = us1–us3


Figura 4.18 Schema redresorului trifazat complet comandat

Diagramele de funcţionare sunt prezentate în figura 4.19, în care se observă:

- poziţia de referinţă pentru unghiul de comandă (α = 0) , egală cu momentul egalităţii, în domeniul tensiunilor pozitive, a două tensiuni de fază;

- formele tensiunii Ud pentru unghiurile α = 0º şi α = 30º.

Figura 4.19 Tensiunea medie redresată funcţie de unghiul de comandă

Dependenţa valorii medii a tensiunii redresate Ud de unghiul de comandă este:


απ

cosU63U sd = ,

unde Us este valoarea efectivă a tensiunii din secundarul transformatorului. Din analiza relaţiei se poate observa că prin modificarea lui α se poate

realiza un reglaj continuu al turaţiei MCC de la 0 la valoarea maximă fără pierderi de putere activă. Mai mult, redresorul în punte trifazată comandată poate funcţiona şi în regim de invertor ( pentru α > 90º ), iar prin combinarea antiparalel a două unităţi se obţine o instalaţie care poate funcţiona în cele patru cadrane ale planului Ω, M.

c) Chopper cu stingere forţată

Chopperul sau variatorul de tensiune continuă are o largă utilizare în reglarea turaţiei MCC, transformând tensiunea continuă, aplicată la intrare, în impulsuri dreptunghiulare la ieşire. Valoarea medie a tensiunii de la ieşirea unui chopper sa poate modifica între 0 şi cea a tensiunii de alimentare, utilizând 2 metode: 1. modificarea frecvenţei unor impulsuri de durate constantă (PFM); 2. modificarea în durată a unor impulsuri de frecvenţă constantă (PWM - Pulse Width Modulation).

Principiul PWM este ilustrat în figura 4.20, în variantele impulsurilor unipolare (a), respectiv bipolare (b).

a)

b)

Figura 4.20 Principiul PWM: a) cu impulsuri bipolare; b) cu impulsuri unipolare


Schema bloc a principiului expus este ilustrată în figura 4.21. Închizând şi deschizând CS după o anumită lege repetată periodic, MCC va fi alimentat cu tensiunea medie:

TTUU c

1med = ,

unde Tc - durata de conectare a contactorului CS, T - perioada de repetiţie a comenzii.

Figura 4.21 Principiul contactorului static

În figura 4.22.a este prezentată o varianta de contactor static CS (din figura 4.21), realizat cu tiristoare. Circuitul utilizat la comanda chopperului trebuie să furnizeze impulsurile de amorsare pentru tiristorul principal T1 cu perioada T. Amorsarea lui T1 echivalează cu închiderea contactorului static. După un interval Tc de la comanda lui T1 circuitul de comandă generează impulsul de amorsare pentru T2, iar sarcina (MCC) este deconectată de la sursa de alimentare U1. Menţinând constantă perioada T de repetiţie a impulsurilor de comandă la T1 şi modificând momentul de apariţie al impulsului pentru T2, se realizează modificarea valorii medii a tensiunii de ieşire şi implicit modificarea turaţiei MCC.

În figura 4.22 b este prezentată o schemă principială de contactor static, realizat cu tranzistoare MOSFET de putere.

În prezent se utilizează frecvent structuri integrate de circuite de comandă PWM, un exemplu fiind circuitul A3958 al firmei Allegro MicroSystems (figura 4.23.a). Acesta este un circuit integrat care conţine o punte completă PWM, comandată serial printr-un cuvânt de 20 biţi şi care operează la tensiuni maxime de 50 Vcc şi curenţi maxim ±2A.


a) b) Fig. 4.22 Scheme de contactoare statice: a) cu tiristoare; b) cu tranzistoare MOSFET

T1 - tiristorul principal, T2 - tiristorul de stingere, C - condensatorul de stingere, L - inductivitatea de stingere, D4 - dioda de nul (de conducţie liberă).

Semnificaţia biţilor portului serial este prezentată în tabelul din figura 4.23.b.

Un alt exemplu de circuit industrial, pentru comanda unui MCC fără perii este prezentat în figura 4.24. În componenţa acestuia se identifică bucla majoră de reglare a vitezei (turaţiei) şi bucla de reglare pentru controlul curentului motorului. Se remarcă dubla utilizare a traductoarelor Hall, odată pentru alimentarea succesivă a înfăşurărilor motorului şi apoi şi pentru controlul vitezei unghiulare.

