DAN POPA

♦

RADIOCOMUNICAłII

Editura

NAUTICA

II

III

DAN POPA

RADIOCOMUNICAłII

ConstanŃa 2010

Editura

NAUTICA

IV

Redactare: Florin MUNTEANU

Grafica: Dan POPA

Editura NAUTICA, 2010

Editură recunoscută de CNCSIS

Str. Mircea cel Bătrân nr.104

900663 ConstanŃa, România

tel.: +40-241-66.47.40

fax: +40-241-61.72.60

e-mail: info@imc.ro

V

PREFAłĂ

RadiocomunicaŃii este o lucrare care îşi propune prezentarea principalelor aspecte pe

care le implică un sistem de comunicaŃii radio. Domeniul radiocomunicaŃiilor fiind extraordinar

de complex şi într-o evoluŃie continuă, subiectele abordate au fost tratate la modul general,

insistându-se asupra principiilor de funcŃionare a echipamentelor de radiocomunicaŃii,

prezentându-se caracteristicile de bază ale acestora, circuitele specifice, tehnicile de procesare

a semnalelor. De asemenea, s-au abordat şi câteva domenii strâns conexe radiocomunicaŃiilor,

cum este cel al propagării radiaŃiilor electromagnetice, al antenelor folosite în mod curent, al

liniilor de transmisiune.

Lucrarea este structurată pe 13 capitole, care acoperă câteva dintre principalele domenii

ale radiocomunicaŃiilor analogice, adică: tipuri de semnale folosite, antene şi propagare, emisia

şi recepŃia. În cadrul acestor domenii s-a acordat o atenŃie specială circuitelor specifice

emiŃătoarelor şi receptoarelor, cum ar fi schimbătoarele de frecvenŃă (mixerele), oscilatoarele,

amplificatoarele de radiofrecvenŃă şi de frecvenŃă intermediară, etajele finale de putere,

demodulatoarele.

Un capitol special a fost consacrat principalelor tipuri de filtre folosite în aparatura de

radiocomunicaŃii. De asemenea, principalele aspecte pe care le implică radiocomunicaŃiile cu

bandă laterală unică, au fost tratate într-un capitol separat.

Lucrarea de faŃă se adresează în primul rând studenŃilor de la facultăŃile de electronică,

care au prevăzută în programa de învăŃământ disciplinele RadiocomunicaŃii, ComunicaŃii radio

sau Sisteme şi echipamente de radiocomunicaŃii. Ea poate fi de folos şi celor care doresc să se

iniŃieze în domeniul radiocomunicaŃiilor sau care sunt implicaŃi în vreun fel într-o activitate din

acest domeniu.

