blocul de unde ultrascurte

7/17/2019 Blocul de Unde Ultrascurte

http://slidepdf.com/reader/full/blocul-de-unde-ultrascurte 1/131

1



Ra di o rec ep to ar e

BLOCUL DE UNDE

U LTR A S C U R TEIng. VIRGIL TEODORESCU

E D I T U R A T E H N I C Ă

B U C U R E Ş T I ! " # $2



Lucrarea conţine teoria, calculul, modernizări în construcţie,

măsurarea performanţelor şi scheme de blocuri de unde ultrascurte.În cadrul problemelor generale, care interesează recepţia FFI, s-a

insistat asupra zgomotelor.ccentul lucrării s-a pus pe teoria şi calculul amplificatoarelor de

FFI, al circuitului de intrare, al schimbătorului de frec!enţă şi aloscilatorului local. "roblemele sînt tratate atît pentru monta#ele cu tuburielectronice cît şi pentru cele cu tranzistoare.

$înt a!ute în !edere soluţii de realizare moderne, ca de e%emplu &acord electronic prin diodă !aricap, reglare automată a frec!enţeioscilatorului ş.a.

Cartea %e adre%ea&' ingineri(or de radioco)*nica+ii %t*den+i(ordin anii %*periori ai ,ac*(t'+ii de %pecia(itate prec*) -itenicieni(or radio c* preg'tire )ai ridicat'.

'edactor & Ing. ('I )*L+'I ehnoredactor & )* */'*+

0operta & 1+(I'+ I2*$0+3333333333333333333333333333333333333333333333333333333333

Dat la cules 04. 04. 1968 Bun de tipar 18.09. 1968 Apărut 1968Tiraj 4000+140 Broşate Hîrtie pentru tipar înalt tip A de 6!"#p.610×860"16 $oli editoriale 11%&6 $oli de tipar 11%'0 A (68("1968%$.). pentru *i*liotecile #ari 6(. 96. 6( 6(1. . 0(9. 6(. $.).%

pentru *i*liotecile #ici 6(1.

,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,

iparul e%ecutat la întreprinderea "oligrafică 4Informaţia4)ucureşti, str. )rezoianu 56-57 'om8nia comanda 9:;

3



"'*F<=

-reenta carte /ace parte dintro serie de lucrări pu*licate de către ditura te2nică% prin care se ur#ăreşte tratarea pe lar! şi la ni3elul te2nicii actuale a pro*le#elor deteorie şi calcul ale tuturor etajelor co#ponente din radioreceptoarele de radiodi/uiune. ucrarea %% Blocul de unde ultrascurte5 se re/eră la pro*le#ele /uncionării şi

proiectării etajelor de /rec3enă /oarte înaltă din canalul 7 al radioreceptoarelor co#*inate 7A7. n pri#ul capitol sînt arătate principalele a3antaje ale utiliării !a#ei de undeultrascurte în siste#ele cu #odulaie de /rec3enă. :înt tratate pe lar! pro*le#ele le!atede !o#ote% şi se arată care sînt soluiile pentru reducerea lor. ste preentată în continuare proiectarea *locurilor de unde ultrascurte cu tu*urielectronice% insistînduse asupra tipurilor de sc2e#e curent utiliate şi a particularităilor acestora. :e acordă o atenie deose*ită sta*ilităii de /rec3enă a oscilatorului. ; atenie deose*ită sa acordat de ase#enea proiectării *locurilor de unde ultrascurtecu tranistoare% a3înd în 3edere i#portana #ereu crescîndă a #ontajelor cu tranistoare.:înt analiate caracterele co#une şi di/erenele între aceste ansa#*luri /uncionale şicele cu tu*uri electronice. <e#plele de calcul care ur#eaă /iecăruia dintre aceste capitole 3in să orientee pein!inerul constructor asupra #odului de des/ăşurare a unei proiec

4



tări% îl in/or#eaă asupra ordinului de #ări#e al para#etrilor etajelor proiectate% al #odului de ale!ere a unei sc2e#e electrice.

A3înd în 3edere de3oltarea luată de diodele 3aractor şi lar!a lor răspîndire înradioreceptoarele de radiodi/uiune% întrun capitol separat a /ost tratată pro*le#autiliării diodelor 3aricap atît pentru acordul electronic al *locului de ==: cit şi

pentru re!larea auto#ată a /rec3enei oscilatorului. -enulti#ul capitol al cării se re/eră la #ăsurarea per/or#anelor *locurilor ==:.:înt preentate #ai întîi condiiile te2nice de *aă cu ajutorul cărora se apreciaăcalitatea unui ast/el de ansa#*lu /uncional% după care sînt indicate #etodele de#ăsurare ale acestor para#etri. Datele te2nice din acest capitol cît şi #etodele de#ăsurare a per/or#anelor *locului ==: intereseaă pe proiectant >care are ast/el

posi*ilitatea să 3eri/ice condiiile te2nice i#puse prin te#a de proiectare?% pe te2nolo! şi pe specialiştii din producie >care au posi*ilitatea să 3eri/ice dacă te2nolo!ia /olosită şi siste#ul de /a*ricaie adoptat asi!ură per/or#anele /i<ate prin nor#ainternă a produsului?% pe reparator >care poate 3eri/ica dacă ansa#*lul depanat a /ost readus la para#etrii iniiali?% pe cei care e<ecută în uină controlul electric al radioreceptoarelor. n ulti#a parte a lucrării sînt preentate cîte3a sc2e#e de principiu repreentati3e%atît dintre cele utiliate la *locurile ==: cu tu*uri electronice cît şi la cele cutranistoare% indicînduse totodată şi 3alorile pieselor co#ponente ale /iecărei sc2e#e. :peră# că preenta carte 3a /i utilă in!inerilor radio% precu# şi cadrelor dete2nicieni cu o pre!ătire te2nică #ai ridicată.

+2'+L

5



0"I2L+L

9"'2)L*(* "'I>I1 '*0*"<I F'*0>*<*L2'F2'* ÎL*

9.9. Genera(it'+i

În domeniul radiotehnicii frec!enţele cuprinse în gamele& 6? @ 6?? (AzB6??-6 ??? (hzB 6 ???-6? ???B 6? ??? @ 6?? ??? (Az sînt numite în modcon!enţional frec!enţe foarte înalte, iar undele corespunzătoare se numescunde ultrascurte C++$D şi se împart, după lungimea de undă, în unde metriceCE 9?............9 mD, decimetrice CE 9?... 9 dmD, centimetrice CE 9?...9cmDşi milimetrice CE 9?... 9 mmD. În general, undele ultrascurte sînt utilizate pentru transmisiile de radio-difuziune cu modulaţie de frec!enţă, tele!iziune, radiorelee, radiolocaţie etc.

1in acest !ast domeniu în lucrarea de faţă sînt tratate numai unele problemelegate de recepţia emisiunilor de radiodifuziune cu modulaţie de frec!enţă şianume cele referitoare la partea cunoscută în radioreceptoarele cu modulaţiede frec!enţă sub numele de blocul de unde ultrascurte. 0unoaşterea acestuiansamblu funcţional şi a principalelor sale caracteristici prezintă o foartemare importanţă pentru specialiştii radio, aceasta ţinînd seamă de faptul că în

prezent industria radiotehnică produce în serie tipuri de radioreceptoare care, pe lîngă gamele de undă obişnuite Clungi, medii şi scurteD, destinate pentrurecepţia emisiunilor cu modulaţie de amplitudine C(D, au şi o gamă de ++$

pentru recepţia emisiunilor cu modulaţie de frec!enţă C(FD. 1ez!oltarea radiodifuziunii cu modulaţie de frec!enţă se datoreşte faptuluică ea prezintă o serie de a!anta#e faţă de cea cu modulaţie de amplitudine. stfel, în sistemul de transmisie cu modulaţie de frec!enţă se realizează oapreciabilă îmbunătăţire a !alorii raportului semnalGzgomot faţă de un sistemcu modulaţie de amplitudine, cu menţiunea că acest a!anta# se obţine înschimbul unei însemnate măriri a lărgimii de bandă ocupată de otransmisiune, ceea ce impune ca modulaţia de frec!enţă cu indice de

modulaţie mare să nu poată fi aplicată decît în gama frec!enţelor foarteînalte. Funcţionînd la frec!enţe foarte înalte, sistemul cu (F este însă total lipsitde acţiunea perturbaţiilor atmosferice şi aproape în întregime şi de a celor industriale. !înd în !edere aceste condiţii, rezultă de aici că la instalaţia derecepţie amplificarea poate fi crescută pînă la ni!elul la care este limitată de6



zgomotele interne generate de tuburile electronice CtranzistoareD şi de circui-tele de intrare.

(odulaţia de frec!enţă, oferind posibilitatea lărgirii benzii de lucru,

prezintă a!anta#ul că spectrul audio poate fi crescut pînă la circa 97 HAz,aceasta ducînd la o e!identă îmbunătăţire a calităţii audiţiei faţă de emisiunilecu (, la care spectrul audio se transmite numai pînă la circa 7 HAz.

"rintre deza!anta#ele sistemului cu (F se poate menţiona bătaia relati!redusă a staţiei de emisie C97? @ 5?? Hm, aceasta a!înd în !edere frec!enţade lucru ridicată la care se lucreazăD şi preţul de cost mai mare al instalaţieide recepţie faţă de cea de la (.

în fig. 9.9 este prezentată schema-bloc a unui radioreceptor de tip super-heterodină, capabil să recepţioneze atît semnale cu ( cît şi cu (F, aşa cumse întîlneşte obişnuit în construcţia receptoarelor de radiodifuziune.

$e obser!ă că schema părţii de recepţie pentru (F diferă de cea pentru( numai prin introducerea detectorului (F necesar pentru demodularea

semnalelor cu (F şi e!entual a eta#ului limitator, inclus în schemă încazul în care discriminatorul de frec!enţă nu îndeplineşte şi funcţia delimitator, sau atunci cînd instalaţiei de recepţie i se cer performanţesuperioare.

În cele ce urmează se !or lua în discuţie numai problemele tehnice de bază pri!ind eta#ele componente ale blocului de ++$, atît cu tuburi cît şi cutranzistoare.

!./. Date tenice genera(e pri0ind 1(oc*( de UUS

)locul de ++$, realizat din punct de !edere constructi! sub forma uneiunităţi separate şi de regulă ecranate, este destinat pentru amplificarea şischimbarea frec!enţei din canalul (F al radioreceptorului C!. fig. 9.9D. cestansamblu funcţional include circuitul de intrare, amplificatorul de foarteînaltă frec!enţă, oscilatorul local şi schimbătorul de frec!enţă de tip super-

Fig. 9.9. $chema-bloc a unui radioreceptor (-(F.9. )locul de ++$& a @ circuit de intrareB b @ amplificator de foarte înaltă frec!entăB c @ oscilator

local (FB d @ schimbător de frec!entă (F. 5 @ circuit de intrare pentru ( Ce!entual şi amplificatorul'FDB 6 @ amplificator Fl-(F şi schimbător de frec!entă (B @ oscilator local ( B 7 @ amplificator Fl-( @ (F B J @ detector (FB : @ detector (B K @ amplificator audiofrec!entăB ; @difuzor.

7



heterodină, în al cărui circuit de ieşire este conectat şi un filtru acordat pefrec!enţa intermediară.

$istemul de acord al blocului de ++$ este fie inducti!, fie capaciti!. rebuie precizat faptul că dacă schemele şi realizarea lor constructi!ă sînt corecte%ecutate, atunci cele două sisteme de acord sînt practic echi!alente.

!înd în !edere că în ++$ zona de recepţie este limitată, o deosebităimportanţă se acordă obţinerii, încă din aceste eta#e, a unei amplificări cît maimari, în condiţiile unei stabilităţi corespunzătoare şi a unui raport semnalGzgomot de !aloare ridicată.

"entru a se obţine o sensibilitate cît mai bună la un raport semnal-zgomotsuficient de ridicat, este necesară o alegere #udicioasă atît a schemei electrice cîtşi a elementelor acti!e din monta# Ctuburi sau tranzistoareD.

'eferindu-ne la radioreceptoarele cu tuburi, este cunoscut faptul că îngamele +L, +( şi +$ se folosesc, de obicei, schimbătoarele de frec!enţă cuheptode sau cu triode-he%ode, care nu sînt însă corespunzătoare şi pentru gamade ++$. Într-ade!ăr, aceste schimbătoare au o pantă de con!ersiune : c micăCcca. ?,6 mG>D şi prezintă un ni!el de zgomot mai mare decît un schimbător cu triodă.

În afară de aceasta, panta de con!ersiune a tuburilor multigrile !ariază în

funcţie de frec!enţă aproape de la simplu la dublu, iar tensiunea de la oscilator,necesară obţinerii acestei pante de con!ersiune, este de ordinul a ; @ 95 >.riodele schimbătoare permit obţinerea unei pante de con!ersiune : c de circa9,7 mG> la o tensiune a oscilatorului local de 5 @6 >, reducerea !aloriiacestei tensiuni a!înd o deosebită importanţă în rezol!area problemei radiaţiilor

blocului de ++$.otodată, a!înd în !edere că în gama de ++$, datorită !alorii mari a

frec!enţei intermediare Ci 9?,: (AzD, impedanţele la rezonanţă sînt relati!mici C5? @ 6? HMD, mărirea amplificării nu poate fi obţinută decît pe calea

creşterii pantei de con!ersiune, creştere obţinută numai prin utilizarea triodelor schimbătoare de frec!enţă.În comparaţie cu triodele, la tuburile multigrile este mai greu să se asigure o

inductanţă de catod de !aloare redusă şi un timp de trecere al electronilor suficient de mic, ceea ce duce la aceasta din urmă la scăderea !alorii rezistenţeide intrare a tubului în ++$. În aceste condiţii circuitul de grilă este mult şuntat,iar amplificarea scade. 1e e%emplu, la frec!enţa de :? (Az trioda *00K7 areo rezistenţă de intrare de 7 @ 9? HM, iar pentoda *FK; are 6 - 7 HM.

oate aceste a!anta#e au făcut ca în prezent triodele să fie singurele tuburiutilizate în realizarea blocurilor de ++$.

u trebuie uitat aici nici faptul că folosirea triodelor prezintă şi un a!anta#economic faţă de celelalte tuburi electronice şi este determinată de e%istenţa înfabricaţie a dublelor triode, tuburi care asigură o simplitate şi un preţ de costredus al ansamblului ++$ astfel realizat. Într-ade!ăr, una dintre triode

8



este folosită ca amplificator de frec!enţă foarte înaltă, iar cea de-a douatriodă are atît funcţia de schimbător de frec!enţă cît şi cea de oscilator. Înceea ce pri!eşte în acest caz separarea între circuitul oscilatorului local şi cel

al amplificatorului de foarte înaltă frec!enţă, pe o parte, cît şi a circuitului defrec!enţă intermediară, pe de altă parte, aceasta se realizează uşor datorităfrec!enţelor de lucru foarte diferite ale celor trei circuite.

+tilizarea tubului triodă în eta#ele blocului de ++$ prezintă însă şi uneledeza!anta#e, în sensul că !aloarea capacităţii parazite dintre anod şi grilă CC agD

pro!oacă instabilitate în funcţionarea monta#ului, deficienţă care se poate însăînlătura prin neutrodinare, sau folosind alte procedee, aşa cum se !a !edeamai departe.

0a şi în cazul schemei cu tuburi electronice, schema obişnuită a bloculuide ++$ cu tranzistoare cuprinde eta#ul amplificator de foarte înaltă frec!enţăşi eta#ul schimbător-oscilator.

"entru reducerea efectelor de saturaţie şi a răspunsurilor parazite întîlnitela monta#ele obişnuite cu tranzistoare în cazul semnalelor de intrare puterniceCde e%emplu, în apropiere de un emiţător localD, s-a trecut @ pentru unelescheme - 9 a introducerea unui oscilator separat şi deci la utilizarea a treitranzistoare într-un bloc de ++$.

În ceea ce pri!eşte tranzistoarele folosite în blocul de ++$, acestea

trebuie să aibă frec!enţa de tăiere suficient de mare şi de aceea se utilizeazătranzistoare cu cîmp intern în bază, obţinute prin difuzia neuniformă în bază aatomilor de impurităţi Cde e%emplu, tipul mesa sau epita%ialD. de!enitcurentă utilizarea tranzistoarelor cu siliciu realizate în tehnica planar epita%ială, ele prezentînd performanţe superioare tranzistoarelor mesa cugermaniu.

$e pare că tranzistoarele cu efect de cîmp CF*D !or apărea în scurtă!reme în producţia de serie şi în domeniul construcţiei blocului de ++$.

rebuie amintit faptul că la aceste frec!enţe foarte înalte parametrii ca&faza pantei, modulul pantei, capacitatea internă de reacţie, rezistenţele de in-trare şi ieşire ale tranzistorului #oacă un rol deosebit de important în funcţio-narea blocului de ++$. $pre deosebire de monta#ele cu tuburi electronice, lafrec!enţele de lucru ale benzii de ++$, datorită faptului că panta este omărime comple%ă, tranzistoarele produc o defazare între curentul de colector şi tensiunea de comandă, din care cauză inter!in, aşa cum se !a !edea maideparte, unele modificări principiale în realizarea schemelor de blocuri ++$cu tranzistoare.

lături de tubul electronic CtranzistorD, un rol important în realizarea unuicît mai bun raport semnalGzgomot re!ine circuitului de intrare al amplificato-rului de foarte înaltă frece!nţă, la care sînt luate la proiectare şi construcţie oserie de măsuri total diferite de cele cunoscute din cazul circuitelor pentruemisiunile cu (.

9



*ste ştiut faptul că la radioreceptoarele pentru gamele de +L, +( şi +$,unde se lucrează într-o bandă întinsă de frec!enţe, se caută, în primul rînd, re-

ducerea influenţei antenei asupra circuitului de intrare, realizîndu-se în acestsens un cupla# slab cu intrarea radioreceptorului, astfel încit obţinerea unuiraport semnalGzgomot mare depinde mai puţin de receptor. 1in această cauză,sensibilităţile în aceste game de unde sînt de ordinul sutelor de micro!olţi.

!înd în !edere că în gama de ++$ ni!elul perturbaţiilor industriale şiatmosferice este neînsemnat, sensibilitatea reală se poate ridica pînă la !aloareala care este limitată de ni!elul zgomotelor de fluctuaţii datorite circuitului

i!. 1.(. :c2e#a*loc a circuitului de intrare şi a a#pli /icatorului de /rec3enă /oarte înaltă 1 @ circuit de intrare @ ( @ a#pli/icator.

antenei, circuitului de intrare şi tubului CtranzistoruluiD, ordinul de mărime altensiunii de intrare fiind 7 N> sau chiar mai puţin.

<inînd seamă de faptul că la frec!enţe foarte înalte impedanţa de intrare atuburilor electronice scade la cîţi!a Hiloohmi, iar impedanţa tranzistoarelor estede ordinul a 6? @ 6?? O, elementele circuitului de intrare trebuie să fie astfel

alese, încît sensibilitatea obţinută să fie ma%imă. în aceste condiţii, pentru aasigura o !aloare suficientă tensiunii de semnal = in de la intrarea amplifi-catorului Cfig. 9.5D, este necesar ca elementele circuitului de intrare să fie astfelalese, încît să se asigure transferul ma%im al puterii semnalului care se recep-ţionează. !înd în !edere că impedanţa antenei este de forma&

a a a ) j = + C9.9D

iar impedanţa de intrare a amplificatorului de foarte înaltă frec!enţă este dată

de e%presia& 9 9 9

in in in ) j = + C9.5D

pentru transmiterea puterii ma%ime de la antenă la intrarea amplificatorului,circuitul de intrare trebuie să adapteze impedanţa ) in la impedanţa antenei."entru aceasta el trebuie să transforme impedanţa Pin într-o impedanţăcon#ugată cu ) A.

În cazul adaptării, circuitul de intrare primeşte din antenă o putere&

5

:A

:A A

-

=

C9.6D

10



"uterea de semnal absorbită de rezistenţa de intrare in este&

5

inin

in

= -

=

C9.D egli#înd pierderile proprii ale circuitului, cele două puteri trebuie să fieegale, şi din egalarea relaţiilor de mai sus se obţine e%presia factorului detransfer ma%im realizabil&

ma%95

in in

:A A

= C ν = =

C9.7DÎn general, circuitul antenei şi circuitul de intrare sînt acordate şi în aceste

condiţii a!em& a ? şi in ?. 1acă se ţine seamă de pierderile circuitului >- c ?% atunci randamentul cir-cuitului nu mai este egal cu unitatea ci are o !aloare Qc % adică&

in

c:A

-

- η

= C9.JD

şi în acest caz factorul de transfer al tensiunii în circuitul de intrare este&

9

5in

c

A

C

υ η = C9.:D

*!ident, în această situaţie nu mai este îndeplinită condiţia de adaptare.'ezultă de aici că relaţia C9.:D poate reprezenta sub aceeaşi formă şi cazulneadaptării între rezistenţa generatorului şi rezistenţa de sarcină, în acest cazreprezentînd factorul de neadaptare între generator şi sarcină.1upă cum s-a arătat în schema din fig. 9.9, semnalul din circuitul de intrare al

blocului de ++$ este aplicat unui eta# amplificator de frec!enţă foarte înaltă,introducerea semnalului direct eta#ului schimbător de frec!enţă, aşa cum seobişnuieşte în cazul radioreceptoarelor pentru emisiuni cu (, nefiind osoluţie a!anta#oasă aici. +tilizarea în lanţul de ++$ a eta#ului amplificator defoarte înaltă frec!enţă !ine să rezol!e problema îmbunătăţirii raportului sem-

nalGzgomot prin amplificarea semnalului recepţionat la un ni!el de zgomotecu mult mai scăzut decît schimbătorul de frec!enţă. În plus, prezenţa amplifi-catorului de foarte înaltă frec!enţă aduce îmbunătăţirea selecti!ităţii radio-receptorului faţă de semnalele de radiofrec!enţă nedorite, constituind înacelaşi timp un important separator între eta#ul oscilator Cproducător deradiaţiiD şi circuitul de antenă. 11



"roblema stabilităţii în funcţionare a blocului de ++$ prezintă mai multeaspecte. stfel, stabilitatea în ceea ce pri!eşte frec!enţa de lucru aoscilatorului este o condiţie care trebuie respectată cu stricteţe şi se referă laasigurarea păstrării acordului pe postul recepţionat.

$tabilitatea faţă de oscilaţiile perturbatoare se referă în cazul oscilatoruluila funcţionarea acestuia numai pe frec!enţele corespunzătoare semnalelor utile.În eta#ul amplificator şi schimbător de frec!enţă problema stabilităţii se referăla siguranţa în funcţionare faţă de autoe%citare. În cazul unui monta# corecte%ecutat stabilitatea depinde numai de proprietăţile de reacţie internă ale tubuluiCtranzistoruluiD.

$tabilitatea la suprae%citaţii se referă la proprietatea blocului de ++$ de arecepţiona în condiţii normale şi semnale mari de antenă, fără distorsiuni şi

perturbaţii. ceastă problemă capătă o deosebită importanţă în cazul monta#elor cu tranzistoare. într-ade!ăr, la ni!ele mari, aplicate în antenă, are loc osupraîncărcare a eta#ului schimbător, care produce modificări ale parametrilor tranzistorului. În cazul eta#ului schimbător-oscilator aceasta duce la modificareafrec!enţei oscilatorului.

"entru a menţine cît mai mică această de!iaţie se introduce un dispoziti! delimitare a semnalului, care constă dintr-o diodă de limitare montată în paralel,fie pe circuitul acordat al eta#ului amplificator, fie pe circuitul acordat de

frec!enţă intermediară din eta#ul schimbător. 2 mai bună stabilitate se obţine prin introducerea unui oscilator separat, cuplat slab cu eta#ul schimbător defrec!enţă, astfel că în această situaţie modificarea parametrilor schimbătoruluide frec!enţă are o influenţă foarte mică asupra oscilatorului.

ot atît de importante sînt şi efectele de perturbaţii ce apar la semnale maridatorită caracteristicilor neliniare ale tranzistoarelor. La densitatea actuală de

posturi în domeniul de ++$, din cauza con!ersiei între di!erse semnale îneta#ul amplificator şi con!ersiei armonicilor în eta#ul schimbător de frec!enţă,în blocul de ++$ cu tranzistoare apar o serie de răspunsuri parazite. cestea

sînt& răspunsuri repetate, bătăi duble şi bătăi continue R99S.'ăspunsurile repetate apar datorită con!ersiei armonicilor semnalului

oscilatorului şi acelea ale unui semnal puternic din antenă într-un semnalrezultant a!înd frec!enţa intermediară. Într-ade!ăr, să considerăm că blocul de++$ este acordat pe frec!enţa de semnal f s, iar frec!enţa oscilatorului f h esteegală cu f s T f i Cf i fiind frec!enţa intermediară şi egală cu 9?,: (AzD.

1acă la intrarea în antenă se aplică un semnal de ni!el mare Csute demili!olţiD, şi frec!enţă f a atunci, datorită neliniarităţii schimbătorului de

frec!enţă, apar armonici ale acestui semnal care, împreună cu armonicile lui f h,dau o frec!enţă egală cu f i, aceasta în condiţiile în care între frec!enţele f a, f i şif h e%istă relaţia&

n/ a + / i #/ h unde& n U 5,6 . . .

m U5 ,6 . . . . . .12



0el mai puternic răspuns repetat se obţine pentru m n 5 şi este numit primul răspuns repetat, el fiind depărtat fată de frec!enta f a cu 7,67 (Az Cf iG5D.

ceasta se obser!ă uşor dacă se ţine seamă de relaţia liniară între / a, / i şi

/ 2. 1in aceasta rezultă că pentru n # 5, frec!enţa semnalului aplicat are!aloarea&

5

52 i

a

ƒ − ƒƒ = .

0um frec!enţa oscilatorului este&

2 s iƒ = ƒ + ƒşi a!înd în !edere relaţiile de mai sus, se obţine&

5ia s

ƒƒ = ƒ + ,

egalitate care arată că între frec!enţa semnalului de ni!el mare şi frec!enţa deacord a blocului de ++$ e%istă o diferenţă egală cu /i5 C7,67 (AzD. cest semnal parazit fiind cel mai important, măsurile care se iau au cascop atenuarea produselor de con!ersie ale armonicii a doua. 1e altfel şi înmăsurători performanţa blocului ++$ se apreciază după gradul de atenuare aacestui semnal. $oluţia pentru înlăturarea acestui semnal parazit constă în realizarea unei

bune preselecţii înaintea schimbătorului de frec!enţă prin utilizarea unuicircuit acordat la intrarea amplificatorului de ++$ şi a unui filtru de bandăîntre eta#ele amplificator şi con!ertor. În acest caz este necesar însă un con-densator !ariabil sau un sistem de acord inducti! cu patru secţiuni. 1in cauzaacestor incon!eniente se preferă între eta#e un singur circuit acordat cu unfactor de calitate adec!at. )ătăile duble se obţin din con!ersia a două semnale puternice din antenăCcu frec!enţele / al şi / a( ? cu semnalul de frec!enţă / 2 al oscilatorului local al

blocului de ++$, rezultînd frec!enţa intermediară. În acest caz răspunsul parazit se găseşte pentru o frec!enţă a oscilatorului care satisface relaţia&

9 5a a 2 in # E ƒ + ƒ + ƒ = ƒ ,

unde& n T 9,5,6...

m T 9,5,6...

E ?, U 9,5,6...

Fenomenul dublei bătăi poate fi cauzat printr-un proces de amestec în13



preamplificator >E 9D, sau prin con!ersia armonicelor în schimbător >E

5,6...D. În primul caz bătăile sînt mai importante deoarece în această situaţierezultă că circuitul dintre eta#e este acordat pe diferenţa de frec!enţă a celor

două semnale din antenă.)ătăile sînt continue pe toată scara dacă este îndeplinită relaţia&

9 5a a in #ƒ + ƒ = ƒ ,

adică dacă în relaţia de mai sus se consideră H ?. 0aracteristic aici este faptulcă bătăile dispar dacă una din staţii dispare. tenuarea dublei bătăi şi a bătăilor continue se poate îmbunătăţi printr-o

bună preselecţie în circuitul de intrare al amplificatorului de frec!enţă foarteînaltă. $înt tranzistoare Cde e%emplu )F 997D care au o capacitate suficientă delucru în ceea ce pri!eşte gama mărimilor de semnal pentru a nu necesita măsurispeciale pentru atenuarea acestor răspunsuri perturbatoare.

În afară de perturbaţiile amintite mai apare şi interferenţa datorită sem-nalului de frec!enţă imagine, fenomen cunoscut de la schimbarea de frec!enţădin receptoarele superheterodină. 0ondiţia care se impune circuitelor selecti!eale blocului de ++$ este ca acestea să asigure o suficientă atenuare asemnalelor cu o frec!enţă mai mare cu 5 / i decît cea a semnalului util.

"osibilitatea realizării unui monta# compact, lipsa oricărui sistem de comu-tare între eta#e şi numărul redus de legături cu restul radioreceptoruluiCcircuitele de alimentare şi circuitul de ieşire în frec!enţă intermediarăD permitconstruirea unor blocuri de ++$ cu dimensiuni reduse, cu o bună rezistenţămecanică şi cu performanţele necesare impuse acestui ansamblu funcţional.

!.2. 3go)ote(e -i %en%i1i(itatea rea(' a 1(oc*(*i de UUS

9.6.9. Feneralităi

în gama de ++$ ni!elul perturbaţiilor industriale şi atmosferice fiind micsensibilitatea reală a radioreceptorului poate fi mult crescută, aici limitarea fiindimpusă doar de ni!elul zgomotelor de fluctuaţii ale diferitelor elemente aleschemei. şa după cum s-a arătat mai înainte, în ++$ zgomotele pro!in în

principal de la antenă, circuitul de intrare şi tub CtranzistorD.Pgomotele şi proprietăţile lor pot fi mai bine e%primate dacă aprecierea

ni!elului lor la intrarea ansamblului funcţional considerat se face după putereadez!oltată de acestea la ieşirea părţii liniare a radioreceptorului, adică laintrarea în detector Cpentru zgomote mici schimbătorul de frec!enţă este con-siderat liniarD.

14



1in analiza părţii liniare a radioreceptorului se !a a#unge în cele ce ur-mează la noţiuni importante, cum sînt sensibilitatea limită şi factorul dezgomot.

"entru efectuarea calculului acestor mărimi este necesar să se facă mai întîio scurtă analiză a surselor elementare de zgomot. *ste cunoscut faptul că orice rezistenţă este un generator de zgomot, cu atîtmai important cu cît temperatura mediului ambiant este mai mare. >aloareamedie pătratică a tensiunii electromotoare generată de o rezistenţă estedeterminată de relaţia R6S&

5 .!

CTB= , C9.KaD

unde& este rezistenţa care constituie sursa de zgomotB T @ temperatura absolută a rezistenţei CVWDB B @ lărgimea de bandă consideratăB C G constanta lui )oltzman >C 9,6K X 9?-56 "IC?. Folosind relaţia C9.KaD, schema echi!alentă a rezistenţei pentru o tempera-tură T poate fi pusă sub forma unui circuit serie compus dintr-un generator dezgomot ! şi o rezistenţă fără zgomot Cfig. 9.6, a?. i!elul zgomotelor rezistenţei se apreciază prin puterea ma%imă - ! ma%,

pe care o poate debita pe o rezistenţă de sarcină s la adaptare, adică pentrucazul s Cfig. 9.6, *?

5

5

ma%

5

I

.!

.!

.!

1

1 - CTB

= = =

.