Figura 4.23.a Circuitul PWM A3959 – schema electrică


Figura 4.23.b Circuitul PWM A3959 –semnificaţiile pinilor

Figura 4.24. Circuit pentru comanda unui MCC fără perii

4.5.3 Sisteme de comandă pentru convertoarele de putere a) Sisteme de comandă pentru redresoarele comandate

Asigurarea unui unghi de comandă constant, chiar la variaţii mari ale

frecvenţei de referinţă este principalul obiectiv al acestor sisteme. În acest scop s-au impus circuitele cu calare de fază, (PLL – Phase Locked Loop). În figura 4.25, se prezintă schema generală de principiu a unui controler de comandă (monocanal) a convertoarelor cu intrare în c.a. (redresoare, cicloconvertoare) ce utilizează circuite PLL. În funcţia de mărimea de comandă Ucom se modifică unghiul de comandă α. Se pot obţine, corespunzător caracteristicii detectorului de fază funcţii de reglaj liniare, cosinusoidale,...etc. Astfel, de exemplu, în cazul unei punţi trifazate având tensiunea medie redresată Ud=k·cosα, pentru a menţine o caracteristică de comandă liniara Ud=k1·Ucom, este necesar ca:

α = arccos(k2·Ucom). Când bucla de reglare se află în sincronism şi circuitul PLL urmăreşte

semnalul având frecvenţa de referinţă fr, oscilatorul comandat în tensiune

4. Sistemul ieşirilor analogice 175 OCT generează un semnal coerent de fază cu f0=k3·fr , comparatorul de fază DP compară faza tensiunii de referinţă (sau alimentare în cazul redresoarelor) fr cu faza semnalului la ieşirea numărătorului divizor, care are raportul de divizare 1/k.

Figura 4.25 Controler pentru convertor c.a. - c.a.

În cazul concret al comenzii unor convertoare trifazate cu 3 sau 6 pulsuri k=12. Tensiunea de ieşire a amplificatorului sumator Uε rămâne constantă în regim de buclă calată, furnizând un decalaj iniţial necesar menţinerii în sincronism. Defazajul dintre fr şi f0 /12 este chiar unghiul de comandă α . Ieşirea OCT este divizată în schema propusă cu 2; 2; 3, în total cu 12. Frecvenţa f0/2 este folosită în cazul punţilor comandate cu tiristoare, iar f0/4 în convertoarele trifazate cu punct median sau punţi semicomandate, obţinându-se trenuri de impulsuri de 6 sau 12 grade.

Pe principiile prezentate anterior (comandă cu control de fază), s-au conceput circuite integrate specializate. În continuare se prezintă două dintre cele mai reprezentative:

1. UAA 145 - este utilizat pentru comanda convertoarelor c.a - c.c şi c.a - c.a., putând acţiona succesiv 2 dispozitive de comutaţie (tiristoare, triacuri) cu impulsuri cu fază şi durate reglabile. Unghiul de comandă poate fi reglat cu o simetrie mai bună de 3 grade.

2. MAA 436 - realizează în principiu conversia unui semnal de comandă analogic Ucom în impuls de amorsare de fază α reglabilă teoretic în intervalul (0-180) grade.

Observaţie: sistemele de comandă prezentate anterior se integrează industrial împreună cu redresoarele prezentate la $4.5.2 şi cu alte elemente

176 Procese tehnologice asistate de calculator (regulatoare, transformatoare de sincronizare,......), formând împreună aşa numitele variatoare de curent alternativ cu convertoare tiristorizate. Aceste variatoare au prevăzute şi intrări pentru semnalele de reacţie de la MCC (turaţie, curent) şi pot fi integrate într-o schemă de conducere cu µC a motoarelor de curent continuu. În figura 4.26 este prezentată schema bloc a variatorului trifazat V3.2 ( P=1.5-5.5kW), cu convertoare reversibile cu punct median folosit pentru comanda motoarelor cu inerţie redusă.

