sisteme de achizitii de date - are

OVIDIU SPATARI PETRU ROSCA

SISTEME DE

ACHIZITIE DATE

APLICATII DE LABORATOR

Sef lucr. dr. ing. Ovidiu SPATARI Conf. dr. ing. Petru ROSCA

SISTEME DE ACHIZITIE DATE © ULBS 2005

CUPRINS:

• LUCRAREA 1- MASURAREA NUMERICA A FRECVENTEI pag.2

• LUCRAREA 2- AMPLIFICATOARE INSTRUMENTALE pag.8

• LUCRAREA 3- CIRCUITE DE ESANTIONARE SI MEMORARE pag.13

• LUCRAREA 4- CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOGICA pag.18

• LUCRAREA 5- CONVERTOARE TENSIUNE FRECVENTA pag.21

• LUCRAREA 6- CONVERTOARE NUMERIC-ANALOGICE pag.24

• LUCRAREA 7- CONVERTOARE ANALOG NUMERICE 1 pag.30

• LUCRAREA 8- CONVERTOARE ANALOG NUMERICE 2 pag.34

• LUCRAREA 9- PORTUL PARALEL - APLICATIA 1 pag.39

• LUCRAREA 10 - PORTUL PARALEL - APLICATIA 2 pag.46

• LUCRAREA 11 - PORTUL SERIAL pag.49

• LUCRAREA 12 – HANDYSCOPE pag.55

QA QA

QC

QC

QC

QC

QC

QC

QA

QA

QA

QA

QA

QA

QA

QB

QC

QA

QA

QA QA

QD QD

QD

QD

QD

QD

QD

QD

QB

QB

QB

QB

QB

QB

QDQDQD

QD QD

R0(1) R0(1) R0(1)

R0(1)

R0(1)

D1

D1

D1

A

A

A

X1

A

A

B

B

X

XX1

X2379H

37AH

X2

Y2

Y2

X3

X3

Y3

Y3

X4

X4

Y4INH

INHY4

a

a

a

a

a

a

b

bb4

b4

b0

b0

b8

b8

b5

b5

b1

b1

b9

b9

b6

b6

b2

b2

b10

b10

b7

b7

b3

b3

b11

b11

0

0

000

000 2

2

3

3

4

4

5

5

6

6

7

7

b

b

b

b

c

c

c

c

c

c

d

d

d

d

d

d

e

e

e

e

e

e

f

f

f

f

f

f

g

g

g

g

g

g

B

B

B

C

C

C

D

D

D

D2

D2

D2

D3

D3

D3

D4

D4

D4

R0(1)

R0(1)

R0(1)

R0(1) R0(1)

R0(2) R0(2) R0(2)

R0(2)

R0(2)

R0(2)

R0(2)

R0(2)

R0(2) R0(2)

R9(1) R9(1) R9(1)

R9(1)

R9(1)

R9(1) R9(1)

R9(1) R9(1)

R9(2) R9(2) R9(2)

R9(2)

R9(2)

R9(2) R9(2)

R9(2) R9(2)

GND GND GND

GND

GND

GND

GND

GND

GND

GND

GND

GND

GND

GND

GNDGND GND

GND GND

INA INA

INA

INA

INA

EN1

EN1

EN1

RB0

RB0

RB0

RB1

RB1

RB1

LT

LT

LT

AC

AC

AC

PZ

PZ

PZ

EN2

EN2

EN2

INAINA

INA

INA INA

INB INB INB

INB

INB

INBINB INB

INB INB

VCC VCC VCC

VCC

VCC

VCC

VCC

VCC

VCC

VCC

VCC

VCC

VCC

VCC

VCCVCC VCC

VCC VCC

490

FRECVENTMETRUL DIGITAL SI INTERFATA DE ACHIZITIE

404

Q= 10MHz

404

490 490

490

490

475

475

475

2101

2101

2101

447

447

447

2X4052 PORTUL

PARAL

490493 490

490 490

410413

400

400

+ 5V

1K1K

1n

+ 5V + 5V

+ 5V

+ 5V

+ 5V

+ 5V

+ 5V

+ 5V

+ 5V

7 X 330

7 X 330

7 X 330

+ 5V

+ 5V

+ 5V

+ 5V

+ 5V+ 5V + 5V

+ 5V + 5V

+ 5V

INTRARE ANALOGICA

INTRARE DIGITALA

+ 5V

80K

160K

16K

47

470

BC171

1N4148

400 + 5V

+ 5V

10KHZ

DECADA IRESET

MEMORARE END CONVERSIE

START CONVERSIE

GAME

Y1

Y2

Y3

10MHZ

10HZK

4,7μ 4,7μ 4,7μ 4,7μ 4,7μ4,7μ

4,7μ 4,7μ

4,7μ 4,7μ

EL

7

SISTEME DE ACHIZITIE DATE FRECVENTMETRUL NUMERIC

LUCRAREA NR. 1 MASURAREA NUMERICA A FRECVENTEI FRECVENTMETRUL NUMERIC I.PARTEA TEORETICA. PRINCIPIUL FRECVENŢMETRUL NUMERIC

Un semnal s( t ) se numeste periodic daca pentru orice ( t ) , exista “ T “ diferit de 0

astfel incat s( t+T ) = s ( t ). Marimea “T” se numeste perioadă . Prin definitie numim

frecvenţa de repetitie a fenomenului marimea f=1/T. Frecventa de repetitie arată de cate ori

se repetă semnalul s ( t ) intr-o secunda. Unitatea de masura a frecventei este Hertzul

definit ca frecventa unui fenomen periodic care are ca ciclu pe o secunda. In general

frecventele se pot masura prin diferite procedee: compararea cu elemente cunoscute sau

prin metode de numarare a ciclilor intr-un interval de timp dat. Dezvoltarea tehnicii digitale si

a metodelor de stabilizare a frecventei oscilatoarelor a condus la raspandirea acestui din

urma procedeu, care permite precizii foarte bune

Oscilatoarele cu quartz.

Sunt circuite formate dintr-un oscilator electronic avand incorporat un cristal de quartz

piezoelectric termostatat. Cristalul este dispus in bratele unei punti rezistive ( fig.7.1 ).

Sistemul este prevazut cu un control automat al amplificarii. Stabilitatea obtinuta este de

circa 10-10 pe zi , dupa 90 de zile de functionare. Ca la orice oscilator cu quartz , apare un

fenomen de imbatranire care corespunde la o schimbare a frecventei de 5 10-10 pe zi , in

prima perioada de functionare ( dupa 30 de zile si inainte de un an ), dupa care se

stabilizeaza la10-10 pe zi.

1/4 404 1/4 404

Q= 10MHz

1K 1K1nF

fig.1.1

Metode de masurare a frecventei

Metodele si aparatele de masurare a frecventei sunt dupa principiu , analogice sau

numerice . Dup precizia urmarita , metodele utilizate pentru masurarea frecventei se pot

grupa in trei mari categorii. Din prima categorie fac parte metodele analogice in care se pot

2


obtine precizii de 2%. din adoua categorie fac parte metodele numerice , cu care se pot

realiza precizii mult mai mari , pana in jurul valorii de 10-12. In a treia grupa intra metodele

de mare precizie,la care se realizeaza precizii de 10-14. Aceste precizii sunt in prezent

obisnuite in laboratoarele specializate in generarea si masurarea precisa a frecventelor.

Metodele numerice se bazeaza pe masurarea numarului de cicli N ai fenomenului studiat ,

intr-un interval de timp Te: frecvente fiind f=N/Te .

Frecventmetrele numerice

Sunt de mai multe tipuri : dupa valoarea masurata : frecvente medie ,instantanee, nominala.

Schema lor cuprinde un numar de elemente specifice interconectate astfel incat sa permita

masurarea frecventelor si a perioadelor. aceste elemente sunt : oscilatorul de referinta ,

baza de timp care are rolul de a diviza frecventa provenita de la oscilatorul de referinta in

scopul obtinerii unei serii de repere de frecventa, circuit formator de semnal , circuit poarta

,circuite de numarare, bloc de comanda si control, circuite de decodificare si afisare.

Schema bloc a frecventmetrului numeric este prezentata in fig.1.2

fX

SELECTIE GAME

POARTA

OSCILATOR

12

3

DATE

SELG

RESET MEM.