>1.8*?1in această relaţie rezultă că puterea de zgomot debitată în sarcină, la

adaptare, este proporţională cu temperatura T% banda de frec!enţe ) şi nudepinde de !aloarea frec!enţei în

#urulcăreiase

determină banda. rebue obser!at, deasemenea, că puterea ma%imă de zgomot nudepinde de !aloarea rezistenţei.

<inînd seamă de relaţia C9.KaD, pot fi calculate sursele elementare dezgomote ale antenei, circuitului de intrare şi 15



Fig. 9.6. $cheme echi!alente pentru zgomot ale unei rezistenţeB

a G schema echi!alentă pentru aprecierea

tensiunii de zgomot a rezistentei B * G

schema pentru aprecierea ni!elului puterii

de zgomot a rezistentei

tubului CtranzistoruluiD. Înfig.9.

este

prezentată schema- bloc a unui amplificator de frec!enţă foarte înaltă, în care A estecomponenta rezisti!ă a impedanţei antenei,

:A @ !aloarea eficace a tensiunii semnaluluidin circuitul antenei şi aA @ !aloarea eficacea

perturbaţiilor asociate cu rezistenţa antenei. ici trebuie a!ut în !edere căzgomotele în antenă sînt cauzate, pe de o parte, de distribuţia temperaturilor înmediul încon#urător Cca la orice rezistenţă obişnuităD, iar pe de altă parte, desursele cosmice de radiaţie.

<inînd seamă de relaţia C9.K aD, tensiunea eficace de zgomot care ia naştereîn antenă, datorită acestor efecte termice, poate fi e%primată sub forma&

5

, .!A A A CT B=C9.;Dunde prin se înţelege o noţiune mai comple%ă care reprezintă temperatura lacare trebuie încălzită o rezistenţă obişnuită, egală cu rezistenţa ' , pentru a

produce un zgomot echi!alent zgomotului din antenă.În practică tensiunea de zgomot se apreciază însă prin intermediul tem-

peraturii mediului ambiant, introducîndu-se în acest sens o mărime h,

denumită temperatură relati!ă şi definită astfel&

?

, A A

T 2

T = C9.9?D

unde ? este temperatura normală a camerei. În aceste condiţii relaţia C9.;D de!ine&

Fig. 9.. $chema-bloc a amplificatorului de frec!enţăfoarte înaltă pentru studiul perturbaţiilor &

9 4 circuit de intrareB 5 @ amplificator.

16



5

? .

.!A A A E2 T B= C9.99D

0alculul zgomotelor unui circuit oscilant deri!aţie nu prezintă nici o difi-cultate dacă se ţine seamă de faptul că, dintre cele trei elemente ale circuituluioscilant L, 0, r, numai rezistenţa acti!ă produce zgomote.

0onsiderînd circuitul la rezonanţă, tensiunea de zgomot are !aloarea&

5 , .!c c D CT B= C9.95Dunde& c este temperatura absolută a circuituluiB

D

$r = este rezistenţa la rezonanţă a circuitului.

Jotînd

?

c D

T 2

T =

>1.1?relaia >1.1(? de3ine

? . .!c D D C2 T B= >1.14?

n caul tu*urilor electronice deose*i# două surse de !o#ot una dintreaceste surse este în circuitul de !rilă% cealaltă în circuitul anodic.

a /rec3ene /oarte înalte în circuitul de !rilă% datorită /aptului că ti#pul de trecere Y al electronilor între catod şi anod de3ine co#para*il ca #ări#ecu perioada tensiunii de co#andă pe !rilă% apare Kdin cauă că pe aceasta seinduc sarcini electrice ine!aleL un curent de !rilă care% /iind în /aă cu

tensiunea de co#andă% deter#ină un consu# de putere acti3ă de la sursa dee<citaie a etajului. Aceasta ec2i3aleaă cu apariia unei reistene de intrare in Y >3. relaia (.1% * ? % care produce o tensiune de !o#ot ! Y &

5

.! in CT Bτ τ τ = C9.97D

unde T Y este te#peratura de !o#ot a reistenei i n Y

De/inind şi în acest ca /actorul hY

?

,T 2T

τ τ = >1.16?

relaia de #ai sus de3ine

5

? . .! in C2 T Bτ τ τ =

17



>1.1&a?Tot la /rec3ene /oarte înalte tre*uie inut sea#ă şi de reistena de intrare

' inL ,care apare datorită inductanei paraite E a catoduluii% inductanăcare realieaă în circuitul de intrare al tu*ului o aducere în /aă acurentului de !rilă cu tensiunea de se#nal >3. relaia (.1 *?.

Această reistenă nu pro3ine însă ca reistena inY din caua unei neuni /or#ităi a /lu<ului de electroni şi de aceea% in nu este o sursă producătoarede !o#ote% adică

5

?I ?,

.!4 4 in4 1 C2 T B= =

>1.1&*?aceasta a3înd loc nu#ai dacă /actorul 2 este nul. După cu# se 3a arăta#ai departe% preena reistenei in 3a in/luena totuşi asupra 3aloriitensiunii de !o#ot produsă la intrarea a#pli/icatorului de /rec3enă /oarteînaltă.

)!o#otul anodic al triodei este cauat de neuni/or#itatea /lu<ului de

electroni% care produce un curent de !o#ot M a ! ce repreintă de /apt o /luctuaie a curentului anodic în jurul 3alorii sale #edii. $onsiderînd in circuitul

de grilă o tensiune echi!alentă de zgomot *zg ech, care să producă în circuitulanodic acelaşi curent de zgomot Iazg, a!em&

,

a.!

.!ec2

M

: = C9.9KDunde $ este panta tubului.

<inînd seamă de relaţia C9. K aD, se poate presupune că această tensiuneechi!alentă de zgomot de la intrarea triodei este produsă de o rezistenţă dezgomot ' zg încălzită la temperatura normală ?&

5

? . .!ec2 .! CT B= >1.19?

$e mai poate considera şi !arianta în care în circuitul anodic al tubuluie%istă o tensiune de zgomot *zg a ,care produce prin rezistenţa ' i a tubuluielectronic curentul Iazg,adică&

.!a a.! i M = C9.5?D

0a şi în cazul anterior se poate presupune că tensiunea de zgomot din cir-cuitul anodic este produsă de rezistenţa ' i a tubului, încălzită la o temperaturăi pentru a produce tensiunea de zgomot *zg a, adică&

5

. .!a i i CT B= C9.59DIntroducînd mărimea&

?

,ii

T 2

T = C9.55D

se obţine&18



5

? .

.!a i i C2T B= C9.56D

1in relaţiile C9.9KD şi C9.9;D se obţine&

5 5

? ,

a.! .! M CT B: =C9.5Diar din relaţiile C9.5?D şi C9.56D se deduce&

5 ?

.ia.!

i

C2T B M

= C9.57D

*galînd e%presiile C9.5D şi C9.57D, rezultă&

5

.i

.!

i

2:

= C9.5JD

!înd în !edere că N $ ' i, se obţine !aloarea echi!alentă a rezistenţei dezgomot din circuitul de grilă care ar produce un acelaşi curent de zgomot încircuitul anodic al triodei&

.i .!

2

: µ =

C9.5:D

-entru triode 3alorile uuale ale lui 2i sînt

C5,7 6Di2 µ = − . >1.(8? A3înd în 3edere că sursele de !o#ote analiate #ai sus sînt necorelate%

puterile corespunătoare în reistena de sarcină se adună% iar tensiunile seadună pătratic. Oinînd sea#ă de această o*ser3aie% reultă că se poateconsidera că aceste surse de !o#ote pro3in de la o reistenă de !o#ot ,care produce o tensiune de !o#ot ! T , adică

5

? , .!T C2T B= >1.(9?

unde este reistena totală de !o#ot% iar 2 are 3aloarea

?

.eT 2

T = >1.0?

n caul tranistoarelor% pertur*aiile care se produc se datoresc ur#ătoarelor procese sosirea întî#plătoare a purtătorilor de sarcină la colector%3ariaia întî#plătoare a curentului de la e#itor la *aă% reco#*inareaîntî#plătoare a electronilor şi a !olurilor% a!itaia ter#ică a electronilor corespunătoare reistenei r **' a *aei.

eultă o sc2e#ă ec2i3alentă de !o#ot si#ilară cu sc2e#ele ec2i3alenteale tu*urilor electronice K1(L. n /i!. 1.' este repreentată sc2e#aec2i3alentă în T a tranistorului în #ontaj cu *aa co#ună% în care sînt incluse sursele de !o#ot.

:ursele de !o#ot au /ost preentate ca !eneratoare de curent constant şitensiune constantă K1L% unde

19



.! ! !e M CT F B= >1.1a?

este curentul de !o#ot condiionat de partea acti3ă a ad#itanei P !e a !eneratorului ec2i3alent% B /iind lăr!i#ea de *andă de !o#ot la înaltă /rec3enă%

5e.! e M QM B= >1.1*?

este curentul de !o#ot corespunător e#itorului% Q /iind sarcinaelectronului% M e G curentul continuu al e#itorului%

Z Z** .! * **= CT r B= >1.1c? este tensiunea de !o#ot corespunătoare reistenei de *aă r **R ,

5

?

5 9c.! c M QM Bα

α

= −

>1.1d?

este curentul de !o#ot corespunător colectorului% M c /iind curentul continnual colectorului% S şi S0 a3înd se#ni/icaiile cunoscute de la tranistoare.

0a şi la tuburile electronice, ma#oritatea surselor de zgomot ale tranzis-torului pot fi considerate ca fiind necorelate, aşa că puterile corespunzătoare înrezistenţa de sarcină se adună, iar curenţii sau tensiunile se adună pătratic. Înmod similar se poate presupune şi aici că tensiunea echi!alentă de zgomot de laieşirea tranzistorului este produsă de o rezistenţă echi!alentă de zgomot r zg.

În cazul tranzistoarelor, în afară de zgomotul produs de r zg, o contribuţie estedată şi prin condiţiile de fază între tensiuni şi curenţi. ensiunile de zgo-

mot corespunzătoare sînt numite tensiuni de zgomot corelate şi sînt date de un

factor de calcul [cor R96S e%primat sub forma&

5

.

.!A

.!A

A

-

= .cor

cor

cor

M =

P=

C9.69eDÎn general, în studiul perturbaţiilor pro!enite din interiorul radiorecepto-

Fig. 9.7. $chema echi!alentă în pentru studiul perturbaţilor tranzistorului în cone%iune)0.

20



rului, zgomotele totale se raportează la zgomotele datorite rezistenţei antenei,deoarece raportul semnalGzgomot ma%im care poate fi atins este determinat deaceste perturbaţii.

0onsiderînd cazul ideal în care perturbaţiile sînt datorite numai rezistenţei' a C!. fig. 9.D, raportul dintre puterile la intrare, datorite semnalului util şi

perturbaţiilor, în condiţiile de adaptare pentru transferul ma%im de putere, are!aloarea&

5 5

5,

:A :A :A

.!A A A A

-

CT B CT B= = C9.65aD

unde&

5

B

:A:A

A

-

=

5

.

.!A

.!A

A

-

= C9.65bD

1in cauza perturbaţiilor introduse de rezistenţa circuitului de intrare, şi înspecial de tubul CtranzistorulD amplificator, raportul semnalGzgomot este maimic decît !aloarea dată de relaţia C9.65aD.

otînd cu Pzgt puterea la ieşirea amplificatorului, datorită perturbaţiilor produse de tub CtranzistorD şi de partea acti!ă a impedanţelor de la intrareaamplificatorului, şi cu - ! a puterea la ieşirea amplificatorului, datorită

perturbaţiilor condiţionate de rezistenţa A, se defineşte ca factor de zgomot

al amplificatorului raportul&

?

9

E =

= 9 . .!a .!t .!t

.!a .!a

- - -

- -

+= = +

C9.66D

0um raportul .!t

.!a

-

- este egal cu pătratul raportului tensiunilor respecti!e

de zgomot raportate la intrare în locul unde se aplică :A rezultă că&

5 5

5

.!A .!T

.!A

+= , C9.6D

unde ! T este tensiunea din antenă care produce la ieşirea amplificatorului puterea - ! t .

1acă în circuitul de antenă se aplică o tensiune de semnal : A , din relaţiaC9.6D rezultă&

21



5 5

5 5 5.:A :A

.!A .!A .!T

=

+C9.67aD

<inînd seamă de relaţiile C9.65D se poate scrie&

:A :

A .!

- -

CT B - = C9.67bD

sau&5

,

:A :

A A .!

-

CT B - = C9.67cD

unde - s şi - ! [ - ! - ! a + - ! t ] sînt puterile în cazul real ale semnaluluişi zgomotului obţinute la ieşirea amplificatorului, atunci cînd semnalul utiltra!ersează acest cuadripol. 'elaţiile C9.67bD şi C9.67cD permit calculul puteriiCtensiuniiD necesare la intrarea amplificatorului, atunci cînd se dă !aloarea

raportului semnalGzgomot la ieşirea amplificatorului şi se cunoaşte factorul . ot din aceleaşi relaţii se obser!ă că, pentru o anumită rezistenţă acircuitului de la intrare, raportul semnalGzgomot la ieşire !ariază in!ers

proporţional cu .'ezultă de aici că !aloarea ma%imă a raportului semnalGzgomot corespunde pentru minimul factorului de zgomot.

La un receptor ideal, la care se consideră că singura sursă de perturbaţii oconstituie rezistenţa ' a antenei, factorul de zgomot capătă !aloarea minimă,fiind egal cu unitatea. În aceste condiţii rezistenţa de intrare a receptoruluitrebuie să fie infinită R9S.

$ă presupunem acum că nu e%istă alte surse de perturbaţii decît cele consti-tuite de rezistenţa antenei ' şi că sînt satisfăcute condiţiile de adaptare pentrutransfer ma%im de putere, adică rezistenţa de intrare a radioreceptorului estefără zgomot şi egală cu !aloarea rezistenţei ' . În aceste condiţii puterea desemnal "$ se micşorează de două ori faţă de cazul anterior şi din această cauzăraportul semnalGzgomot se micşorează de două ori, iar factorul de zgomot semăreşte de acelaşi număr de ori. Legat de această obser!aţie, rezultă că şi încazurile reale raportul semnalGzgomot poate fi ma%im în alte condiţii de lucrudecît cele corespunzătoare transferului ma%im de putere. ceste condiţiidepind, în primul rînd, de tipul de monta# folosit pentru amplificatorul de foarteînaltă frec!enţă.

În general se caută totuşi să se lucreze în condiţii de adaptare pentru trans-ferul ma%im de putere, deşi în acest caz raportul semnalGzgomot nu este ma%im.

legerea unei astfel de soluţii este dictată de înlăturarea, între sarcină şi gene-rator, a refle%iilor care sînt o cauză de distorsiuni în modulaţia de frec!enţă R9S.'eferitor la !aloarea factorului de zgomot F a unui radioreceptor (F, trebuiearătat că această mărime reprezintă, de fapt, factorul de zgomot al blocului de++$.

Într-ade!ăr, e%presia lui F, stabilită în ipoteza că între eta#e e%istă adaptarea22



pentru transferul ma%im de putere, este dată de relaţia&

65

9

9 9 5

99T

A A A

−−= + + C9.6JaD

unde F9, 9 sînt factorul de zgomot, respecti! amplificarea de putere a eta#uluiamplificator de ++$B

F5 , 5 @ factorul de zgomot, respecti! amplificarea de putere a eta#uluischimbător de frec!enţăB

F6 @ factorul de zgomot al eta#ului amplificator de frec!enţă inter-mediară.

<inînd seamă de faptul că produsul 9 5 are o !aloare mare, ultimul ter-men al relaţiei C9.6J aD poate fi negli#at şi deci F capătă !aloarea&

5

9

9

9,T

A

−= + C9.6JbD

relaţie care reprezintă factorul de zgomot al blocului de ++$.1in formula C9.6J bD se obser!ă că dacă cîştigul eta#ului amplificator de

frec!entă foarte înaltă este mic, atunci schimbătorul de frec!enţă poate da ocontribuţie importantă la perturbaţiile totale.

În practică, a!înd în !edere că factorul de zgomot al eta#ului de amestec seadună micşorat cu pătratul amplificării în tensiune al primului eta#, se poatenegli#a zgomotul eta#ului de amestec şi deci contribuţia lui la zgomot nu maicontează R6S, R99S.

În ceea ce pri!eşte sensibilitatea limită, noţiune amintită mai înainte,aceasta se defineşte ca puterea semnalului în antenă "$9 pentru care raportulsemnalGzgomot la ieşirea cuadripolului considerat este egal cu unitatea.

9.6.5. $alculul /actorului de !o#ot

$-a arătat că impunînd un anumit raport semnalGzgomot la ieşireacuadripolului considerat şi fiind cunoscută !aloarea factorului de zgomot %se poate determina puterea CtensiuneaD necesară la intrarea blocului de ++$.În cele ce urmează ne propunem să stabilim !aloarea factorului în funcţiede parametrii circuitelor de la intrarea eta#ului amplificator şi de parametriielementului acti! Ctub sau tranzistorD.

$e !a face mai întîi determinarea factorului pentru cazul blocurilor de

++$ cu tuburi electronice.<inînd seamă de relaţia C9.K bD şi de !aloarea lui ! , dată de relaţia

C9.5;D, se obţine&

?.

.!T - C2T B= C9.6:aD23



'aportînd puterea de zgomot - ! T la B% a!em&

?, .!T

.!T

- p 2CT

B= = C9.6:bD

care reprezintă puterea de zgomot specifică, adică puterea pe unitatea de bandă de frec!enţă.

"entru a pune în e!idenţă particularităţile fizice ale zgomotelor şi pentru a

simplifica calculele s-a adoptat o unitate de putere de zgomot e%primată înunităţi CT 0 % adică&

? ?.

.! p CT = C9.6KaD

0u această notaţie, relaţia C9.6: bD de!ine&

, .!T p 2= C9.6KbD

adică puterea specifică este numeric egală cu factorul de temperatură relati!ă2. cest factor a fost numit con!enţional şi factor de zgomot.

Oinînd sea#ă de unitatea adoptată% dacă în relaia >1.' *? se introduce înlocul puterii de !o#ot puterea speci/ică de !o#ot% se o*ine

,:A :

A .!

- -

CT p

=

>1.9a?unde p ! este puterea de !o#ot speci/ică o*inută la ieşirea a#pli/icatorului%corespunătoare puterii de !o#ot speci/ice p ! T şi puterii speci/ice de !o#ot a antenei p ! A . Oinînd sea#ă că T A = 2 A T 0 a3e#

?

.:A :

A .!

- -

2 CT p= >1.9*?

$onsiderînd 2 A = 1% relaia >1.9 *? de3ine

?

:A :

.!

- -

CT p=

>1.9c? şi notînd cu 7 raportul

:

:A

- 7

- = >1.40?

a3e#

?

9 .! p

7 CT = = % >1.41?

unde 7 este nu#it /actor opti# de a#pli/icare în putere% puterile - S şi - S A

/iind deter#inate în condiiile în care cuadripolul lucreaă adaptat atît în cir24



cuitul de intrare cît şi în circuitul de ieşire. <presia sta*ilită în acest /el arată că /actorul de !o#ot F depinde nu#ai

de !o#otele cuadripolului% nu şi de puterea de !o#ot a sursei de la intrarea sa.

<presia p ! "7 poate /i considerată ca o putere de !o#ot ec2i3alentă p ! e

care% aplicată în antenă% ar produce la ieşire o putere speci/ică de !o#ot e!ală cu p ! .

aloarea puterii p ! e se poate deter#ina uşor dacă este cunoscut /actorul dea#pli/icare 7

.!

.!e

p p

7 = >1.4(?

Din relaiile >1.41? şi >1.4(? se o*ine

? .!e p CT = >1.4?

<pri#înd această putere în unităi CT 0 a3e#

( ) ? .!e CT p

=>1.44?

Oinînd sea#ă de /aptul că la *locurile de ==: /actorul opti# de a#pli /icare în putere este #are% !o#otul produs de a#pli/icatorul de /oarte înaltă /rec3enă este deter#inant KL şi din această cauă /actorul de !o#ot 3a /i sta*ilit nu#ai pentru acest etaj.

-uterea de !o#ot ec2i3alentă p ! e a a#pli/icatorului de /rec3enă /oarteînaltă% a3înd în 3edere că puterile de !o#ote co#ponente sînt static

independente% este e!ală cu .!e .!A .!T .!A .!$ .!te

p p p p p p= + = + + >1.4'?

unde p ! A este puterea de !o#ot speci/ică% datorită pertur*aiilor

condiionate de reistena A a antenei@ p ! c - puterea de !o#ot speci/ică a i#pedanei circuitului de intrare

şi a reistenei de intrare a tu*ului electronic reduse la circuitul de antenă@

p ! t e - puterea speci/ică de !o#ot a reistenei interne a tu*ului electronic redusă la circuitul de antenă.

Oinînd sea#ă de relaia >1.&*? şi particulariîndo pentru circuitul deantenă% p ! A se poate e<pri#a su* /or#a

? .!A A p 2 CT = . >1.46?25



-entru calculul !o#otului tu*ului electronic p ! t e 3o# presupune că !eneratorul de intrare nu produce !o#ot şi în acest ca relaia >1.9 c?de3ine >3. /i!. 1.6% a?

Z

Z

?

:A : te

.!te

- - H

CT p= % >1.4&?

unde H t e este un /actor de !o#ot deter#inat în ipotea că !eneratorul de se#nal nu are asociate !o#ote.

=tiliînd e<presia /actorului opti# de a#pli/icare K3. relaia >1.40?L% dinrelaia >1.4&? se o*ine pentru H t e

Z

? ?

9 9 .!te

te .!te

p H p

7 CT CT = × = %

>1.48?unde

Z

.!te

.!te

p

p 7 =>1.49?este puterea de !o#ot ec2i3alentă pe care ar tre*ui so ai*ă la intrarea înantenă sursa de !o#ot% ast/el încît la ieşirea a#pli/icatorului% în interiorul

căruia acţionează toate sursele elementare de zgomot, să se obţină o putere dezgomot specifică egală cu pZzg te . 1in relaţia C9.;D rezultă !aloarea lui pzgte

? .!te te p H CT = .

>1.'0?

+rmărind un raţionament similar, ca în cazul determinării factorului Ate, %

26



a @ schema pentru calculul zgomotului specific al tubului electronical amplificatoruluiB b @ schema pentru calculul zgomotului specifical circuitului de intrare şi al rezistentei de intrare a tubului electronic.

9 @ circuit de intrareB 5 @ amplificator.

se stabileşte că factorul de zgomot Ai al circuitului de intrare şi al rezistenţeide intrare a tubului electronic, reduse la circuitul de antenă, este C!. fig. 9.J, bD

Z

Z

?

:A :Ai

.!c

- - H

CT p= %

>1.'1a?iar puterea de zgomot corespunzătoare în circuitul de antenă are !aloarea&

? .!c i p H CT = .

C9.79bD

Introducînd e%presiile C9.JD, C9.7?D şi C9.79 bD în relaţia C9.7D şi ţinîndseamă de relaţia C9.D, se obţine&

A i te 8 2 H H = + + . C9.75D "uterea specifică de zgomot a antenei este egală cu A unităţi W?.

"entru determinarea lui H i se !a proceda la calculul membrului doi alrelaţiei C9.79 aD.

Fig. 9.J. $chema-bloc a amplificatorului de frec!enţă foarte înaltă &

27



Fig. 9.:. $chemaechi!alentă de

zgomot pentru douărezistenţe conectateîn paralel.

Factorul de zgomot H i este determinat de factorul de zgomot h al rezistenţei R in R!. rel. C9.9:DS şi de factorul de zgomot al cir-cuitului de intrare R!. rel. C9.95DS.

"entrudeterminarea acestor mărimi este necesară să secunoască mai întîi calculul factorului echi!alent dezgomot a două surse elementare de zgomotconectate în paralel Cfig. 9.:D. În această figură E zg 1 ,E zg ( %

E zg e sînt tensiunile electromotoare de zgomot asurselor elementare şi a celei echi!alenteB 1

R2 ,Re 4 rezistenţele generatoare de zgomote, iar ! / e @ factorii de zgomot9D. 'ezistenţainternă a sursei echi!alente este&

9 5

9 5

e

=

+

.

C9.76D ensiunea electromotoare de zgomotechi!alentă E&g e egală cu tensiunea de la bornele

A 4A este produsă de cele două surse de zgomot. ensiunea datorată primei surse are !aloarea&

9

5

9

9 5

.!e .!

=

+. C9.7aD

iar cea datorată celei de-a doua surse este&

5

9

5

9 5

.!e .!

=

+. C9.7bD

"uterea nominală a generatorului echi!alent, datorată primei surse, este&

( )

5 559 95 5 9 5 5

9 9 5

9 5 9 9 59 5

.!e .!

e .!

e

2

+= = × = ×

++ C9.77aD

1ar puterea de zgomot a primei surse în absenţa celei de-a doua este &

5

9

9

9

.! 2

=

C9.77bD 333333333333333

9 D $e reţine faptul amintit mai înainte, că factorul h reprezintă puterea specifică

e%primată în unităţi KT 0, semnificaţie care o păstrează şi in relaţiile de aici.

şi relaţia C9.77 aD de!ine&

28



5

9 9

9 5

e

2 2

=

+. C9.77cD

n mod similar puterea nominală a generatorului echi!alent, datorată celeide-a doua surse, este&

9

5 5

9 5

e

2 2

=

+. C9.7JD

$ursele fiind considerate ca necorelate, puterea totală he a generatoruluiechi!alent este egală cu suma celor două puteri he 9 şi he5&

9 5 5 9

9 5

9 5

e e e

2 2 2 2 2

+= + =

+. >1.'&?

'elaţia C9.7:D permite calculul puterii de zgomot a rezistenţei de intrare ' in atubului electronic formată din ' inL si ' in Y conectate în paralel R!. rel. C5.9aDS.

<inînd seamă că hL ? R!. rel. C9.9:DS se obţine&

in4

ein

in4 in

2 2 τ

τ = × + . C9.7KaD

"entru factorul de zgomot hY determinat de ' in U !alorile uzuale sînt cuprinseîntre 6 @ 7 unităţi W? R6S.

"entru triode !aloarea raportului ' inL G ' in Y !ariază între&

?,J: .in4

in

τ

= − C9.7KbD

1eterminarea factorului de zgomot total datorat rezistenţei de intrare ' in şirezistenţei ' 1 a circuitului de intrare Cfără a se considera amortizărilee%terioareD se !a face tot cu a#utorul relaţiei C9.7:D, a!înd în !edere că rezisten-ţele ' in şi ' d sînt conectate în paralel.

0onsiderînd că circuitul de intrare are un factor de zgomot h1 R!. rel. C9.9DSşi că factorul de zgomot hein are !aloarea dată de relaţia C9.7K aD, factorul dezgomot total h se determină cu a#utorul formulei&

in D

T D einin D in D

2 2 2 = + ×+ + , C9.7;D

iar rezistenţa internă a generatorului echi!alent circuitului de grilă este&

in D

!e

in D

=

+. C9.J?D

"uterea "$ furnizată în circuitul de grilă de tensiunea de semnal dinantenă *$ are !aloarea& 29



5

:Aec2

:A

Aec2

-

= , C9.J9D

unde *$ ec h este tensiunea electromotoare a semnalului din antenă raportatăla bornele circuitului de intrare, iar ' ech, rezistenţa de antenă raportată la

bornele de intrare ale amplificatorului din fig. 9.J R!. şi Cfig. 9.KDS.

ensiunea de semnal a generatorului echi!alent, obţinută la intrareatubului amplificator, este&

!e

s! :Aec2

Aec2 !e

=

+, C9.J5D

iar rezistenţa generatorului echi!alent ' g are !aloarea&

Aec2 !e

!

Aec2 !e

=+

. C9.J6D

Folosind relaţia C9.J6D, relaţia C9.J5D ia forma &

!

s! :Aec2

Aec2

= . C9.JD

"uterea de semnal ma%imă "Z$, ce se poate obţine la intrarea amplifica-torului, are !aloarea&

5

Z 5

5 s! !

:A :Aec2

! Aec2

-

= = C9.J7aD

În prezenţa rezistenţei de antenă Cîn ipoteza că antena nu are zgomotDfactorul de zgomot total 2eT al rezistenţei !e % conform relaţiei C9.7:D, capătăforma&

Fig. 9.K. $chema generatorului echi!alent al circuitului de antenă raportat la bornelecircuitului de intrare al amplificatorului din fig. 9.J.

30



Aec2

eT T

Aec2 !e

2 2

=

+ . C9.J7bD

<inînd seamă de relaţia C9.J6D, se obţine pentru factorul 2eT e%presia&

!

eT T

!e

2 2

= . C9.J7cD

În aceste condiţii !aloarea puterii specifice de zgomot pR ! c de la intrarea

amplificatorului este C!. fig. 9.J,*D&

Z

? ?

!

.!c eT T

!e

p 2 CT 2 CT

= = . C9.JJD

Înlocuind !alorile lui - :A , -R :A iș pV !c în relaţia C9.79 aD, se obţine &

5 55

??

:Aec2 ! Aec2 Aec2:Aec2 Aec2i T

! !eT

!e

H 2

CT 2 CT

= = . C9.J:D

"entru determinarea factorului de zgomot H te al tubului amplificator se !acalcula !aloarea membrului doi al relaţiei C9.:D.

ensiunea de semnal s! , aplicată la intrarea tubului amplificator, produce încircuitul anodic al tubului amplificator o tensiune Rs de !aloare R!. fig. 9.J aS&

Z

: s! µ = C9.JKD

unde N este factorul de amplificare al tubului."uterea -R : % furnizată de sursa R : în condiţii de adaptare, este &

Z 5

Z

s

:

i

-

= ,

C9.J;aD i fiind rezistenţa internă a tubului, sau, ţinînd seamă de relaţiile C9.JD şi

C9.JKD se obţine&

5

Z 5

5 !

: :Aec2

Aec2

- :

µ = × . C9.J;bD

-uterea de !o#ot speci/ică pR ! te din circuitul anodic al triodei este datăde relaia

31



5

Z

.!a

.!te

i

p

B= %

>1.&0a? şi a3înd în 3edere relaia >1.(? se o*ine

Z

? .!te i p 2 CT = .

>1.&0*?

Mntroducînd 3alorile lui - :A % -R : şi pR ! te în relaia >1.4&?% reultă

55

5

5

? ?

! :Aec2

:Aec2

Aec2 Aec2te

i

:

H

CT 2 CT

µ

= =

5

i Aec2

!

2

: µ = × . >1.&1a?

Oinînd sea#ă de relaiile >1.(&? şi >1.6?% se !ăseşte

( )

5

5 5

Aec2 !e Aec2te .! .!

! Aec2 !e

H

+= = . >1.&1*?

Mntroducînd în relaia >1.'(? 3alorile din relaiile >1.6&? şi din >1.&1*?% seo*ine

( )

5

5

Aec2 !e Aec2 A T .!

!e Aec2 !e

2 2

+= + + % >1.&(?

relaie practic 3ala*ilă pentru toate tipurile de sc2e#e de a#pli/icatoareutiliate în ==: KL.

Din relaia >1.&(? se o*ser3ă că prin #odi/icarea reistenei A ec2 % ceea cecorespunde de /apt #odi/icării cuplajului între circuitul de intrare şi deantenă% se poate sc2i#*a 3aloarea /actorului de !o#ot. Această o*ser3aieeste 3ala*ilă în situaia în care 2 A este ne!lija*il /aă de !o#otele de laintrarea a#pli/icatorului.

n ca contrar #odi/icarea cuplajului între circuite nu preintă interes pentru î#*unătăirea /actorului de !o#ot .aloarea lui Aec2opti# % corespunătoare /actorului de !o#ot #ini#% se

o*ine anulînd deri3ata e<presiei >1.&(?