Pentru un anumit sens de rotaţie o grupă de tiristoare (de exemplu A) este comandată în regim de redresor iar cealaltă (B) în regim de invertor, unghiurile de comandă respectând relaţia αA+ αB = 180º. Reglarea turaţiei, a B

Figura 4.26 Schema bloc a variatorului trifazat de c.c. TS- transformator de sincronizare, m1- transformator de alimentare, DCG - dispozitiv de comandă pe grilă, BL - bobine de limitare, TC - traductoare de curent, Rn, RI, RCC - regulatoare de turaţie, curent şi curent de circulaţie, TG - tahogenerator. curentului rotoric şi a curentului de circulaţia se face cu bucle dispuse în cascadă, măsurându-se curentul fiecărei grupe de tiristoare cu ajutorul unor traductoare de curent, TC. Turaţia de lucru se poate regla continuu în limitele 43-1000 rot/min.

b) Sisteme de comandă pentru choppere

S-au impus 2 tipuri de sisteme de comandă:


scheme de tip analogic, utilizate în special pentru frecvenţe joase (figura 4.27 pentru MCC cu perii (a), respectiv pentru MCC fără perii (b));

scheme de tip numeric (figura 4.28, pentru comanda unui MCC) .

a)

b)

Figura 4.27. Scheme de comandă analogice cu chopper: a) pentru MCC cu perii; b)

pentru MCC fără perii


Figura 4.28 Scheme de comandă numerice cu chopper

4.5.4 Sisteme de comandă cu µP a convertoarelor de putere

Sistemele prezentate în cadrul $4.5.3 pot fi la rândul lor comandate de µP, prin intermediul semnalului analogic generat de CNA. În acest paragraf se prezintă metode mai directe care comandă direct convertoarele de putere fără a mai fi nevoie de sisteme de comandă intermediare clasice.

Aceste sisteme au unele avantaje fată de soluţiile din paragraful anterior; unul dintre cele mai importante este posibilitatea de implementare de noi funcţii pentru circuitul de comandă, de exemplu, realizarea unei bucle de reglare de viteză cu acelaşi circuit care asigură şi comanda propriu-zisă a redresorului sau chopperului.

a) Sisteme de comandă cu µP pentru redresoare comandate

În cazul utilizării numai pentru comanda redresoarelor microcalculatorul (µC) trebuie să realizeze următoarele funcţii:

1. Să sesizeze momentul de referinţă pentru unghiul de comandă α al tiristoarelor. Aceste momente sunt sesizate pe o linie a unui port de intrare al µC. Din punct de vedere hard este necesară prezenţa unui circuit care să sesizeze momentul de referinţă, transmiţând un impuls TTL spre portul de intrare al µC.

2. Să realizeze întârzieri precise şi reglabile corespunzătoare unghiurilor de comandă, pentru toată plaja de reglare impusă acestuia. S-au impus 2 metode pentru realizarea acestor temporizări (întârzieri):


– utilizarea timerului intern (circuitul 8253) al µC sau a celui de pe placa de dezvoltare şi a sistemului de întreruperi. Avantajul metodei constă în posibilitatea ca µP să execute alte programe între timp; – generarea soft a întârzierilor utilizând limbaje de asamblare. Astfel, se construiesc bucle de întârziere, calculul timpului fiind realizat prin însumarea timpilor de execuţie specifici fiecărei instrucţii (calculaţi în funcţie de numărul ciclurilor maşină specifici fiecărui µP şi a perioadei de tact). Această aplicaţie soft este un exemplu în care utilizarea limbajelor evoluate nu ar fi generat rezultate satisfăcătoare din punct de vedere a preciziei de realizare a timpilor de întârziere (prin compilare nu se poate asigura un control precis al timpului de generare al unor anumitor semnale spre exterior); 3. Să genereze câte un impuls de comandă scurt (uzual de 100 µs )

pentru fiecare tiristor din redresor, la momentul şi în conformitate cu secvenţa necesară funcţionării corecte a redresorului de putere. Aceste impulsuri se obţin pe o linie de ieşire a unuia dintre porturile µC. Pentru a se asigura izolarea galvanică între circuitul de putere şi µP, transmiterea impulsurilor se realizează prin intermediul unor optocuploare sau prin amplificatoare cu transformatoare de impulsuri.