NUM

ARAT

OR

DEC

OD

IFIC

ATO

R

MEM

ORI

E

INTE

RFAT

A

PORT

URI P

C

DIVIZOR DE FRECVENTA

BLOC DE C-DASI CONTROL

fig.1.2

Principiul frecventmetrului numeric

Se considera o poarta “ SI “ cu doua intrari 1 si 2 si o iesire 3 precum si semnalele aplicate

: la intrarea 1 un tren de impulsuri dreptunghiulare de perioada Tf, la intrarea 2un semnal de

durata Tp ( intervalul de timp Tp se va numi timpul de deschidere a portii principale ). La

iesirea 3 va apare o secventa de N impulsuri, se poate scrie relatia ( 1 )

Tp=NTf sau NTT

p

f

= ( 1 )

In fig.1.3 este data forma semnalelor 1,2 si 3

3


1TX

= NTX

TP

TP

2

3

fig.1.3

Masurarea frecventei fx :

Se presupun impulsurile de la intrarea 1 ca fiind de frecventa necunoscuta fx, adica de

perioada Tx- seva inlocui Tx cu Tf considerand ca la intrarea 2 semnalul aplicat este de

1 secunda ( Tp=1s ) de unde vom avea relatia ( 2 )

NT

fx

x= =1 ( 2 )

In concluzie pentru a masura frecventa se numara impulsurile ce trec prin poarta principala

intr-un interval de timp egal cu o secunda sau cu multiplii sau sub multiplii ai secundei;

rezultatul se exprima in Hz, kHz sau MHz

Masurarea perioadei Tx :

In acest caz poarta principala este deschisa un interval de timp egal cu perioada Tx a

semnalului de intrare si la cealalta intrare a portii se aplica impulsuri de durata cunoscuta

T0. Astfel in relatia ( 2 ) Tp devine Tx si Tf=T0 deci se poate scrie relatia ( 3 )

NTT

x=0

( 3)

Rezultatul masurarii are dimensiunea μs sau ms dupa cum T0 are valoarea 1μs sau 1ms.

Eroriile frecventmetrelor numerice

Eroriile ce apar in astfel de sisteme sunt de mai multe categorii. In principiu , fiecare

element poate introduce erori. Astfel dispozitivul de formare a impulsurilor poate fi actionat

de trecerile prin 0, daca semnalul masurat este afectat de zgomot se pot inregistra treceri

prin 0 false. Deasemenea pot apara erori datorate functionarii defectuase a oscilatorului

pilot care in loc sa functioneze pe frecventa f0 functioneaza pe o frecventa f’0. Toate aceste

4


erori sunt mici in comparatie cu erorile sistematice , dintre care cea principala este

inregistrarea posibila a unui impuls in plus fata de cea ce trebuia inregistrat, datorat unei

relatii nedorite intre durata intervalului in care se numara impulsurile si modul in care aceste

impulsuri sosesc la numarator.

II. PARTEA EXPERIMENTALĂ:

Se va utiliza pentru masurare standul de laborator pentru masurarea numerica a

frecventei cu urmatoarele caracteristici tehnice:

- intervalul de masura 1Hz...1MHz

- semnale TTL

- Impedanta de intrare 1,35MΩ/35pF

1. Pentru diferite frecvente ale semnalului de intrare explicati functionarea frecventmetrului

numeric ( vezi schema electrică în detaliu )

sesizati blocurile componente ale schemei si explicati functionarea fiecarui bloc in parte

-Cu osciloscopul se va vizualiza semnalele de intrare , baza de timp si semnalele

generate de blocul de comanda si control

-Cititi pe afisajul digital valoarea frecventei si comparati-o cu valoarea citita pe

afisajul binar

Rezultatul citirii se trece in TAB1 fX

[Hz]

TX

[s]

AFIS.

ZEC.

AFISARE BINARA

MSB

LSB

b11 b10 b9 b8 b7 b6 b5 b4 b3 b2 b1 b0

Hz 1

50

100

KHz 1

50

100

300

500

999

5


2. Studiaţi şi explicaţi protocolul de achiziţie pentru frecvenţmetrul numeric utilizat la pct. 1

fig.1.4

6

SISTEME DE ACHIZITIE DATE AMPLIFICATOARE INSTRUMENTALE

LUCRAREA NR. 2 CIRCUITE DE CONDITIONARE AMPLIFICATOARE DE INSTRUMENTATIE I.PARTEA TEORETICA. Măsurarile de precizie care necesită amplificarea unor semnale de nivel

foarte redus in prezenţa unor tensiuni de mod comun mari , cum ar fi semnalele

furnizate de punţi de masura , termocupluri sau alte traductoare montate la distanta

faţă de punctul de citire si prelucrare a datelor , necesită utilizarea unor

amplificatoare de mare performanţă.

Un astfel de amplificator este amplificatorul de instrumentatie care de regulă

este un amplificator diferenţial cu o amplificare finită , foarte precis reglabilă prin

conectarea in exteriorul circuitului integrat a unor rezistente sau perechi de

rezistente cu impedanţă de intrare şi factorul de mod comun (CMMRR) de valori

foarte mari.

Amplificatorul de instrumentatie permite realizarea de performante superioare

amplificatoarelor operationale in ceea ce priveste tensiunea de decalarj , deriva

termica , liniaritatea , stabilitatea şi precizia factorului de amplificare , fiind diferite

fundamental de A.O. prin faptul ca sunt destinate sa funcţioneze numai in circuite

inchise , elementele de reacţie incluzându - se în structura circuitului integrat.

Configuratia unui astfel de amplificator instrumental este diferită putând fi

realizate cu componente discrete şi amplificatoare operaţionale sau in tehnologie

monolitica sau hibridă. La aparatura de masura control amplificarea in tensiune se face

adesea cu amplificatoare diferenţiale la care una din intrari este folosită pentru intrarea de

semnal , iar cealalta pentru conectarea retelei de reacţie. Daca s-ar folosi un singur

amplificator operaţional reţeaua de reacţie ar reduce impedanţa de intrare la valori

ce nu pot fi admise în asemenea aplicaţii si de aceea s-au imaginat structuri speciale

de amplificatoare diferenţiale cu două sau mai multe A.O.(amplif. operat.). Deci

ampificatoarele de instrumentatie sunt diferentiale cu intrari flotante fata de masa , cu

impedanta mare atit pe modul diferential cit si pe modul comun avind iesire fata de

masa pe o rezistenta foarte redusa. Ideal tensiunea de iesire Ue este data de relaţia

Ue=Ad(Ui1-Ui2) (1)

8


In realitate ,tensiunea de iesire Ue cuprinde 2 componente conform schemei de

modulare a unui amplificator instrumental (fig.2.1)

fig. 2.1

Relatiile de functionare sunt urmatoare :

Ue= Uea +Ueb (2)

Uea=Ad(Ui2-Ui1)=AdUid (3)

Ueb=Acm(Ui1+Ui2)/2= AcmUicm (4)

Din relatiile 2,3,4 rezulta că:

Ue=AdUid+AcmUicm=Ad(Uid+ Uicm/RRMC) (5) unde:

Ad = factor de amplificare diferenţial

Acm = factor de amplificare de mod comun

RRMC= Ad/Acm=factor de rejecţie al modului comun

Factorul Uicm/RRMC din relaţia (5) reprezinta eroarea introdusă datorită lui

Acm≠0.Se observa că cu cât RRMC este mai mare cu atât erorea amplificatorului

este mai mică. Schema unui astfel de amflificator instrumental este următoarea :

fig.2.2

9


Amplificatorul instrumental cuprinde:- un preamplificator cu intrare şi ieşire

diferenţială realizat cu AO1 şi AO2 ,urmat de un amplificator diferenţial cu AO3.

Amplificarea realizatţ de amplificator este:

Ad1=1+2R2/Rg (6)

iar cea realizata de amlificatorul AO3 este:

Ad2= R4/R3 (7)

Din (6) ,(7) câstigul total al amplific. pentru semnal diferenţial de intrare va fi:

Ad=Ue/(Ui2-Ui1)=Ad1Ad2= R4/R3(1+2R2/Rg) (8)

Prin imperecherea convenabilă din punct de vedere al decalajului de

tensiune şi al derivei de temperatură a amplificatoarelor AO1 şi AO2 se obţin pe

ansamblul decalaj neglijabil şi derivă termică de până la 0,25 μV/o C.

II. PARTEA EXPERIMENTALĂ.

Scopul urmărit constă în măsurarea principalilor parametrii ce caracterizează

funcţionarea AI. având schema din fig.2.2 şi anume:

-Amplificarea Ad

-banda de trecere la semnal mic

-timpul de stabilire

-factorul de recepţie a semnalului de mod comun.

2.1 Se va măsura amplificarea An utilizând montajul din fig. 2 în care

generatorul G furnizeză la iesire o tens. sinusoidală cu frecvenţa f=1KHz.

fig. 2.3

Se va determina caracteristica de transfer Ue=f(Ui) rglând nivelul tensiunii furnizate

de generator incepând cu valoarea zero.

Măsurarile se vor efectua cu un voltmetru electronic de c.a. VN şi se trec in tabelul

urmator: Se va considera Rg=1K.

10


Ui(mV)

Ue(V)

An=Ue/Ui

Panta semidreptei care aproximează cel mai bine caracteristica reală de transfer

reprezintă parametrul căutat. Utilizând cele două caracteristici de transfer , reală respectiv

ideală se va determina apoi neliniaritatea amplificării

ε =−A A

An d

d100[%] (9)

unde An este determinata de caracteristica de transfer reală iar Ad se determină cu relaţia

(8).

2.2 Utilizând montajul din fig. 2 se determină banda de trecere la semnal mic trasând

caracteristica amplificare frecvenţă Ue=f2(fi) pentru Ui=50mV=ct. si fi=0-1MHz. Pe baza

cesteia se determina frecventa limita superioara a benzii de trecere.