9

!e

Aec2opti# !e

T

.!

2

=+ % >1.&?

iar pentru factorul se obţine !aloarea #in % egală cu&32



5

min 55 5 .! .! .!

A T

!e !e !e

2 2

= + + + . C9.:D

1in relaţia C9.:D rezultă că pentru a obţine un zgomot minim este necesar ca ! " !e să fie cît mai mic posibil, ceea ce înseamnă o !aloare mică pentrurezistenţa echi!alentă de zgomot a tubului şi o !aloare cît mai mare pentru !e.

'ezultă de aici că la un tub cu o !aloare pentru rezistenţa de intrare in

determinată, creşterea lui !e se poate face prin mărirea rezistenţei D astfelîncît in să fie cît mai puţin suntat si deci să crească !aloarea lui !e C!. rel.9.J?D.

În mod similar, ţinînd seamă de schema echi!alentă din fig. 9.7, se poatedetermina factorul de zgomot al amplificatorului de ++$ cu tranzistoare şicondiţiile care trebuie să fie îndeplinite în circuitul de la intrare pentru a seobţine un factor de zgomot minim.

0onsiderînd că la intrarea tranzistorului admitanţa echi!alentă P !e esteconstituită din admitanţa unui circuit oscilant y c l şi admitanţa generatoruluide semnal P ! % !aloarea conductanţei F% care determină mărimea factorului dezgomot % este definită de relaţia R96S&

( ) ( )5 5

9 9 9 ! c .! cor ! c cor ! cF F F ! rs ! F F * B B = + + + + + + + + , C9.:7D

unde&

9

.!

.! ! r = este conductanţa echi!alentă de zgomot a tranzistoruluiB

sr - impedanţa de sarcină la rezonanţă a amplificatoruluiB

<inînd seamă de condiţiile de adaptare în putere la intrarea eta#ului ampli-ficator, trebuie să a!em îndeplinită condiţia&

9?

! c B B+ = . C9.:JD

1in relaţia C9.:7D rezultă că minimum de zgomot se obţine atunci cînd&

co 9?

r ! c* B B+ + = . C9.::D

'ezultă din cele două relaţii că adaptarea în putere nu corespunde cu adap-tarea la zgomot Czgomot minimD.

şa după cum se !a arăta mai departe, pentru obţinerea unui zgomotminim este necesar ca admitanţa generatorului echi!alent, conectată la intra- 33



rea tranzistorului amplificator, să aibă un caracter inducti!. "entru fiecare tipde tranzistor e%istă indicată de către fabricant o !aloare optimă a lui P !e %căreia îi corespunde o !aloare minimă pentru factorul de zgomot.

"roiectarea unui circuit de intrare pentru condiţia de zgomot minim per-mite obţinerea unor !alori foarte reduse ale lui 5 @ 6.

1in cele analizate în acest capitol rezultă că aprecierea !alorii zgomotelor în radioreceptoarele cu (F prezintă o importanţă deosebită, a!înd în !ederecă în final zgomotele sînt cele care condiţionează sensibilitatea acestora.

$-a arătat, de asemenea, că, întrucît în radiodifuziunea cu (F se lucreazăla frec!enţe foarte înalte, acţiunea perturbaţiilor e%terioare Catmosferice,industrialeD este negli#abilă şi că în aceste condiţii trebuie reduse deci cît maimult posibil zgomotele interne generate de tuburile electronice CtranzistoareDşi circuitele de intrare.

"entru e%primarea numerică a zgomotelor a fost introdusă noţiunea defactor de zgomot care, aşa după cum s-a demonstrat, este practic determinatde calitatea blocului de ++$.

2 problemă importantă, care mai trebuie reţinută aici, este că transferulma%im de putere în circuitul de intrare nu corespunde condiţiei obţinerii unei!alori minime pentru factorul de zgomot % în proiectare dimensionarea

parametrilor circuitului de intrare putînd fi făcută în funcţie de una dintreaceste condiţii.

0"I2L+L 5

)L20+'I 1* +1* +L'$0+'*34



0+ +)+'I *L*0'2I0*

5.9 A)p(i,icatoare de ,oarte 5na(t' ,rec0en+'-i circ*ite de intrare

5.9.9.:c2e#e de principiu utiliate

pentru a#pli/icatorul de ==:

mplificatorul de foarte înaltă frec!enţă din blocul de unde ultrascurte alradioreceptoarelor cu tuburi electronice prezintă, aşa cum s-a arătat, o deosebităimportanţă în realizarea performanţelor ce se impun acestui ansamblufuncţional. 'ezultă de aici necesitatea cunoaşterii proprietăţilor de bază a unor astfel de eta#e, a schemelor frec!ent utilizate şi a stabilirii criteriilor după carese face alegerea unui anumit tip de schemă.

"entru amplificatorul de foarte înaltă frec!enţă din blocul de ++$ sînt trei!ariante de scheme folosite curent şi anume& schema cu catodul la masă, cugrila la masă, cu punctul mediu al circuitului de intrare la masă. 1in consi-derente economice monta#ul cascodă este foarte rar utilizat pentru acest ampli-ficator, fiind întîlnit numai uneori la blocurile de ++$ folosite în radiorecep-toarele stereofonice.

În continuare se !or analiza primele trei scheme de amplificatoare de frec-!enţă foarte înaltă, care folosesc în monta# tuburile triode.

!înd în !edere că la astfel de frec!enţe impedanţa de intrare şi în special

rezistenţa de intrare a tubului electronic are o !aloare redusă, care influenţeazădirect proprietăţile de bază ale eta#ului amplificator, pentru o prezentarecompletă a principalelor sale caracteristici, la fiecare tip de schemă, printre alte

probleme, se !a urmări şi determinarea rezistenţei de intrare.A)p(i,icator*( c* catod*( (a )a%'. în fig. 5.9 este prezentată schema de

principiu a unui astfel de amplificator, echipat cu triodă.1atorită inductanţei parazite E a catodului, care se găseşte simultan atît în

circuitul de grilă cît şi în circuitul anodic, se produce o reacţie negati!ă de la

ieşirea spre intrarea eta#ului, ducînd astfel la apariţia unei anumite rezistenţe

poziti!e de intrare, chiar dacă grila r8mîne în timpul funcţionării la un poten-ţial negati! faţă de catod.

otodată la aceste frec!enţe timpul de trecere al electronilor între catod şianod de!ine comparabil ca mărime cu perioada tensiunii de comandă +9

35



astfel că pe grilă se induc sarcini electrice inegale. cestea duc la apariţiaunui curent de grilă chiar dacă grila este continuu negati!ă faţă de catod.cest curent de grilă este în fază cu componenta !ariabilă +9 a tensiunii de

grilă şi determină astfel un consum de putere acti!ă de la sursa de e%citaţie aeta#ului, ceea ce echi!alează cu apariţia unei rezistenţe poziti!e de intrare.

1acă monta#ul din fig. 5.9 este neutrodinat, !aloarea admitanţei de intrare[in se datoreşte practic inductanţei parazite LW şi a timpului de trecere al elec-tronilor R5S&

9

in in

in

P j $

ω = + C5.9aD

unde&

9 9 9

in in4 in τ

= + .

0um&

5

9in4

C !C

$ : ω

; iș5

9in

C : τ ω τ

= , C5.9bD

se obţine pentru ' in&

( ) 5 5

9

in

C !C

$ C : τ π + ƒ

; @

>(.1c?

relaţie în care& W este o constantă ce depinde de dimensiunile electrozilor tubuluiB U @ timpul de trecere a electronilor de la catod la anodB

W @ frec!enţa de lucruB

Fig. 5.9. $chema de principiu a unui amplificator de frec!enţă foarte înaltă cu triodă cucatodul la masă.

36



$ @ panta tubului.0apacitatea de intrare 0in are practic !aloarea&

in !C $ $ ≅ , C5.9dD

unde 0gW este capacitatea grilă catod a triodei.'elaţia C5.9 cD poate fi pusă şi sub forma &

5

5in

* aλ = =

ƒ C5.9eD

unde&

( ) 5 5

9

C !C

a $ C $ : τ π

=+ B

( ) 5

9

C !C

*

$ C : τ π

=

+B

X este lungimea de undăBc @ !iteza luminii în !id.'ezistenţa de intrare a monta#ului cu catodul la masă, aşa după cum se !a

arăta mai departe, are !aloarea cea mai mare dintre toate schemele deamplificatoare de ++$ amintite.

+n astfel de monta# prezintă însă dificultăţi din cauza capacităţii mari dintre

grilă şi anod, prin care are loc o reacţie între ieşire şi intrare. 1eşi aceastăreacţie poate fi înlăturată prin neutrodinare, din cauză că un astfel de eta# este pre!ăzut cu acord !ariabil, operaţia de neutrodinare este critică şi amplificatorulnu este suficient de stabil. cest incon!enient face ca o astfel de schemă, deşi

prezintă impedanţă de intrare şi un factor de transfer al tensiunii în circuitul deintrare mai mari decît celelalte monta#e, să fie rar folosită în blocurile de ++$.

A)p(i,icator*( c* gri(a (a )a%'. În fig. 5.5 este prezentată schema de principiu a unui eta# amplificator cu grila la masă. +n astfel de monta# are o bună stabilitate, aceasta e%plicîndu-se prin aceea că capacitatea 0aW a tubului, prin care ia naştere reacţia parazită între ieşire şi intrare, este mică. 1upă cumse !ede însă din figură, componenta alternati!ă a curentului anodic Ia trece princircuitul de intrare şi din această cauză impedanţa de intrare a tubului este micăşi deci factorul de transfer al circuitului de intrare este de !aloare redusă.

37



amplificatorului, !aloarea rezistenţei de intrare in este dată de relaţia R 9S&

9 9 9

9 ain !

i

:

= ++ , C5.5D

unde&

! este rezistenţa de intrare în monta#ul cu catodul la masăB a @ impedanţa de sarcină conectată la ieşirea amplificatoruluiB t @ rezistenţa internă a tubului.1in relaţia C5.5D rezultă că rezistenţa in are o !aloare cu mult mai mică

decît în monta#ele cu catodul la masă. A)p(i,icator*( c* p*nct*( )edi* a( circ*it*(*i de intrare (a )a%'.

$chema în care se combină a!anta#ele celor două monta#e, cu catodul la masăşi cu grila la masă este cea cu punctul mediu al circuitului de intrare la masă

Cfig. 5.6, a?. cest punct este comun atît pentru circuitul de intrare cît şi pentru cel anodic.

otînd cu # raportul?

9

E =

= Cfig. 5.6, *?% se obser!ă că pentru m ? se

obţine schema cu catodul la masă, iar pentru # 9, schema cu grila la masă.În fig. 5.6,c este reprezentat circuitul în punte echi!alent monta#ului din

fig. 5.6, a. 0înd puntea se află la echilibru nu e%istă reacţie între ieşire şi

intrare, adică factorul de transfer între ieşirea eta#ului Ccircuitul 5 $ ( D şi

Într-ade!ăr, admiţînd că 0aW şi Cfig. 5.5, bD sînt foarte mici şi presupunîndcă circuitele de intrare şi de ieşire se găsesc la rezonanţă, adică nu mai estenecesar să se ţină seamă de efectul capacităţilor de la intrarea şi de la ieşirea

Fig. 5.5. mplificator de frec!enţă foarte înaltă cu triodă cu grila la masă &a @ schema de principiuB b @ aceeaşi schemă, în care au fost figurate şi elementele parazite ale

monta#ului.

38



F i g . 2 . 3 .

A m p l i f c a t o r d e r e c v e n ţ ă o a r t e î n a l t ă c u t r i o d ă c u p u n c t m e d i u a l

c i r c u i t u l u

i d e i n t r a r e l a m a s ă : a - s c h e m a d e p r i n c i p i u ;

b @ « c h e m a e c h i v a l e n t ă a c i r

c u i t u l u i d e i n t r a r e ; c s c h e m a e c h i v a l e n ţ ă î n

p u n t e .

intrarea eta#ului Ccircuitul L909D este nul. egli#înd inducti!itatea mutuală ( şiefectul rezistenţei de ieşire ' i a tubului, puntea se găseşte la echilibru dacă estesatisfăcută condiţia&

Z

9

ZZ

9

!a

aC n

$

$ $ =

+ C5.6aD

$e obser!ă că echilibrul punţii poate firealizat şi în cazul în care 0n ?, aceasta prin

alegerea con!enabilă a raportuluiZ

9

ZZ

9

.

(a#oritatea schemelor practice au însă prezent în monta# condensatorul deneutrodinare 0n.

'elaţia C5.6 aD poate fi pusă sub forma&

9

ZZ

9

!a aC n

aC n

$ $ $

$ $

+ +

= + , C5.6bD

de unde rezultă !aloarea lui 0n Ia un raport LZZ9G L9 dat&

ZZ

9 9

ZZ

9 99

!a

n aC

$ $ $

×= −

−. C5.6cD

"entru determinarea !alorii rezistentei deintrare ' in, considerăm circuitul echi!alentdin fig. 5.6, b. "resupunînd că circuitele de laintrare şi ieşire sînt la rezonantă puterea totalăla intrare este&

5

9

?

9

5in E E

!

= - M =

= + ÷ ÷

,

unde ' g reprezintă rezistenta de intrare înmonta#ul cu catodul la masă.

<inînd seamă de notaţia&

ZZ

? 9

9 9

E = 7 #

=

+= = C5.D

rezultă&

9

et

in

Y$

π =

ƒ

5

9

9

9

5in E

!

= - #M =

= +

. C5.7D

0ircuitul de ieşire al amplificatorului găsindu-se la rezonanţă şiimpedanţa lui a!înd !aloarea ' a se poate scrie ecuaţia&

39



( ) 9C D

E i a# = M µ + = + , C5.JD

de unde&

( ) 9 9

9E

ai a

i

# = := M

µ +=

+ +;

, C5.:D

relaţie în care s-a presupus că N \ m.Înlocuind !aloarea lui M E în relaţia C5.7D se obţine&

5

9

9 9

5 9in

a !

i

#: - =

= + +

.

ceastă putere este consumată pe rezistenţa echi!alentă ' in paralelă cu

circuitul de intrare, adică&

5

59

9

9 9 9

5 5 9in ! a i

= #: =

× = + ÷ ÷+

C5.;D

de unde rezultă&

9 9

9in ! a i

#:

= +

+ . C5.9?D

$e obser!ă că pentru m 6 ? se obţine !aloarea rezistenţei de intrare pentrumonta#ul cu catodul la masă, iar pentru m 6 9, pentru monta#ul cu grila lamasă. >alori recomandate pentru factorul m în cazul monta#ului cu punctmediu la masă sînt în limitele m ?,6 @ ?,J.

/.!./. -roiectarea circuitului anodic al a#pli/icatorului de /oarte înaltă /rec3enă

0alculul elementelor circuitului anodic se !a face pentru cazul amplifi-catorului cu punctul mediu al circuitului de intrare la masă Cfig. 5.6 a7 acestafiind unul dintre cele mai folosite monta#e în blocurile de ++$. 1e altfel, prin

particularizările de#a amintite, o astfel de schemă poate fi transformată, fie înmonta# cu catodul la masă, fie cu grila la masă.

n /i!. (.4 este preentată sc2e#a ec2i3alentă a unui ast/el de #ontaj. n sc2e#ele reale% pentru acoperirea !a#ei% se utilieaă ca ele#ent3aria*il /ie *o*ina ( % /ie condensatorul $ (.

40



$onsiderînd condensatorul $ ( 3aria*il% atunci capacitatea #ini#ă totalădin circuitul anodic este co#pusă din

min 5 mint ie # s2$ $ $ $ $ = + + + %

unde$ ( #in este capacitatea #ini#ă a condensatorului 3aria*il@$ ie G capacitatea de ieşire a tu*ului@

$ # G capacitatea paraită a #ontajului@$ s2 G capacitatea ec2i3alentă de intrare a sc2i#*ătorului oscilator.$apacitatea #a<i#ă a circuitului $ t #a< este deter#inată de coe/icientul

de acoperire al !a#ei >/ #in / #a< ?

5

ma% mint t $ $ C ƒ

= % >(.11?

unde

ma%

min

E ƒ

ƒ=

ƒ % >(.1(?

aloarea inductanei de acord ( reultă din relaia

( )[ ] [ ]

5 5

min ma%

5766?

t

H 7H $ p

µ =ƒ

>(.1?$onsiderînd /rec3en a #edie în *andăț

min ma%ƒ = ƒ ƒ>(.14?

şi Y0 /actorul de calitate al *o*inei 2 , i#pedana la reonană 0 acircuitului oscilant se deter#ină din relaia

? 5 ? Yω = . >(.1'?

0ircuitul oscilant este amortizat de rezistenţa echi!alentă de intrare s2 aeta#ului schimbător şi de aceea impedanţa circuitului anodic capătă !aloarea&

Fig. 5 .$chema echi!alentă a amplificatorului din fig. 5.6, a.

41



?

Z

?

s2a

s2

=

+.

C5.9JD<inînd seamă şi de şuntarea produsă de rezistenţa internă id a tubului

amplificator, impedanţa în sarcină a circuitului anodic trebuie calculată cuformula&

e

a id a

a id

= + , C5.9:D

unde id este rezistenţa internă a tubului amplificator şi a cărei !aloare, încondiţiile în care s-a luat în considerare influenţa rezistenţei c0 dintre catodşi masă, este&

?id i c µ = + , C5.9KD

unde i este rezistenţa internă a tubului în monta# cu catodul la masă C c0 ?D, iar N factorul de amplificare al tubului.

<inînd seamă de relaţiile C5.D şi C5.9?D c0 poate fi e%primat sub forma& 5

?c in # = . C5.9;D

mplificarea în tensiune a eta#ului este dată de relaţia&

5u ae ae A : : Yω = = , C5.5?aD

unde Yae este factorul de calitate echi!alent al circuitului care determină

selecti!itatea amplificatorului şi care se calculează din relaţia&

?

?

aeae

Y Y

= . C5.5?bD

0u !aloarea obţinută pentru Yae se !erifică dacă în gama de lucru ampli-ficatorul de frec!enţă foarte înaltă asigură la !aloarea impusă atenuarea sem-nalelor de frec!enţă intermediară Cf iD şi imagine Cf imD, utilizîndu-se în acestscop relaţia RS&

5

59?log 9 sae

s

dB Yα ƒƒ = + − ÷ƒ ƒ

, C5.59D

unde f se înlocuieşte fie cu f i fie cu f im.

5.9.6. -roiectarea circuitului de intrare al a#pli/icatorului

de /oarte înaltă /rec3enă42



Sce)e de principi* *ti(i&ate. În !eneral% circuitul de intrare serealieaă ast/el încît să asi!ure adaptarea între antenă şi intrarea îna#pli/icator% pe de o parte pentru a se e3ita re/le<iile pe linie% iar pe de alta

pentru a realia trans/erul #a<i# de putere de la antenă la a#pli/icatorul de==:@ uneori di#ensionarea circuitului de intrare se /ace pentru condiia deadaptare la !o#ot.

De cele #ai #ulte ori cuplajul antenei >/iderului? cu circuitul de intrare se

realieaă prin inductană #utuală >3. /i!. (.% aD.$ircuitul de intrare al *locului de ==: poate /i cu acord /i< sau continuu

3aria*il pe toată *anda sa de lucru. n ulti#ul ca% pentru uşurina de acord%toate circuitele de /rec3enă /oarte înaltă sînt acordate prin #onore!laj.

n pri#ul ca% circuitele sînt acordate pe /rec3ena de #ijloc a *enii% iar circuitul tre*uie să /ie su/icient a#ortiat pentru a a3ea un răspuns uni/or#în *andă. n acest ca% 3aloarea /actorului de calitate ec2i3alent Me al circuitului oscilant se sta*ileşte punînd condiia ca atenuarea în *anda de lucru să

nu întreacă o anu#ită 3aloare% de e<e#plu% dB.:oluia cu un ast/el de circuit de intrare este si#plă% dar per/or#anele

sînt sla*e. Totuşi% a3înd în 3edere a3antajele preentate în producia de serie şi /aptul că reultatele o*inute satis/ac cerinelor i#puse *locurilor ==: curent utiliate% acest siste# este cel #ai des întîlnit în sc2e#ele electrice ale*locurilor de ==: a/late în /a*ricaie.

n caul circuitelor cu acord continuu 3aria*il 3aloarea /actorului Me seale!e ast/el încît să nu /ie întrecută atenuarea i#pusă% de e<e#plu% dB% în

*anda de /rec3enă ocupată de co#ponentele laterale ale se#nalului 7. ăr!i#ea de *andă pentru 7 poate /i calculată cu su/icientăapro<i#aie cu /or#ula K1L

5C9 D # B β β = + + ƒ %

>(.((?unde Z este indicele de #odulaie% iar f m este /rec3ena #odulatoare#a<i#ă.

n caul în care atenuarea i#pusă în *andă este de dB% şi lăr!i#ea de

*andă este ), a3e#

eY B

ƒ= .

>(.(? -entru calculul circuitului de intrare se 3a /olosi sc2e#a din /i!. (.' unde

sa considerat caul !eneral al #ontajului cu punct #ediu la #asă încircuitul de intrare.

:e noteaă43



0 G i#pedana caracteristică a liniei care 3ine de la antenă@ 0 — tensiunea electro#otoare /urniată în circuitul de intrare@ in G reistena de intrare a tu*ului electronic@Yl G /actorul de calitate propriu al circuitului oscilant 1@Ye — /actorul de calitate ec2i3alent al circuitului oscilant 1 % $ t1

/ #a< % / #in — /rec3enele li#ită ale *enii de lucru@

ma% minƒ = ƒ ƒ G /rec3en a #edie in *andă.ț

$ircuitul oscilant acordat pe /rec3ena #edie din *anda de lucru este /or#at din *o*ina 1 si condensatorul $ tl . $apacitatea $ t1 este constituită din

capacitatea de intrare a tu*ului $ in % capacitateade acord $ 1 % capacitatea proprie a *o*inei $ şicapacitatea #ontajului $ #!

9 9t in 4 #$ $ $ $ $ = + + + .

-entru lăr!irea *enii de trecere pînă la 3aloarea necesară% circuitul oscilant l $ n esteuneori a#ortiat cu o reistenă supli#entară dea#ortiare atunci cînd reistena proprie acircuitului şi reistena de intrare a tu*ului nu

sînt su/iciente. în !eneral% însă% la /rec3enele delucru din *anda de ==: reistena de intrare in

este destul de #ică% încît poate să asi!ure

a#ortiarea necesară circuitului oscilant şi înacest ca reistena supli#entară nu se #aiutilieaă. ner!ia electrică de la /ider se trans/eră încircuitul secundar prin inter#ediul *o*inei 1 %cuplată cu acesta. Din #oti3ele a#intite cuplajul este indicat să /ie ales pentru trans/er #a<i# al tensiunii în circuitul de intrare. :oluia este

a3antajoasă pentru situaia în care !o#oteletu*ului electronic sînt #ai #ari decît cele produse de antenă/ider% circuit de intrare. în acest ca% !o#otul ce apare la intrarea a#pli

/icatorului% /iind practic independent de cuplajul între *o*ine% se 3a ale!e cuplajul critic pentrucare /actorul de trans/er al tensiunii este #a<i#.

Dacă însă !o#otele produse de antenă/ider%circuitul de intrare sînt deacelaşi ordin de #ări#e

44



cu zgomotele produse de tub, atunci !ariaţia cupla#ului influenţează atît!aloarea zgomotelor cît şi transferul semnalului de la fider la circuit. $edemonstrează că în acest caz cel mai mare raport semnalGzgomot se obţine

pentru un cupla# mai strîns decît cel critic, cu toate că factorul de transfer altensiunii este în această situatie mai mic decît cel ma%im posibil R5S. Fie că seurmăreşte adaptarea în putere, fie adaptarea pentru zgomot minim, alegereaunui cupla# strîns la circuitul de intrare este obligatorie, fără ca aceasta săducă însă la reflectarea unei reactanţe apreciabile din circuitul primar în celsecundar. *%plicaţia constă în faptul că impedanţa caracteristică a fideruluieste mică şi de obicei pur rezisti!ă. 0u toate acestea, în unele monta#ereactanţa bobinei L? este anulată, fie de reactanţa unor condensatoare montateîn serie cu bobina Cse utilizează două condensatoare pentru asigurareasimetriei monta#uluiD, fie de reactanţa unui condensator montat în paralel cuaceasta. În acest caz, circuitul primar este acordat pe aceeaşi frec!enţă cu celsecundar, însă practic poate fi considerat ca un circuit neacordat, a!înd în!edere amortizarea produsă de impedanţa caracteristică ' ? a fiderului.

0onsiderînd realizată adaptarea fiderului cu circuitul de intrare şi negli#înd pierderile proprii ale circuitului, !aloarea factorului de transfer ma%imrealizabil este R!. rel. 9.7S&

ma%

?

9

5in

C

= . C5.5D

În condiţiile transferului ma%im de putere a!em&

Z? in = ,

C5.57D

unde 'Z? este impedanţa caracteristică a fiderului raportată la bornele circui-tului de intrare, iar ' in ,@ rezistenţa de intrare a amplificatorului Cdeterminatăcu rel. 5.9?D.

>aloarea factorului de calitate echi!alent al circuitului oscilant L9 0t9 estedeterminat de amortizările date de rezistenţele ' in şi ' ?Z, adică&

995e in t Y $ ω = . C5.5JaD

1in această relaţie se poate determina !aloarea capacităţii de acord 0t9&

9

et

in

Y$

π =

ƒ,

>(.(6*?!aloarea lui Me fiind dată de relaţia C5.56D.

45



0unoscînd !aloarea lui 0t9, inductanţa L9 a circuitului de intrare se calcu-lează cu formula&

[ ][ ] [ ]

9 5

9

5766?

t

H 7H $ p

µ =ƒ . C5.5:D

1upă cum se ştie, transferul ma%im de putere are loc în condiţiile

cupla#ului critic. Inductanţa mutuală ( Cîntre L? şi L9D pentru cupla#ul criticrezultă din relaţia&

?

9 in

7

= C5.5KD

şi ţinînd seamă de faptul că&

7 5

J K

in$ $

$ $ = ? 9

7 E = ,

C5.5;D!aloarea coeficientului de cupla# H între L? şi L9 este dată de e%presia&

? 9

?in

E

= . C5.6?D

Luînd pentru H o !aloare cuprinsă între ?,6 şi ?,:, se poate determina !a-loarea lui L?, ' in fiind dată de relaţia C5.9?D, iar L9 de relaţia C5.5KD&

?

? 95

9

in

E = . C5.69D

La stabilirea relaţiilor de mai sus s-a făcut presupunerea, confirmată dealtfel la monta#ele practice, că ' d \ ' in, unde ' d este rezistenţa proprie acircuitului oscilant şi egală cu&

9 9d Yω = . C5.65D

În situaţia în care se ia în considerare şi rezistenţa ' d, relaţiile stabilite maisus rămîn !alabile, cu condiţia ca în locul lui ' in să se introducă rezistenţaechi!alentă de sarcină ' e, formată din ' in şi ' d, adică&

9 9 9

e in d = + . C5.66D

1in relaţia C5.5JaD rezultă că !aloarea lui Me Cşi deci a benzii de trecereD

poate fi modificată în limite largi prin modificarea lui 0t9, păstrîndu-se unacelaşi factor de transfer al tensiunii. >aloarea minimă a lui 0tl este deter-minată de capacitatea de intrare a tubului şi de capacităţile parazite dinmonta#.

46



5.5. Sci)1'tor*( de ,rec0en+' -i o%ci(ator*( (oca(

5.5.9. Analia circuitelor sc2i#*ătorului de /rec3enă şi oscilatoruluilocal

ceste eta#e formează de fapt o unitate în blocul de ++$ al radioreceptoa-relor cu tuburi electronice, schimbătorul de frec!enţă şi oscilatorul local fiind

realizate cu o triodă inclusă în acelaşi balon cu cea folosită pentru ampli-ficatorul de frec!enţă foarte înaltă.

$chimbătorul-oscilator de ++$ trebuie să satisfacă cîte!a cerinţe esenţialede care se are în !edere la proiectarea şi realizarea acestei scheme& - să asigure reducerea, în cît mai mare măsură, a tensiunii transmisă dela oscilatorul local la antenăB - să asigure reducerea sau eliminarea efectului de reacţie negati!ă pefrec!enţa intermediară care are loc în schimbătorul de frec!enţăB

- să asigure un transfer optim de putere de la amplificatorul de ++$ laschimbătorul de frec!enţăB - să asigure o cît mai bună stabilitate a frec!enţei oscilatorului local.

În fig. 5.J, a este reprezentată schema de principiu a unui schimbător-oscilator, figurată împreună cu cea a unui amplificator, ambele constituind unansamblu ++$ în !arianta cea mai des folosită în monta#ele întîlnite în prac-tică. mplificatorul de frec!enţă foarte înaltă este în monta# cu punct mediula masă şi cuplat capaciti! cu schimbătorul-oscilator. 2scilatorul, realizat cu

cea de-a doua triodă, are circuitul acordat conectat în grilă Csînt şi !ariante descheme cu circuitul acordat conectat în anod, aşa cum se arată în fig. 5.J, bD şicuplat inducti! prin L7 cu circuitul anodic. La grila acestei triode apareoscilaţia de heterodinare şi oscilaţia cu frec!enţa semnalului şi în circuitulanodic se produce un curent de frec!enţă intermediară, separat de celelaltecomponente prin cele două circuite cuplate, acordate pe această frec!enţă CLJ,$ 10[[ $ 11 şi L:, $ 1( ?.

plicarea tensiunii de semnal la intrarea eta#ului schimbător de frec!enţăse face prin di!izorul capaciti! $ ', 05in Cfig. 5.:D.

"entru asigurarea independenţei acordului între circuitul de semnal şicircuitul oscilatorului şi pentru a e!ita apariţia la intrare în antenă a unei ten-siuni a!înd frec!enţa oscilatorului local, trebuie ca aceste circuite să fieconectate într-o schemă de punte echilibrată. Într-ade!ăr, în schema din fig.5.J, dacă puntea formată din capacităţile $ ' % $ 6 , 05in, $ 8 C!. fig. 5.KD esteechilibrată, adică&

7 5

J K

in$ $

$ $ = , C5.6D

tensiunea oscilatorului între punctul m şi pămînt este nulă Cs-a consideratcă $ 9 are o reactanţă negli#abilă pentru frec!enţe foarte înalteD. ducerea la

47



Fig. 5.J. $chema de principiu a unui bloc de ++$ 8 a @ cu oscilator cu circuit acordat in grilă & b @ cu oscilator cu circuit acordat în anod.

libru a punţii se realizează prin utilizarea în locul capacităţii $ 8 a unei

Fig. 5.:. $chema echi!alentă in pun- Fig. 5.K. $chema echi!alentă în puntete a reţelei de cupla# intre eta#ul am- a circuitului pentru eliminarea cupla-

plificator de frec!entă foarte înaltă şi #ului între circuitul oscilatorului localintrare in eta#ul schimbător-oscilator. şi circuitul de intrare al amplificatorului e foarte înaltă frec!enţă.

48



capacităţi a#ustabile. În monta#ele practice, dacă la proiectare se alegcon!enabil elementele punţii, dezechilibrul produs de toleranţele elementelor componente şi de !ariaţia lui $ ( in nu este supărător.