b) Sisteme de comandă cu µP pentru choppere

În cazul utilizării numai pentru comanda chopperului, µC trebuie să realizeze următoarele funcţii:

1. generarea intervalelor de timp T şi Tc variabile, ca şi în cazul utilizării redresoarelor comandate. Se pot utiliza două metode pentru generarea intervalelor de timp (temporizărilor) dorite:

- utilizând exclusiv mijloace soft (limbaje de asamblare). În acest caz rămân valabile toate consideraţiile de la punctul a) şi în special remarca utilizării neraţionale a µP în calitate de simplu numărător şi indisponibilizarea să momentană pentru efectuarea unor taskuri mai complexe;

- utilizând sistemul de întreruperi şi timer-ul din sistem; 2. comanda propriu-zisă a tiristoarelor cu impulsuri scurte. Cele 2

impulsuri se obţin pe 2 linii ale unuia dintre porturile de ieşire ale µC. Izolarea galvanică între sistem şi circuitul de putere se realizează prin amplificatoare cu transformatoare de impulsuri.


4.6 Comanda elementelor hidro-pneumatice proporţionale

4.6.1 Cadrul problemei Tehnica hidraulicii proporţionale şi-a cucerit un câmp de aplicabilitate

din ce în ce mai mare în ultimele decenii, aria de răspândire fiind dintre cele mai variate: maşini-unelte, roboţi, prese, maşini de injectat mase plastice şi în general în situaţiile în care se cere repetabilitatea ciclurilor. Posibilitatea de a controla forţele, momentele, vitezele şi poziţiile, asigură o flexibilitate deosebită. Dezvoltarea acestei tehnici s-a făcut în strânsă legătura cu dezvoltarea µP şi µC.

Avantajele oferite sunt următoarele: - posibilitatea creşterii vitezei motoarelor (datorită faptului că se pot

asigura acceleraţii relativ bine definite şi profile diferite pentru viteze) şi a preciziei;

- absenţa şocurilor la inversare (deoarece se pot asigura rampe de trecere de la o viteza la alta);

- reducerea numărului de aparate convenţionale în paralel cu posibilitatea încadrării în sisteme complexe de conducere cu µC.

4.6.2 Convertoare electromecanice proporţionale

a) Generalităţi

Aparatura hidraulică proporţională trebuie să conţină între partea de comandă (de regulă de natură electrică cu logica cablată sau cu logica programată – µC, µP) şi elementul de execuţie EE hidraulic, un convertor electromecanic (figura 4.29). Acesta trebuie să realizeze 2 funcţiuni de bază: Figura 4.29 Schema de principiu a acţionării

electrohidraulice. – să transforme mărimea

4. Sistemul ieşirilor analogice 181 electrică de comandă (tensiune sau curent) de la intrarea sa într-o mărime mecanică de comandă (deplasare, forţă, cuplu); – să asigure proporţionalitatea între cele 2 mărimi de comandă.

b) Electromagnetul proporţional Forţa electromagnetică dezvoltată de electromagnetul proporţional

(EMP), rezultă din variaţia inductivităţii proprii sau a unei bobine fixe asociate unui circuit magnetic variabil. Se impune ca forţa dezvoltată să fie proporţională cu intensitatea curentului care parcurge bobina de excitaţie.

Din punct de vedere constructiv soluţia principială este arătată prin secţiunea din figura 4.30. Circuitul magnetic cu simetrie cilindrică este constituit din carcasa (jugul) exterioară 1, armătura fixă (opritorul) 2, bucşa de ghidare 3 şi armătura culisantă 4, toate fabricate din material feromagnetic. Fluxul magnetic prin acest circuit este generat de solenaţia bobinei de excitaţie 5. Mişcarea armăturii culisante este transmisă prin tija nemagnetică 6, care se poate deplasa în interiorul unui canal cilindric practicat în axul armăturii fixe. Întrefierul principal (axial) dintre suprafeţele frontale ale celor 2 armături cilindrice şi şaiba din material nemagnetic 8 delimitează cursa utilă a armăturii clasice. Între bucşa de ghidare şi armătura culisantă coaxială există întrefierul tehnologic (radial) 9, de grosime redusă.