2.3. In vederea măsurarii timpului de stabilire se oscilografiază tensiunea la iesire

AI în situaţia în care sunt aplicate la intrarea sa impulsuri dreptunghiulare.

fig. 2.4.

2.4. Pentru măsurarea factorului de rejecţie a semnalului de mod comun se utilizează

montajul din fig. 4. Mărimea parametrului căutat se calculează conform relaţiei de definiţie

RRMC=20log (Ad/Acm)=20logAd(Ucm/Up) (10) în care

11


Acm=Up/Ucm

Up= indicaţia voltmetrului numeric

Ucm= tensiunea de mod comun aplicată la intrarea amplificatorului. Este o tensiune

continuă sau o tensiune alternativă sinusoidală cu frecvenţa f = 50Hz si 10Vvv

Valoarea lui Ad este cea determinata la punctul 2.1.

III. PRELUCRAREA REZULTATELOR 1.Pentru 2.1 se va trasa caracteristica Ue=f(Ui) pentru valori ale rezistentei Rg de 0,5K si

1k, precum şi calculul lui ε pentru ambele cazuri.

2.Folosind rezultatele de la 2.2. trasaţi caracteristica amplitudine-frecvenţă Ue=f(fi) şi

determinaţi frecvenţa limită superioară a benzii de trecere.

3.În urma rezultatelor de la 2.3 stabiliţi timpul de stabilire al AI.

4.Folosind relaţia (10) calculaţi factorul de rejecţie al modului comun (RRMC) al

amlificatorului de instrumentaţie.

APLICATII UTILIZAND CIRCUITUL AMPLIFICATOR INSTRUMENTAL AD623

a) amplificator punte tensometrica

b) amplificator termocuplu fig. 2.5

12

SISTEME DE ACHIZITIE DATE CIRCUITE DE ESANTIONARE SI MEMORARE

LUCRAREA NR. 3 CIRCUITE DE ESANTIONARE SI MEMORARE I.PARTEA TEORETICA. Circuitele de eşantionare şi memorare (în limba engleză sample and hold) realizează

prelevarea valorii, de la un moment dat, a unui semnal analogic (tensiune electrică) şi

memorarea acestei valori. În starea de memorare impusă prin nivelul logic 1 al semnalului

de comandă al semnalului de comandă E/M, circuitul de eşantionare şi memorare

funcţionează ca şi repetor. Frontul de coborâre al semnalului de de comandă E/M

determină memorarea valorii tensiunii de intrare ui de la momentul corespunzător frontului.

Această valoare a tensiunii de intrare este menţinută la ieşirea circuitului de eşantionare şI

memorare în intervalul corespunzător stării de memorare impusă prin nivelul logic 0 al

semnalului de comandă E/M (fig.3.1).

fig.3.1

Principala utilitate a circuitelor de eşantionare şi memorare (CEM) este în sistemele

de achiziţie date unde ieşirea CEM este conectată la intrarea convertorului analog numeric.

În starea de memorare CEM menţine constantă tensiunea de la intrarea convertorului

analog numeric obtinându-se astfel mărirea valorii limitei superioare a domeniului de

frecvenţe la care CAN este utilizat la rezoluţia maximă dată de numărul de biţi ai acestuia

(cu condiţia ca tensiunea de intrarea CAN să nu se modifice în intervalul efectuării

conversiei cu mai mult de ±1/2LSB).

• Caracteristicile circuitelor de eşantionare şi memorare în corelaţie cu sistemul de

achiziţie.

tap- timpul de apretură reprezintă intervalul dintre frontul de comandă a stării de

memorare pentru CEM şi comutarea efectivă a circuitului în starea de memorare. În

procesele de achiziţie fronturile de comandă a stării de memorare trebuie să fie decalate

înainte cu tap faţă de momentele impuse de prelevare a eşantioanelor (fig.2).

13


fig.3.2

tiap - instabilitatea timpului de apretură reprezintă limita maximă a variaţilor aleatoare

ale timpului de apretură. Valorile memorate ale eşantioanelor sunt afectate de erori cu limita

maximă

εmax=pmaxtiap

unde pmax reprezintă panta maximă a semnalului de intrare ui. În procesele de achiziţie

eroarea εmax trebuie să sadisfacă relaţia:

εmax=pmaxtiap≤1/2 LSB

ts- timp de stabilizare reprezintă durată necesară stabilizării ieşirii CEM în starea de

memorare.

tac- timp de achiziţie reprezintă intervalul de timp între frontul de comandă a stării de

eşantionare şi momentul în care ieşirea CEM urmăreşte intrarea cu o precizie dată (eroare

mai mică decât 1/2LSB). Apărând datorită întârzierii la comanda de comutare în stare de

eşantionare, timpul de achiziţie reprezintă o caracteristică importantă a CEM care limitează

în procesul de achiziţie frecvenţa de eşantionare.

Δue/Δt - viteză de alterare constă în modificarea tensiunii ue de la ieşirea CEM şi

trebuie să fie mai mică decât 1/2LSB.

diafonia - caracterizează variaţile tensiunii ue de la ieşirea CEM în starea de

memorare datorate variaţilor tensiunii de intrare ui, în practică trebuie să fie mai mică decât

1/2LSB.

Principii constructive ale circuitelor de eşantionare şi memorare.

14


Pentru realizarea practică a acestor circuite sunt utilizate circuite amplificatoare

operaţionale, condensatoate ca elemente de memorare şi comutatoare prin care se

realizează comanda în stările de eşantionare şi respectiv memorare. Amplificatorul

oparaţional de la intrare AO1 asigură o impedanţă mare de intrare pentru CEM şi impedanţă

mică de încărcare pentru condensatorul C în starea de eşantionare (fig.3). Amplificatorul de

ieşire AO2 realizat cu tranzistoare TEC în circuitul de intrare, cea ce duce la descărcarea

lentă a condensatorului C şi deci la o viteză de alterare redusă. Valoarea capacităţii C

(elementul de memorare) este aleasă în funcţie de caracteristicile sistemului în care este

folosit circuitul de eşantionare şi memorare. Reducerea erorilor de decalaj ale CEM se

poate obţine prin includerea celor două amplificatoare operaţionale AO1 şi AO2 într-o buclă

de reacţie globală (fig.11.4). Utilizarea reacţiei globale are principalul efect de eliminare a

erorilor de decalaj corespunzătoare amplificatorului operaţional de ieşire AO2. În starea de

memorare cele două operaţionale funcţionează separat în configuraţie de repetoare.

fig.13.3

fig.3.4

În figura 3.4 diafonia rezultă ca urmare a transmiterii tensiunii de la ieşirea

amplificatorului operaţional de intrare AO1 prin capacitatea parazită Cd a comutatorului K în

poziţia corespunzătoare stării de memorare şi este cu atât mai pronunţată cu cât raportul

Cd/C este mai mare.

15


• Ansamblul circuit de eşantionare şi memorare - convertor analog-numeric (fig.3.5).

fig.3.5

START CONV. semnal activat de sistemul de prelucrare numerică ce permite

declanşarea procesului de converise analog-numerică.

STARE CONV. semnal activat de convertorul analog-numeric şi indică efectuarea de

către CAN a unui ciclu de conversie.

În scopul achiziţionării unui eşantion CEM este comandat în starea de memorare

după timpul t1, dar declanşarea conversiei se face după un timp de stabilire a ieşirii CEM, t2

(t2-t1≥tap+ts). Durata t3 semnifică sfârşitul conversiei analog-numerice şi este indicat de

comutarea în 0 a semnalului STARE CONV. cu t3-t2=TC, unde TC este timpul de conversie

al CAN. Tot în acest moment (t3) CAN oferă sistenului de prelucrare numerică rezultatul

conversiei b1,b2,...,bN. Această stare este menţinută până la momentul t4 astefel încât t4-

t3≥tac unde tac este timpul de achiziţie al CEM. Perioada de achiziţie minimă caracteristică

ansamblului CEM-CAN, Tacmin reprezintă intervalul de timp dintre momentele de prelevare a

două eşantioane consecutive:

Tacmin=(t4-t1)min=tap+ts+TC+tac

Atenţie !: Conform teoremei eşantionării (teorema lui Shannon), pentru evitarea

efectelor de aliniere, este necesar ca valoarea minimă a frecvenţei de eşantionare să fie:

fe >2 fi condiţia Nyquist

unde fi este frecvenţa maximă din spectrul semnalului analogic de intrare ui.

16


• Circuitul de eşantionare şi memorare (sample and hold) LF198A.

Circuitul LF 198A/ LF398A este produs de firma National Semiconductor pe o

structură monolitică în tehnologie BI-FET. Circuitul respectă principile teoretice ale

eşantionarii şi memorarii, pe lângă avantajul construcţiei monolitice dispune şi de o precizie

mare cea cel face extrem de folosit în aplicaţile moderne cu sisteme de achiziţie. Se pot

enumera câteva caracteristici tehnice interesante pentru orice proiectant de sistem de

achiziţie: tensiunea de alimentare ±5V la ±12V, timp de achiziţie 10μs, intrări compatibile

TTL, C-MOS, P-MOS, offset mic la intrare etc.