0a urmare a faptului că frec!enţa intermediară se deosebeşte mult defrec!enţa oscilatorului şi de cea a semnalului, cupla#ul dintre filtrul FI şicircuitele oscilatorului şi semnalului este negli#abil. În schema din fig. 5.J

bobina 6 a primului circuit al filtrului de FI, a!înd o inductanţă relati! mare,se foloseşte ca bobină de şoc în schema de alimentare paralelă a oscilatorului.

0apacitatea $ 11 are o importanţă deosebită pentru funcţionarea normală aschimbătorului-oscilator. Într-ade!ăr, în afară de faptul că împreună cu $ 10,formează capacitatea de acord a primului filtru de FI Cpentru aceastăfrec!enţă inductanţa ' constituie un scurtcircuitD, condensatorul $ 11 intră încircuitul oscilator şi împreună cu $ 10 creează un di!izor capaciti! care asigurăcupla#ul dorit al circuitului oscilatorului cu tubul electronic. 0oeficientul decupla# a poate fi e%primat sub forma&

9?

9? 99

$

$ $ α = + . C5.67D

1acă se foloseşte un tub cu pantă mare, !aloarea recomandată pentru aeste de 5G6.

În afară de aceasta, capacitatea $ 11 are o foarte mare importanţă în legăturăcu stabilitatea schimbătorului oscilator faţă de oscilaţiile parazite la frec!enţefoarte înalte. $e poate obser!a uşor că în lipsa condensatorului $ 11 e%istă

posibilitatea ca la frec!enţe care întrec cu mult frec!enţa oscilatorului,

capacităţile parazite ale cabla#ului, împreună cu capacităţile interne aletubului şi inductanţele cone%iunilor din monta# să formeze circuite oscilante parazite. cestea fa!orizează intrarea în oscilaţie a sistemului pe frec!enţenedorite, tendinţa fiind a!anta#ată şi de panta mare a tuburilor folosite aici.0ontribuţia cea mai importantă a condensatorului $ 11 apare atunci cîndcircuitul oscilant parazit este acordat pe una din armonicele oscilatorului,situaţie în care radiaţia acestei armonici a oscilatorului local este anihilată de

prezenţa acestui condensator.2 altă problemă importantă în eta#ul schimbător de frec!enţă este aceea a

reacţiei în FI ce se transmite prin capacitatea $ (!a a tubului, reacţie care are omare influenţă asupra rezistenţei de intrare şi rezistenţei interne a tubuluischimbător de frec!enţă, efectul fiind manifestat asupra amplificării şi selecti-!ităţii eta#ului.

0u a#utorul monta#ului în punte, constituit din capacităţile $ (!a % $ 8 % $ 9 % $ 10

]] $ 11 Creprezentat şi în schema echi!alentă din fig. 5.;D, cupla#ul dintrecircuitul de ieşire şi cel de intrare se poate elimina în condiţiile în care este

satisfăcută relaţia&49



Fig. 5.;.$chema echi!alentăîn punte a circuitului

pentru eliminarea reacţieinegati!e în FI.

5

K ;

!a t $ $

$ $ = , C5.6JD

*nde8 $ t $ aE + $ 10 + $ 11.1acă puntea este dezechilibrată, în funcţie de !aloarea condensatorului $ 9,

se poate realiza, fie o reacţie negati!ă, fie una poziti!ă.naliza arată că în acest caz !aloarea

tensiunii de frec!enţă intermediară = ! Cfig.5.;D care se aplică din circuitul anodic pegrila tubului schimbător de frec!enţă, estedată de relaţia&

, ! r a= C = = ,

C5.6:Dunde C r este coeficientul de reacţie şi

are !aloarea R6S&K ; 5

K ;

t !a

r

$ $ $ $ C

$ $

−= .

C5.6KD>aloarea condensatorului $ 9 % în funcţie de coeficientul de reacţie C r , este&

K

;

K 5

t

r !a

$ $ $

$ C $ =

+ . C5.6;aD

În cazul în care puntea este la echilibru C C r ?D, relaţia C5.6; aD de!ine&

K

;

5

t ec2

!a

$ $ $

$ = . C5.6;bD

<inînd seamă de această !aloare, din relaţia C5.6KD se obser!ă că dacă$ 9\$ 9ec2 % se obţine o reacţie negati!ă, iar dacă $ 9]$ 9ec2, se obţine o reacţie

poziti!ă în FI."entru a stabili modul în care trebuie ales gradul de reacţie optimă pentruacest eta#, !om analiza ce modificări se produc în acest caz în pri!inţa !aloriirezistenţei interne a tubului, deoarece !aloarea acesteia are influenţă directăasupra amplificării şi selecti!ităţii eta#ului schimbător de frec!enţă.

*ste cunoscut faptul că rezistenţa internă i2 a unei triode în regim deschimbător de frec!enţă este mai mare decît rezistenţa internă i a aceluiaşitub în regim de amplificator şi că ea depinde de regimul de oscilaţie.

50



Fig. 5.9?. 1ependenţa rezistenţei Ridin funcţie de !aloarea coeficientuluide reacţie CR r .

dmiţînd că !aloarea coeficientului de amplificare N al tubului este cons-tantă şi a!înd în !edere că panta de con!ersiune, în cazul regimului optim deoscilaţie, are !aloarea RS&

9 9

6,7 5,7c: :

= − ÷

, C5.?D

unde : este panta triodei în regim amplificator, rezistenţa internă a triodei înregim de schimbător de frec!enţă este& ( )5,7 6,7i2 i = − . C5.9D

În cazul în care e%istă o reacţie în FI C C r ^ ?D, are loc o modificare a !a-lorii lui i2.

Luînd în consideraţie acţiunea reacţiei în frec!enţă intermediară şi ţinîndseamă de !aloarea rezistenţei interne i2 a schimbătorului de frec!enţă fărăreacţie, !aloarea rezistenţei interne dinamice id a schimbătorului oscilator

este dată de e%presia R6S&

99

i2

i2id

r

a

i2

C

E

µ = =

−+

, C5.5D

unde& N este coeficientul de amplificare altriodeiB ' a @ rezistenţa de intrare a filtrului

de frec!enţă intermediarăB W @ coeficientul de creştere al re

zistenţei interne a schimbăto rului datorită acţiunii reacţiei.

În fig. 5.9?, în conformitate cu relaţiaC5.5D, este reprezentată grafic !ariaţia lui

id

i2

în funcţie de coeficientul WZr , unde &

Z 9

9r r

a i2

C E

µ =+

. C5.6D

nalizînd acest grafic, se obser!ă că dacăe%istă o reacţie negati!ă în FI, rezistenţa' id este mai mică decît rezistenţa ' id ,WZr

51



a!înd în acest caz o !aloare negati!ă. 1acă puntea este dezechilibrată şiintroduce o reacţie poziti!ă în FI, atunci rezistenţa id de!ine mai mare decîtrezistenţa i2, factorul CR r a!înd de această dată o !aloare poziti!ă. ceastăsituaţie este a!anta#oasă pentru schema schimbătorului de frec!enţă, în acestcaz fiind redusă amortizarea asupra primului filtru de FI şi deci crescutăamplificarea eta#ului. >aloarea rezistenţei id nu trebuie crescută însă peste oanumită limită, deoarece pentru CR r \ 9 ea capătă !alori negati!e şischimbătorul !a oscila pe frec!enţa intermediară.

şa după cum rezultă din grafic, dacă se alege pentru raportul id G i2

!aloarea 6, se obţine o bună stabilitate a monta#ului şi în acelaşi timp se reali-zează o rezistenţă internă dinamică de !aloare ridicată&

6id i2 = . C5.D

"entru ca schimbătorul de frec!enţă să asigure o bună stabilitate de func-ţionare în raport cu schimbarea tuburilor sau în raport cu abaterile !alorilor capacităţilor faţă de !alorile nominale, se recomandă ca la condensatoareledin puntea de FI abaterile de la !aloarea nominală să nu fie mai mari de 5 ^

pentru condensatorul $ 9 şi să nu întreacă 7^ pentru celelalte.legînd id "i2 6, din relaţia C5.5D se obţine pentru coeficientul de reac-

ţie următoarea e%presie&

9 G5

6a i2

r

E

µ

+= × . C5.7D

Introducînd această !aloare în relaţia C5.6; aD se obţine !aloarea

capacităţii de reacţie $ 9.În afară de influenţa asupra rezistenţei interne i2, reacţia în FI e%ercităinfluenţă şi asupra rezistenţei de intrare a schimbătorului de frec!enţă 2 in % larîndul său aceasta acţionînd asupra amplificării şi selecti!ităţii amplificato-rului de ++$.

$-a stabilit teoretic şi e%perimental că prezenţa tensiunii de FI, în con-diţiile de supraechilibrare admisibilă a punţii, duce la o creştere a rezistenţeide intrare cu circa 5?^ R6S, obţinîndu-se&

9,5din 2in = , C5.JaD

unde 2 in este rezistenţa de intrare a eta#ului schimbător de frec!enţă corespunzătoare cazului cînd nu e%istă reacţie în FI.

!înd în !edere că în regim de schimbător panta de con!ersiune : c semicşorează C!. rel. 5.?D şi ţinînd seamă de relaţia C5.9 cD se obţine pentrurezistenţa de intrare 2 in, în absenţa tensiunii de reacţie în FI pe grila tubuluischimbător de frec!enţă, e%presia&

( )5,7 6,72in in = −

,

C5.JbD

52



unde in este rezistenţa de intrare a tubului în regim de amplificator.1in relaţiile C5.J aD şi C5.J bD rezultă&

( )6 ,5din in = − . C5.JcD

2.2.2. -roiectarea ele#entelor circuitelor sc2i#*ătoruluioscilator

La determinarea elementelor circuitului anodic al amplificatorului de

foarte înaltă frec!enţă au fost luate în consideraţie rezistenţa echi!alentă s2a schimbătorului de frec!enţă care şuntează circuitul acordat alamplificatorului şi capacitatea echi!alentă $ s2 care influenţează circuitulacordat al acestuia. "entru determinarea acestor elemente se considerăschema echi!alentă Cfig. 5.99D a circuitului de grilă al schimbătorului defrec!enţă din fig. 5.J, în care sînt figurate numai circuitele care influenţeazăamplificatorul de ++$.

Factorul de transfer al tensiunii de semnal = a pe grila schimbătorului defrec!enţă are !aloarea&

7

5 7

!

!

a in

= $ C

= $ $ = =

+. C5.:D

0apacitatea echi!alentă a schimbătorului montată în paralel pe circuitulacordat al amplificatorului este&

J K 7 5

J K 7 5

in s2

in

$ $ $ $ $

$ $ $ $ = +

+ +. C5.KD

În condiţiile în care aceste capacităţi sînt egale între ele, adică& 7 J K 5in$ $ $ $ $ = = = = B

Fig. 5.99. $chema echi!alentă a circuitului de grilă alschimbătorului pentru frec!enţa semnalului.

53



relaţia C5.KD capătă forma&

s2$ $ = .

Folosind e%presia factorului de transfer C ! % rezistenţa de intrare a schim- bătorului de frec!enţă d in, raportată la bornele circuitului de semnal, capătă!aloarea&

5

5 7

5

7

9 in s2 din din

!

$ $ C $

+= = . C5.;D

1in e%presia de mai sus se obser!ă că prin modificarea !alorii capacităţiicondensatorului $ ' se poate !aria cupla#ul dintre circuitul de semnal şi eta#ulschimbător de frec!enţă.

La o !aloare optimă a condensatorului $ ' se poate realiza transferulma%im de putere de la amplificatorul de frec!enţă foarte înaltă la schimbă-torul de frec!enţă, adică să a!em&

Z

a s2 = , C5.7?Dunde R a este rezistenţa generatorului echi!alent al amplificatorului de foarteînaltă frec!enţă R!. fig. 5.99S.

"entru calculul elementelor circuitelor oscilatorului din fig. 5.J a% seconsideră schema echi!alentă din fig. 5.95.

'ezistenţa de grilă este cu mult mai mare decît rezistenţa d in , şi decinumai această rezistenţă !a introduce practic amortizoare asupra circuituluiacordat al oscilatorului.

0apacitatea totală de acord a circuitului oscilant al oscilatorului local este&

7 J K 5

:

7 J K 5

ine2

in

$ $ $ $ $ $

$ $ $ $ = + +

+ +. C5.79D

Fig. 5.95. $chema echi!alentă pentru frec!enţa oscilatorului, obţinută din schema datăîn fig.. 5.J, a.

54



>aloarea ma%imă a inductanţei de acord 4 #a< rezultă, din relaţia&

[ ][ ] [ ]

Ima% 5

min

5766?

2 e2

4 H 7H. $ p8

µ =ƒ ,

unde / 2#in este frec!enţa minimă a oscilatorului în gama respecti!ă.>aloarea minimă a inductanţei de acord 4#in este determinată de coefi-

cientul de acoperire al gamei&

ma% I ma%

min I min

22

2

C

ƒ= =ƒ

, C5.75D

şi anume&

Ima%

Imin 5

2

C = .

"entru ca inductanţa de reacţie să nu producă, împreună cu capacităţile

$ 10 şi $ 11 % rezonanţe parazite în banda de lucru a oscilatorului, !aloarea induc-tanţei ' trebuie astfel aleasă, încît frec!enţa de rezonanţă serie / s a circuituluiformat din ' şi $ 10 să fie mai mică decît frec!enţa minimă a oscilatorului îngama respecti!ă, iar frec!enţa de rezonanţă deri!aţie / d a circuitului formatdin ' şi 09? în paralel cu $ 11, să fie mai mare decît frec!enţa ma%imă de lucrua oscilatorului.

*ste e!ident că în aceste condiţii raportul&

d

sd

s

C ƒ=

ƒ

C5.76D

este mai mare decît coeficientul de acoperire al gamei dat de relaţia C5.75D.Impunînd condiţia ca banda de lucru a oscilatorului să fie situată simetric

faţă de frec!enţele / s şi / d rezultă că între frec!enţa de rezonanţă deri!aţie / d şifrec!enţa ma%imă / 2#a< a oscilatorului e%istă relaţia&

( )

ma%

9

C 9D2 sd

d 2

sd 2

C C

E E

+ƒ = ƒ

+. C5.7aD

otînd cu Z raportul&

( )9

C 9D2 sd

sd 2

C C

E C β

+=

+,

C5.7bD!aloarea inductanţei de reacţie corespunzătoare frec!enţei de rezonanţă / d

rezultă din relaţia&

[ ]

[ ] [ ]

75 5 9? 99

ma%

9? 99

5766?

2

H $ $

7H p $ $

µ

β

=

ƒ +. C5.77D

55



<inînd seamă de !aloarea recomandată pentru raportul între capacitatea09? şi 099 R!. rel. 5.67S, rezultă pentru W sd !aloarea de 9,:6. 0onsiderînd gamade lucru J (Az@ :6 (Az, pentru coeficientul de acoperire al gamei oscila-torului se obţine !aloarea&

ma%

min

:6 9?,:9,95

J 9?,:

22

2

C ƒ += = =

ƒ +. C5.7JaD

Introducînd în relaţia C5.7 aD !alorile determinate pentru H sd şi W h, seobţine&

C4 Ca a

CE

E

T $ T $ T

$

−=

ma%9, 5

i 2ƒ = ƒ ,

C5.7JbDÎn ceea ce pri!eşte amplificarea eta#ului schimbător de frec!enţă, aceasta

este relati! redusă, întrucît panta de con!ersiune şi impedanţa circuitului desarcină sînt mici. >aloarea amplificării, în condiţiile cupla#ului critic, estedată de relaţia&

9

5:2 c ae A : = , C5.7:aD

unde $c este panta de con!ersiune, iar ' ae are !aloarea RS&

9 5ae a e a e = ,

C5.7:bD

unde ' a9e şi ' a5e reprezintă impedanţele de sarcină în frec!enţă intermediarăale celor două circuite cuplate C!. fig. 5.JD.

)anda de trecere ) a filtrului de FI rezultă din relaţia&

i

e

*Y

ƒ= ,

C5.7:cDunde f i este frec!enţa intermediară, iar Me @ factorul de calitate în sarcină şiegal cu&

9 5e e eY Y Y= , C5.7:dD

în care&

9 95

e i p a eY $ π = ƒ B

5 55e i s a eY $ π = ƒ ,

$ p şi $ s reprezentînd capacităţile echi!alente de acord ale circuitelor primar şisecundar ale filtrului de FI.

56



/.2. Sta1i(itatea de ,rec0en+' a o%ci(ator*(*i (oca( din 1(oc*( de USS

5.6.9. Feneralităi

2scilatorului local utilizat pentru schimbarea de frec!enţă în radiorecep-toarele superheterodină i se impun condiţii se!ere, din punctul de !edere alstabilităţii de frec!enţă, deoarece alunecarea frec!enţei f h faţă de !aloareanominală duce la obţinerea unei frec!enţe intermediare diferită de cea pe careau fost acordate circuitele, ceea ce face ca eta#ele de frec!enţă FI şidiscriminatorul din radioreceptor să lucreze dezacordate. ceasta atrage după

sine mărirea distorsiunilor introduse de circuitele amintite şi chiar încetareaaudiţiei.

În gama de ++$, a!înd în !edere lăţimea mare de bandă utilizată, abate-rea de frec!enţă a oscilatorului utilizat la foarte înaltă frec!enţă nu este supă-rătoare dacă ea nu depăşeşte !aloarea de ?,9@?,5 din banda de trecere aamplificatorului de FI. 1e e%emplu, dacă această bandă de trecere este 5??HAz, rezultă că alunecarea frec!enţei oscilatorului local nu trebuie să treacă

peste 5? @ ? HAz. În general trebuie să se asigure o stabilitate de C6 @ 7D

9?-

a frec!enţei oscilatorului local."rincipalele cauze de !ariaţie a frec!enţei oscilatorului local sînt următoa-rele& !ariaţia temperaturii, a umidităţii, instabilitatea mecanică, !ariaţiatensiunii de alimentare, !ariaţia impedanţei de sarcină.

(odificarea frec!enţei cu temperatura, datorită !ariaţiei cu temperatura ainductanţei bobinei şi a capacităţii condensatoarelor din circuitul oscilant,este cea mai importantă cauză care produce alunecarea frec!enţeioscilatorului în cazul blocurilor ++$ din radioreceptoarele cu tuburi.

"rincipalele !ariaţii au loc în perioada de încălzire după punerea în funcţiunea radioreceptorului, care durează circa o oră. $oluţiile ce se dau în acest caz pentru asigurarea stabilităţii frec!enţei oscilatorului !or fi analizate în acestcapitol.

Influenţa umezelii se reduce folosind materiale izolante nehigroscopice.Instabilitatea mecanică se poate datora unui sistem de acord necores-

punzător."entru a reduce efectul !ariaţiei tensiunii de alimentare se procedează la

folosirea de surse de tensiune anodică stabilizate, la utilizarea de circuite

oscilante cu factor de calitate ridicat, la realizarea unui cupla# slab între tubuloscilator şi circuitul său oscilant.

"entru reducerea efectului !ariaţiei impedanţei de sarcină asupra frec!en-ţei se realizează un cupla# slab între oscilator şi eta#ul schimbător defrec!enţă.

57



Fig. 5.96. 0urba de încălzire aunui corp ? >t ? .

5.6.5. $o#portarea la încălire a circuitului oscilant al oscilatorului localdin *locul de ==:

'eferindu-ne, în general, la frec!enţa de rezonanţă a unui circuit oscilantL0, aceasta este dată de formula lui homson&

9

5r

$ π ƒ = .

C5.7KD$ub acţiunea căldurii se produce o

modificare a inductanţei şicapacităţilor, a!înd loc din aceastăcauză o alunecare a frec!enţei derezonanţă / r . Într-ade!ăr, comportareala încălzire a unui element de circuiteste dată de o funcţie e%ponenţială, aşacum se arată în fig. 5.96, şi a căreie%presie matematică este&

? 9

Et

eθ θ θ

−

= + ∆ − . C5.7;D

>iteza de încălzire şi temperatura finală _ / depind de cantitatea de căldurăfurnizată, de temperatura sursei, de masa şi căldura specifică a materialului,

precum şi de modul de transmitere a căldurii& prin conducţie sau radiaţie.ceste influenţe sînt conţinute în parametrii E şi `_ . 1upă un anumit timp înelementul de circuit nu se mai produc practic modificări şi aceastacorespunde momentului obţinerii temperaturii finale _f . ceastă stare are loc

atunci cînd se produce egalitatea între cantitatea de căldură primită şi ceacedată. În general, după 6? @ ? min de la încălzire un circuit oscilantlucrează stabil.

<inînd seamă de faptul că şi într-un radioreceptor superheterodină pentrusemnale cu (F elementele circuitelor oscilatorului local şi de FI sînt supuseunui proces de încălzire similar, are loc din această cauză o alunecare defrec!enţă şi deci o dezacordare a radioreceptorului.

0ontribuţia esenţială în această pri!inţă o are circuitul oscilatorului, participarea circuitelor de FI fiind mult mai puţin importantă din cauza frec-!enţei lor relati! coborîte. "entru a arăta acest lucru se !a calcula abaterea defrec!enţă pentru fiecare dintre cele două circuite amintite. $e ştie că la unradioreceptor pentru (F frec!enţa oscilatorului / 2 se alege, de obicei, maimare decît frec!enţa semnalului / s şi în aceste condiţii a!em&

58



i 2 sƒ = ƒ − ƒ , C5.J?D

unde i este frec!enţa intermediară.

"entru domeniul de ++$ al radiodifuziunii frec!enţa intermediară f estede 9?,: (Az. 0onsiderînd banda de lucru J @ :6 (Az, frec!enţa cores-

punzătoare a oscilatorului local este de :,: @ K6,: (Az.<inînd seama de relaţia C5.7KD, dacă capacitatea totală a unui circuit se

modifică cu$

$

∆şi inductanţa totală cu

∆, atunci pentru

r

∆ƒƒ

, se obţine

!aloarea &

95

r

$ $

∆ƒ ∆ ∆ = − + ÷ƒ . C5.J9D

La o egalitate de forma$

$

∆

∆− a!em o compensare termică şi practic

nu e%ista alunecare de frec!enţă.

0onsiderînd 67 9?$

$

−∆ ∆+ = × , se obţine &

65,7 9?r

−∆ƒ= − ×

ƒ.

"resupunînd că radioreceptorul a fost acordat pe frec!enţa / s J;,6 (Az,atunci, prin încălzire, frec!enţa oscilatorului / 2 se modifică cu / 2 @?,??57X K?, adică / 2 @ 5?? HAz R!. rel. 5.J?S.

În aceleaşi condiţii acordul circuitului de FI se modifică cu !aloarea&

?,??57 9?,:,

i∆ƒ = − × adică 5J,:i∆ƒ = − HAz.

La sfîrşitul încălzirii se obţine&

?5?? 5J,: 9:6,6

2 i∆ƒ = ∆ƒ − ∆ƒ = − + = − HAz.

'ezultă, deci, că frec!enţa de acord a radioreceptorului s-a modificat cu @ 9:6,6 HAz, ceea ce reprezintă K:,6 ^ din alunecarea de frec!enţă a oscila-torului local, de unde se !ede contribuţia importantă a acestuia. 1in aceastăcauză, în cele ce urmează se !or discuta problemele de bază legate numai destabilizarea frec!enţei oscilatorului local, soluţiile date aici putînd fi însăadoptate şi la circuitele de FI.

În fig. 5.9, a este prezentată schema de principiu a unui schimbător-oscilator cu acord inducti!, care este foarte răspîndită în radioreceptoarele de

59



++$.<inînd seamă că elementele circuitului acordat al oscilatorului îşi

modifică !alorile datorită încălzirii, se poate ataşa fiecăruia dintre aceste

ele#ente un coe/icient de te#peratură T C care indică #odi/icarea relati3ă a3alorii cu /iecare !rad

C4

T

θ

∆=

∆ @ C$

$ T

$ θ

∆=

∆.

>(.6(?

a încălire% di#ensiunile *o*inei se #odi/ică şi odată cu aceasta se

#odi/ică şi 3aloarea inductanei. 7odi/icările reale ale inductanei sînt #ult #ai #ari decît acelea care pot /i deduse #ate#atic din #odi/icăriledi#ensiunilor

!eo#etrice ale *o*inei. Dintre #ări#ile deter#inate din punct de 3edere#ate#atic pentru T C reultant% a#inti# #odi/icarea reistenei o2#ice% acapacităii paraite a *o*inei% #odi/icarea inductanei în raport cu#odi/icarea distri*uiei de curent. alorile cele #ai #ici pentru T C se o*inîn sc2e#ele de ==: cu *o*ine cilindrice *o*inate pe carcase cera#ice%

Fig. 5.9. $chema unui schimbător-oscilator pentru ++$,cu acord inducti! şi capacitate de compensare 0H &

a @ schema de principiuB b - schema simplificată a circuituluioscilatorului.

60



ajun!înduse în acest /el la un T C >' 10? 106 1 " # $ .=nele #ări#i ale *o*inei% ca% de e<e#plu% capacitatea şi reistena% cresc

cu /rec3ena% altele% ca% de e<e#plu% #odi/icarea inductanei în raport cu#odi/icarea distri*uiei de curent% scad cu /rec3ena% ceea ce /ace posi*il caîn do#eniul de /rec3enă utiliat T C să /ie practic independent de /rec3enă.

Influenţa tubului electronic asupra stabilităţii de frec!enţă, este, în generalmai redusă în comparaţie cu elementele circuitului oscilant, capacitatea tubu-lui fiind numai o parte din capacitatea de acord C$ !E din fig. 5.9D. >ariaţia decapacitate a tubului, datorită încălzirii electrozilor, este de ?,?9 @ ?,9 pF şideci suficient de micăB în plus, timpul de intrare în regim a tubului este decîte!a minute.

La condensatoare, chiar formula capacităţii

A

$ d

ε = , C5.J6D

Cunde A este suprafaţa armăturilor şi d @ distanţa între eleD arată că prinîncălzire capacitatea se modifică datorită !ariaţiei !alorii constanteidielectrice b şi a elementelor geometrice ale capacităţii.

1atorită faptului că s-a reuşit să se producă materiale ceramice care, înfuncţie de natura constantei dielectrice b, să aibă T Cc poziti! sau negati!, auapărut soluţii pentru îmbunătăţirea stabilităţii frec!enţei oscilatorului faţă de!ariaţiile de temperatură.

5.6.6. 7etode de sta*iliare ter#ică a /rec3enei

oscilatorului local

<inînd seamă de cele prezentate mai sus, rezultă că este posibil ca prin

folosirea unui element de corecţie $ E să se compenseze instabilitatea unuimonta# de#a construit, sau să se construiască o schemă de oscilator, a căreistabilitate de frec!enţă să se înscrie în limitele fi%ate prin condiţii iniţiale.

$ă considerăm mai întîi cazul unui monta# la care presupunem că lasfîrşitul perioadei de încălzire s-a constatat că s-a produs o alunecare `/ 2 afrec!enţei oscilatorului Cde e%emplu `/ 2 6;? HAzD.

Introducînd relaţia C5.J5D în relaţia C5.J9D se obţine&

[ ]9 95 52

C$ C4

2

$ T T $ θ ∆ƒ ∆ ∆ = − + = − ∆ + ƒ

, C5.JaD

sau&

61



5

2 C$ C4

2

T T θ

− ∆ƒ= −

ƒ ∆. C5.JbD

"entru cazul în care `/ 2 = 6;? HAz, `_ 57V şi T C = 9? X 9?-J X 9GV0,rezultă că T C$ al capacităţii totale din circuitul acordat al oscilatorului, la

/ 2 K? (Az, are !aloarea&

J?? 9? 9G . C$ T $ −= − × × o

"entru a obţine pentru coeficientul de temperatură total T C al circuitului!aloarea zero, trebuie introdus în schemă un astfel de condensator, încît noulT C$ % al capacităţii totale din circuit să satisfacă relaţia&

Z Z C$ C4T T = − . C5.J7D

În fig. 5.9, * este prezentată schema echi!alentă a circuitului oscilator din fig. 5.9, a, la care am presupus necorespunzătoare stabilitatea de frec-

!enţă. 0apacitatea de acord este constituită din capacitatea de compensare $ E

si capacitatea $ a Cun e%emplu numeric& $ $ E T $ a 55 pF, $ E K pF şi $ a 9 pFD.

Faptul că monta#ul oscilatorului nu prezintă o stabilitate normalăînseamnă că !aloarea coeficientului T C pentru condensatorul $ E nu a fostaleasă corespunzător. În cele ce urmează ne propunem să determinăm laacesta !aloarea necesară a coeficientului T CE pentru a se obţine o stabilitatenormală.

$e presupune că !aloarea coeficientului de temperatură a condensatorului$ E din monta#, în situatia în care `/ 6;? HAz, este T CE - :7? X 9? -JGV0.!înd în !edere că !aloarea coeficientului de temperatură echi!alent T Ce a

două condensatoare 09 şi 05, montate în paralel Ccu coeficienţii de tempe-ratură T C1 % respecti! T C(D, se determină cu a#utorul relaţiei RJS&

9 9 5 5

9 5

C C Ce

T $ T $ T

$ $

+=

+, C5.JJaD

rezultă de aici că, comportarea condensatorului de acord 0 poate fi e%primatăsub forma&

C$ Ca a CE E T $ T $ T $ = + . C5.JJbD

'ezultă de aici !aloarea lui T Ca62



C$ CE E

Ca

a

T $ T $ T

$

−= . C5.JJcD

0onsiderînd pentru T C$ !aloarea de @ ?? X 9? -J 9GV0 şi luînd pentrucoeficientul de temperatură al condensatorului $ E !aloarea presupusă adică

T CE - :7? X 9?-J X 9 GV0, se obţine pentru T Ca&

J J

JI?? 9? 55 :7? 9? K5?? 9? 9 G .

9I CaT $

− −

−− × × + × ×= = − × × o

<inînd seamă de relaţiile C5.J7D şi C5.JJ, bD, se poate determina acum!aloarea necesară T CER a condensatorului $ E pentru care acesta realizează înmonta# compensarea termică&

Z

C4 Ca a CC

E

T $ T $ T

$

− −= . C5.J:D

Introducînd !alorile din e%emplul numeric se obţine&

J J

J9? 9? 55 5?? 9? 9 65? 9? 9G .K CE T $

− −

−− × × + × ×= = × o

1acă T C$ R şi T Ca sînt determinaţi cu anumite erori, atunci pentru amîndouă!om a!ea e%presia&

Z

Z

C D C$ Ca a

CE

E

T $ T $ T

$

+∆ − ±∆∆ = . C5.JKD

0onsiderînd pentru T C$ Z şi T Ca erori de circa 97^, a!em&

J

Z Z?,97 9,7 9? 9G B C$ C$ T T $ −∆ = × = × ×o C5.J;aD

J?,97 6? 9? 9G , Ca CaT T $ −∆ = × = × ×o C5.J;bD

şi introducînd aceste !alori în relaţia C5.JKD se obţine. În cazul cel maideza!anta#os Ccînd erorile se însumeazăD&

J J

J

Zma%

9 7 9? 55 6? 9? 97: 9? 9G

K CE T $ − −

−× × × + × ×∆ = = × × o C5.:?D

sau, ţinînd seamă de !aloarea lui T CCR a!em&

63



Zma%

Z

9:,5^ CE

CE

T

T

∆= . C5.:?bD

*ste important acum să se stabilească care este influenţa imprecizieicoeficientului de temperatură al condensatorului din circuitul de acord asuprastabilităţii frec!enţei.