Figura 4.30 Construcţia electromagnetului proporţional


EMP se pot clasifică în: 1. EMP de deplasare, dacă forţa dezvoltată acţionează direct asupra unui

arc (exact ca în cazul distribuitoarelor proporţionale), cursa armăturii mobile fiind relativ mare (3-5 mm). Proporţionalitatea intrare/ieşire este echivalentă în această situaţie cu proporţionalitatea curent/deplasare. Liniaritatea acestei dependenţe este condiţionată de liniaritatea caracteristicii de transfer a arcului;

2. EMP de forţă, dacă forţa dezvoltată acţionează prin intermediul unui plunjer ( sau unei supape) împotriva unui arc echivalent de mare rigiditate (similar cu construcţia ventilelor pilotate de presiune sau de debit). Deplasarea armăturii mobile este relativ redusă (<1.5mm).

c) Motorul de cuplu (torsional)

Soluţia de principiu a unui motor de cuplu este prezentată în figura 4.31. Acesta se caracterizează prin elemente active (magnet permanent sau bobine) fixe, asociate unui circuit feromagnetic deformabil.

Magnetul permanent 1 (uzual din aliaj ALNICO) creează componenta principală de flux magnetic constant, ale carui linii de câmp (reprezentate prin linii-punct) se închid, preponderent, prin circuitul feromagnetic (în forma de punte în figură) al motorului de cuplu. Prin urmare, cele 4 braţe (piese polare) fixe 2 ale circuitului feromagnetic în forma de punte sunt magnetizate cu polarităţile din figură.

Deşi armătura mobilă 3 (de pe diagonala punţii magnetice) este şi ea magnetizată nu poate fi deplasată în raport cu centrul ei de oscilaţie, întrucât cuplul dezvoltat prin interacţiunea magnetului permanent cu circuitul feromagnetic nu poate învinge rigiditatea ridicată a resortului torsional de centrare a armăturii mobile în poziţia neutră (reprezentată cu linie întreruptă).

Figura 4.3. Motorul de cuplu electrohidraulic.


Din punct de vedere al exploatării este de reţinut proporţionalitatea dintre curentul i aplicat la intrare (mărimea de comandă) şi deviaţia unghiulara φ obţinută la ieşire: φ = k·i + k’

d) Motorul de forţă (motorul hidrodinamic)

Acesta are acelaşi rol ca şi motorul de cuplu şi anume de a crea o mărime de ieşire (aici o deplasare liniară coaxială cu axele celor 2 bobine) proporţională cu mărimea de intrare (curentul de comandă al bobinei mobile).

4.6.3 Aparate proporţionale pentru comanda (reglajul) debitului şi a presiunii

a) Distribuitoare proporţionale Faţă de distribuitorul convenţional, cel proporţional conduce la

economia de aparate hidraulice (drosele şi distribuitoare de comutaţie). De asemenea, prin comandă după program a variaţiei secţiunilor de droselizare se realizează şi controlul variaţiei vitezelor, deci evitarea şocurilor, ceea ce permite creşterea vitezei maxime a motorului. În figura 4.32 este prezentată soluţia de comandă a unui hidromotor liniar care permite variaţia vitezei liniare a acestuia (prin controlul debitului) şi evitarea şocurilor.

Constructiv, distribuitorul proporţional utilizează în calitate de convertor unul sau doi electromagneţi proporţionali EMP (§4.6.2). Dacă EMP nu sunt acţionaţi, sertarul este menţinut în poziţia de mijloc de 2 arcuri plasate la extremităţi. În acest caz, toate legăturile sunt obturate. Dacă se acţionează, spre exemplu, EMP1, armătura mobilă a acestuia va deplasa sertarul spre dreapta împotriva arcului din

extremitatea dreaptă, până când forţa generata de EMP2 (proporţională cu semnalul electric de comandă) va fi echilibrată de forţa arcului ARC2. Urmare

Fig.4.32. Comanda hidromotorului liniar

184 Procese tehnologice asistate de calculator acestei deplasări se realizează legăturile P→ B şi A→ Rez. Fiecărei valori a semnalului de comandă îi corespunde o poziţie a sertarului, respectiv, o anumită secţiune de droselizare, deci un anumit debit.