In figura 3.6 este prezentată ordinea şi semnificaţie pinilor pentru un tip de capsulă

(fig3.6), şi o aplicaţie standard de circuit de eşantionare şi memorare cu LF198A (fig3.6b).

fig. 3.6

17


II. PARTEA EXPERIMENTALĂ: 1. Se va studia ansamblul CEM-CAN prezentat în figura 3.7 şi se va explica

funcţionarea lui.

2. Analizaţi CEM prezentat şi stabiliţi timpul minim de achiziţie al ansamblului CEM-

CAN.

3. Oscilografiaţi semnalele de START şi STARE CONVERSIE .

4. Modificănd frecvenţa de eşantionare verificaţi respectarea condiţiei Nyquist şi a

teoremei eşantionării (Shannon) şi stabiliţi momentul apariţiei efectului de aliniere.

fig.3.7

18

SISTEME DE ACHIZITIE DATE CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOGICA

LUCRAREA NR. 4 CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOGICA REDRESOARE DE PRECIZIE CU AMPLIFICATOARE OPERATIONALE I.PARTEA TEORETICA. I. Redresorul monoalternanţă de precizie.

Este utilizat pentru conversia semnalelor de curent alternativ în semnale de curent continu.

Se numeşte de precizie deoarece la mai mici valori pozitive ale semnalului de intrare acesta

este practic transferat la ieşire (monoalternanţă). In funcţionare se regăsesc următoarele

cazuri (fig. 8.1):

- Tensiunea Ui<0, curentul de sarcină nu poate fi asigurat de ieşirea AO, deoarece

ar trebui ca Io să aibă un sens invers prin diodă. Dioda blocată provoacă

întreruperea buclei externe de reacţie a amplificatorului repetor deci tensiunea de

ieşire Ue este nulă.

- Tensiunea Ui>0, ieşrea AO tinde spre valori pozitive şi aduce dioda în stare de

conducţie stabilind astfel calea de reacţie pozitivă rezultând Ue=Ui.

Ui U0

UD

UeRS

fig. 4.1

Evitarea saturaţiei în buclă deschisă a AO (cazul ) se face încluzând în schema rezistenţele

R1 şi R2 ca în fig.4.2 evidenţiindu-se şi aici două cazuri:

- Tensiunea Ui=0, D1 şi D2 sunt blocate şi Ue=Ui=0

- Tensiunea Ui>0, ieşirea creşte foarte repede datorită buclei de reacţie lucru ce

duce la trecerea în conducţie a lui D2 şi blocarea lui D1.

is URR

U1

2−=

- Tensiunea Ui<0, ieşirea scade foarte repede datorită buclei de reacţie lucru ce

duce la trecerea în conducţie a lui D1 şi blocarea lui D2.

US=0

18


Ui

U0

D2

D1

UeRS

fig. 4.2

II.Redresorul bialternanţă de precizie.

Se caută redresarea ambelor alternanţe prin însumarea tensiunii redresate de primul

AO cu chiar tensiunea de intrare (fig.4.3). Amplitudinea tensiunii de intrare este amplificată

cu doi (tensiunea U1) pe semiperioada alternaţei pozitive. Al doilea bloc cu AO (sumator)

realizează însumarea tensiunii U1 cu Ui.

- pentru Ui<0, U1=0 şi US=-Ui

- pentru Ui>0, U1=-2Ui şi US=-(2Ui+Ui)=-Ui

Formele de undă a celor două tipuri de redresoare sun date în figura 8.4.

Ui

U0 U1

D2

D1

2R

RR

R

R

UeRS

fig. 4.3

19


Ui

U1

Ue

Ue MONOALTERNANTA

BIALTERNANTA

fig.4.4

II. PARTEA EXPERIMENTALA

1. Construiţi pe hârtie milimetrică diagrama de semnale a redresorului bialternanţă

din figura 4.5.

Ui

U0 U1

D2

D1

20K

+ 12V

81

8

66

22

33

44

77

1

+ 12V

-12V-12V

1N4001

1N4001Lm308

Lm308

10K10K

10K

10K

UeRS

fig. 4.5

20


LUCRAREA NR. 5 CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOGICA CONVERTOARE TENSIUNE-FRECVENTA I.PARTEA TEORETICA. Asemenea convertoare sunt din ce în ce mai utilizate în sistemele de achiziţia datelor

în special pentru achiziţia turaţiei, perioadei şi frecvenţei. Utilizarea unei conversii tensiune

frecvenţă la locul de măsură face ca transmisia de date până la centrul de achiziţie să se

facă mult mai sigur. Pentru construcţia unui convertor tensiune frecvenţă cu performanţe

bune putem opta pentru schema din figura 9.1 în care circuitul LM555 este folosit ca

oscilator astabil. Incărcarea condensatorului de temporizare C=10nF este asigurată de un

generator de curent constant realizat cu amplificatorul AO1 şi tranzistorul T1. Alimentarea

„sub masă” (0...-15V) al circuitului temporizator produce la ieşire impulsuri logice negative

cu o perioadă T. Deoarece intrările AO au acelaşi potenţial curentul care străbate rezistenţa

R1 este egal cu Ui/R1. Timpul în care condensatorul C se încarcă între UPJ şi UPS(10V) este

dat de relaţia:

i

PJPS1inc U

)UU(CRT

−=

unde: UPJ şi UPS sunt tensiunile de prag ale comparatorului SUS şi JOS din 555.

Perioada totală a oscilaţiei de ieşire este:

desci

PJPS1descnci T

U)UU(

CRTTT +−

=+=

Frecvenţa ieşirii este inversul perioadei:

)UU(CRU

T1

fPJPS1

i

−≈=

Se observă că se poate realiza o conversie tensiune frecvenţă liniară dacă descărcarea

condensatorului C se face rapid. Acest lucru se poate face pe două căi: alegerea unei

valoare relativ mică pentru capacitatea C şi prin alegerea unei frecvenţe maxime de lucru

mult mai mică decât durata de descarcare a condensatorului C.

Domeniul de frecvenţe este afectat în partea de jos de tensiunea de decalaj şi de

coeficientul de variaţie cu temperatura a tensiunii de offset a AO. Utilizînd schema din figura

9.1 se poate construi un convertor pe trei decade de frecvenţă, 10Hz...10KH pentru tensiuni

cuprinse în intervalul 10mV...10V. Dezavantajul schemei constă în faptul că este sensibilă

la valoarea tensiunii de alimentare negativă de –15V. Dezavantajul este înlăturat de soluţia

propusă în schema din fig.5.2.

21


8 8

6,8p1

1

6

6

2

2

3

3

T

IESCPJ

PS

DESCALO V+

5

T

4

4

7

72,2K

IESIRE

INTRARE

2,5K

5,6K

+ 15V

-15V

-15V-15V

Lm201A10K

10K

fig. 5.1

8

1

66222

33

3IES

CPJ

PS

DESC

ALO V+

5

44

4

7

7IESIRE

INTRARE

+ 15V

+ 5V

-15V

741100K

100K

10K

10n10n 2n

2n

2n

fig. 5.2

II. PARTEA EXPERIMENTALA

1. Pentru diferite valori ale tensiunii de intrare (10mV....500mV) trasaţi caracteristica

de transfer pentru convertorul prezentat în figura 5.1.

2. Explicaţi funcţionarea schemei din fig. 5.2. care sunt avantajele şi dezavantajele

utilizării ei.

3. Construiţi schema electrică a unui convertor pe trei decade de frecvenţă,

10Hz...10KH pentru tensiuni cuprinse în intervalul 10mV...10V.

22


III. APLICATII CU CIRCUITUL CONVERTOR FRECVENTA – TENSIUNE LM 2907 TAHOMETRU CU RELUCTANTA VARIABILA

fig.5.3

23

SISTEME DE ACHIZITIE DATE CONVERTOARE NUMERIC ANALOGICE

LUCRAREA NR. 6 CONVERTOARE NUMERIC ANALOGICE CONVERTORUL NUMERIC ANALOGIC DAC08 I.PARTEA TEORETICA. Acestea transformă intr-un cod numeric o marime analogică (tensiune , curent)

proportională cu echivalentul in sistem zecimal al numarului dat. Convertorul are o sursa de

referinta (UR, IR) care asigură suportul analogic al conversiei. Dacă mărimea de ieşire a

CNA este o tensiune U, convertorul efectueaza operatia matematică de inmulţire :U=NU R

(1)

unde N este numarul de convertit. Relatia (1) reprezinta caracteristica de transfer statica a

CNA.Dacă numărul de intrare este dat in cod binar natural subunitar , relaţia (1) se poate

scrie:

U=URS ai2-i =UR(a12-1+ a22-2+ ...+ an2-n)

Caracteristica statică de transfer ideală aunui CNA cu patru biţi in cod binar natural este

dată in fig.1. Rezoluţia convertorului este :

1 LSB = 2-n

cu echivalentul analogic:

r = UR2-n

fig.6.1

CNA cu rezistente ponderate

Cuprinde oretea de rezistente,un grup de comutatoare electronice si un AO utilizat ca

sumator. Bi'ii a1,a2,...,an se aplică simultan , valoarea lor determină pozitia comutatoarelor

24


Sk : (ak=1 rezultă Sk inchis ak=0 rezultă Sk deschis). curentul Ik in starea inchisă a lui Sk este

:

Ik= -UR/2k-1 R

iar in starea deschisă este 0.

fig. 6.2

Deci pentru orice valoare ak: Ik=ak(-UR/2k-1 R)

Tensiunea la iesirea AO se obtine prin însumarea curenţilor parţiali:

U R IR U

Ra

R UR

Nr kr R

kk r R

0

22

2= − = =∑ ∑ −

Convertoril digital-analogic de 8 biti DAC 08

În marea familie a convertoarelor , circuitul integrat DAC 08 convertor pe 8 biţi ,

ocupă o poziţie de standard individual. Circuitul are o precizie de 0,19 % suficientă pt.

aplicaţile industriale obisnuite. Fiind un circuit de viteză (timp de stabilire 100ns) poate fi

utilizat la achiziţii de date pentru controlul proceselor industriale şi prelucrări numerice .