0um condensatorul $ E este numai o parte din capacitatea totală $ , atuncişi coefirientul T CER are o influenţă parţială asupra coeficientului T C al cir-cuitului şi a!em deci&

Z

Z

E CE

C$ E a

$ T T

$ $

∆∆ =

+ . C5.:9aD

Înlocuind !alorile din e%emplul numeric se obţine&

J

Z5?,J 9? 9G . C$ T $ −∆ = × × o C5.:9bD

În relaţia C5.J aD, considerînd numai !ariaţia de capacitate, se obţine&

Z952 C$ 2T θ ∆ƒ = ∆ ∆ ƒ C5.:5D

şi !aloarea alunecării ma%ime de frec!enţă este&

J J

ma%

957 5?,J 9? K? 9? 5?,J

52

−∆ƒ = × × × × = HAz C5.:6D

ceastă eroare indică faptul că nu se obţine imediat compensarea, ci ea

este realizată după un scurt timp de la punerea în funcţiune aradioreceptorului.În ipoteza că nu se dispune de condensatoare cu T C de !aloarea dorită,

atunci se recurge la soluţia combinării de condensatoare cu T C de !aloridiferite. 1acă combinaţia este realizată între două condensatoare montate în

paralel, !aloarea lui T Ce echi!alent rezultă din relaţia C5.JJ, aD. "entru douăcondensatoare montate în serie We echi!alent are !aloarea&

9 5 5 9

9 5

C C

Ce

T $ T $

T $ $

+= + . C5.:D

În condiţiile în care se cunosc coeficienţii de temperatură ai tuturor ele-mentelor circuitului acordat al oscilatorului, se poate determina prin calcul!aloarea lui T CE % fără a fi necesară măsurarea deri!ei de frec!enţă pe radio-

64



receptor. $oluţia este aplicabilă în proiectare. egli#înd condensatorul $ 4, care pentru frec!enţa de lucru a oscilatorului

se comportă ca un scurtcircuit, circuitul acordat al oscilatorului din schemadată în fig. 5.9, a are forma prezentată în fig. 5.97, a.

0apacitatea grilă-catod $ !E a tubului are cu totul alte comportări faţă detemperatură în comparaţie cu celelalte elemente ale circuitului, din care

cauză este foarte greu în a se face consideraţii în această pri!inţă. "e bazadatelor e%perimentale s-a a#uns la concluzia că ea poate fi substituită printr-ocapacitate echi!alentă care la o !ariaţie de temperatură de 57V0 are aceeaşicomportare cu capacitatea reală a tubului.

1in !aloarea capacităţii de grilă şi !ariaţia acesteia în condiţiile indicatese calculează !aloarea lui T !E echi!alent&

!E

C!

!E

$ T

$ θ

∆=

∆. C5.:7aD

"entru cazul unei capacităţi $ !E 7 pF şi o !ariaţie `0gH ?,? pF, se

obţine pentru T !E &

J65? 9? 9G . C! T $ −= × × o

C5.:7bD

+tilizînd relaţia C5.:D, pot fi calculate !alorile lui T C pentru legăturileserie $ 1, $ (, respecti! $ !E % $ . $e calculează apoi W pentru legăturile paralel $ al % $ a( şi $ T , unde&

9 5

9

9 5

a

$ $

$ $ $

+

= + . C5.:JaD

6

5

6

!E

a

!E

$ $ $

$ $ =

+. C5.:JbD

Fig. 597. 0ircuitul acordat al oscilatorului dinfig. 5.9 &

a-schema realăB b -schema simplificată în care capacitatea deacord este reprezentată prin capacitatea de compensare $ E

capacitatea echi!alentă celorlalte condensatoare din monta# $ a

65



folosindu-se o relaţie de forma celei date la C5.JJ, aD. !înd determinat coeficientul T Ca al condensatorului $ aC$ a $ al +$ a( T0T D se poate calcula coeficientul T CE ştiind că pentru T Ce al condensatorului deacord C$ $ a T $ E D trebuie să a!em îndeplinită condiţia&

Ce C4T T = − C5.::D

:e o*ine în acest ca pentru coe/icientul T CE e<presia

C4 Ca a

CE

E

T $ T $ T

$

−= .

>(.&8?

$alculele preentate au /ost /ăcute pentru caul cînd *locul de ==: are pre3ăut siste# de acord inducti3.

n caul în care se lucreaă cu acord capaciti3 se are în 3edere /aptul căcapacitatea 3aria*ilă repreintă nu#ai o parte din capacitatea totală acircuitului. n aceste condiii% o dată cu acordul circuitului se #odi/ică şiT C$ % în ti#p ce T C ră#îne constant. Din această cauă nu este posi*ilăo*inerea co#pensării decît întrun sin!ur punct al !a#ei de /rec3ene.

66



0"I2L+L

60L0+L+L )L20+L+I 1* ++$

0+ +)+'I *L*0'2I0*

6.9 Genera(it'+i

În cele ce urmează se !or calcula parametrii unui bloc de ++$ a!îndschema de principiu prezentată în fig. 5.J, condiţiile tehnice fi%ate acestuiansamblu funcţional fiind următoarele&

- gama de frec!enţe& J @ :6 AzB- amplificarea în tensiune& J?? C77,J d)D 9B

- impedanţa de intrare& 6?? OB- banda la 6 d)& 6?? HAzB

- selecti!itatea la U6?? HAz & 9? d)B- atenuarea frec!enţei imagine& 6? d)B

- atenuarea frec!enţei intermediare C / i 9?,: (AzD & :? d)B - factorul de zgomot & 7B

- deri!a frec!enţei oscilatorului Rmăsurată după două minute de la punerea în funcţiune a ansamblului, pînă la J? minuteS ? HAP. În tabelul 6.9 sînt distribuite pe eta#e performanţele indicate mai sus,ţinînd seamă de rolul pe care-9 îndeplineşte fiecare eta# component al

blocului de ++$.ubul utilizat în monta#ul din fig. 5.J este dubla triodă *00K7, ai cărei

principali parametri sînt trecuţi în tabelul 6.5. RKS.

2./ Ca(c*(*( circ*it*(*i anodic a( %ci)1'tor*(*i9o%ci(ator

9 0îştigul este măsurat în condiţiile în care ieşirea blocului de ++$ este terminată pe o rezistenţă de 9K? HO în paralel cu 5? pF care simulează impedanţa de intrare a primului amplificator FI al radioreceptorului.

67



"entru obţinerea unei stabilităţi suficiente a benzii de trecere la schimbarea tuburilor, este necesar ca pentru capacitatea totală $ p a circuitului pri-mar de frec!enţă intermediară să se ia o !aloare ridicată. $e alege $ p 67 pF.

$e ia aceeaşi !aloare şi pentru capacitatea totală $ s a circuitului secundar."entru circuitul secundar al filtrului de FI capacitatea $ 1( rezultă din relaţia&

$ s $ 1( + $ 0+ $ ! %

9D 0îştigul eta#ului amplificator fiind mare, zgomotul schimbătorului de frec!enţă numai contează la zgomotul total al blocului de ++$.

68



unde $ 0 este capacitatea cablului coa%ial ce face legătura între blocul ++$ şigrila primului tub amplificator de FI C$ 0 97 pFD şi $ ! @ capacitatea de

intrare a acestui tub amplificator > 0g 7 pFD. 'ezultă&$ 1( 97 pF.

"entru circuitul primar !aloarea lui 0 p este dată de relaţia&

$ p $ l0 T 099 T $ ac + $ # %

unde 0ac este capacitatea anod-catod a tubului *00K7 C?,9K pFD, iar $ # estecapacitatea monta#ului Ccirca 7 pFD.

'ezultă&$ 1 0 + $ 11 6?pF.

<inînd seamă de relaţia C5.67D şi luînd5

6α = , trebuie ca &

C 106/C 11

1in relaţiile de mai sus rezultă& $ 10 5?pFB $ 11 l?pF. >aloarea inductanţei bobinelor filtrului de FI este&

J : 5

5766?J, ,

i

H $

µ = = =ƒ 69



unde $ $ p $ s 67 pF.0onsiderînd pentru bobinele 6 şi : un factor de calitate Y? :?, !alorile

impedantelor la rezonantă ale circuitelor filtrului de FI sînt&

?

?J ?: 6?

5i

Y E

$ π = = = Ω

ƒ .

1acă se ţine seamă de amortizarea introdusă de rezistenţa de grilă ! a

primului tub amplificator de FI Cde obicei, ! 9 (D şi de rezistenţa deintrare a acestuia Cs-a considerat in 9K? HMD, rezistenţa echi!alentă a celuide-al doilea circuit al filtrului de!ine&

?:

:

?:

e

e

=

+,

unde&

975 ! in

e

! in

E

= = Ω

+'ezultă&

:

6? 97557

6? 975 E

×= = Ω

+.

În cazul cupla#ului optim între circuite, rezistenţa de intrare a filtrului este&

?J ?:

996,: .

5a E = = Ω

ceastă rezistenţă reprezintă sarcina schimbătorului-oscilator. >aloarearezistenţei interne i2 a triodei în regim de schimbător de frec!enţă este&

i2 59 H C!. tabelul 6.5D.

"entru a realiza la schimbătorul de frec!enţă o rezistenţă internă mai mare,se introduce o reacţie poziti!ă în frec!enţă intermediară, !aloarea coeficientu-lui de reacţie C r R!. rel. 5.7S fiind determinată din relaţia&

9

5

6

a

i2r

C

µ

+

= ×,

<inînd seama că N :i2 = K,6 C!. tabelul 6.5D, iar ?,JJ,a

i2

= se obţine

pentru E r

70



5 9 ?,JJ

?,?56.6 K,6r

E +

= × =

"entru acest coeficient de reacţie !aloarea lui id este C!. rel. 5.D&

6 J6 .id i2 E = = Ω

<inînd seamă de şuntarea rezistenţei o6 de către id % rezistenţa echi!alentăa primului circuit al filtrului este&

?JJ

?J

6? J6 5?,: .6? J6id

id

E ×= = = Ω+ +

'egimul oscilatorului este astfel ales încît = osc= 6 >, iar : c= 5,6 mG>Ctabelul 6.5D.

În aceste condiţii, amplificarea eta#ului schimbător de frec!enţă C!. relaţia5.7:, $D este&

J :

9 95 6 5?,: 57 5J.

5 5 s2 c A : = = × × × =

>aloarea obţinută satisface condiţia de amplificare impusă pentru eta#ulschimbător C!. tabelul 6.9D. Factorii de calitate în sarcină ai circuitelor filtrelor de FI au !alorile&

Y6 $6 J,5KX 9?,:X 9?J 67 9?-95 5?,: K,7.

Y& $& J,5K X 10%& X9?-J 67 9?-95 57 7;.

Factorul de calitate echi!alent al filtrului este&

J :K,7 7; 76.

ec2Y Y Y= = × =

<inînd seamă de faptul că s-a presupus că cele două circuite sînt cuplatela cupla#ul critic CWM 9D, a!em pentru H !aloarea&

9 9

?,?9; 9,;^.76ec2E Y= = = =

+tilizînd curbele uni!ersale pentru calculul selecti!ităţii a două circuitecuplate RS, se poate determina, curba de selecti!itate a filtrului de FI din cir-cuitul anodic al schimbătorului oscilator. "entru 6 d) şi WMech 9 rezultăMech 9,7 în care&

5

i

β ∆ƒ

=ƒ

de unde se obţine&J9,7 9?,: 9?

97? .5 5 76

i

ec2

EHY

β ƒ × ×∆ƒ = = =

×

În tabelul 6.6 sînt date !alorile atenuărilor filtrului de M pentru diferite 71



dezacorduri. 0omparînd cu !alorile impuse Ctabelul 6.9D se constată căacestea corespund, la 6?? HAz obţinîndu-se o atenuare mai mare cu 5 d),ceea ce reprezintă o performanţă mai bună, iar banda la 6 d) are !aloarea de6?? HAz.

2.2. Ca(c*(*( circ*ite(or o%ci(ator*(*i (oca(

"rin tema de proiectare se cere recepţionarea gamei J @ :6 (Az.$e consideră o rezer!ă de ?,7 (Az la capetele benzii, gama de frec!enţe

pentru calcule fiind& f min J6,7 (Az şi f ma% :6,7 (Az.

<inînd seamă că frec!enţa intermediară este / i 9?,: (Az, frec!enţelecorespunzătoare pentru oscilator C / 2 #a< % / 2 #inD sînt&

min minJ6,7 9?,: :,5

2 iƒ = ƒ + ƒ = + = (AzB

ma% ma%:6,7 9?,: K,5

2 iƒ = ƒ + ƒ = + = (Az.

0oeficientul de acoperire al gamei oscilatorului este&

ma%

min

K,59,96.

:,52

2

2

C ƒ= = =

ƒ

coperirea acestei game se asigură prin inductanţa !ariabilă 4 Cfig. 5.JD.Întrucît capacităţile din circuitul în punte pentru eliminarea cupla#ului

între oscilatorul local şi amplificator participă în circuitul acordat al oscila-

torului, se !or calcula mai întîi aceşti parametri.0apacitatea de intrare $ (in a tubului *00K7, ţinînd seamă de capacitatea

dinamică grilă-catod $ (!E şi de capacitatea monta#ului, se apreciază la 9? pF.cceptînd un factor de transfer al tensiunii de semnal pe grila schimbă-

torului egal cu C ! 9G5 C!. rel. 5.:D se obţine&

72



Fig. 6.9. $chema echi!alentă a circuituluiacordat al oscilatorului din fig. 5.J, pre!ăzutcu condensatorul de compensare termică

79?$ = pF.

0onsiderînd că $ 6 $ ' % din condiţia de echilibru a punţii&

7 5

J K

,in$ $

$ $ =

rezultă $ 8 9? pF.

>aloarea capacităţii de acord $ e2 a circuitului oscilant al oscilatorului C!.rel. 5.79D este&

7 J K 5

:

7 J K 5

.ine2

in

$ $ $ $ $ $

$ $ $ $ = + +

+ +

În schemele în care oscilatorul local manifestă instabilitate în funcţionaredatorită !ariaţiei de temperatură, este introdus în circuitul acordat al oscila-torului un condensator suplimentar $ E % care are un astfel de coeficient detemperatură CT EE D, încît permite oscilatorului stabilizarea termică la o !aloarecorespunzătoare obţinerii unei funcţionări normale a acestuia.

În acest caz, circuitul acordat al oscilatorului din fig. 5.J capătă formareprezentată în fig. 6.9.

"entru ca o compensare termică o dată realizată să nu fie influenţată de!ariaţia condensatorului a#ustabil din circuit C!ariaţia produsă de la un e%em-

plar la altulD, !aloarea acestuia se caută să se ia cît mai redusă.

!înd în !edere prezenţa în monta# a condensatorului $ E % capacitatea deacord $ e2 a circuitului acordat al oscilatorului capătă forma&

7 J 5 K

:

7 J 5 K

.ine2 E

in

$ $ $ $ $ $ $

$ $ $ $ = + +

+ +

cceptînd pentru grupul de

condensatoare C0: T $ E ? o!aloare medie de 95 pF şiconsiderînd pentru $ & C0: 5

@ 9 5 pFD o !aloare medie de pF, condensatorul decompensare $ E capătă !aloareade K pF, iar pentru $ e2 seobţine&

9? 9? 9? 9?e2$ ×= + ++

9? 9?

K 559? 9?

×+ + =

+ pF.

>aloarea inductanţei circuitului acordat al oscilatorului se determină la 73



.n

Fig. 6.5. $chema echi!alentă acircuitului în punte pentru in-troducerea reacţiei în FI.

/ 2 #in :,5 (Az&

Ima% 5 5 5

min

5766? 5766??, 59 .

C:I, 5D 552 e2

4 H $

µ = = =ƒ × ×

>aloarea inductanţei minime pentru acoperirea gamei este&

Ima%

Imin 5 5

?,59?,9J7 .

C D C9,96D2

H

C µ

= = = "entru determinarea !alorii inductanţei de reacţie ' se utilizează relaţia

C5.77D şi ţinînd seamă de relaţia C5.7J bD a!em&

[ ] [ ]7

55 9? 99

ma%

9? 99

5766? 5766??,67 .

5? 9?9,5 K,59, 5

5? 9?

H $ $

$ $

µ = = =× ×

×ƒ++

+n factor de cupla# E ?,: între bobinele 4 şi ' asigură îndeplinireacondiţiei de oscilaţie pentru oscilatorul local.

"arametrii eta#ului schimbător oscilator au fost determinaţi în condiţiile încare coeficientul de reacţie poziti!ă în FI este C r ?,?56.

"entru realizarea acestei !alori a lui W r elementele punţii de reacţie în FItrebuie dimensionate corespunzător.În fig. 6.5 este prezentată schema echi!alentă a circuitului in punte din fig.

5.J pentru introducerea reacţiei poziti!e în FI.0onsiderînd pentru condensatorul 0m

o !aloare de ?,7 pF şi a!înd pentru 0 -ga o!aloare de 9,7 pF C!. tabelul 6.5D seobţine&

Cgae= $ # + $ (!a 2 %F. <inînd seamă de !alorile determinate

anterior pentru condensatoarele 0 p şi 0K

şi utilizînd relaţia C5.6; aD se obţine&

K

;

K

9? 679J?

9? ?,?56 5

p

r !ae

$ $ $

$ C $

×= = =

+ × + pF.

ensiunea de reacţie poziti!ă în FI duce la o creştere a rezistenţei deintrare ' d in la !aloarea C!. rel. 5.J cD&

' d in C6 - ,5D ' in,

74



unde ' in este rezistenţa de intrare a tubului lucrînd ca amplificator. În tabelul6.5 această !aloare este de J H la frec!enţa de 9?? (Az. +tilizînd relaţiaC5.9 eD se obţine o !aloare apro%imati!ă pentru rezistenţa de intrare ' in lafrec!enţa de K? (Az Cmi#locul benzii de lucru a oscilatoruluiD&

5

9??J ;, .

K?in E = × = Ω

<inînd seamă de !aloarea obţinută pentru ' in şi luînd în relaţia C5.J cD uncoeficient de creştere de 6, se obţine pentru ' d in&

6 6 ;, 5K,5 .

din in E = = × = Ω

2.:. Deter)inarea coe,icient*(*i T CC

a( conden%ator*(*i de co)pen%are $ C pentr* o1+inerea %ta1i(i&'rii ter)ice

1acă în schema din fig. 6.9 se presupune că sînt cunoscuţi coeficienţii detemperatură ai celorlalte elemente ale circuitului acordat se poate determina

prin calcul !aloarea lui WW .

"entru capacitatea $ (!C a tubului electronic se ia T E! 65? X9?-J X 9GV0 C!.rel. 5.:7 bD.

!înd în !edere că $ (in>$ ( = $ # + $ 2 !E ? s-a considerat egal cu 9? pF şi că$ !E pF, rezultă că T E( in C!. rel. 5.JJ aD are !aloarea&

J

5

5

95K 9? 9G . !E

C in E!

in

$ T T $

$ −= = × × o

"entru legătura serie $ ' % $ 6 % considerînd pentru ambele condensatoare unT C = - 6? X 9?-J X 9GV0 şi a!înd în !edere că $ ' $ 6 9? pF, se obţine C!. rel.5.:D&

7 J

9

7 J

.E E Ee E

$ T $ T T T

$ $

+= =

+"entru legătura serie $ ( in , $ 8 , considerînd pentru condensatorul $ 8 un

coeficient T C = - 6? X 9?-JX 9GV0 şi a!înd în !edere că T E( in 95K X 9?-J X 9GV0,se obţine, din aceiaşi relaţie C5.:D, !aloarea coeficientului T Ce(

K 5

5

K 55

Ein in C Cin E Ee

in

$ T $ T T T T $ $

+ += = =+

J J

J6? 9? 95K 9?; 9? 9G .

5$

− −

−− × + ×= = × × o

75



1eci, pentru condensatorul echi!alent7 J

9

7 J

e

$ $ $

$ $ =

+ şi de !aloare 7pF

a!em un coeficient T Ce1 = 6? X 9? -J X 9GV0, iar pentruK 5

5

K 5

ine

in

$ $ $

$ $ =

+

şi de !aloare tot 7 pF a!em un T Ce2 = ; X 9?- & X 9GV0.0onsiderînd pentru condensatorul $ & un coeficient W: 9?? X 9?-J X 9GV0

şi notînd& 9 5 :a e e

$ $ $ $ = + + a!em&

7 7 9a$ = + + = pF.

<inînd seamă de relaţia C5.JJ aD se obţine&

9 9 5 5 : : Ce e Ce e C Ca

a

T $ T $ T $ T $

× + += =

J J J

J6? 9? 7 ; 9? 7 9?? 9? 67 9? 9G .

9$

− − −

−− × × + × × + × ×= = × × o

0apacitatea totală de acord a circuitului acordat al oscilatorului are !a-loarea&

0 0a T 0H 9 T K 55 pF.

"entru a se obţine pentru coeficientul W total al circuitului !aloarea zerotrebuie să se satisfacă condiţia R!. rel. 5.J7S&

T C eT C .

0onsiderînd un coeficient WL ? X 9?-J X 9GV0, se obţine pentru coefi-cientul HH al condensatorului 0W !aloarea&

J J? 9? 55 67 9? 9

K C4 Ca a

CC

C

T $ T $ T

$

− −− × − × − × × − × ×= = =

J9:5 9? 9G .$ −= − × × o

ceastă !aloare poate rezulta din combinarea potri!ită a unor condensa-toare cu coeficientul W standardizat, sau se poate proceda la modificarea!alorii lui 0W pentru a se a#unge la un coeficient WW de !aloarea dorită.

"entru determinarea alunecării ma%ime de frec!enţă `f hma% se utilizeazărelaţia C5.:5D.

<inînd seamă de relaţiile C5.:? bD şi C5.:9 aD, se determină întîi `Wc76



pentru capacitatea totală de acord&

5 5 J9:,5 9? K 9:,5? 9? 9:5 9?

9 KE CC C CC

Cc

a E a E

$ T $ T T

$ $ $ $

− − −×∆ × × × ×∆ = = = =

+ + +

J9?,: 9? 9G .$ −= × × o

0onsiderînd `_ 57V şi f h K? (Az, se obţine pentru `f h ma% următoarea

!aloare&

J J

ma%

9 957 9?,: 9? K? 9? 99

5 52 Cc 2T θ − −∆ƒ = ∆ ∆ ƒ = × × × × ; WAz.

2.;. Ca(c*(*( circ*it*(*i anodic a( a)p(i,icator*(*ide ,rec0en+' ,oarte 5na(t'

<inînd seamă de banda de lucru considerată în calcule CJ6.7 @ :6,7

(AzD coeficientul de acoperire al gamei circuitului anodic este&

ma%

min

:6,79,9:.

J6,7 C

ƒ

ƒ= = =

ƒ

Acoperirea !a#ei este asi!urată prin 3ariaia inductanei a circuituluiacordat din anodul a#pli/icatorului de /rec3enă /oarte înaltă >/i!. (.6?.

$apacitatea ec2i3alentă de acord $ e este co#pusă din condensatorul ajusta*il $ % capacitatea de neutrodinare $ n şi capacitatea $ # % /or#ată dincapacitatea cone<iunilor şi din capacitatea de ieşire a tu*ului a#pli/icator.

:e consideră pentru $ o 3aloare #edie de 9 p% pentru $ # se ia o 3aloarede &% p% iar pentru $ n % o 3aloare de 4%& p >această capacitate /ace partedin puntea de neutrodinare şi justi/icarea ale!erii 3alorii ei se 3a /ace la

calculul ele#entelor cicuitului de intrare?. eultă pentru capacitatea $ e 3aloarea

0e $ + $ n + $ # 9 + &% + 4%& (1 p.

aloarea inductanei circuitului acordat la /rec3ena cea #ai #ică a !a#ei de recepionat este deter#inată din relaia

6ma% 5 5

min

5766? 5766??,6 .

C D CJ6,7D 59e

H

$

µ = = =

ƒ ×

Mnductana #ini#ă necesară pentru acoperirea !a#ei este

6ma%

6min 5 5

?,6?,55 .

C D C9,9:D

H

C µ

ƒ

= = =

$onsiderînd un /actor de calitate în !ol Y0 100% 3aloarea i#pedanei la77



reonană% la /rec3ena #edie / # din *andă% este

? ?

9

5 # e

Y$ π

=ƒ

%

unde / # are 3aloarea

min ma%J6,7 :6,7 JK

#ƒ = ƒ ƒ = × = 7H.

eultă pentru 0

? J 959?? 99, 5

J, 5K JK 9? 5 9? E

π −= = Ω× × × ×

.

:c2i#*ătorul de /rec3enă produce o a#ortiare asupra circuituluiacordat din anodul a#pli/icatorului de /rec3enă /oarte înaltă. A3înd în3edere că ' d (8%( EY% 3aloarea reistenei ' sh % care a#ortieaă circuitul acordat al a#pli/icatorului% este >3. rel. (.49?

5 5

5 7

9? 9?5K, 5 995,K .9?

in s2 din

$ $ E $

+ + = = × = Ω ÷

Oinînd sea#ă de ' sh % i#pedana la reonană a circuitului acordat de3ine

?

?

99,5 995,K9?,5 .

99,5 995,K s2

a

s2

E

×= = = Ω

+ + -entru a se putea calcula a#pli/icarea etajului de /oarte înaltă /rec3enă în#ontaj cu punct #ediu la #asă% este necesară cunoaşterea reistenei interne' id % la a cărei deter#inare se i#pune cunoaşterea lui ' c? % #ări#e ce depindede reistena de intrare a etajului a#pli/icator >rel. (.19?. aloarea reistenei' in este dată de e<presia >3. rel. (.10?

9 9 9

9 ain !

i

#:

= ++ %

unde ' g este reistena de intrare a a#pli/icatorului în #ontaj cu catodul la#asă. n ta*elul .( este dată reistena de intrare pentru /rec3ena de 100

7H. =tiliînd relaia >(.1 e?% se !ăseşte o 3aloarea apro<i#ati3ă pentrureistena de intrare ' g la /rec3ena #edie din *andă > f m 68 7H?.

59?? J 96

JK ! E = = Ω ÷

.

uînd pentru m o 3aloare de 0%% se o*ine pentru reistena ' in >3. ta*elul .(? 3aloarea

78



9 9 J?,6

9?,596 9;

in = +

+ .

' in 1%1 E O.

Din relaia >(.19? se deter#ină reistena totală a circuitului raportată la*ornele catod#asă

' co m5 ' in >0%?( f1%1 0%099 E O.

Oinînd sea#ă de preena acestei reistene în circuitul catodului tu*uluia#pli/icator% reistena internă ' id capătă 3aloarea K3. rel. (.18L

id M + N' co 9 + '4 g 0%099 14 E O.

Dacă se ine sea#ă de ' id % reistena circuitului anodic al

a#pli/icatorului ' ae de3ine >3. rel. (.1&?

9?, 5 9

7,;9?, 5 9

a id ae

a id

E

×= = = Ω

+ +.

mplificarea eta#ului este&

u $' ae J X 7,; 6,7.

Factorul de calitate echi!alent al circuitului este C!. rel. 5.5? bD&

?

?

7,;9?? 7,7

99,5ae

ae

Y Y

= = × = .

!înd în !edere banda largă a circuitului acordat al amplificatorului de

foarte înaltă frec!enţă, participarea acestuia la curba de selecti!itate a ansamblului este negli#abilă, aceasta re!enind în esenţă filtrului de FI al eta#uluischimbător de frec!enţă.

În schimb, circuitul acordat al amplificatorului, împreună cu circuitul deintrare, asigură atenuarea frec!enţei imagine Cf imD şi intermediare Cf iD.

"entru calculul atenuărilor introduse de către circuitul de sarcină al amplificatorului asupra celor două semnale perturbatoare se !a utiliza relaţiaC(.(1D.

0alculul atenuării semnalului de frec!enţă imagine !a fi făcut în situaţiacea mai deza!anta#oasă, adică la frec!enţa ma%imă din bandă. >aloareaatenuării este dată de relaţia&

[ ]

5

Z 5ma%

ma%

9?log 9 i#i# ae

i#

dB Yα ƒ ƒ = + + ÷ƒ ƒ

;

79



5

5;, :69?log C7,7D 5,57

:6 ;,dB

− = ÷

; .

"entru frec!enţa intermediară calculul atenuării se !a face la frec!enţaminimă din bandă, fiind aleasă, ca şi mai sus, situaţia cea mai deza!anta#oasă.

>aloarea atenuării este dată de relaţia&

[ ]

5

Z 5min

min9?log9

ii ae

idB Yα

ƒ ƒ = + − ÷ƒ ƒ

;

5

59?,: J9?log C7,7D ;,K

J 9?,:dB

− = ÷

; .

2.#. Ca(c*(*( circ*it*(*i de intrare a( a)p(i,icator*(*ide ,rec0en+' ,oarte 5na(t'

şa după cum s-a arătat în capitolul II, la radioreceptoarele cu tuburi estea!anta#oasă proiectarea circuitului de intrare în condiţiile cupla#ului critic.

0alculul parametrilor circuitului de intrare se face pentru frec!enţa medie

din bandă Cf m JK (AzD, a!înd în !edere că acesta este cu acord fi% C!. fig.5.JD.Impunînd condiţia ca în banda utilă CJ @ :6 (AzD atenuarea introdusă

la capetele benzii să nu depăşească 6 d), rezultă !aloarea factorului decalitate echi!alent Me necesar R!. rel. 5.56S&

JK

:, J;

#eY

B

ƒ= = = .

0apacitatea circuitului secundar 0s este formată din capacităţile 09,0Hg şi

capacitatea monta#ului 0m.1in relaţia C5.5J bD rezultă !aloarea capacităţii 0s&

J 6

:,J9J,5

6,9 JK 9? 9,9 9?e

s

# in

Y$

π −= = =

ƒ × × × × p.

<inînd seamă că 0Hg 6 pF şi considerînd capacitate a monta#ului 0m 5 pF, rezultă pentru 09 !aloarea de 99,5 pF. $e adoptă pentru 09 !aloareastandardizată de 95 pF, rezultînd noua !aloare pentru 0s 9: pF.

1in condiţia de rezonanţă rezultă !aloarea inductanţei (&

( ) ( )5 5 5

5766? 5766??,69:

JK 9:# s

H $

µ = = =ƒ ×

.

$e ştie că relaţia C5.5JD a fost stabilită în condiţiile în care ' ?5 \ ' in, unde80



' ?5 este rezistenţa proprie a circuitului oscilant&

0( (h/ # (Y0(

unde M?5 este factorul de calitate propriu al circuitului oscilant."unînd condiţia ca ' ?5 9? ' in rezultă&

6

?5

?5 J J5

9? 9,9 9?K

5 J,5K JK 9? ?,69: 9?#

Y

π −

× ×= = =

ƒ × × × ×,

care este o !aloare realizabilă în construcţiile radio C!alori uzuale pentru M?5

:? - 95?D."rin condiţiile de proiectare impedanţa antenei a fost considerată de 6??

. <inînd seamă de relaţia C5.69D şi impunînd pentru H o !aloare de ?,:,rezultă pentru inductanţa L9 din antenă&

( )?

9 5 55

9 9 ?,6

?,69: ?,9:69,9?,:in

H E µ = = × × = .

Factorul de calitate realizat pentru bobina 1 este de acelaşi ordin de mă-

rime cu cel al bobinei ( .Folosind relaţia C5.5D, rezultă !aloarea cîştigului în tensiune al circuituluide intrare&

?

9 9 9,9?,;7

5 5 ?,6in

C

= = = .

<inînd seamă şi de cîştigul între intrarea şi ieşirea eta#ului, amplificareatotală este&

At 6 C 3 f Au = ?,;7 % 6,7 65,7.

>aloarea obţinută satisface condiţia de cîştig impusă amplificatorului defrec!enţă foarte înaltă C!. tabelul 6.9D.

1eşi factorul de calitate al circuitului de intrare are o !aloare relati!redusă totuşi participă şi acesta la atenuarea semnalelor de frec!enţă imagineşi intermediară.