ConstanŃa, 2010

Autorul

VI

VII

CUPRINS

Capitolul 1. Semnale utilizate în radiocomunicaŃii 1

1.1. Reprezentarea semnalelor în domeniul timp şi în domeniul frecvenŃă 1

1.2. Semnale modulate

1.2.1. Necesitatea modulaŃiei semnalelor în radiocomunicaŃii

1.2.2. DefiniŃii şi clasificări

1.3. ModulaŃia în amplitudine (MA)

1.3.1. ModulaŃia cu purtător sinusoidal

1.3.2. ComparaŃie între sistemele cu MA

1.4. ModulaŃia de frecvenŃă (MF)

1.5. ModulaŃia de fază (MP)

1.6. ComparaŃie între diverse tipuri de modulaŃie

1.6.1. ComparaŃie între MF şi MP

1.6.2. ComparaŃie între MA, MF şi MP

1.7. Clasificarea şi simbolizarea emisiunilor radio

Capitolul 2. Caracteristicile generale ale sistemelor de radiocomunicaŃii

2.1. Structura unui sistem de radiocomunicaŃii

2.2. Caracteristicile canalelor de radiocomunicaŃii

2.2.1. Parametrii unui canal de radiocomunicaŃii

2.2.2. Clasificarea canalelor de radiocomunicaŃii

2.3. Clasificarea reŃelelor de radiocomunicaŃii

Capitolul 3. Elementele tehnice ale radiolegăturilor

3.1. Benzi de frecvenŃă

3.2. Propagarea undelor electromagnetice

3.2.1. Undele foarte lungi VLF (15 ÷ 30KHz)

3.2.2. Undele lungi LF (30 ÷ 300KHz)

3.2.3. Undele medii MF (300KHz ÷ 3MHz)

3.2.4. Unde scurte HF (3 ÷ 30MHz)

3.2.5. Unde ultrascurte VHF (30 ÷ 300MHz)

3.2.6. Unde decimetrice UHF (300 ÷ 3000MHz)

3.2.7. Undele centimetrice SHF (3 ÷ 30GHz)

3.3. Fading

3.4. FrecvenŃe optime de trafic

VIII

Capitolul 4. Antene

4.1. Clasificare

4.2. Caracteristicile antenelor

4.3. Pierderile în antene

4.4. Tipuri de antene

4.4.2. Antene pentru VHF

4.4.3. Antene pentru microunde

4.5. Linii de transmisie

4.5.1. Clasificarea liniilor

4.5.2. Parametrii caracteristici ai unei linii de transmisie

4.5.3. Linii nesimetrice (coaxiale)

4.5.4. Linii simetrice (bifilare)

4.5.5. Propagarea u.e.m. pe liniile de transmisiune

Capitolul 5. EmiŃătoare

5.1. Structura şi rolul emiŃătorului

5.1.1. Clasificarea emiŃătoarelor

5.1.2. Principii constructive în realizarea emiŃătoarelor

5.2. EmiŃătoare cu multiplicare de frecvenŃă

5.2.1. Multiplicatoare de frecvenŃă

5.2.2. Scheme practice de multiplicatoare de frecvenŃă

5.2.3. Scheme de emiŃătoare cu multiplicare de frecvenŃă

5.3. Schimbarea (conversia) frecvenŃei

5.3.1. Schimbarea frecvenŃei prin mixare

5.3.2. Scheme practice de schimbătoare de frecvenŃă (SF)

5.3.3. EmiŃătoare cu schimbare de frecvenŃă

5.4. EmiŃătoare cu sintetizare de frecvenŃă

5.4.1. Descrierea blocurilor componente ale circuitului PLL

5.4.2. Sintetizoare multibuclă

5.5. Clase de lucru

Capitolul 6. Etajele emiŃătoarelor

6.1. Oscilatoare

6.1.1. Oscilatoare LC

6.1.2. Oscilatoare cu cuarŃ

6.1.3. Oscilatoare cu cuarŃ cu frecvenŃă variabilă (VXO)

6.1.4. Oscilatoare cu cuarŃ cu porŃi logice

6.2. Etaje de separare

6.3. Etaje amplificatoare de RF

6.4. Etaje finale de RF

IX

6.4.1. Cuplajul etajului final de RF cu sarcina

6.4.2. Regimul de funcŃionare al etajului final de RF

6.5. Exemple de etaje finale de RF

Capitolul 7. Radioreceptoare

7.1. Structura şi rolul radioreceptorului

7.2. Receptorul superheterodină

7.2.1. Descrierea blocurilor componente

7.2.2. Circuite de reglare automată

7.2.3. Parametrii caracteristici ai radioreceptorului

7.2.4. Tipuri de radioreceptoare

Capitolul 8. Etajele de radiofrecvenŃă ale radioreceptoarelor