Versabilitatea in utilizare este justificată şi de posibilitatea interfaţării cu orice tip de

logică (TTL, CMOS) , de gama largă a tensiunilor de alimentare 4,5 V - 18V ce pot fi

nesimetrice precum şi consumul redus (33mW la +- 5V) independent de stările celor 8 biţi

din intrările logice. Circuitul are 2 ieşiri de curent notate cu I0 si I0. Aceşti curenţi au

proprietatea ca suma lor este constantă si egală cu 255/256*Iref , unde Iref este curentul

impus din exterior care intră în terminalul 14, ei fiind furnizaţi de blocul comutatoare curenţi

, obţinându-se prin insumarea curenţilor din ieşirile ficăruia din cele 8 comutatoare. Curentii

I1 -I8 furnizaţi de blocul “Reţea ponderare curenţi “ sunt o fracţiune crescătoare cu puterile lui

2 din curentul Iref ; astfel Ik=IRef /2k pentru k=1...8. Aceşti curenţi sunt aplicaţi la intrările celor

8 comutatoare de curent. Astfel în funcţie de configuraţia logică a intrărilor b0...b7, se obţine

25


un curent I0 proporţional cu valoarea numerică a cuvântului binar format din cei opt biţi.

Valoarea maximă a curentului I0 se obţine atunci când toţi curenţii Ik sunt comutaţi la

această ieşire. Se obţine:

I I I Ik f k fkk

01

8

1

8 12

255256

= = ===∑∑ Re Re

Curentul IRef este furnizat din exterior cu ajutorul unui generator de curent sau de un

generator de tensiune VRef şi o rezistenţă RRef care determină valoarea curentului:

I Ref=V Ref/R Ref

Rezistenţa conectată la intrarea V Ref(-) este egală cu cea care determină valoarea

curentului I Ref (conectată la Vref(+)) având rolul de a compensa efectul curentului din intrarea

Vref (+) asupra curentului I0 transferat către blocul "Retea ponderare curenţi ".

DAC 08 configuraţie şi valori limită absolute (fig.3)

fig.6.3

Tensiunea de alimentare = ±15V, Putere anticipată= 500mW, Rezuluţia= 8 biţi,

Curentul de referinţă= 5mA, Timp de propagare= 35ns, Timp de stabilire= 100ns

DAC 08 Scheme fundamentale de utilizare.Observaţii: Alimentarea circuitului se face între

9V ÷ 36V. În cazul utilizării unor surse de alimentare de ± 5V se recomandă curenţi de

referinţă de 1mA. Circuitul funcţionează dacă tensiunea totală de alimentare între V+ şi V-

este cel puţin 8V.

26


Date tehnice DAC08

Schema internă de principiu:

fig. 6.4

Reguli de conectare:

27


fig. 6.5

II. PARTEA EXPERIMENTALĂ 1. Explicaţi funcţionarea circuitului DAC 08.

2. Studiaţi şi explicaţi schema convertorului digital analogic din figura 6.6.

3. Utilizând standul de laborator pentru studiul convertoarelor numeric analogice completaţi

tabelul TAB1. Cu datele obţinute trasaţi caracteristica de transfer al CNA studiat.

4. Proiectaţi convertorul binar-zecimal din schema din figura 6.6.

TAB1.

BB8 BB7 BB6 BB5 BB4 BB3 BB2 BB1 N10 U0

0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 1 1 ... ... ... ... ... ... ... .. ... ... 0 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 1 0 ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... 1 1 1 1 1 1 0 0 1 1 1 1 1 1 0 1 1 1 1 1 1 1 1 0 1 1 1 1 1 1 1 1

28


fig.6.6

29

SISTEME DE ACHIZITIE DATE CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOG-NUMERICA

LUCRAREA NR. 7 CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOG-NUMERICĂ CONVERTOARE ANALOG-NUMERICE PARALELE I.PARTEA TEORETICA. Sunt cele mai rapide convertoare analog-digitale. Tensiunea de referinţă UR este

divizată în 2n praguri egale q=UR/2n (q-treaptă de cuantizare sau cuanta convertorului) cu o

reţea de rezistenţe egale R înseriate. La cele 2n-1 comparatoare se aplică tensiunea de

măsurat Ux şi tensiunile de prag de comparaţie 1q, 2q, ...(2n-1)q. toate comparatoarele la

care Ux este mai mare decât pragurile de referinţă vor avea starea de ieşire 1

(comparatoarele de la q la mq) iar la care Ux este mai mică decât pragurile respective

starea ieşirii va fi 0 (comparatoarele de la (m+1)q la (2n-1)q). la ieşirea blocului de divizare

comparare se obţine un şir de stări logice 00...011...11 (m de 1 şi 2n-m-1 de 0) care este

reprezentarea raportului Ux/UR în cod binar unitar normal (fig.7.1).

fig.7.1

Trecerea de la codul binar unitar normal la un cod uzual ( cel mai adesea codul binar

natural) se face cu ajutorul ubui codificator CD, care cuprinde circuite logice combinaţionale.

Principalul dezavantaj al acestor convertoare este volumul mare de elemente componente.

De exemplu pentru schema din fig.1 pentru n=12 biţi cuprinde 4095 comparatoare, 4096

rezistenţe şi un număr mare de circuite logice combinaţionale. Codificarea din codul unitar

30


normal în cod binar se poate face prin utilizarea memorilor ROM, iar volumul mare de

comparatoare prin realizarea lor în tehnică LSI.

Deoarece semnalul de intrare UX este de tip continuu iar semnalul de ieşire are valori

discrete în timp rezultă posibilitatea existenţei unor erori de aproximare (de cuantizare) care

au valoarile cuprinse între ±0,5 LSB pentru caracteristica de transfer din fig.2a. Erorile de

cuantizare pot fi exprimate prin relaţile:

e U U b v

eU

U b

X R kk

k

N

N

RX k

N k

k

N

= −

= −

−

=

−

=

∑

∑

2

22

1

1

[ ]

[ ]v

unde biţii bk sunt corelaţi cu tensiunea de intrare UX, în concordanţă cu fig.2a.

Dacă semnalul de la intrarea unui CAN este de ambele polarităţi, în intervalul de

variaţie a lui UR (dela -UR/2 la +UR/2, cu valori tipice de ±5V şi ±10V), convertorul analog

numeric se numeşte bipolar şI are caracteristica de transfer prezentată în figura 2b. Pentru

codificarea ieşirilor numerice a convertoarelor analog-numerice cel mai folosit cod este

complementul faţă de doi în care semnificaţia bitului MSB este de bit de semn.Precizia

(eroarea) totală a unui CAN este dată de diferenţele dintre caracteristica reală şi cea ideală

şi include toate erorile de câştig, decalaj, neliniaritate, precum şi derivele acestora.

fig.7.2

Etalonarea unui CAN constă în calibrarea decalajului urmată de calibrarea câştigului.

Pentru un CAN unipolar, calibrarea decalajului se face astfel încât prima tranziţie

31


(00...000→00...001) a secvenţei de ieşire să corespundă unei tensiuni de intrare de 0,5LSB.

Calibrarea câştigului se face astfel încât ultima tranziţie (11...110→11...111) a secvenţei de

ieşire să corespundă unei tensiuni de intrare de UR-1,5LSB. Pentru un CAN bipolar,

calibrarea decalajului se face astfel încât prima tranziţie (10...000→10...001) a secvenţei de

ieşire să corespundă unei tensiuni de intrare de 0,5LSB. Calibrarea câştigului se face astfel

încât ultima tranziţie (11...110→11...111) a secvenţei de ieşire să corespundă unei tensiuni

de intrare de

UR/2-1,5LSB.