+tilizînd relaţia C5.59D, atenuarea semnalului de frec!enţă imagine capătă!aloarea&

[ ]5

ZZ 5ma%

ma%

9?log 9 i#i# e

i#

dB Yα ƒ ƒ = + − = ÷ƒ ƒ

81



5

5;, :69?log C: JD 99,J

:6 ;,dB

= − × × = ÷

.

<inînd seamă şi de atenuarea S' i a circuitului acordat al amplificatorului,atenuarea totală a semnalului de frec!enţă imagine este&

Z ZZ 5, 57 99, J 67,K7i# i# i# dBα α α = + = + = .

>aloarea obţinută satisface condiţia impusă C!. tabelul 6.9D.+tilizînd aceiaşi relaţie de mai sus se obţine pentru atenuarea semnalului

de frec!enţă intermediară&

5

ZZ 59?,: :69?log C: JD 66,J

96 9?,:idBdBα

− × × = ÷

; .

<inînd seamă şi de atenuarea iR a circuitului acordat al amplificatorului,atenuarea totală a semnalului de frec!enţă intermediară este&

Z ZZ ;,K 66,J K6,i i i dBα α α = + = + = .

>aloarea obţinută satisface condiţia impusă C!. tabelul 6.9D."erformanţele realizate de eta#ul amplificator sînt asigurate în condiţiile în

care monta#ul este neutrodinat. egli#înd inducti!itatea mutuală între bobinele LZ5 şi LZZ5, puntea de

neutrodinare se găseşte la echilibru dacă capacitatea $ n are !aloarea C!. rel.5.6 cD&

ZZ

5 5

ZZ

5 5

?,6 9,7?,5 ,K9 9 ?,6

!a

n aE

$

$ $ p

× ×= − = − =− − ,

unde s-a considerat căZZ

5

5

?,6.

=

$e ia pentru capacitatea $ n !aloarea normalizată de ,: pF.

2.<. Ca(c*(*( ,actor*(*i de &go)ot

În condiţiile monta#ului cu punct mediu la masă relaţia 9.:5 capătă formaR6S&

82



( ) 5 5

5,

Aec2 !e Aec2 A T .!

!e Aec2 !e

2 2

#

µ

µ

+ = + + ÷+

unde N este factorul de amplificare al tubului, iar m are semnificaţia dată în

relaţia C5.D. 0um N m, se poate apro%ima5

9,#

µ

µ

÷+

; de unde rezultă,

că, aşa după cum s-a afirmat, pentru toate cele trei tipuri de scheme factorulde zgomot are practic aceiaşi !aloare.0onsiderăm că participarea circuitului de antenă la factorul de zgomot

este mai mică decît zgomotele amplificatoruluiB se ia pentru h o !aloareegală cu o unitate W, adică h 9.

Factorul echi!alent de zgomot al rezistenţei de intrare hein C!. rel. 9.7K aDeste&

in4

ein

in4 in

2 2

τ

τ

=+

0onsiderînd raportul 9in4

in

τ

= şi luînd hY 6,7, se obţine &

6,7 9,:7.inein

in4 in

2

τ

τ

= =+

>aloarea factorului h se determină cu formula C!. rel. 9.7;D&

.in DT D ein

in D in D

2 2 2

= +

+ +Înlocuind !alorile determinate pentru ' in şi ' 1 la calculul circuitului

anodic şi de intrare al amplificatorului de ++$ C' in 9,9 H şi ' 1 ' ?5 99H S şi considerind că h1 este egal cu o unitate W? a!em&

9,9 99

9 9,:7 9,J:.9,9 99 99 9,9T 2 = + =

+ +>aloarea rezistenţei ' ge este C!. rel. 9.J?D&

9,9 99

9 ,99 9,9

in D !e

in D

E

×= = = Ω

+ +

iar a rezistenţei ' ech& 9,9 B Aec2 in E = = Ω

proiectarea circuitului de intrare fiind făcută pentru cazul transferului ma%imde putere. 0u aceste mărimi şi a!înd în !edere că ' zg ?,7 H C!. tabelul 6.5D,factorul de zgomot F capătă !aloarea& 83



( )

59,9 99,9

9 9,J: ?,7 ,K.9 9,9 9

+

= + + × =×

În cazul în care se realizează la circuitul de intrare adaptarea pentru zgo-mot, din relaţia C9.:D se obţine&

5

min5 5 .! .! .!

A

!e !e !e

2 2T

= + + + = ÷ ÷

5

?,7 ?,7 ?,79 5 5 9,J: ,9.

9 9 9 = + × + + × = ÷

'ezultă de aici că proiectarea circuitului de intrare după transfer ma%imde putere este #ustificată, factorul de zgomot minim fiind apropiat de !aloareaobţinută în aceste condiţii.

2.$. Ca(c*(*( %en%i1i(it'+ii 1(oc*(*i de USS

"entru determinarea sensibilităţii reale "$ a blocului de ++$ se foloseşterelaţia C9.67 bD din care se obţine&

.: :A A

.!

- - 8CT B

- =

0onsiderînd un raport semnalGzgomot la intrarea demodulatorului (F

si o bandă de trecere a amplificatorului de FI, ) 9K? HAz, se obţine pentru"$ C 5;6cD&

56 6 9I,K 9,6K 9? 5;6 9K? 9? 9, 9?:A - − −= × × × × × × = × .

ensiunea electromotoare din antenă, corespunzătoare acestei puteri pentru ' 6?? , este&

9I 6?? 9, 9? .:A A :A - µ −= = × × × = <inînd seamă de cîştigul total al blocului de ++$, tensiunea +e la ieşireaacestui ansamblu este&

J5J 65,7 9? 6,e s2 t :A= A A −= = × × × = m>.

84



0"I2L+L

)L20+L 1* +1* +L'$0+'*0+ 'PI$2'*

.9. A)p(i,icatoare de ,oarte 5na(t' ,rec0en+'-i circ*ite de intrare

.9.9 Feneralităi

0a şi la blocurile ++$ cu tuburi electronice sînt întîlnite şi aici cele patrutipuri de scheme corespondente& cu cone%iune )0 Cbază comunăD, cu cone-%iune *0 Cemitor comunD, schemă cu punct mediu la masă, monta# cascodă.

85



Fig. .5. $chema echi!alentă a unuimonta# cascodă cu folosirea unui

transformator.

2ricare ar fi schema amplificatorului, acesta poate fi reprezentat printr-uncuadripol Cfig. .9D, la intrarea căruia se aplică un generator de admitanţăinternă&

, !e !e !e F jB= + C.9aD

iar la ieşirea lui o sarcină de admitanţă&

.: : : F jB= + C.9bD

1in relaţiile tranzitorului, în funcţie de parametrii admitanţă&

9 99 9 95 5B M P = P = = + C.5aD

5 59 9 55 5, M P = P = = + C.5bD

rezultă !alorile admitanţelor de intrare şi de ieşire ale unui astfel decuadripol&

95 59

99

55

Bin in in

:

P P P F jB P

P P= + = −

+ C.6D

95 5955

99

,es es es

!e

P P P F jB P P P

= + = − + C.D

unde P11 % P1( % P(1 % P(( semnificaţiile cunoscute de la cuadripoli şi cu men-ţiunea că în cazul monta#ului cascodă C!. fig. .5D admitanţa Ps a primuluitranzistor este reprezentată prin admitanţa de intrare a celui de-al doilea tran-

zistor, iar P !e al celui de-al doileatranzistor este reprezentată prin

admitanţa de ieşire a primuluitranzistor.

(ărimile Pin şi Pes prezintă ofoarte mare importanţă, prin in-termediul acestora putînd fi sta-

bilite caracteristicile tehnice de

Fig. .9. 0uadripolul echi!alent al unui amplificator cu un generator aplicat la intrareşi o admitanţă de sarcină la ieşire.

86



bază ale eta#elor amplificatoare cu tranzistoare.1atorită reacţiei interne, în cadrul tranzistoarelor asigurarea unei bune

stabilităţi în funcţionare a monta#ului este o problemă care ocupă un loc maiimportant decît la cele cu tuburi electronice. *a constă în aceea că trebuiea!ut gri#ă ca alegerea parametrilor monta#ului să fie astfel făcută, încît pentrunici una dintre frec!enţele de lucru ale acestuia să nu fie îndeplinită condiţiade oscilaţie.

*ste cunoscut faptul că pentru ca un sistem să oscileze trebuie ca !aloareaadmitanţei P în orice punct al lanţului de reacţie să fie egală cu zero R9JS,

adică& ?, F jB= + = C.7D

relaţie din care, pentru F = ? se obţine condiţia de amplitudine şi pentru B ?, frec!enţa de oscilaţie. 'ezultă de aici că pentru asigurarea stabilităţii faţăde autoe%citaţie a cuadripolului din fig. .9 este necesar ca partea reală aadmitanţei în orice punct al lanţului de reacţie să fie poziti!ă.

Impunînd această condiţie pentru admitanţa de la intrarea eta#ului ampli-ficator a!em&

C D C D ?,e !e e in

P P+ > C.JD

unde&

9 9 9C D !e !e !e ! c ! c ! c P F jB F F j B B= + = + = + + + C.:D

iar&

95 59

99 99 99

55

in

s

P P P P F jB

P P= − = + −

+

( ) ( )

[ ]95 59 95 59 95 59

55 55

cos sin,

s s

P P j

F F j B B

ϕ ϕ ϕ ϕ + + + −+ + +

C.KD

P ! şi Pc1 fiind admitanţa antenei, respecti! admitanţa circuitului de intrare.Introducînd relaţiile C.:D şi C.KD în relaţia C.JD şi separînd partea reală se

obţine&

( )95 59 5 95 59 5 95 59

9 5 5

5 5

cos sinC D?,

P P F BF

F B

ϕ ϕ ϕ ϕ + + + − >+

C.;D

unde&

9 99B

!eF F F= + C.9?aD

5 55B

sF F F= + C.9?bD

87



5 55, s B B B= + C.9?cD

1upă introducerea unui factor de stabilitate $ relaţia C.;D de!ine &

( )95 59 5 95 59 5 95 59

9 5 5

5 5

cos sinC D,

P P F BF :

F B

ϕ ϕ ϕ ϕ + + + =+

C.99D

de unde rezultă !aloarea lui $&

( )

5 5

9 5 5

95 59 5 95 59 5 95 59cosC D sin

F F B

: P P F Bϕ ϕ ϕ ϕ

+ = − + − >4.1(?

<inînd seamă că&

5

5

5

, B

t! F

ϕ = C.96D

relaţia C.95D se poate scrie şi sub forma&

9 5

95 59 95 59 5 5

,cosC Dcos

F F:

P P ϕ ϕ ϕ ϕ =

+ − C.9D

care arată că sta*ilitatea este cu atît #ai *ună% cu cît ad#itana P1( este #ai#ică% iar produsul a#*ilor /actori de un!2i este #ai #are. $ondiia ulti#ăare loc atunci cînd produsul

( )5 95 59 5cos cos P ϕ ϕ ϕ ϕ = + −

>4.1'? preintă un #a<i#.

ntrun do#eniu de /rec3enă restrîns k1( şi k(1 pot /i considerateconstante. Anulînd deri3ata /unciei P în raport cu 5 , din relaia >4.1'? seo*ine

( ) ( )5 95 59 5 5 95 59 5? sin cos cos sinϕ ϕ ϕ ϕ ϕ ϕ ϕ ϕ = − + − + + − >4.16a?

sau

95 59 5 5sinC D ?.ϕ ϕ ϕ ϕ + − − = >4.16*?

de unde reultă 3aloarea lui k( &

95 59

5.

5

ϕ ϕ ϕ

+= C.9JcD

nlocuind relaia >4.16 c? în relaia >4.14? se o*ine

88



9 5

5 95 59

95 59cos

5

F F:

P P ϕ ϕ

=+ >4.1&?

Tre*uie a3ut în 3edere ca această condiie de sta*ilitate să /ie îndeplinită şi atunci cînd antena este deconectată de la radioreceptor. $onsiderînd cătotodată sînt îndeplinite şi condiiile

9 99c P P!

şi

55 s P P! ,

relaia>4.1&? de3ine

Z 99 55

5 95 5995 59

,cos

5

F F:

P P ϕ ϕ

=+

>4.18?care arată că în aceste condiii se produce o scădere a sta*ilităii #ontajului.

-entru o *ună sta*ilitate se cere ca /actorul : să ră#înă #ai #are decît unitatea. n practică sta*ilitatea este su/icient de *ună dacă : = ( G .

-entru #ontajul cascodă din /i!. 4.(% considerînd că a#*ele tranistoare sînt utiliate în acelaşi punct de /uncionare şi că raportul de trans/or#are

între 1 şi ( este nG 9, stabilitatea este dată de relaţia R9S&

5

5

5 95 5995 59

,cos

5E E

F:

P P ϕ ϕ

=+ C.9;D

care în condiţii de adaptare ia forma&

5

5

5 95 59

95 59

I,

cos5

E E

F:

P P ϕ ϕ

=+ C.5?D

unde&

95

95B

E

P P

n= 59

59,

E

P P

n=

unde F((, P1( % P(1 se referă la mărimile din cone%iunea B$.<inînd seamă de !alorile admitanţelor de intrare şi de ieşire, precum şi de

condiţia de stabilitate, rezultă principalele caracteristici ale tipurilor descheme de amplificatoare de frec!enţă foarte înaltă.

stfel, amplificatoarele cu tranzistoare în cone%iune B$% a!înd în !ederefaptul că admitanţa de cupla# P1(* Creacţia internă a tranzistoruluiD este puţin 89



importantă, prezintă o bună stabilitate în funcţionare. În cazul cone%iunii B$%în general, nu se pot realiza condiţiile de adaptare, aceasta din cauza că F ! ]Fin şi F s \ Fie.

1acă ultima relaţie este satisfăcută, un astfel de eta# asigură o amplificareconstantă în funcţie de frec!enţă, aceasta în condiţiile în care circuitul de laieşirea amplificatorului este acordat. La frec!enţe foarte înalte impedanţa deintrare în schema )0 este de natură inducti!ă şi are o !aloare redusă R96S.

$chema în cone%iune $ în domeniul frec!enţelor foarte înalte prezintă oreacţie puternică prin admitanţa de cupla# P1(e Cîn cone%iunea B$ P1(* estemult mai mică @ de circa 7 ori @ şi din această cauză reacţia este mult maislabăD.

$chemele în cone%iune $ prezintă o impedanţă de intrare de naturăcapaciti!ă şi mai mare ca cea în cone%iune B$.

În cazul cone%iunii $ se poate lucra în condiţii de adaptare sau aproapede adaptare atît la intrare cît şi la ieşire, la un astfel de monta# a!înd înde-

plinite condiţiile&

B ! in P P; C.59D

. s es P P; C.55D

"roprietăţile schemei cu punct mediu la masă C!. fig. .JD depind deraportul de cupla# m, dat de raportul de tensiuni&

,;1

B1

= #

=

= C.56D

unde +2* este tensiunea între emitor şi masă, iar +)* este tensiunea între bazăşi emitor. 1in relaţia C.56D se !ede că pentru m ? se obţine schema *0, iar

pentru m 9, schema )0. dmitanţa de intrare [99, ca şi în schemele cutuburi electronice, creşte cu creşterea raportului de cuplare, monta#ulapropiindu-se ca proprietăţi de cel cu bază comună. 1acă raportul de cuplarescade, admitanţa de intrare se reduce şi monta#ul se apropie de proprietăţilecelui cu emitor comun.

La o astfel de schemă, baza nefiind conectată la masă, apare o reacţie întreintrare şi ieşire prin admitanţa de cupla# [95, din care cauză, pentru asigurareastabilităţii în funcţionare, monta#ul trebuie neutrodinat.

!înd în !edere că cone%iunea cu punct mediu la masă dă o amplificaremai mare decît monta#ul cu baza comună şi un zgomot mai mic, ea este indi-cată în special în cazurile în care frec!enţa de lucru se apropie de frec!enţa de

90



tăiere a tranzistorului R96S.(onta#ul cascodă prezintă a!anta#ul că asigură independenţă între admi-

tanţa de intrare şi cea de ieşire. În aceste condiţii se poate reduce admitanţa laintrare în scopul creşterii selecti!ităţii Ceste mărită astfel siguranţa faţă derăspunsurile paraziteD, fără a influenţa însă admitanţa de ieşire.

1in moti!e de securitate împotri!a oscilaţiilor se recomandă ca la intraresă fie realizată adaptarea în putere, iar la ieşire să se aleagă o rezistenţă desarcină de !aloare redusă R9S.

otodată unor astfel de scheme, utilizate, de obicei, la blocurile ++$ pentru radioreceptoare de calitate sau pentru cele stereofonice, li se cere şi unfactor de zgomot de !aloare cît mai redusă. "entru îndeplinirea simultană atîta condiţiei de zgomot cît şi a celei de transfer ma%im de putere se construiescmonta#e adec!ate pentru circuitul de intrare. (odul în care se realizeazăaceasta !a fi arătat ce!a mai departe.

4.1.(.:c2e#e de principiu utiliate

0ircuitul de intrare al amplificatorului de foarte înaltă frec!enţă, este, deobicei, de bandă largă şi mai rar cu acord continuu !ariabil pe toată banda delucru, moti!ul fiind acela că un astfel de monta# necesită utilizarea unuisistem de acord Ccapaciti! sau inducti!D cu trei secţiuni, care duce la compli-caţii în fabricaţie.

1eşi a!anta#oase din punct de !edere practic, circuitele de intrare cu acordfi% prezintă deza!anta#ul că trebuie să aibă o bandă de trecere foarte largă,

din care cauză este redusă siguranţa faţă de răspunsurile paraziteCrăspunsurirepetate, duble bătăi, bătăi continueD, acţionînd totodată şi asupra stabilităţiischemei împotri!a oscilaţiilor.

0upla#ul între antenă şi circuitul de intrare se face fie direct, fie prin

inductanţă mutuală. În fig. .6, a este prezentat un monta# de amplificator cuun tranzistor în cone%iune )0, a!înd la intrare un circuit oscilant deri!aţie. Înfig. .6, b eta#ul amplificator realizează cupla#ul cu antena prin intermediulunui circuit oscilant serie.

91



+n e%emplu de schemă în cone%iune *0 cu circuit de intrare cu acord prininductanţă !ariabilă este prezentat în fig. ., iar în fig. .7 este dată schemaunui amplificator cu tanzistoare în monta# cascodă, la care circuitul de intrareeste cu acord prin capacitate !ariabilă. 0ircuitul de intrare cu cupla# prininductanţă mutuală cu antena este frec!ent întîlnit în eta#ele amplifica-

toare de foarte înaltă frec!enţă echipate cu tranzistoare. Fig. .J arată un

tranzistor în cone%iune cu punct mediu la masă a!înd la intrare un astfel decircuit.În ceea ce pri!eşte circuitul de sarcină al amplificatorului de frec!enţă

foarte înaltă, acesta este realizat în ma#oritatea cazurilor dintr-un singur cir-cuit acordat C!. fig. .6D şi, mai rar, dintr-un filtru de bandă C!. fig. .7D, ultimasoluţie fiind utilizată, de obicei, în blocurile ++$ de calitate şi în cele cu

Fig. .6. mplificator în cone%iune B$ a @ cu circuit oscilant deri!aţie în paralel pe intrareaamplificatoruluiB b @ cu circuit oscilant serie la intrarea eta#ului amplificator.

Fig. .. mplificator în cone%iune $ cu circuit de intrare acordat prin inductanţă!ariabilă.

92



monta# cascodă.

"entru a se obţine o mai mare re#ecţie a răspunsurilor parazite este nece-sară obţinerea pentru filtrul de înaltă frec!enţă a unui factor de calitate cît mai

mare. ceasta prezintă şi a!anta#ul că se asigură o re#ecţie îmbunătăţită afrec!enţei imagine şi o radiaţie mai redusă a blocului de ++$, datorită cupla- #ului slab al oscilatorului cu circuitul de antenă al amplificatorului. 2 creştere

prea mare a impedanţei circuitului de sarcină duce însă, de obicei, la neadap-

tare, rezultînd din această cauză o pierdere de amplificare în putere, care poate fi acceptată atîta !reme cît raportul semnalGzgomot nu este afectat pestelimitele !alorii admise ansamblului de proiectat Cscăzînd cîştigul amplifica-torului, creşte importanţa zgomotului eta#ului schimbător la zgomotul totalD.

"entru asigurarea unei bune funcţionări a blocului de ++$ şi la semnalecare depăşesc ni!elele obişnuite Cordinul mili!olţilorD este necesară e!itareasupraîncărcării schimbătorului de frec!enţă autooscilant. În acest scop trebuieca eta#ul amplificator de 'F să aibă capacitatea de a păstra la ieşirea sa unsemnal care să nu depăşească un anumit ni!el impus atunci cînd la intraresemnalul !ariază în limite largi. +tilizarea sistemului de ' nu mai este

Fig. .7. mplificator cu tranzistoare în monta# cascodă, cu circuit de intrareacordat prin capacitate !ariabilă.

Fig. .J. mplificator în cone%iune cu punct mediu la masă, cucircuit de intrare cu cupla# inducti!.

93



eficientă în situaţia în care semnalul depăşeşte !alorile de sute de mili!olţi."e de altă parte, a!înd în !edere că tensiunea de regla# se ia de la ieşirea

blocului de ++$ pentru a se aplica, prin circuitul de ', la intrarea ampli-ficatorului de 'F Cpractic altfel nu este posibilD, în schimbătorul de frec!enţă,cînd blocul de ++$ recepţionează un semnal foarte puternic, apare un semnalde ni!el mare, deoarece eta#ul amplificator nu a putut fi încă controlat de otensiune de ' corespunzătoare ni!elului semnalului recepţionat.

În plus, prezenţa dispoziti!ului de ' înrăutăţeşte raportul semnalGzgo-mot şi din această cauză astfel de soluţii se utilizează numai cînd acest raporteste suficient de mare. 2 îmbunătăţire a funcţionării la semnale mari s-ar

putea aduce dacă tensiunea dispoziti!ul de control al amplificării este deri-!ată dintr-un semnal care nu a trecut încă prin con!ersie. $-a constatat însă căo astfel de metodă nu este suficent de practică.

+n monta# nou la care s-a recurs şi care în prezent se întîlneşte la multescheme ale blocului de ++$ cu tranzistoare este cel care utilizează o diodă delimitare în circuitul de sarcină al eta#ului amplificator. +n bloc ++$ care

conţine o astfel de diodă de limitare şi are un schimbător de frec!enţedimensionat corespunzător, poate să lucreze cu tensiuni de intrare de cîţi!a!olţi. În fig. .: este reprezentat modul în care este conectată dioda limita-toare la filtrul de bandă al unui amplificator de 'F. "rin intermediul rezi-stenţei 1 Ccondensatorul $ 1 ser!eşte pentru decuplarea de înaltă frec!enţă arezistenţei 1 D dioda D1 este polarizată in!ers cu o tensiune iniţială şi deaceea ea nu influenţează semnalele mici. La ni!ele mari dioda se deschide,semnalele sînt limitate şi astfel eta#ul schimbător de frec!enţă nefiind su-

praîncărcat, poate funcţiona în condiţii normale. $oluţia este !alabilă şi încazul în care sarcina amplificatorului este constituită dintr-un singur circuitacordat.

"entru polarizarea iniţială a diodei cu germaniu se poate utiliza şi

Fig. .:. mplificator pentru ++$ cu diodă de limitare în circuitul de sarcină.

94



tensiunea emitor-bază C+*)D a eta#ului amplificator. $chema are posibilitateaca această tensiune +*) , datorită proprietăţilor de redresare a #oncţiuniiemitor-bază, să !arieze în funcţie de semnal şi astfel dioda 19 să fie pusă însituaţia de conduc- ţie. Fig. .K arată modul în care se montează dioda într-unasemenea caz de utilizare. La semnale mici dioda, datorită tensiunii iniţiale,nu conduce şi circuitul de sarcină al amplificatorului nu este amortizat. Lasemnale mari dioda se deschide şi prin cupla#ul L6 @ 4 este reflectată

rezistenţa diodei 1l care amortizează circuitul de sarcină şi deci ni!elul desemnal se reduce. +n astfel de cupla# al diodei de limitare este întîlnit, deobicei, în blocurile ++$ cu tensiune mică de alimentare, de e%emplu J >.

Limitarea cu a#utorul unei diode pe circuitul amplificatorului de 'F pro-

duce însă o descreştere a factorului de calitate şi o creştere nedorită a con!er-siei datorită neliniarităţii diodei. 1epinde de cîştigul de 'F şi de posibilităţilede limitare pe care le are şi partea de FI a blocului de ++$ dacă acest sistemde limitare nu înrăutăţeşte performanţele acestui ansamblu în ceea ce pri!eştesuprimarea răspunsurilor parazite.

4.1.. -roiectarea etajului a#pli/icator

al *locului de ==:

mplificatorul de foarte înaltă frec!enţă trebuie să asigure un cîştig sufi-cient de mare între antenă şi schimbătorul de frec!enţă pentru ca influenţazgomotului schimbătorului asupra cifrei totale de zgomot a blocului de ++$să fie cît mai mică.

2 amplificare duce însă la tensiuni de 'F mari la intrarea schimbătorului

de frec!enţă şi deci la !alori mici pentru atenuarea răspunsurilor parazite.

Fig. .K. 1ispunerea diodei pentru limitarea amplitudinii în eta#ul amplificator alunui bloc de ++$ cu tensiune mică de alimentare.

95



1in această cauză trebuie ales un astfel de cîştig al amplificatorului, încît săse obţină un compromis, ţinîndu-se seamă de efectele opuse ale zgomotului şiale suprimării răspunsurilor parazite, toate acestea trebuind realizate încondiţiile unei bune stabilităţi a monta#ului.

+n rol important în realizarea performanţelor eta#ului amplificator îl arecircuitul de intrare care îşi aduce contribuţie la factorul total de amplificare,dar mai ales la factorul de zgomot al blocului de ++$.

1upă cum s-a arătat, realizarea unui cîştig ma%im presupune adaptarea în putere, dar aceasta nu corespunde şi condiţiei obţinerii unui factor de zgomotminim.

1in această cauză cele două condiţii constituie criterii în proiectarea unuiastfel de circuit. În cele ce urmează se !a prezenta calculul circuitului deintrare atît în cazul transferului ma%im de putere, cît şi în cel al adaptării

pentru zgomot minim. ()*iec$)e$ ci)cili e in)$)e in c*niiile )$n/e)li $i e

%e)e. 1eoarece refle%iile pe linii sînt o cauză de distorsiuni în modulaţia de

frec!enţă R9S, în general se urmăreşte ca circuitul de intrare să lucreze în con-diţii de adaptare pentru transferul ma%im de putere.

1e altfel atunci cînd zgomotele produse de tranzistor sînt mai mari decîtcele produse de antenă, fider, circuit de intrare, apare e!identă necesitateaadaptării în putere, în aceste condiţii obţinîndu-se la intrarea eta#ului semnalulma%im posibil şi totodată cel mai bun raport semnalGzgomot.

$ă considerăm cazul schemei din fig. .;. mplificatorul este cu baza lamasă şi nu este neutrodinat, la astfel de monta#e admitanţa [95 fiind de !aloare

foarte mică, de unde se poate considera că [in are !aloarea&

99.in * P P;

$e notează& ) A A T j A @ impedanţa anteneiB

Fig. .;. $chema unui amplificator încone%iune )0 cu circuit de intrare cu acord fi%.

96



*a @ tensiunea electromotoare furnziată în cicuitul de intrareB ' in' 99 @ rezistenţa de intrare a tranzistoruluiB 0in $ 11 @ capacitatea de intrare a tranzistoruluiB M5 @ factorul de calitate propriu al circuitului oscilant

( , $ t(@ $ t( @ capacitatea totală de acord a circuitului de intrareB Me @ factorul de calitate echi!alent al circuitului oscilant

L/ ,0t/= f ma%, f min @ frec!enţele limită ale benzii de lucru.

ma% min,ƒ = ƒ ƒ @ frec!en a medie în bandă.ț

0ircuitul oscilant format din bobina L5 şi condensatorul $ t( este acordat pefrec!enţa medie din bandă. >aloarea condensatorului $ t( este dată de relaţia&

Z

9 5

5 Z

9 5

,t

$ $ $

$ $ =

+ C.5aD

unde 09Z are !aloarea

Z

9 9.in$ $ $ = + C.5bD

0onsiderînd aleasă !aloarea pentru 0t5, din condiţia de rezonanţă rezultă!aloarea inductanţei L5&

[ ][ ] [ ]

5 5

5

5766?.

t

H 7H $ p

µ =ƒ

>4.('?Impunînd ca amplificarea la capetele benzii de lucru să nu scadă sub unanumit ni!el Cde e%. 9 d)D faţă de cea de la frec!enţa medie din bandă,rezultă că banda la 6 d) trebuie să aibă !aloarea&

( )ma% min5 . B = ƒ − ƒ C.5JD

0ircuitul acordat L5 $ t( este amortizat de rezistenţele 'Z şi 'Ztn, prima

fiind impedanţa antenei, cea de-a doua rezistenţa de intrare a tranzistorului,ambele raportate la bornele 9 @ 9 ale circuitului de intrare. otînd cu ' ?5 impedanţa proprie a circuitului oscilant L50t5 şi cu ' e rezis-

tenţa echi!alentă de sarcină formată din rezistenţele 'Zin şi ' ?5 în condiţii detransfer ma%im de putere, C'Z ' eD a!em&

5

5,e

e

t

Y

$ ω = C.5:D

97



unde e are 3aloarea

Z

?5

Z

?5

,ine

in

=

+>4.(8a?

iar Ye

.eY Bƒ= >4.(8*?

$onsiderînd un coe/icient de cuplaj între *o*inele 1 şi ( apropiat de

unitate% 1 reultă din relaia

5

9 5 ,

4 4

n= >4.(9a?

unde n este raportul de trans/or#are dintre *o*inele 1 % ( şi are 3aloarea

9

.5

in3

A

C

= .e

a

n

=

>4.(9*? eistena de intrare in a etajului a#pli/icator% raportată la *ornele 1 G

1 ale circuitului de intrare% are 3aloarea

5Z

Z 9 5

5,in in

$ $ $

+=

>4.0a? de unde reultă că

Z Z

5

5

.i in

in

$ $ E

$

+= = >4.0*?

Din relaiile >4.(4 a? şi >4.0 *?% a3înd cunoscute 3alorile $ t( şi E ,

reultă $ 1R şi $ ( % iar din relaia >4.(4. *?% /iind cunoscut $ in % se deter#ină $ 1. Dacă este realiată adaptarea în putere între antenă şi circuitul deintrare% 3aloarea #a<i#ă a /actorului de trans/er este

9

.5

in3

A

C

= >4.1?

>roiectarea circ*it*(*i de intrare pentr* ,actor de &go)ot )ini). Aşa după cu# sa arătat% contri*uia /actorului de !o#ot al etajului de

a#estec se poate ne!lija practic şi ni3elul de !o#ot al *locului de ==: cutranistoare depinde în /inal de !o#otul etajului a#pli/icator.

98



În aceste eta#e !aloarea factorului de zgomot depinde de adaptarea la zgo-mot a generatorului la intrarea tranzistorului şi de punctul de funcţionare altranzistorului R99S.

1in analizele efectuate asupra comportării la zgomot a tranzistorului s-astabilit că factorul de zgomot al eta#ului amplificator din blocul de ++$

a#unge la o !aloare minimă dacă impedanţa generatorului C ) !eD ce apare laintrarea tranzistorului, pentru frec!enţa de recepţie, este inducti!ă, aceastaindependent de sistemul de conectare al tranzistorului R96S.