În mod similar se comandă distribuitorul cu EMP2.

b) Servo-distribuitoare (servovalve, amplificatoare hidraulice) Din punct de vedere funcţional (şi din anumite puncte de vedere şi

constructiv) servovalva se aseamănă cu distribuitorul proporţional nefiind posibilă o delimitare netă între cele două. De aici şi diferitele denumiri aproximativ echivalente pentru aceste aparate hidraulice.

Denumirea de amplificator hidraulic este justificată de amplificarea prin intermediul fluidului a puterii semnalului de intrare (de regulă de natura electrică) de până la 106, ieşirea fiind un semnal de natură hidraulică.

În figura 4.33 este reprezentat schematic un amplificator electro-hidraulic cu 2 etaje de amplificare cu ajutaj clapetă. Armătura mobilă a electromagnetului 4 este asamblată cu clapeta 5 (motor de cuplu, analizat în paragraful anterior), plasată intre două ajutaje 3 şi 6 cu care face jocurile h0 pe fiecare latură. Când clapeta se găseşte în poziţie mediană, fluidul intră în ajutajul din conducta de comandă cu presiunea pk prin droselele identice 1 şi 8. Conductele de legătura între ajutaj şi drosele sunt legate la părţile frontale ale unui distribuitor cu sertar 7, cu 4 umeri şi care are în capete două arcuri 2.

Figura 4.33. Construcţia unui amplificator electrohidraulic


În poziţia mediană a clapetei, care corespunde unui semnal de intrare nul, furnizat de bobina 4, sertarul 7 va ocupa o poziţie neutră sub acţiunea arcurilor 2 şi a presiunilor egale la cele 2 extremităţi. În momentul transmiterii la intrarea bobinei a semnalului de comandă, clapeta va fi deviată proporţional cu mărimea şi semnul acestuia.

Ca exemplu, prin devierea spre stânga, fluidul care iese din ajutajul din stânga va fi droselizat mai mult, deci va creşte presiunea în capătul din stânga al sertarului faţă de cea din dreapta. Sub acţiunea acestei diferenţe de presiune, sertarul se va deplasa la dreapta învingând rezistenţa arcului din dreapta. Astfel, sistemul transformă deplasarea clapetei plasate între ajutaje (care reprezintă primul etaj de amplificare) în deplasarea sertarului, care comandă motorul hidraulic (al doilea etaj de amplificare).

În figura 4.34 este prezentată construcţia servovalvei a cărei funcţionare a fost descrisă anterior. În calitate de drosele constante 9 se pot folosi jiclere identice. Pe desen s-a notat cu 1 electromagnetul care are armătura 2 fixată în elementul elastic 3, constituit dintr-o ţeavă din otel cu pereţi subţiri (0,03 mm). Clapeta 4, asamblată rigid cu armătura mobilă, se deplasează în timpul funcţionării servovalvei între ajutajele 5, care pot fi reglate axial cu ajutorul unor şuruburi. În conducta de intrare a uleiului în servovalva este montat un filtru 10, care protejează de impurităţi droselele 9.

Fig.4.34. Construcţia servovalvei electrohidraulice


Arcurile 6, montate în capetele sertarului sunt identice şi se fixează între două şaibe pe reazeme conice 8, tensionarea reglabilă a arcurilor efectuându-se cu şuruburile 7.

Parametrii servovalvei sunt: - curent de comandă: Imax= ±20 mA; - cursa maximă a clapetei: hmax = ±(0,05 – 0,1) mm; - cursa sertarului: xmax = (0.5-1) mm; - presiune de lucru: (70-210) daN/cm2.

c) Ventile de reglare a presiunii Acestea se dispun în serie pe circuitul de presiune şi permit

deversarea debitului în exces al uleiului spre rezervor. Schema funcţională a unui asemenea ventil este ilustrata în figura 4.35.

Fig.4.35. Construcţia ventilului de reglare a presiunii

Funcţionarea este următoarea: o acţionare a EMP (electromagnet proporţional) va deplasa sertarul spre dreapta, împotriva arcului, ceea ce cauzează scăderea rezistenţei hidraulice Ri şi creşterea lui Re. Prin aceasta, creşterea presiunii de la ieşire P1, proporţională cu curentul de comandă, acţionează şi în spaţiul arcului (prin canalul C), rezultând o forţă care va echilibra forţa electromagnetului.

conducerea sistemelor 1.pdf

Documents