Pentru caracteristica de transfer din fig.2b eroarea de cuantizare e este în funcţie de

tensiunea de intrare UX. Puterea erorii de cuantizare se calculează cu relaţia:

P e e def= =−

+

∫2 2

12

12

e

unde eef este valoarea efectivă a erorii de cuantizare. Prin calculul integralei se

obţine:

eLSB

ef =1

12

Numărul N de biţi corespunzător convertorului analog numeric poate fi exprimat în

funcţie de puterea erorii de cuantizare:

21 12

N R RULSB

UP

= =

Convertoarele analog numerice sunt utilizate în sisteme de achiziţie date pentru

transformarea semnalelor analogice în semnale numerice. Această trasformare este

realizată prin conversii analog numerice succesive cu frecvenţa de eşantionare fe. Conform

teoremei eşantionării pentru evitarea efectelor de eliniere este necesar ca valoarea minimă

a frecvenţei de eşantionare să sadisfacă relaţia:

fe≥2fxmax condiţia Nyquist

unde fxmax este frecvenţa maximă a spectrului semnalului analogic de intrare UX.

II. PARTEA EXPERIMENTALĂ 1. Studiaţi schema electrcă a convertorului analog numeric prezentat în figura 3 şi stabiliţi

treapta de cuantizare. şi tipul convertorului.

2. Explicaţi logica proiectării circuitului logic combinaţional codificator.

3. După stabilirea cuantei trasaţi caracteristica de transfer a convertorului analogic prezentat. Datele se vor trece în tabelul TAB1.

32


TAB1 Cuanta Valoare

măsurată Afişare cuante Afişare

zecimală Afişare binară

0 1 2 3 4 5 6 7

fig.7.3

33


LUCRAREA NR. 8 CIRCUITE DE CONVERSIE ANALOG-NUMERICĂ CONVERTOARE ANALOG-NUMERICE CU APROXIMATII SUCCESIVE I.PARTEA TEORETICA. Acest tip de convertoare asigură o viteză de lucru relativ mare şi o precizie

bună la un grad de complexitate mediu. La funcţionare după metoda aproximaţiilor

succesive se foloseşte compararea bit cu bit în loc de numărarea continuă . La

comanda de start a conversiei se genereaza un semnal egal cu Vm/2 cu care se

compară tensiunea de intrare. Vm este domeniul de variaţie maximă a tensiunii de

intrare Vin . Dacă Vin>Vm/2 MSB este 1; dacă Vin<Vm/2 , MSB este 0 . Pentru

determinarea urmatorului bit se genereaza semnalul 3/4*Vm dacă MSB este 1 sau

1/4*Vm dacă MSB este 0 . Al doilea bit este 1 sau 0 după cum Vin>3/4*Vm , sau

Vin<3/4*Vm cand MSB = 1 . Cu MSB = 0 , al doilea bit este 1 pentru Vin>1/4*Vm sau

pentru Vin<1/4*Vm etc. , procesul continuand pana se ajunge la bitul de semnificatie

minima .

> 7/8*Vm , 1 > 6/8*Vm ,1 -- Vin

< 7/8*Vm , 0 > 1/2*Vm , 1 -- Vin

> 5/8*Vm , 1 < 6/8*Vm ,0 -- Vin

< 5/8*Vm , 0 Vin

> 3/8*Vm , 1 > 1/4*Vm , 1 -- Vin

< 3/8*Vm , 0 < 1/2*Vm , 0 -- Vin

> 1/8*Vm , 1 < 1/4*Vm , 0 -- Vin

< 1/8*Vm ,0 MSB . . . . . LSB

fig.8.1 Succesiunea comparărilor la un convertor A/D cu aproximaţii succesive şi cu rezoluţia de 3 biti.

In figura 2 se dă schema bloc pentru un convertor A/D cu aproximaţii

succesive fără reacţie denumit cu propagare de tip serie , sau mai simplu convertor

serie cu rezoluţia de 3 biti , pentru a exemplifica realizarea conversiei după

succesiunea dată in figura 1 . Schema este realizată cu trei comparatoare C2 , C1 , C0

34


şi trei convertoare digital - analogice D/A1 , D/A2 , D/A3 toate cu acelasi domeniu de

variaţie maximă , Vm . De exemplu , dacă 6/8*Vm<Vin<7/8Vm , atunci comparatorul C2

are la ieşire nivelul 1 logic deoarece Vin>Vm/2 convertorul D/A2 asigură la iesire

nivelul 6/8*Vm şi deci C1 are la iesire nivelul corespunzatorlui 1 logic . Convertorul

D/A3 are la ieşire nivelul 7/8Vm şi comparatorul C0 este la ieşire cu nivelul 0 logic (

LSB = 0 ).

fig. 8. 2. Convertor A/D cu aproximaţii succesive pe trei biţi.

Convertoarele A/D cu aproximaţii succesive sunt realizate de obicei cu un

singur comparator şi cu reacţie , caz în care se cere o logică mai complicată şi

evident creşte durata ciclului de conversie . O schemă simplificată pentru un astfel

de convertor este data in figura 3.

fig. 8.3 Convertor A/D cu aproximaţii succesive cu un singur comparator.

SAR -- registru de aproximatii succesive

35


La comanda start , SAR dă la ieşire numărul 100...0 , care comandă

convertorul D/A , la ieşirea căruia se obţine o tensiune Vm/2. Dacă tensiunea de

intrare Vin>Vm/2 , comparatorul îşi păstrează starea şi la al doilea impuls de tact

SAR generează la ieşire numărul 1100...0 ; dacă Vin<Vm/2 comparatorul işi schimbă

starea la ieşire , ceea ce determină ca SAR sa genereze numarul 0100...0 . La

ieşirea convertorului în cele 2 situaţii se obţin tensiunile 3/4Vm sau , respectiv Vm/4.

Procesul de conversie se termină când se ajunge la ultimul bit . Durata ciclului

de conversie la un convertor cu rezoluţia de n biti , depinde de duratele celor n

incercări de comparaţie , care pot fi egale , aceasta depinzând de faptul dacă se

schimbă sau nu starea la ieşirea comparatorului.

Convertor A/D cu aproximaţii succesive cu comparare in curent.

Pentru creşterea vitezei de conversie , la intrarea comparatorului se foloseşte

direct curentul de iesire al covertorului , eliminându - se astfel influenţa timpului de

răspuns al amplificatorului de la ieşirea convertorului D/A . Acest regim de lucru se

exemplifică in figura 4 . Tensiunea la ieşirea comparatorului este pozitivă când i0>iin .

Această tensiune se limitează la +5V , tensiunea diodei Zener . Tensiunea negativă la

ieşirea comparatorului este limitată la tensiunea de deschidere a diodei.

fig. 8.4 Convertor A/D cu aproximaţii succesive cu comparare în curent.

Convertoarele D/A cu aproximaţii succesive nu pot fi folosite în aplicaţii de tip

histogramă în care se lucrează cu distribuţii de amplitudine . Aceasta se datorează

treptelor de cuantificare inegale, ceea ce determină neliniaritate diferentială mare.

II. PARTEA EXPERIMENTALA: 1. Se va studia convertorul analog numeric cu aproximaţii succesive prezentat în figura 5 şi

se va explica funcţionarea lui.

36


2.În urma analizei circuitului se va stabili treapta de cuantizare şi domeniul maxim de

conversie

3.Completaţi tabelul TAB1 unde B0÷BB8 este numărul binar rezultat, N10 este valoarea lui

zecimală iar Uin tensiunea analogică de intrare.

TAB1

Uin N10 BB0 BB1 BB2 BB3 BB4 BB5 BB6 BB7

fig.8.5

APLICATII CU CIRCUITUL CONVERTOR ANALOG NUMERIC ADC0804

37


MODUL CONVERSIE CONTINUĂ

fig.8.6

38

SISTEME DE ACHIZITIE DATE PORTUL PARALEL PC

LUCRAREA NR. 9 STUDIUL PORTULUI PARALEL STANDARD PC APLICATIE- COMANDA UNUI MOTOR PAS CU PAS I.PARTEA TEORETICA.

PORTUL PARALEL STANDARD PC Conţine o structură de trei regiştrii doi unidirecţionali şi unul bidirecţional adresabili

ca orice locaţie de memorie de la adresele 378H – registrul de date (bidirecţional), 37AH

- registrul de control (unidirecţional numai pentru scriere) şi 379H – registrul de stări

(unidirecţional numai pentru citire). Trebuie remarcat faptul că regiştrii portului paralel au

funcţile adaptate pentru imprimantă (de aici şi denumirea lor). Se va prezenta în continuare

structura lor şi pinii de comandă cu o codificare specifică imprimantei.

7

7

7

789

7

37AH

REGISTRUL DE CONTROL (NUMAI SCRIERE)STRUCTURA PORTULUI PARALEL PC

REGISTRUL DE STARI (NUMAI CITIRE)

REGISTRUL DE DATE (BIDIRECTIONAL)

379H

b0b1b2b3b4b5b6b7

378H

6

6

6

6

6

5

5

5

5

5

4

4

4

4

4

4

3

3

3

3

3

3

2

2

2

2

2

1

1

1

1

0

0

0

0bit

bit

+ STROBE 1

- ERROR 15

+ AUTO LINE 14

+ SLCT 13

- INIT 16

+ PE 12

+ SLCT IN 17

- ACK 10 - BUSY 11

+ IRQ ENABLE

pin

pin

pin

Semnificatie

Semnificatie

Semnificatie

0

0

0

0

0

0

fig. 9.1

ATENŢIE !: Pentru utilizarea portului paralel este necesară compatibilitatea de

semnale TTL. Deoarece ieşirile portului nu suportă un curent mare este necesară

interfaţarea lor cu celelalte blocuri ale S.A.D. prin intermediul amplificatoarelor de linie (ex.