1acă în aceste condiţii se studiază !ariaţia factorului de zgomot al unuieta# amplificator de ++$, în funcţie de adaptarea generatorului şi de curentulde emitor, se constată că e%istă !alori optime atit pentru admitanţă cît şi

pentru punctul de funcţionare al tranzistorului la care F capătă cea mai mică!aloare.

În fig. .9? este prezentată această dependenţă la circuitul de intrare alunui amplificator în cone%iune B$ , echipat cu tranzistorul )F997. 1in analizacelor două reprezentări grafice se obser!ă, pe de o parte că pentru

punctul de funcţionare +0) I2> şi i* 9 m se găseşte, în dependenţă deadmitanţa generatorului, un zgomot minim F 6 d). <inînd seamă deadmitanţa de intrare a tranzistorului CinD şi de cea a genaratorului CgeD, seobser!ă că e%istă

Fig. .9?. Factorul de zgomot al unui eta# amplificator de ++$ &a @ în funcţie de adaptarea generatorului la intrarea tranzistoruluiB b @ în funcţie

de !ariaţia curentului de emitorB c @ schema echi!alentă a eta#ului de intrare.

99



un puternic dezacord inducti! al circuitului de intrare şi că Fin F !e. În acestecondiţii a!em o adaptare la zgomot Czgomot minimD, însă nu este realizatăadaptarea în putere.

În cele ce urmează se !a prezenta modul în care se poate realiza pentru

impedanţa generatorului ce se conectează la intrarea tranzistorului un caracter inducti!, în întreaga gamă de lucru. Impedanţa ) !e a generatorului constă defapt din legarea în paralel a impedanţei circuitului de intrare P cl şi a rezis-tenţei R A % obţinută prin transferarea rezistenţei de antenă A în circuitul deintrare al eta#ului amplificator Cfig. .9?, cD. <inînd seamă de faptul că este!orba de o legătură paralel, impedanţa ) !e se poate calcula în !alori deconductanţă, obţinîndu-se&

9

. !e !e !e

!e

P F jB

)

= = + C.65D

În mod analog se poate reprezenta şi admitanţa de intrare a tranzistoruluisub forma&

.in in in F jB= +C.66D

"entru analiza propusă să considerăm mai întîi schema din fig. .6, a% lacare partea reacti!ă a admitanţei de intrare a tranzistorului are un caracter inducti!. 1acă circuitul de intrare este acordat pe o frec!enţă din banda de re-cepţionat, atunci componenta inducti!ă a admitanţei de intrare a tranzistorului!a fi compensată şi deci reactanţa generatorului de la bornele 1 G 1 ar fi denatură capaciti!ă şi în aceste condiţii factorul de zgomot ar fi mare CF J...:D."entru a se obţine o cifră de zgomot mai mică ar trebui ca circuitul oscilant

1$ 1 să aibă o frec!enţă de rezonanţă mai mare decît cea mai mare frec!enţădin banda de recepţionat, în acest fel comportîndu-se inducti! în întreagagamă de lucru.

În schema din fig. .6, *% pentru a se obţine o comportare inducti!ă a cir-

cuitului oscilant 1 $ 1 % este necesar ca acesta să aibă o frec!enţă de rezonanţămai mică decît frec!enţa minimă din gama de recepţionat.

1in cauză că aceste circuite trebuie să lucreze dezacordate în banda delucru, ambele scheme sînt utilizate mai rar în monta#ele practice.

În fig. .99, a este prezentată o schemă cu un circuit de intrare acordat, A

reprezentînd rezistenţa echi!alentă a antenei. 0urba de !ariaţie în planulcomple% a admitanţei generatorului P !e % ce apare la intrarea tranzistorului între

bornele 1 @ 1% fără bobina suplimentară s % este reprezentată în fig. .99, *

Ccurba 1?.0onsiderînd că eta#ul amplificator de frec!enţă foarte înaltă lucrează îngama KK @ 9?? (Az, în domeniul ;9@; (Az, factorul de zgomot estede#a minim, partea de reactanţă din P !e a!înd un caracter inducti!. În restuldomeniului, ţinînd seamă de faptul că admitanţa P !e are un caracter capaciti!

100



şi că intrarea tranzistorului este inducti!ă, un condensator de cupla# de!aloare con!enabil aleasă, montat între admitanţele P !e şi Pin, poate asigura oadaptare bună în putere, dar în acest caz adaptarea pentru zgomot !a finecorespunzătoare.

"rin introducerea bobinei suplimentare s se produce o deplasare a curbeilocale către !alori inducti!e, astfel că admitanţa P !e în domeniul care intere-

sează rămîne inducti!ă Ccurba 5 din fig. .99, bD. În aceste condiţii serealizează adaptarea la zgomot, dar nu mai este îndeplinită condiţia deadaptare în putere. ceastă dificultate se poate înlătura prin utilizarea unuicircuit de intrare de bandă foarte largă. 2 astfel de soluţie prezintă însădeza!anta#ul că este scăzută siguranţa în funcţionare a blocului de +$$ faţăde răspunsurile parazite datorită faptului că în acest caz este mult redusăselecti!itatea circuitului de intrare. în acelaşi timp, creşterea lăţimii de bandăla intrare reduce siguranţa pri!ind stabilitatea schemei împotri!a oscilaţiilor.

$pre deosebire de cone%iunea B$ , în cazul monta#ului în cone%iune $ adaptările de zgomot şi putere pot fi mult apropiate R97S. Într- ade!ăr se aratăcă la o astfel de schemă, în condiţiile în care monta#ul este neutrodinat şi este

compensată faza admitanţei de reacţie prin legătura serie a capacităţii decolector $ c* şi inductanţa de la intrarea tranzistorului Cfig. .95D, impedanţeleşi admitanţele zgomotoase se modifică. Faptul cel mai important constă înaceea că partea acti!ă ! cor a admitanţei Pcor capătă o !aloare negati!ă şi înrelaţia C9.:7D este micşorat termenul în care

Fig. .99. mplificator în cone%iune B$ cu circuit de intrare acordat& a @ schema de principiu B b 4 curba de !ariaţie în planul comple% a admitantei !e a

generatoruluiB 9 4 fără bobina suplimentară : = 5 4 cu bobina : .

101



participă gco r , deci este redus factorul de zgomot R96S R9KS. dmiţînd unfactor de zgomot de !aloarea celui din cazul unui monta# în cone%iune C,termenul&

9,cor ! c* B B+ + C.6D

C!. relaţia 9.:7D poate fi modificat în sensul a!anta#os realizării adaptării de putere, pină cînd se obţine şi pentru monta#ul în cone%iune EC * aceeaşi

!aloare a lui F. în acest mod se a#unge aproape la coincidenţa adaptărilor înzgomot şi putere.

În monta#ul considerat, chiar dacă condiţia de stabilitate nu o cere, o neu-trodinare corectă are aici drept scop o creştere a impedanţelor de intrare şiieşire şi deci o creştere a amplificării R96S,

0u toate a!anta#ele pe care le prezintă, schema în cone%iune EC nu sefoloseşte prea des, aceasta din cauza imposibilităţii de stăpînire a dispersiei

parametrilor. 1acă se ia, de e%emplu, o !aloare medie pentru ? (( e atunci apar oscilaţii în proporţie de 7?^ şi chiar 9??^, datorită !ariaţiei mari a factoruluide amplificare.

În schema din fig. .95 se obser!ă prezenţa unei inductanţe ( în circuitulde emitor al eta#ului amplificator. (oti!ul introducerii acestei bobine constăîn aceea că asigură îmbunătăţirea stabilităţii în funcţionare a blocului de ++$faţă de semnale mari. Într-ade!ăr, prin reacţia negati!ă care se introduceamplificarea eta#ului scade cu semnalul aplicat la intrare şi prin aceasta scade

suprae%citaţia eta#ului de amestec, care în aceste condiţii poate funcţiona nor-mal, practic fiind independent de ni!elul semnalului de la intrare."rezenţa bobinei L/ nu influenţează factorul de zgomot al tranzistorului,

ci dimpotri!ă, prin această reacţie negati!ă se aduce la intrare o tensiune dezgomot în antifază cu cea obţinută pe partea reală a impedanţei antenei şi decifactorul de zgomot al eta#ului este redus şi pe această cale .

Fig. .95. $chema de principiu a unui amplificator in cone%iune *0 cu adaptareade zgomot şi putere mult apropiate.

102



Mntroducerea reaciei prin *o*ina ( preintă însă dea3antajul că a#pli /icarea etajului scade. Tre*uie a3ut !rijă ca această scădere să nu /ie prea#are% pentru ca în acest /el contri*uia /actorului de !o#ot al etajului dea#estec% care participă #icşorat cu a#pli/icarea etajului de /rec3enă /oarteînaltă% să ră#înă încă practic ne!lija*ilă /aă de !o#otul total al *loculuide ==:.

-reena neutrodinării sau c2iar a unei reacii poiti3e reduse% întrunast/el de #ontaj% co#penseaă o parte din pierderea de a#pli/icare prinrealiarea unei reduceri a 3alorilor ad#itanelor de la intrarea şi ieşireaa#pli/icatorului. Totodată în acest /el este crescută selecti3itatea circuitelor acordate şi deci î#*unătăită atenuarea răspunsurilor la se#nale paraite.

Tre*uie o*ser3at aici /aptul că reacia prin condensatorul $ J nu este înopoiie cu cea introdusă prin *o*ina ( care este de /apt selecti3ă% eaacionînd nu#ai asupra tensiunii utile a postului pe care este acordat radioreceptorul.

Dacă ne re/eri# la #ontajele în cone<iune cu punct #ediu la #asă >3. /i!.4.6?% în acest ca e<istă o 3aloare a lui # pentru care cuplarea anteneicoincide pentru un #ini# de !o#ot.

-entru a arăta acest lucru se consideră sc2e#a ec2i3alentă si#pli/icată a

etajului a#pli/icator din /i!. 4.6 >3. /i!. 4.1?.Oinînd sea#ă de notaiile anterioare şi de para#etrii P ai sc2e#ei încone

%iune $ parametrii P@ ai cuadripolului echi!alent sînt daţi de relaţiile R96S&

Z 5Z

99 Z

ZC9 D9 C D

e c*

!e !e c*

e* c*

F jB # j $ r** ω

+= + + + − ++ +

59 99

59

95

B

j $ #P

ω

+ + + ÷

C.67D

Fig. .96. $chema echi!alentă simplificată a amplificatorului din fig. .J.

103



Z 59 99

95

95

C9 D Bc*

# j $ # j $

ω ω

= − − + + ÷

C.6JD

Z 59 99

5995

C9 D Bc*

# j $ # j $

ω ω

+ − + +

÷ C.6:D

Z 59 99

55

95

, s c*

j $ j $

ω ω = + + + C.6KD

unde prin $ s-a notat legătura paralel a capacităţii de colector 0ce şi a capacităţii de neutrodinare 0 . >aloarea condensatorului 0 rezultă din relaţia&

9

. J c* ce

#

$ $ $ #

−

= − C.6;DLa o neutrodinare completă Z

99 capătă !aloarea&

[ ]Z

99 99C9 D C D !e !e ce c* 1 e F jB j $ # $ d$ ω = + + + − + +

99

59

95

9 .

# #

+ + ÷

C.?aD

'elaţiile C.67D şi C.?aD au fost stabilite în ipoteza că impedanţa de

sarcină s are o !aloare redusă Cieşire în scurtcircuitD. În condiţiile în care se consideră că circuitul de intrare este la rezonanţă,suma tuturor părţilor imaginare din relaţia C.?D trebuie să fie nulă, adică&

[ ]99? C9 D C D

!e ce c* 1 e B $ # $ d$ ω = + + − + +

99

59

95

9 sinC D s

# #

ϕ

+ + − ÷

C.?bD

*%presia d0*C99eD se referă la !aloarea modificării capacităţii de intrare

în sarcină.$e demonstrează matematic că e%istă o !aloare a factorului m pentru carenu apar modificări prin d0*ClleD şi (1R96S. ceastă situaţie duce la ocoincidenţă între adaptarea la zgomot şi adaptarea în putere, în acest cazconductanţa de intrare /Z99 de!enind egală cu conductanţa generatoruluiechi!alent /geR96S. $oluţia prezintă însă deza!anta#ul că este micşorată într-ooarecare măsură partea reală a pantei 59.

1acă schema nu este neutrodinată e%act, atunci !aloarea optimă a facto-

rului m pentru d0* ? are loc, fie pentru un 0 de !aloare prea mică şi a unei!alori mari a lui m, fie in!ers, aceasta în funcţie de sensul dezechilibrului punţii de neutrodinare.

1in cele prezentate rezultă că în cone%iunea cu punct mediu la masă, printr-o alegere con!enabilă a parametrului m sau a lui 0 , elementele circui-tului de intrare pot fi astfel determinate, încît să se obţină o funcţionare a

104



sche-

mei în condiţii optime, atît din punctul de !edere al zgomotului cît şi din punctul de !edere al transferului ma%im de putere.

0omportarea la zgomot a monta#ului cascodă nu prezintă particularităţifaţă de monta#ele analizate, circuitul de intrare fiind realizat fie în cone%iune

$% fie B$.În ceea ce pri!eşte dimensionarea elementelor circuitului de intrare în

cazul adaptării la zgomot, se porneşte de la !aloarea necesară pentrususceptanţa generatorului echi!alent B !e care trebuie să fie de naturăinducti!ă. Impunînd o !aloare pentru capacitatea totală de acord $ 1 acircuitului !ăzut între bornele 1 G 1 spre antenă C!. fig. .6, a şi *?% din

relaţia& B$1 T B 1 B !e %

rezultă !aloarea inductanţei 1 % frec!enţa considerată fiind frec!enţa indicatăde fabricant o dată cu indicarea !alorii admitanţei P !e Cmărimile B$1 şi B 1

reprezintă susceptanţele lui $ 1 şi 1D.mintim faptul că parametrii 1 % $ 1 trebuie să satisfacă condiţia ca

generatorul echi!alent să aibă o comportare inducti!ă în întreaga gamă de

lucru. stfel, pentru cazul circuitului serie trebuie ca / r ] / #in % iar în cazulcircuitului deri!aţie trebuie ca / r \ / #a<. unde / r este frec!enţa de rezonanţă acircuitului 1$ 1 % iar / #in şi / #a< sînt frec!enţa minimă, respecti! frec!enţama%imă din banda de lucru a ansamblului de ++$.

"entru obţinerea !alorii dorite a conductanţei generatorului echi!alent F !e

se foloseşte un cuadripol de adaptare. În cazul monta#ului din fig. .6, asoluţia cea mai des întîlnită constă în utilizarea unei bobine de antenă A.

În aceste condiţii, raportul de transformare între bobina de antenă A şi bobina 1 are !aloarea&

9

. A !e

n F

= C.5aD

unde A este rezistenţa antenei. Inductanţa necesară pentru bobina A sededuce din relaţia&

9

5. A

n= C.5bD

0ircuitul de intrare 1$ 1 fiind dezacordat faţă de frec!enţele din banda delucru a blocului de ++$, trebuie !erificată atenuarea introdusă de acestaasupra frec!enţelor de semnal. "entru aceasta se determină mai întîi frec!enţade rezonanţă / r a acestui circuit. *a rezultă din condiţia&

9 9

?, 4 $ in B B B+ + = C.6aD

unde Bin este susceptanţa de intrare a tranzistorului amplificator. 105



!înd determinată !aloarea frec!enţei /R r , se poate stabili care estefactorul de calitate în sarcină Yc al circuitului de intrare&

Z

9

9

5 ,r e

!e $ in

$ Y F F Fπ ƒ= + + C.6bD

unde&F !e este conductanţa generatorului echi!alentBF$1 @ conductanţa proprie a circuituluiBFin @ conductanţa de intrare a tranzistorului.$e !erifică apoi care este !aloarea atenuării semnalelor cu frec!enţa / #in %

respecti! / #a< C!. rel. .J5D. *a nu trebuie să fie mai mare de 5 @6 d).

>roiectarea circ*it*(*i de %arcin' a( a)p(i,icator*(*i. În circuitul decolector al amplificatorului de ++$ se găseşte circuitul acordat de frec!enţăfoarte înaltă. cesta este conectat la eta#ul schimbător de frec!enţă prinintermediul unui condensator de cupla#.

În fig. .; este prezentată schema de principiu a unui amplificator încone%iune B$% cel mai utilizat monta# în blocurile de ++$, iar în fig. .9 se

prezintă schema echi!alentă a acestui amplificator.

!înd în !edere banda de lucru a amplificatorului 3 / #a< / #in ?% se deter-mină coeficientul de acoperire al gamei&

5

ma% ma%

min min

,t

t

$ E

$

ƒ= = ÷ƒ

C.D

unde $ t #a< şi $ t #in sînt capacitatea totală ma%imă, respecti! minimă dincircuit.

Fig. .9. $chema echi!alentă a circuitului de sarcină a unui am plificator de frec!enţă foarte înaltă &

a - schema normala 0e 0 T 07 T )iesCDB b - schema simplificata C0Ze 0e T 0ZshD.

106



$onsiderînd aleasă 3aloarea lui 0t ma%, din condiia de reonană reultă3aloarea inductanei L6&

[ ] [ ] [ ]6 5

5766?, H 7H $ p µ = ƒ >4.4'a?

unde

ma% minBƒ = ƒ ƒ >4.4'*?

min ma%,t t $ $ $ = >4.4'c?

-entru o*inerea a#pli/icării #a<i#e în putere este necesar ca /Zsh,

repreentînd conductana /sh, raportată la circuitul de colector al a#pli/icatorului% să /ie e!ală cu su#a dintre conductana internă atranistorului /ies şi conductana circuitului acordat Fc( >3. /i!. 4.14?% adică

Z

5.

s2 ies cF F F= + >4.46?

n ceea ce pri3eşte ad#itana ec2i3alentă de intrare a etajului sc2i#*ător de /rec3enă sh /sh + # )sh aceasta poate /i de natură capaciti3ă sauinducti3ă şi deci susceptana )sh tre*uie considerată în calcule cu se#nulcorespunător.

M#pedana ec2i3alentă pentru sh este 9 .

s2 s2 s2 s2 ) r j<= = − >4.4&?

alorile lui r sh şi %sh, raportate la *ornele circuitului de colector ale a#pli /icatorului% sînt date de relaiile

5 5

J

Z

C D9. s2 $ s2

s2 s2

r <

F r

+ +=

>4.48a?

5

Z J

J

C D, s2 c s2

s2

c s2

r <

<

+ +=

+ >4.48*?

unde reactana < s2 tre*uie considerată cu se#nul corespunător /aă de cJ

care repreintă reactana condensatorului de cuplaj dintre a#pli/icator şi sc2i#*ătorul de /rec3enă K$ 6 din /i!. 4.14% aL.

M#punînd o anu#ită 3aloare pentru FR s2 Kde e<e#plu% cea dată de condiiade adaptare din relaia >4.46?L% din relaia >4.48 a? reultă reactana

capaciti3ă a condensatorului de cuplaj $ 6

5

J Z. s2

$ s2 s2

s2

r < r

F= − + −

>4.49a?107



aloarea condensatorului $ 6 este dată de relaia

J

J

9

5 $

$ π

=ƒ

>4.49*? A3înd cunoscut pe $ 6 % 3aloarea co#ponentei reacti3e R s2 se deter#ină

din relaia >4.48 *?% iar capacitatea $R s2 din relaia

Z

Z

9.

5 s2

s2

$ π

=ƒ

>4.'0?

a deter#inarea 3alorii capacităii de acord tre*uie inut sea#ă şi de susceptana de ieşire Z ies a tranistorului a#pli/icator% a cărei 3aloare este

( ) 55ies # ies B M B= = +

( )95 59

9 95 59 9 95 595 5

9 9

cosC D sin

B FF B

ϕ ϕ ϕ ϕ + + − + +>4.'1a?

unde

9 99, !eF F F= + >4.'1*?

9 99. !e B B B= + >4.'1c?

Oinînd sea#ă de participarea la capacitatea totală de acord a capacită ilor susceptanelor date de relaiile >4.'0? şi >4.'1 a?% şi considerînd ocapacitate paraită de #ontaj $ p >este de ordinul a ( G p?% 3aloareacapacităii #a<i#e de acord este

Z

ma% ma% 7 ,ies

t s2 p

B$ $ $ $ $ ω = + + + +

>4.'(a? unde $ #a< este capacitatea #a<i#ă a condensatorului 3aria*il $ 4.

A3înd în 3edere relaia >4.44?% reultă pentru capacitatea #ini#ă3aloarea

ma%

min .t

t

$ $

E

=

>4.'(*?

$onsiderînd că la intrarea etajului a#pli/icator se aplică tensiunea = 1 şila intrarea etajului sc2i#*ător tensiunea = s2 % a#pli/icarea în tensiune estedată de relaia

108



5

9

9 5 9

. s2 s2u 2 u

= = = A E A

= = = = = × =

>4.'?

A#pli/icarea în tensiune Au1 a etajului a#pli/icator are 3aloarea

5

9 Z

9

,u

:

= : A

= F= = >4.'4a?

unde : este #odulul pantei tranistorului a#pli/icator% iar FR s — conductana de sarcină% care este co#pusă din

Z Z5 .: ies $ s2F F F F= + + >4.'4*?

aloarea lui Fies este dată de relaia

( ) ( )95 59 9 95 59 9 95 59

55 5 5

9 9

cos sin.ies

F BF F

F B

ϕ ϕ ϕ ϕ + + + = −+

>4.'4c?

$oe/icientul de trans/er C 2 între ieşirea etajului a#pli/icator şi intrarea sc2i#*ătorului de /rec3enă are 3aloarea

Z

5

. s22 s2 s2

= C F=

= = × >4.''?

unde s2 = 1 "F s2.=tiliînd relaiile >4.'4? şi >4.''?% e<presia a#pli/icării ia /or#a

Z

5ZC D.u s2 : es c

:

: A F F F

F= − − >4.'6?

Dacă ine# sea#ă că la /rec3ena #edie din !a#ă lăr!i#ea de *andă în sarcină are 3aloarea

Z

5

5ies c s2F F F

B$ π

+ +=

>4.'&a? şi că lăr!i#ea de *andă proprie a circuitului acordat $ este

5

?,

5$

F*

$ π =

>4.'&*? atunci 3aloarea a#pli/icării din relaia >4.'6? poate /i e<pri#ată ast/el

[ ]?5 C D

.5

ies s2

u

: $ B * F A

$B

π

π

− −= >4.'8?

109



A#pli/icarea în putere a etajului a#pli/icator este

5 9

, p u

s2 in

A A F

=

>4.'9?

unde Au are semnificaţia dată de relaţia C.7KDB s2 este rezistenţa de intrare aeta#ului schimbător de frec!enţă, iar Fin G conductanţa de intrare a eta#uluiamplificator, reprezentată prin partea reală din relaţia C.KD&

( ) ( )95 59 5 95 59 5 95 59

99 5 55 5

cos sin

in

F BF F

F B

ϕ ϕ ϕ ϕ + + +

= − + C.JD

unde&

5 55B

: F F F= +

5 55.: B B B= +

1upă determinarea acestor mărimi se procedează la !erificarea stabilităţiimonta#ului utilizînd relaţia C.95D.

1acă : 5, nu este necesară neutrodinarea. În caz contrar, fie se creşte

!aloarea conductanţei de sarcină, fie se neutrodinează eta#ul. În unele situaţiise poate proceda şi in!ers, adică se impune o !aloare pentru factorul destabilitate şi rezultă !aloarea admitanţei de sarcină, aceasta în condiţiile încare admitanţa de intrare a tranzistorului este impusă, de e%emplu, pe bazaadaptării la zgomot. >aloarea conductanţei de sarcină nu poate fi crescutăînsă peste o anumită limită, fiindcă, pe de o parte, este redusă amplificarea,iar pe de altă parte, circuitul acordat nu mai poate asigura atenuarea necesarărăspunsurilor parazite.

<inînd seamă de această ultimă obser!aţie, se precizează că !aloareafactorului de calitate în sarcină Ye % care rezultă din e%presia&

eY B

ƒ= C.J9D

trebuie !erificată pentru atenuarea impusă semnalelor nedorite, folosindu-se pentru calcul relaţia&

[ ]

5

59?log 9 , p se

s p

dB Yα ƒ ƒ = + − ÷

÷ƒ ƒ C.J5Dunde& / s este frec!enţa semnalului utilB / p G frec!enţa semnalului perturbator.

110



$emnalele nedorite au frec!enţele&

9B

p iƒ = ƒ C.J6aD

5

99 .

p s in

ƒ = ƒ + ƒ + ÷

C.J6bD

"entru n 9 şi n 5 din relaţia C.J6 bD se obţine&

Z

55 B p s iƒ = ƒ + ƒ C.JaD

ZZ

55,

p s iƒ = ƒ + ƒ C.JbD

unde& /R p( este frec!enţa semnalului imagineB /RR p( @ frec!enţa semnalului pentru care are loc primul răspuns repetatB / i @ frec!enţa intermediară.'elaţia C.J5D este !alabilă şi pentru calculul atenuării introduse de cir-

cuitul de intrare asupra semnalelor nedorite.

:./. Sci)1'tor*( de ,rec0ent' -i o%ci(ator*( (oca(din 1(oc*( de UUS

.5.9. Feneralităi

"entru schimbarea de frec!enţă se folosesc, ca şi în cazul tuburilor, douătipuri de monta#e& @ cu acelaşi tranzistor folosit ca oscilator şi ca schimbător defrec!enţăB @ cu două tranzistoare diferite, unul folosit ca oscilator şi altul caschimbător de frec!enţă.

În fig. .97, a este prezentată !arianta de schemă în care acelaşi tranzistor este folosit şi ca schimbător de frec!enţă şi ca oscilator. În acest monta#,oscilatorul lucrează în cone%iune B$ C!. fig. .97, bD, care reprezintă de altfeltipul de schemă cel mai utilizat.

0e-a de-a doua metodă de schimbare de frec!enţă este prezentată înschema din fig. .9J, oscilatorul lucrînd în cone%iune B$ , iar schimbătorul de

frec!enţă, în cone%iune $.În ambele monta#e oscilaţia se obţine cu a#utorul unei reacţii poziti!e de la

colector ia emitor, mărită la !aloarea necesară, printr-un condensator C$ înfig. .97 şi $ 6 în fig. .9J, care cresc reacţia produsă prin capacitatea $ ecD."entru obţinerea unui conţinut de armonici scăzut este necesară o tensiunealternati!ă redusă, însă în aceste condiţii cîştigul de con!ersie are o !aloare 111



mică şi din această cauză trebuie urmărită realizarea unui compromis.ensiunile mari din antenă pot influenţa oscilatorul atît în amplitudine cît

şi în frec!enţă prin influenţarea parametrilor tranzistorului. ceasta poateduce la un efect de tîrîre sau chiar la oprirea funcţionării oscilatorului.

"entru obţinerea unei bune stabilităţi la semnale mari, în afară de soluţiilede#a preconizate pentru amplificatorul de frec!enţă foarte înaltă, trebuie luatemăsuri şi în eta#ul oscilator local. În acest sens cupla#ul între amplificator şi

Fig. .97. $chema de principiu a unui schimbător-oscilator folosindun singur tranzistor&

a G schema realăB * @ monta#ul echi!alent pentru oscilatorB c G diagrama !ectorială a reacţiei oscilatorului.

112



Fig. .9J. $chema de principiu a unui schimbător-oscilator cu tranzistor separat pentru oscilatorul local.

oscilator trebuie să fie foarte slab şi în acelaşi timp influenţa parametrilor tranzistorului asupra frec!enţei oscilatorului să fie cît mai redusă cu putinţă.1in această cauză la unele monta#e colectorul tranzistorului oscilator seconectează la o priză a circuitului oscilant, în acest fel fiind redusă influenţaadmitanţei de ieşire a tranzistorului asupra circuitului acordat. În cazulmonta#elor cu oscilator separat, cupla#ul între acesta şi eta#ul schimbător fiindrealizat prîntr-un condensator de capacitate mică C$ 9 în fig. .9JD, efectul detîrîre al frec!enţei oscilatorului local este practic înlăturat. 1e altfel acesta

este şi moti!ul pentru care în blocurile ++$ de calitate se preferă ultimulmonta#. $chema cu schimbător @oscilator reprezintă o soluţie economică,însă prezintă incon!eniente în funcţionare. 1acă un astfel de oscilator lucrează normal pînă la semnale de cîţi!a mili!olţi, la ni!ele mai ridicate eleste simţitor dezacordat, datorită !ariaţiei admitanţei de ieşire a tranzistoruluiamplificator în funcţie de semnalul aplicat la intrare, a#ungîndu-se chiar lascoaterea din funcţiune a oscilatorului.

"entru îmbunătăţirea funcţionării, la unele monta#e intrarea eta#uluischimbător de frec!enţă este conectată la o priză a bobinei circuitului acordatal amplificatorului de frec!enţă foarte înaltă. "riza la bobină şi o !aloarecorespunzătoare a condensatorului de cupla# permit să se asigure o impedanţămică şi deci o influenţă redusă a eta#ului amplificator.

1acă eta#ul schimbător de frec!enţă este pre!ăzut să funcţioneze cu uncurent de colector ce!a mai mare C6 @ m de e%empluD, această creştere a

113



curentului de colector duce într-o oarecare măsură la liniarizareacaracteristicii de intrare a tranzistorului schimbător de frec!enţă, adică lareducerea armonicelor rezultate prin con!ersie şi deci la îmbunătăţireaatenuării răspunsurilor parazite. 2dată cu creşterea curentului scade însăamplificarea de con!ersie şi totodată creşte factorul de zgomot, condiţii careimpun realizarea unui compromis pri!ind creşterea curentului Ic.

În scopul obţinerii unei funcţionări optime a eta#ului schimbător de frec-!enţă pri!ind atenuarea răspunsurilor repetate, este necesară realizarea uneiimpedanţe de !aloare redusă în circuitul bază @ emitor pentru toatefrec!enţele egale sau mai mici decît frec!enţa intermediară Cde obicei 9?,:(AzD. ceasta se realizează prin utilizarea unui filtru de FI > L9 $ ( din fig..97 şi .9JD. +neori, la eta#ul schimbător @ autooscilant bobina 1 esteutilizată pentru corectarea fazei tensiunii de reacţie pe oscilator.

$-a demonstrat matematic că circuitul schimbător de frec!enţă are o ate-nuare mai bună a răspunsurilor repetate dacă semnalul de frec!enţă foarteînaltă este adus pe baza tranzistorului schimbător. 2 astfel de posibilitate este

oferită cu eficienţă însă numai de schemele care utilizează un oscilator sepa-rat. 2 altă îmbunătăţire ce se mai poate aduce unui schimbător de frec!enţătot în pri!inţa atenuării răspunsurilor parazite este introducerea uneirezistenţe nedecuplate în emitor Cde circa 9? OD. 1atorită faptului că aceasta

produce o reacţie negati!ă în 'F, are loc o liniarizare a caracteristicii deintrare a tran-

zistorului schimbător de frec!enţă, obţinîndu-se astfel o îmbunătăţire a ate-nuării răspunsurilor parazite Ccirca 6 d)D, dar şi o scădere a amplificării decon!ersie Ccirca 5 d)D, din care cauză este necesară realizarea unuicompromis corespunzător. (etoda este utilizată pentru tranzistoarele cufrec!enţe de tăiere foarte ridicate.