7404). Masa va fi comună la pinul 25.

39


fig.9.2 cupla paralela

APLICATIE: COMANDA UNUI MOTOR PAS CU PAS

Motorul electric pas cu pas este un convertor electromagnetic care realizează

conversia impulsurilor de comandă aplicate fazelor motorului într-o mişcare de rotaţie ce

constă din deplasări unghiulare discrete, de mărime egală şi care reprezintă paşii motorului.

Numărul paşilor efectuaţi trebuie să corespundă, în cazul unei funcţionări corecte, cu

numărul impulsurilor de comandă aplicate fazelor motorului.

Majoritatea motoarelor pas cu pas sunt bidirecţionale şi permit o accelerare, oprire şi

reversare rapidă fără pierderi de paşi, dacă sunt comandate cu o frecvenţă inferioară

frecvenţei limită corespunzătoare regimului respectiv de funcţionare. Pentru extinderea

funcţionării motoarelor pas cu pas la viteze mai mari decât viteza corespunzătoare

frecvenţei limită, este necesară o accelerare prin creştere treptată a frecvenţei impulsurilor

de comandă.

Motoarele pas cu pas sunt utilizate în special în aplicaţiile unde se doreşte realizarea

unei mişcări incrementale, folosind sisteme de comandă numerică.

Avantajele utilizării motoarelor pas cu pas sunt următoarele:

- asigură univocitatea conversiei impuls-deplasare şi pot fi utilizate în

circuit deschis

- gamă largă de frecvenţe de comandă

- precizie şi putere de rezoluţie (număr de paşi pe rotaţie) mărite

- permit porniri, opriri, reversări, fără pierderi de paşi

40


- memorează poziţia

- sunt compatibile cu tehnica numerică

Dezavantajele utilizării motoarelor pas cu pas sunt:

- unghi de pas, deci increment de rotaţie, de valoare fixă pentru un

motor dat

- randament scăzut

- capacitate limitată în ceea ce priveşte acţionarea unor sarcini cu

inerţie mare

- viteză de rotaţie relativ scăzută

- necesită o schemă de comandă adaptată la tipul constructiv respectiv

şi relativ complexă, pentru asigurarea unei funcţionări la viteze mari.

Motoare pas cu pas cu reluctanţă variabilă

fig.9.3.Structură MPP cu reluctanţă variabilă

Înfăşurarea 1. 1001001001001001001001001

Înfăşurarea 2. 0100100100100100100100100

Înfăşurarea 3. 0010010010010010010010010

Motoare unipolare

fig.9.4. Structură MPP unipolare

41


Înfăşurarea 1a. 1000100010001000100010001

Înfăşurarea 1b. 0010001000100010001000100

Înfăşurarea 2a. 0100010001000100010001000

Înfăşurarea 2b. 0001000100010001000100010

timp --->

Înfăşurarea 1a. 1100110011001100110011001

Înfăşurarea 1b. 0011001100110011001100110

Înfăşurarea 2a. 0110011001100110011001100

Înfăşurarea 2b. 1001100110011001100110011

timp --->

Înfăşurarea 1a. 11000001110000011100000111

Înfăşurarea 1b. 00011100000111000001110000

Înfăşurarea 2a. 01110000011100000111000001

Înfăşurarea 2b. 00000111000001110000011100

timp --->

Motoare bipolare

fig.9.5. Structură MPP bipolare

Terminal 1a. +---+---+---+--- ++--++--++--++--

Terminal 1b. --+---+---+---+- --++--++--++--++

Terminal 2a. -+---+---+---+-- -++--++--++--++-

Terminal 2b. ---+---+---+---+ +--++--++--++--+

timp --->

42


În figura de mai jos este dată schema bloc a circuitului de comandă pentru un motor

pas cu pas de tip bipolar cu magnet permanent.

PC

IZOLARE GALVANICĂ

CONTROLLER

CIRCUIT DE PUTERE

SURSA DE ALIMENTARE

MPP

fig.9.6. Schema bloc

Blocurile componente sunt:

- uComputer – calculatorul

- Controllerul – integrează toate circuitele de control necesare pentru

comanda motoarelor pas cu pas bipolare şi unipolare (în cazul prezentat

este vorba de un motor bipolar)

- Circuitul de putere – punte duală alcătuită din tranzistoare de putere

- Separator galvanic – separare galvanică realizată cu optocuploare.

- Sursa de alimentare – asigură o tensiune de 12V şi una de 5V

Controllerul – circuitul L297 a fost proiectat pentru a fi utilizat în circuite cu punţi de

tip dual sau cu circuite de putere discrete, pentru aplicaţii de comandă a motoarelor. El

primeşte semnalul de ceas, semnalul de direcţie şi semnalul de mod de la un

microcalculator şi generează semnalele de control pentru circuitele de putere. În plus el

conţine şi două circuite chopper PWM pentru a regula curentul prin înfăşurări.

Dacă modul „pas întreg” este selectat când translatorul este într-o stare

corespunzătoare unui număr impar obţinem o secvenţă cu două faze active, cu pas întreg

ca în figura de mai jos:

43


În contrast, modul „o fază activă cu pas întreg” este obţinut selectând modul pas

întreg atunci când translatorul se află într-o stare corespunzătoare unui număr par:

Schema electrica desfasurata:

44


Valideazã / Invalideazã circuitul

Reseteazacircuitul

Valideazacircuitul

Rotirecontinuainapoi

Rotirecontinuainainte

Rotirepas cu pasinapoi

Rotirepas cu pasinapoi

StopStabilesteturatia

45


LUCRAREA NR. 10 STUDIUL PORTULUI PARALEL STANDARD PC APLICATIE- MASURAREA MOMENTULUI, FORTEI SI GREUTATII CU UN SISTEM DE ACHIZITIE MULTICANAL I.PARTEA TEORETICA. ELEMENTE DE TENSOMETRIE

Efectul tensorezistiv, adică dependenţa rezistenţei de tensiunea mecanică, a fost

descoperit de lordul Kelvin în anul 1856, însă utilizarea practică a efectului în tensometrie

începe din anul 1920. Pentru majoritatea materialelor solide limita de elesticitate pentru care

nu apare o deformaţie permanentă este corespunzătoare unei alungiti relative de 0,2%

(2000μm/m), această limită corespunde pentru o solicitare de 200-800 N/mm2 la oţel, 30-

120N/mm2 la cupru etc. Parametrul care stabileşte prporţionalitatea între alungirea relativă

şi tensiunea mecanică (Legea lui Hooke) este modulul de elasticitate a lui Young -E, care

are valori de ordinul 18 104 - 29 104 N/mm2 pentru oţel şi 10 104 - 14 104 N/mm2 pentru

cupru. O dată cu modificările de natură mecanică ale unui corp metalic sau semiconductor,

supus unei solicitări mecanice, are loc şi o modificare a rezistivităţii acestuia. Funcţionarea

traductoarelor tensometrice rezistive (numite şi timbre sau mărci tensometrice) se bazează

pe fenomenul de modificare a rezistenţei unui material conductor sau semiconductor când

acesta este supus unei deformaţii mecanice. Constructiv un timbru tensometric metalic este

realizat dintr-o depunere în formă de zigzag a unui fir conductor sau folie pe un suport

izolator, el lipindu-se de piesa a cărei deformaţie se măsoară.

I.1. Principiul de funcţionare a traductoarelor tensorezistive.

Considerând un conductor uniform de secţiune S, lungime l şi rezistivitate ρ, variaţia

rezistenţei sale datorată variaţiei dimensiunilor produse de alungirea Δl, va fi:

Δ Δ ΔRS

ll

SS

lS

= − + Δρρ

ρ 2

sau prin împărţire la R, variaţia relativă va fi:

Δ Δ Δ ΔρRR

ll

SS

= − +ρ

întrucât:

Δ ΔSS

ll

= −2μ

unde μ este coeficientul Poisson (raportul dintre contracţia transversală şi alungire) şi

admiţând pentru rezistivitate o variaţie liniară cu volumul V, de forma:

46


Δρ Δ Δ Δ Δρ

μ= =+

= −kV

Vk

lS l SV

kl

l( )1 2

rezultă în final expresia:

Δ Δ ΔRR

ll

k Kl

lK= − + − = =[ ( )]1 2 1 2μ μ ε

unde:

εσ

=E

ε - este deformaţia produsă de forţa ce acţionează pe unitatea de suprafaţă într-un solid, σ -

este efortul unitar şi E – modulul de elasticitate. Coeficintul K poartă denumirea de factor de

marcă, depinde de natura materialului şi de tehnologia de realizare a mărcii şi reprezintă

sensibilitatea acestui senzor (variaţia relativă de rezistenţă raportată la alungirea relativă).

I.2. Adaptoare pentru traductoare tensometrice.