$-a arătat că supraîncărcarea eta#ului schimbător-autooscilant, cauzată desemnale mari ale antenei, schimbă parametrii tranzistorului şi prin aceasta

frec!enţa oscilatorului. "entru îmbunătăţirea funcţionării în această pri!inţă a blocului de ++$, în unele monta#e se introduce o diodă limitatoare în cir-cuitul de sarcină al amplificatorului de frec!enţă foarte înaltă. $oluţia este

bună din punctul de !edere al limitării ni!elului semnalului din antenă,dar nuşi în pri!inţa atenuării răspunsurilor parazite.

Într-ade!ăr, din cauza diodei de limitare se produce o amortizare supli-mentară a circuitului de sarcină, care duce la scăderea selecti!ităţii acestuia."entru a păstra proprietăţile selecti!e iniţiale ale circuitului de sarcină al

amplificatorului şi a realiza totodată şi o limitare a semnalelor puternice, înunele monta#e se utilizează o diodă limitatoare în paralel cu circuitul acordatde FI.

În fig. .9: este prezentată schema de principiu a unui eta# schimbător autooscilant utilizînd o diodă de limitare C D1D, conectată în paralel cu circuitulacordat de FI C$ ( L5D. ensiunea de polarizare in!ersă a diodei este obţinută

114



de la rezistenţa 1 conectată în colectorul tranzistorului. *a este decuplată pentru semnalele de FI şi 'F prin condensatorul $ 1. $e obser!ă

totodată că filtrul de FI este conectat la o priză a bobinei oscilatorului. $oluţia

este utilizată la unele monta#e, deoarece prezintă a!anta#ul că pre!ine pătrun-derea semnalelor oscilatorului local în circuitele de FI, unde pot apăreainterferenţe supărătoare.

'ezultatele obţinute în pri!inţa limitării cu astfel de scheme sîntinferioare celor cu oscilator separat. otuşi, limitarea prin diodă se întîlneşteşi la aceste monta#e, în acest caz rolul diodei de limitare fiind mai mult pentrue!itarea deformării curbei de trecere pe partea de Fi la semnale mari.

.5.5. -roiectarea oscilatorului local al *locului de ==:

2scilatorul din blocul de ++$ foloseşte, în general, un tranzistor în cone-%iune )0. stfel de scheme de principiu au fost prezentate în fig. .97, a si.9J.

"entru a înţelege modul de funcţionare al unui astfel de oscilator se amin-

teşte mai întîi faptul că la frec!enţe foarte înalte tranzistorul are o pantă comple%ă, a cărei fază trebuie luată în consideraţie la dimensionarea reţelei dereacţie. 1acă se pleacă de la o tensiune +9 între emitor şi bază Cfig. .97, bD,atunci în circuitul de colector !a apărea un curent M ( egal cu&

59

5 9, j *

c M = : e ϕ −=

care este defazat deci în urma tensiunii +9 cu 59 b. cest curent de colector

creează pe circuitul rezonant din colector o tensiune de aceeaşi fază +5, cir-cuitul L5 0e fiind la rezonanţă. ensiunea +5 creează, la rîndul său, prin legă-tura de reacţie 0' C0' 06 T0ceD, un curent M 1 prin admitanţa de intrare in.1acă tensiunea de reacţie +' ce apare la intrare este în fază cu +9 şi de!aloare corespunzătoare, atunci sistemul oscilează. ceasta corespunde defapt condiţiei ca unghiul de fază al pantei tranzistorului C59 *D să fie

Fig. .9:. $chema de principiu a unui eta# schimbător-oscilator cudiodă de limitare.

115



compensat printr-o tensiune corespunzătoare defazată înainte. În relaţie matematică condiţia de oscilaţie se e%primă sub forma C!. rel..7D&

Z Z ?,

!e in + = C.J7aD

unde &

Z Z

Z Z 95 59

99 Z

55

,in

:

×= −

+

C.J7bD

în care&

Z

99 99 95 99B

= + + ≈ + C.JJaD

Z

55 55 95 55B

= + + ≈ + C.JJbD

Z

95 95 5B

= + ≈ C.JJcD

Z

59 59 95 59B = − ≈ C.JJdD

unde r # 06 C!. fig. .97D. 99, 1(, 59, 55 sînt parametrii admitanţă aitranzistorului, iar s este admitanţa de sarcină a eta#ului oscilator. dmitanţaZge a generatorului echi!alent are !aloarea&

Z C D,

!e !e !e cp F j B B= + + C.JJeD

unde !e = F !e + jB !e repreintă ad#itana !eneratorului ec2i3alent al a# pli/icatorului de ==:% iar Bcp repreintă susceptana de co#pensare necesarăla intrarea oscilatorului pentru aducerea în /aă a tensiunii de reacie cu ten

siunea de intrare. Mntroducînd relaiile >4.6' *? şi >4.66? în relaia >4.6' a? se o*ine

( ) ( )99 55 59. !e s + + + + =

>4.6&?$onsiderînd caul unui sc2i#*ătoroscilator% în relaia >4.6&? se pot /ace

unele si#pli/icări a3înd în 3edere că circuitul de sarcină se a/lă la reonană şi că la #ontajele în cone<iune B$ este îndeplinită condiia F(( ] F: . Dease#enea% inînd sea#ă de /aptul că în !eneral şi etajul a#pli/icator de

/rec3enă este realiat tot în cone<iune B$ reultă că F !e ] F11 şi deciad#itana !e a acestuia se reduce la o susceptană.

$u aceste o*ser3aii şi introducînd 3alorile de cuadripol în /or#ă

co#ple<ă% relaia >4.6&? de3ine ( ) ( )Z

99 99 6 6 59 59,

!e : jB F jB j $ F j $ F jBω ω + + + = +>4.68a?

unde

116



Z .

!e !e cp B B B= + >4.68*?

Dacă în relaia >4.68 a? se /ace separaia după #odul şi /aă se o*ine

9 6

9 59 59B

5 j j

*

:

$ e e

Fϕ ω π

ϕ = + ÷

>4.69a? adică

9 59B

5*π ϕ ϕ = + ÷

>4.69*?

6

9 59,

:

$

F

ω =

>4.69c? unde

( )ZZ

699 6

9 Z

99 99.

!e$ $ B B $

t! F F

ω ω

ϕ

++ += = >4.&0a?

$R repreentînd su#a susceptanelor ce se lea!ă la *orna de e#itor% adică

Z Z

99 99.

!e !e cp$ B B B B Bω = + = + + >4.&0*?

Oinînd sea#ă de relaia >4.69 *?% relaia >4.&0 a? poate /i pusă şi su* /or#a

( )

99

59 Z

6

,*

Ft!

$ $

ϕ

ω

= −

+>4.&1?

unde&

59

59

59

.* Bt! F

ϕ =

(h/ 2 % / 2 fiind frec!enţa oscilatorului.Fiind ales tipul tranzistorului oscilator, sînt cunoscute aşadar mărimile

F11 şi 59 şi deci din relaţia C.:9D se poate determina !aloarea condensatoru-lui $ e&

99

59

,e

*

F$

t! ω ϕ

= − C.:5aD

în care&Z

6.

e$ $ $ = + C.:5bD

!înd fi%ată !aloarea capacităţii de reacţie $ , din relaţia C.:5 bD rezultă!aloarea capacităţii $R . 0apacitatea $ se alege de !aloare cît mai redusă

117



pentru a nu mări prea mult influenţa între intrarea şi ieşirea tranzistoruluiC!alori uzuale 5 @ : pFD. tunci cînd capacitatea colector-emitor C$ ceD are o!aloare comparabilă cu $ , capacitatea fizică ce se introduce în monta# rezultădin diferenţa între capacităţile $ şi $ ce.

$usceptanţa BR a condensatorului $R este formată, aşa cum s-a arătat maisus C!. şi fig. .97, bD, din susceptanţa de intrare B11 a tranzistorului oscilator,din susceptanţa de compensare Bcp şi din susceptanţa echi!alentă B !e aamplificatorului de ++$, adică

Z

99,

cp !e B B B B= + + C.:6aD

relaţie care se poate scrie şi sub forma&

Z 99 .cp !e B B B$

ω ω ω = + + C.:6bD

$usceptanţa de intrare a tranzistorului în monta# cu baza la masă este, îngeneral, inducti!ă. "entru simplificare, în calcul se consideră elementulinducti! ca o capacitate negati!ă, în aceste condiţii a!înd&

99

99.

B$

ω − = C.:6cD

0apacitatea echi!alentă a susceptanţei B !e are !aloarea&

, !e

!e

B$

ω = C.:6dD

unde&

Z

9 5

Z

9 5

, !e

$ B B

$ B

ω

ω =

+ C.:6eD

$ 1 fiind capacitatea de cupla# între amplificator şi eta#ul schimbător autooscilant. >aloarea lui BR ( , rezultă din relaţia&

( )Z Z Z

5 5

9,

s2 B $ $

ω

ω = − − C.:6fD

unde şi $ s2 au semnificaţiile date în relaţiile C.7 aD şi C.7?D, iar $R ( repre-zintă capacitatea totală de acord a circuitului oscilant al amplificatoruluicorespunzătoare frec!enţei / a oscilatorului, la care se face determinarea ele-

mentelor din lanţul de reacţie al acestuia.!înd cunoscute mărimile $R% $ 11 şi $ !e, din relaţia C.:6 bD se poatedetermina !aloarea capacităţii $ cp corespunzătoare susceptanţei de compen-sare Bcp.

În cazul unui cupla# slab între amplificator şi schimbătorul autooscilant,sau în cazul unui eta# oscilator care nu îndeplineşte şi funcţia de schimbător

118



de frec!enţă, influenţa eta#ului amplificator asupra oscilatorului este redusă şiîn aceste condiţii $R capătă !aloarea&

Z 99 cp B B$

ω ω + +

şi ţinind seamă de relaţiile C.:6 cD şi C.:5 bD obţinem&

99

6 99,cp

e cp

B B$ $ $ $

ω ω

= + + ≈ − + C.:D

relaţie care arată, a!înd în !edere !aloarea redusă a lui $ , că pentru compen-sarea între k9 şi k59b, este necesară la intrare o capacitate de compensare,atunci cînd admitanţa de intrare a tranzistorului schimbător are un caracter inducti!. *ste e!ident că în cazul în care susceptanţa B11 are un caracter capaciti!, pentru a se obţine !aloarea dorită pentru $ e , este necesar casusceptanţa de compensare să fie de natură inducti!ă.

În ceea ce pri!eşte relaţia între module, din e%presia C.J; cD se obţine&

99 9 6 59 59cos cos .5: *F F $ F π ϕ ω ϕ = + ÷ <inînd seamă de relaţia C.J; bD a!em&

6 59

99

,:

$ FF

F

ω = C.:7D

F11, $ (1 fiind mărimi caracteristice tranzistorului ales, iar $ fiind determinatde relaţia C.:5 bD. 'ezultă că din relaţia C.:7D se poate stabili care este!aloarea ma%imă pentru conductanţa de sarcină /$ pentru ca sistemul săoscileze.

"entru determinarea parametrilor circuitului acordat al oscilatorului prin-cipial se procedează similar ca la amplificatorul de ++$. <inînd seamă de banda de lucru a oscilatorului Cf h ma% - f h minD, se determină coeficientul deacoperire al gamei&

5

ma% ma%

min min

.2 22

2 2

$ C

$

ƒ= = ÷ƒ

C.:JD

unde 0h ma% şi 0h min reprezintă capacitatea totală ma%imă, respecti! minimă

din circuit.0onsiderînd aleasă !aloarea lui 0h ma%, din condiţia de rezonanţă rezultăinductanţa L5 C!. fig. .97 aD&

[ ][ ] [ ]

5 5

5766?,

2 2

H 7H $ p

µ =ƒ × C.::aD

119



unde&

ma% minB

2 2 2ƒ = ƒ ƒ C.::bD

ma% min.

2 2 2$ $ $ = C.::cD

!înd în !edere susceptanţele care participă la capacitatea totală de acorda circuitului şi considerînd o capacitate parazită de monta# 0 p, !aloarea capa-

cităţii ma%ime de acord este& ma% ma% :

,ies2 p

B$ $ $ $

ω = + + + C.:KD

unde& 0! ma% este capacitatea ma%imă a condensatorului !ariabil 0J C!. fig.

.97,aDB 0: @ capacitatea unui condensator au%iliarB

ies B

ω @ capacitatea de ie ire a tranzitorului.ș

0ondensatorul $ & poate ser!i, fie ca un condensator de compensare ter-mică @ aşa cum s-a arătat la circuitele de oscilator cu tuburi electronice @ fie ca un condensator a#ustabil introdus în monta# pentru a asigura un regla#

iniţial mai bun al circuitului de oscilator. La unele monta#e e%istă cîte un con-densator pentru fiecare din rolurile amintite.

În mod analog cu relaţia C.J7 bD şi separînd partea imaginară dinadmitanţa ies % !aloarea susceptanţei de ieşire a tranzistorului amplificator

este dată de e%presia&

( )Z

95 59

55 6 9 95 595 5

9 9

C D R cosies # ies

B M B $ B

F Bω ϕ ϕ = = + + + −

+

9 95 59sinC DS.F ϕ ϕ − + C.:;D

<inînd seamă de faptul că&

Z

95 6, j $ ω ≈

relaţia C.:;D de!ine& [ ]6 59

55 6 9 59 9 595 5

9 9

sin cos D ,ies

$ B B $ B F

F B

ω ω ϕ ϕ = + − +

+ C.K?D

unde&

9 99 99B

!eF F F F= + ; C.K9D120



Z

9 99,

!e !e B B F Bω = + + C.K5D

)Zge a!înd semnificaţia dată de relaţia C.JK bD.În cazul unui cupla# slab între amplificator şi schimbătorul autooscilant,

sau în cazul unui eta# oscilator care nu îndeplineşte şi funcţia de schimbător de frec!enţă relaţia C.K5D capătă forma&

9 99 6. B B $ ω = + C.K6D

.5.6. -ro*le#e pri3ind sta*ilitatea de /rec3enă a oscilatorului local din *locul de ==:

2scilatoarele realizate cu tranzistoare prezintă deza!anta#ul că sîntinfluenţate de temperatură, de !ariaţia tensiunii de alimentare şi de ni!elul

semnalului aplicat într-o măsură mult mai mare decît monta#ele realizate cutuburi electronice. 1in această cauză, pentru păstrarea stabilităţii frec!enţei înlimitele impuse de norme, sînt necesare o serie de măsuri ce trebuie luate înaceastă pri!inţă în schemele construite cu tranzistoare.

u se !a mai insista asupra problemei pri!ind comportarea la încălzire acircuitului oscilant, tratarea ei din acest punct de !edere fiind similară cu

cea prezentată în cazul monta#elor cu tuburi electronice, singura menţiune defăcut fiind aceea că în cazul blocului de ++$ cu tranzistoare temperatura delucru a ansamblului este mai coborîtă.

(ăsurile de stabilizare termică a tranzistorului urmăresc şi în cazul mon-ta#elor pentru (F linia de#a cunoscută de la monta#ele obişnuite cu tran-zistoare. +n pas înainte făcut în această pri!inţă este introducerea la scarăindustrială a tranzistoarelor cu siliciu. În prezent se speră că tranzistoarele cuefect de cîmp CF*D !or aduce o re!oluţie şi în această pri!inţă, !ariaţiile detemperatură producînd o slabă influenţă asupra parametrilor, acestor noitranzistoare. "roblemele care se pun aici sînt în principal legate de faptul dacăeste posibil şi util ca ele să fie folosite şi în domeniul electronicii de largconsum, a!înd în !edere şi aspectul tehnico-economic R9;S.

1ependenţa frec!enţei de oscilaţie de tensiunea de alimentare este cauzată

de modificările capacităţilor colector-bază $ c* şi de difuzie $ d şi a pantei (1,în funcţie de !ariaţiile curentului şi tensiunii de colector acestea din urmădeterminate de !ariaţiile tensiunii de alimentare. >ariaţiile tensiunii dealimentare pot apărea din diferite cauze. stfel, la folosirea alimentării de la o

baterie uscată tensiunea acesteia scade încet şi monoton cu creşterea sarcinii.1acă se foloseşte ca sursă de alimentare o baterie de automobil, în acest caz 121



tensiunea de alimentare oscilează relati! des şi foarte puternic, după cumaceasta se încarcă de la dinam sau se descarcă. În condiţiile în care blocul de++$ face parte dintr-un radioreceptor la care eta#ul final are un monta# încontratimp, în clasă ), în această situaţie absorbţia de curent este dependentăde ni!elul semnalului.

În primul caz schimbarea frec!enţei oscilatorului nu este supărătoare, maiales dacă sînt luate unele măsuri, ca, de e%emplu, reducerea influenţei

parametrilor tranzistorului asupra circuitului acordat, prin conectarea colec-torului la o priză a acestuia, sau alegerea #udicioasă a tensiunii de alimentareşi a punctului de funcţionare al tranzistorului. În fig. .9K sînt prezentate douădiagrame în care se arată modul de !ariaţie al frec!enţei oscilatorului înfuncţie de tensiunea de alimentare.

ceste caracteristici au fost ridicate în modul următor& a!înd fi%ată o!aloare * pentru tensiunea de alimentare s-a urmărit la un frec!enţmetru caresînt modificările de frec!enţă ale oscilatorului cînd tensiunea * se modificăîntre anumite limite.

1iagrama din fig. .9K, a este ridicată pentru un monta# de oscilator careîndeplineşte şi funcţia de schimbător de frec!enţă Ccircuitul oscilatorului estecu acord capaciti!D. în fig. .9K, * curba este ridicată pentru un bloc de ++$cu oscilator separat Ccircuitul oscilatorului este cu acord inducti!D. $e obser!ăcă pentru o tensiune de alimentare de ; > în prima diagramă, şi pentru otensiune de 95 > în cea de-a doua se obţin cele mai mici !ariaţii alefrec!enţei oscilatorului, atunci cînd sursa de alimentare are unele fluctuaţii detensiune.

În cazul sursei de alimentare prin baterie de automobil !ariaţiile de frec-!enţă ale oscilatorului local deran#ează recepţia în mod simţitor. În acest cazsînt necesare măsuri pentru stabilizarea frec!enţei oscilatorului, aceasta

122



putînd fi realizată, fie prin stabilizarea tensiunii de alimentare, fie prinintroducerea la oscilator a regla#ului automat de frec!enţă.

În fig. .9; este reprezentată schema unui oscilator de ++$ la care s-aintrodus un regla# automat de frec!enţă C'FD prin dioda 19.

În cazul radioreceptorului cu eta#ul final în contratimp se !a a!ea gri#ă săse realizeze un filtra# corespunzător al tensiunii de alimentare a eta#ului osci-

lator, astfel ca dependenţa tensiunii de alimentare de !ariaţiile rapide ale ni!e-lului semnalului să nu aibă nici o influenţă asupra frec!enţei acestuia.

Foarte discutată este la ora actuală problema recepţiei emisiunii dorite încondiţiile unei bune stabilităţi în funcţionare a oscilatorului de ++$. !înd în!edere creşterea puterii instalate a staţiilor de emisie, ni!elele ce apar laantena radioreceptorului pot a#unge la sute de mili!olţi din care cauză, laschemele obişnuite, funcţionarea oscilatorului de!ine nesatisfăcătoare, în

Fig. .9K. 0urba !ariaţiei de frec!enţă a oscilatorului în funcţie de tensiunea

de alimentare * b . a 4 schimbător autooscilant cu acord capaciti!B

b @ oscilator separat cu acord inducti!.

123



Fig. .5?. 0urba !ariaţiei de frec!enţă `/ in funcţiede tensiunea din antenă &

a @ fără diodă de limitareB b @ cu diodă de limitare montată încircuitul de sarcină al amplificatoruluiB c @ cu diodă de limitare

montată ca în monta#ul din fig. .K.

unele cazuri acesta încetînd chiar să mai funcţioneze. +tilizarea unor diode delimitare, fie în circuitul de sarcină al amplificatorului de ++$ fie în cel alcircuitului de FI este făcută cu oarecare rezer!ă, aceasta datorită faptului că înaceste condiţii scade capacitatea ansamblului de ++$ în pri!inţa atenuării

răspunsurilor parazite, datorită scăderii factorului de calitate al circuitului încare se montează dioda. ceastă scădere are loc în momentul în care diodaintră în funcţiune pentru a efectua limitarea. 1in această cauză, cea mai bunăsoluţie în această pri!inţă rămîne utilizarea blocurilor de ++$ cu oscilator separat. În acest fel nu se mai e%ercită asupra circuitului acordat aloscilatorului nici influenţa semnalului din antenă şi nici influenta modificării

parametrilor tranzistorului amplificator, datorită ni!elelor mari aplicate laintrarea sa. $e realizează astfel o bună selecti!itate a circuitului de sarcină alamplificatorului de frec!enţă foarte înaltă şi se poate deci obţine o bunăatenuare a răspunsurilor parazite.

În fig. .5? sînt prezentate cu caracter informati! trei diagramereprezentînd !ariaţia frec!enţei oscilatorului în funcţie de semnalul aplicat înantenă, pentru un bloc ++$ cu schimbător-oscilator.

"entru comparaţia performanţelor în pri!inţa funcţionării la semnale mariîntre un bloc ++$ cu schimbător-oscilator şi unul cu oscilator separat, în fig.C.59D sînt prezentate două diagrame.

La curba * se obser!ă calitatea crescută în pri!inţa răspunsului la semnale

Fig. .9;. $chema de principiu a unui oscilator de ++$ pre!ăzut cu regla# automat de frec!enţă.

124



Fig. .59. >ariaţia frec!enţei oscilatorului in funcţiede tensiunea din antenă A &

a @ cazul unui bloc cu schimbător autooscilant şi diodă delimitare în paralel pe circuitul de FIB b - cazul unui bloc ++$ cu

oscilator separat, fără diodă de limitare.

mari.

.5.. -roiectarea etajului sc2i#*ător de /rec3enă

1in punctul de !edere al amplificării semnalului, eta#ul schimbător defrec!enţă se calculează ca un amplificator de frec!enţă intermediară. 0arezistenţă echi!alentă de sarcină se consideră transformatorul de FI şuntat derezistenţa de ieşire a tranzistorului con!ertor şi de rezistenţa de intrare aeta#ului amplificator de FI la care se conectează schimbătorul de frec!enţă.La determinarea amplificării, ca pantă se consideră panta de con!ersie aeta#ului schimbător de frec!enţă.

În fig. .55 este prezentată schema echi!alentă pentru FI aschimbătorului autooscilant din fig. .97. 1atorită aplicării pe dioda emitor- bază a tensiunii semnalului şi a oscilaţiei locale, în circuitul de intrare altranzistorului schimbător de frec!enţă apare şi o tensiune de comandă a!îndfrec!enţa egală cu frec!enţa intermediară. $emnalul este apoi amplificat de

125



către tranzistorul schimbător de frec!enţă, circuitul de sarcină în FI fiindconstituit din bobina L6 şi condensatorul 0t, unde&

K ,t c*$ $ $ = + C.KD

aceasta a!înd în !edere că inductanţa L5 se comportă ca un scurtcircuit pentruFI. 0upla#ul circuitului de FI cu eta#ul următor se face prin bobina de adap-

tare 4.1atorită reacţiei ce apare în FI prin capacitatea colector-bază > bZ0 din fig..55, a?% se produce o micşorare a rezistenţei interne a tranzistorului. "entruînlăturarea acestui efect trebuie crescut în mod corespunzător cupla#ul in!ers

prin ce. ceasta se realizează atunci cînd cele două căi de reacţie formează braţele unei punţi echilibrate Cfig. .55, *?. "untea se află la echilibru atuncicînd&

Z Z 9 ,ce* c **

e *

r = + ÷

C.K7aD

unde& ce este admitanţa colector-emitorB

e, b @ admitanţele e%terioare ale punţiiB bZc @ admitanţa de reacţie colector-bazăB r bb @ rezistenţa bazei.

"entru monta#ul din fig. .97 a!em &

Fig. .55. 0ircuitul echi!alent pentru FI al schimbătoruluiautooscilant din fig. .97 &

a 4 schema de principiuB b @ schema echi!alentă în puncte a circuitului pentru eliminarea reacţiei negati!e în FI.

126



e 05 T 0 C 1 şi ' 9 pot fi negli#ateD b 07 C'ezistenţa ' 5 ]] ' 6 poate fi negli#atăD."rintr-o dimensionare corespunzătoare a admitanţelor e şi b puntea

poate fi supracompensată şi deci obţinută o mărire a rezistenţei interne a tran-zistorului schimbător de frec!enţă, în unele cazuri de la simplu la dublu.

>aloarea factorului de reacţie în frec!enţă intermediară se poate calcula cuformula apro%imati!ă C!. fig. .55D&

[ ][ ]Z Z

Z

9 .9** * ce e * c

** * e

r Er r + −= + C.K7bD

-roiectarea ele#entelor de circuit şi a a#pli/icării etajului sc2i#*ător derec3enă.

La proiectarea unui astfel de eta# se pleacă de la condiţia obţinerii uneianumite lărgimi de bandă ) pentru cazul lucrului în sarcină alamplificatorului, aceasta a!înd în !edere selecti!itatea ce trebuie realizată

pentru întregul radioreceptor la care urmează să fie conectat blocul de ==:.

$e ştie că !aloarea benzii de trecere a n circuite FI montate în cascadă esteR9S&

5 9,n

T B B= − C.KJD

unde ) este banda totală, iar ) este banda unui singur circuit. 0onsiderîndcazul a trei circuite de FI şi luînd banda totală egală cu 5?? HAz, rezultă pen-tru )&

6

5?? ???,75 9T B B = = =−

EH.

>alorile uzuale pentru banda de trecere a circuitului de FI din eta#ul deamestec sînt cuprinse între 6?? şi ?? HAz.

0ondensatorul de acord al circuitului de FI se alege ca un compromis întreo bună amplificare şi o stabilitate corespunzătoare a eta#ului. >alorile luiuzuale sînt cuprinse între 6? şi 9?? pF.

!înd cunoscută !aloarea lui $ t , din condiţia de rezonanţă rezultăinductanţa C!. fig. .55 aD&

[ ][ ] [ ]

6 5

5766?,

i t

H 7H $ p

µ =ƒ × C.K:D

unde / i este frec!enţa intermediară.127



Fiind stabilite !alorile pentru $ t şi B în condiţiile de mai sus, !aloareaadmitanţei de sarcină FR : se obţine din relaţia&

Z Z

5 5 ,5 5

ies c in s

t t

F F F F B

$ $ π π

+ += =

C.KKD unde&

Fies este conductanţa de ieşire a tranzistorului schimbătorBFc( @ conductanţa proprie a circuitului acordatBFR in( @ conductanţa de intrare a eta#ului amplificator de FI Fin (, raportată la bornele de ieşire ale schimbătorului de frec!enţă.>aloarea conductanţei FR in ( este dată de e%presia&

5

5 5Z ,in

in

FF

n= C.K;aD

unde n este raportul de transformare între şi 4 Cfig. .55, aD.>aloarea conductanţei FR in 5 este impusă din condiţia obţinerii unei benzi

de trecere dorite pentru filtrul de FI, conductanţa Fin 5 fiind mărime caracte-ristică tranzistorului amplificator de FI ales. <inînd seamă de acesteobser!aţii, raportul de transformare n trebuie să fie astfel ales, încît săsatisfacă relaţia C.K; aD, adică&

5

Z

5

.in

in

Fn

F= C.K;bD

mplificarea de tensiune a eta#ului schimbător, considerată între intrareaacestuia şi intrarea eta#ului amplificator de FI la care acesta se conectează,este&

Z

5 5

Z,c in in

uc

s

: F A

F= C.;?aD

unde

55

9.

inin

F=

.;?bD

<inînd seamă de relaţia C.KKD şi că lărgimea de bandă proprie a circuitului $ t este&

5

?,

5c

t

F*

$ π =

128



atunci !aloarea amplificării din relaţia C.;? aD poate fi e%primată şi subforma&

[ ]? 55 C D

.5

$ t ies in

uc

t

: $ B * F A

$ B

π

π

− −= C.;9D

şa după cum arată relaţia de mai sus, amplificarea în tensiune a eta#uluischimbător de frec!enţă creşte cînd banda *0 scade şi cînd rezistenţa in (

creşte. $e recomandă de aceea ca bobina de FI să fie realizată cu sîrmă liţăcare permite obţinerea unui factor de calitate de !aloare ridicată şi prinaceasta un *0 mai mic Csub 9?? HAzD. re, de asemenea, importanţă tipul detranzistor ales, a!înd în !edere că o !aloare mare pentru rezistenţa de ieşire atranzistorului prezintă a!anta#ul că dispersia în fabricaţie a acestei rezistenţeinfluenţează mai puţin lăţimea benzii de trecere a filtrului de FI.

În ceea ce pri!eşte amplificarea în putere a eta#ului schimbător defrec!enţă, aceasta este dată de relaţia&

5 5

9

,in pc uc

in

F A A

F= C.;5D

unde Auc şi Fin 5 au semnificaţiile date mai sus, iar Fin 9 este admitanţa deintrare a eta#ului schimbător de frec!enţă C!. relaţia .J?D.

0"I2L+L

70L0+L+L )L20+L+I 1* ++$0+ 'PI$2'*

129



;.!. Genera(it'+i

În general, atit proiectarea cit şi realizarea constructi!ă a blocurilor de++$ cu tranzistoare se supun regulilor cunoscute de la cele cu tuburi electro-nice. par totuşi unele particularităţi la proiectare, a!înd în !edere că la mon-ta#ele cu tranzistoare impedanţele de intrare şi ieşire au !alori reduse. 0ucaracter informati!, în tabelul 7.9 sînt date !alori uzuale pentru parametriitranzistoarelor de frec!enţă foarte înaltă.

În ceea ce pri!eşte realizarea constructi!ă, se !a a!ea gri#ă şi aici să seurmărească asigurarea unei bune rigidităţi mecanice a monta#ului, a unei

ecranări corespunzătoare a circuitelor acordate şi montarea cît mai #udicioasăa elementelor de circuit, pentru a se înlătura cupla#ele parazite care sînt foartesupărătoare la frec!enţele din gama de ++$.

$e consideră fi%ate prin date iniţiale următoarele condiţii tehnice pentru

un bloc de ++$ cu tranzistoare& - gama de frec!enţe& KK@9?? (AzB- impedanţa de intrare la bornele de antenă 0 6?? OB

- amplificarea de putere p5 6? d)B

- banda la 6 d)& ??HAzB- atenuarea frec!enţei imagine& 5 d)B

- atenuarea frec!enţei intermediare C / i 9?,: (AzD& J? d)B - factorul de zgomot& j 7B

59D 0îştigul este măsurat in condiţiile în care ieşirea blocului de ++$ este terminală pe o rezistenţă de 7? O.130



- deri!a frec!enţei oscilatorului la !ariaţia tensiunii de alimentare& 5?HAzG>B - deri!a frec!enţei oscilatorului la !ariaţia parametrilor circuituluiacordat datorită încălzirii& 5 HAzGV0.

"rin comparaţie cu performanţele altor ansambluri similare, condiţiiletehnice indicate mai sus pot fi realizarea cu a#utorul unui bloc ++$ echipatcu două tranzistoare, primul fiind utilizat ca amplificator pentru frec!enţefoarte înalte, cel de-al doilea funcţionînd ca schimbător-oscilator. "entruasigurarea unei bune stabilităţi a monta#ului, ambele eta#e funcţionează încone%iune

5D $e presupune că amplificarea primului eta# de ++$ este suficient de mare pentru ca zgomotuleta#ului schimbător să fie negli#abil faţă de zgomotul total.

9D *lementele inducti!e, pentru simplificare în calcule, se consideră capacităţinegati!e.

5D "unctul de funcţionare ales pentru tranzistor.

blocul de unde ultrascurte

Documents