Variaţile relativ mici ale rezistenţei mărcii tensometrice atunci când este supusă la

deformaţii impun utilizarea unor adaptoare performante. În aceste adaptoare se pot

diferenţia două blocuri distincte: o schemă de măsurare de tip punte Wheatstone, în care se

conectează elementele sensibile, motiv pentru care se numeşte punte tensometrică, şi un

circuit final de amplificare şi conversie în semnak util (semnal unificat). În fig.15.1a este

prezentată schema sfert de punte în care este plasat un singur senzor tensorezistiv exterior

şi trei rezistenţe calibrate montate în adaptor. Montajul în semipunte (fig.15.1b) este realizat

din două rezistenţe tensorezistive exterioare şi două rezistenţe calibrate montate în adaptor.

Puntea completă (fig.10.1c) este relizată numai din senzori pe toate cele patru braţe ale

punţii (punte cu toate braţele active).

fig. 10.1

47


PLACA DE ACHIZITIE CU SASE CANALE DE INTRARE .

623MMC4051

ADC0804623

623

623

623

623

358336

AD

AD

AD

AD

AD

AD

LMLM

+

+

+

+

+

+

+

-

-

-

-

-

--

2

2

2

2

2

2

2

8

8

8

8

8

8 8

1

1

1

1

1

1

1

7

7

7

7

7

7

4

4

4

4

4

4

4

5

5

5

5

+ 5V

+ 5V

+ 5V

5

5

REF. + 2,500V

D0

D0

CSRD

WRINTR

START

INHD1

D1

D2

D2

D3

D3

D4

D4

D5

D5

D6

D6

D7

D7

A

CLKR

AGNDDGND

B C

Y

CLKN

VEE

VSS

VDD

VDD

VREF/2

37AH

PORTUL PARALEL

378H

V(-)IN

V(+ )IN

REF. + 2,500V

REF. + 2,500V

REF. + 2,500V

REF. + 2,500V

REF. + 2,500V

REFERINTA. + 2,500V

6

6

6

6

7

8

10

10K

150p

8

7

6

6

4

1

2

2

3

11

19

10

10uF

10uF

4

9

51

1

15

155

5

16

16

417

17

3

3

18 218...25

14

14

14

6

13

137

16

20

12

12 8

11 9

6

6

+ 5V

+ 5V

+ 5V

+ 5V

+ 5V

+ 5V

+ 5V

3

3

3

3

3

3

3

R = 1,13KG

R = 1,13KG

R = 1,13KG

R = 1,13KG

R = 1,13KG

R = 1,13KG

10K

2K

K= 2n= 4

K= 2n= 4

K= 2n= 4

K= 2n= 4

K= 2n= 4

K= 2n= 4

U= 5VA

U= 5VA

U= 5VA

U= 5VA

U= 5VA

U= 5VA

350

350

350

350

350

350

350

350

350

350

350

350

350

350

350

350

350

350

350

350

350

350

350

350

220V c.a.

Trafo220/1x12V

1500uF

3PM05

0.33uF 1uF

1

2

37805 + 5V

fig.10.2

48

SISTEME DE ACHIZITIE DATE PORTUL SERIAL PC

LUCRAREA NR. 11 STUDIUL PORTULUI SERIAL STANDARD PC APLICATIE- VOLTMETRU DIGITAL PE INTERFATA SERIALA I.PARTEA TEORETICA. 1. PORTUL SERIAL PC Transmisia se face secvenţial bit după bit pe un singur canal de transmisie. Obţinerea

cuvântului serial la emisie se face prin intermediul unor regiştri cu încărcare paralelă şi

deplasare serială (ex. CDB 495). Mecanismele de transmisie şi recepţie sunt prezentate în

figura 11.1.

1

1

1

1

1

1

1

1

1

1

1

1

1

1

1

1

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

CLOCK

CLOCK

CLOCK

CLOCK

EMISIA PARALEL-SERIE

RECEPTIA SERIE-PARALEL

SERIAL OUT

SERIAL INPUT

SERIAL OUT

SERIAL IMPUT

fig.11.1.

49


2. TRANSMISIA SERIALĂ ASINCRONĂ

Pentru realizarea transmisiei seriale asincrone cuvântul util de date este “împachetat”

cu biţi de start (1bit), stop (2 biţi) şi de paritate (1 bit par sau impar) ca în figura 2. Vitezele

de transmisie (biţi/secundă) standard utilizate sunt: 150, 300, 600, 2400, 9600, 19200 şi

38400 biţi /secundă.

11 1 1 1 1100 0 0 0 0

BIT DE START BIT DE PARITATE

BITI DE DATE BITI DE STOP

t

fig.11.2

3. INTERFAŢA RS 232/ V24

Codul RS 232 = codul EIA- Electrical Industries Association.

Codul V24 = Codul European (similar cu RS 232).

DTE = data terminal equipment = sistem terminal (modem, aplicaţii microsistem)

DCE = data communication equipment = sistem de calcul (calculator).

3.1. RS 232 Semnale şi alocarea pinilor:

PIN CIRCUIT V24 ABREVIERI SENS DTE: DCE

DESCRIERE

1 101 PGND = Protective earth 2 103 Tx Trasmitted data 3 104 Rx Received data 4 105 RTS Request to send 5 106 CTS Clear to send 6 107 DSR Data set ready 7 102 GND Signal earth 8 109 RLSD Received line signal detect 9 Unassigned 10 Unassigned 11 126 Unassigned 12 122 RLSD2 Secondary RLSD 13 121 CTS2 Secondary CTS 14 118 Tx2 Secondary Tx 15 114 TSET Transmitter signal element timing 16 119 Rx2 Secondary Rx 17 115 RSET Received signal element timing 18 Unassigned 19 120 RTS2 Secondary Rx 20 108 DTR Data terminal ready 21 SQD Signal quality detector 22 125 RI Ring indicator 23 111 DSRS Data signallind-rate selector 24 XTxCk External tranmitter clock 25 Unassigned

50


3.2. Conectorii RS 232

1 1PGND

CONECTOR DE 25 PINI CONECTOR DE 9 PINI

CTS

CTS

TxTx

DSR

DSRDCD

RxRx

SGND

SGNDRTS

RTS

RLSDNC

NC

NC

NC

NC

NCNCNC

RI

RI

NCDTR

DTR

TxCk

RxCk

NCNCNCNC

2 23 34 45 56

6

7

7

8

8

9

9

10

14

18

2211

15

19

2312

16

20

242513

17

21

3.3. Cablul null-modem

1

NULL - MODEM

PROTOCOALE

CABLULDTE DCE

X-ON (cu cerere de intrerupere Ctrl-Q)

(fara cerere de intrerupere Ctrl-S)X-OFF

1TxRx

2 23 34 45 56 67 78 89 9

10 1011 1112 12

2020

13 13

3.4. Consideraţii electrice (nivele logice de tensiune)

IESIRE - EMISIE INTRARE- RECEPTIE + 15V + 15V

+ 15V

-15V -15V -15V

+ 5V

2VMargine de zgomot

NIVEL LOGIC " 1 " NIVEL LOGIC " 1 "

NIVEL LOGIC " 0 "

DRIVERNIVEL LOGIC " TTL " NIVEL LOGIC " RS232 "

NIVEL LOGIC " 0 "

+ 5V + 5V

0 1 0 0 1

V1

V1

V2

V2

-5V

-5V

51


1. INTERFATA SERIALA CU O CONVERSIE A/D PE 12 BITI UTILIZAND CIRCUITE

DIN SERIA MAX.

52


2. VOLTMETRU DIGITAL UTILIZÂND MICROCONTROLERUL C2051 PE INTERFATA

SERIALA MAX 232 .

1

1

VCCVCC

VCC VCC

VCC

2

2

3

3

4

4

C2051MAX232

ADC0804

5

5

6

6

7

7

8

8

9

9

10

10

11

11

12

12

13

13

14

14

15

15

16

16

17

17

18

18

19

19

20

20

1

2

345

6

7

8 9

10

11

1uF

10uF11,059MHz

1uF

1uF

150pF

INTRARE ANALOGICA

VOLTMETRU SERIAL

33pF33pF

2,2K

2,2K

10K

12

15

13

16

14

1

CTSTx

DSRDCDRx

SGND

RTS

RIDTR

2345

6789

53


MICROCONTROLERUL C2051

CONVERTORUL ANALOG-NUMERIC PE 8 BITI ADC0804

CIRCUITUL DE INTERFATRE SERIALA MAX232

54

SISTEME DE ACHIZITIE DATE HANDYSCOPE HS3

LUCRAREA NR. 12 ACHIZITIE DE DATE PE HANDYSCOPE H3 (USB PORT)

12. 1 PREZENTARE GENERALA – FUNCTIONAREA CA OSCILOSCOP

12.2. FUNCTIONAREA CA ANALIZOR DE SPECTRU

55

SISTEME DE ACHIZITIE DATE HANDYSCOPE HS3

12.3. FUNCTIONAREA CA VOLTMETRU

12.3. FUNCTIONAREA CA GENERATOR DE FUNCTII

56

sisteme de achizitii de date - are

Documents