8.1. Circuite de intrare (CI)

8.1.1. Clasificarea circuitelor de intrare

8.1.2. Circuite de intrare de bandă îngustă

8.1.3. Circuite de intrare de bandă largă

8.2. Amplificatoare de RF pentru radioreceptoare

8.2.1. GeneralităŃi

8.2.2. FuncŃiile de bază ale ARF

8.2.3. Neutrodinarea

8.2.4. ARF realizate cu tranzistoare bipolare

8.2.5. ARF realizat cu TEC-J şi TEC-MOS

8.2.6. Amplificatoare de RF de tip cascodă

Capitolul 9. Mixere de recepŃie

9.1. Parametrii principali ai mixerelor

9.2. Clasificarea mixerelor

9.3. Scheme practice de mixere

9.3.1. Mixere cu diode

9.3.2. Mixere cu tranzistoare bipolare

9.3.3. Mixere cu FET şi MOSFET

9.4. Necesitatea dublei schimbări de frecvenŃă

Capitolul 10. Amplificatoare de frecvenŃă intermediară

10.1. Clasificarea AFI

10.2. FuncŃiile şi parametrii AFI

10.3. Scheme practice de AFI

Capitolul 11. Filtre utilizate în amplificatoarele de frecvenŃă intermediară

11.1. Filtre LC

11.2. Filtre piezoceramice

11.3. Filtre de bandă cu selectivitate concentrată

X

Capitolul 12. Circuite de demodulare

12.1. Demodularea (detecŃia) semnalelor MA

12.1.1. Detectorul MA cu diode

12.1.2. DetecŃia coerentă (sincronă) a semnalelor MA

12.1.3. Detectorul de produs

12.2. Demodularea semnalelor MF

12.2.1. Detectorul de raport

12.2.2. Discriminatorul de fază

12.2.3. Demodulatorul cu coincidenŃă (în cuadratură)

12.2.4. Dezaccentuare. Preaccentuare

Capitolul 13. RadiocomunicaŃii cu BLU

13.1. GeneralităŃi. Principii de bază

13.2. Suprimarea purtătoarei

13.3. Suprimarea benzii laterale

13.4. RecepŃia semnalelor BLU

13.4.1. Refacerea purtătoarei

13.5. Concepte de bază în construcŃia emiŃătoarelor şi receptoarelor cu BLU

13.5.1. Heterodinarea

13.5.2. Conversia directă

13.6. Receptoare de trafic

13.7. RAA în radioreceptoarele BLU

BIBLIOGRAFIE 227

1

Capitolul 1

1. SEMNALE UTILIZATE ÎN RADIOCOMUNICAłII

1.1. Reprezentarea semnalelor în domeniul timp

şi în domeniul frecvenŃă

Orice semnal s(t) poate fi caracterizat prin două reprezentări:

- reprezentarea în domeniul timp – numită forma de undă a semnalului

- reprezentarea în domeniul frecvenŃă – numită spectrul de frecvenŃă al semnalului.

Oricare din aceste reprezentări caracterizează în mod univoc semnalul. Altfel spus,,

oricărei reprezentări în domeniul timp îi corespunde o singură reprezentare în domeniul

frecvenŃă şi invers.

Trecerea de la o reprezentare la alta se face cu ajutorul seriilor Fourier pentru semnale

periodice, respectiv a transformării Fourier sau Laplace pentru semnale neperiodice (evident,

atunci când acestea există).

Pentru a înŃelege această dublă reprezentare a semnalelor să considerăm un semnal

sinusoidal s(t):

)sin()( 000 ϕω += tAts (1.1)

în care semnificaŃia simbolurilor folosite este următoarea:

A0 – amplitudinea semnalului

0ω - frecvenŃa unghiulară (pulsaŃia) semnalului:0

0T

2π=ω

0ϕ - faza iniŃială a semnalului

Forma de undă a semnalului şi semnificaŃia acestor parametri este prezentată în fig.

1.1. În această reprezentare, variabila independentă este timpul t.

Fig. 1.1. Reprezentarea unui semnal sinusoidal în domeniul timp

2

Reprezentarea în domeniul frecvenŃă se obŃine prin considerarea pulsaŃiei ω

(frecvenŃei) ca variabilă independentă. Semnalul s(t) este caracterizat în domeniul frecvenŃă tot

prin cei 3 parametri: A0, 0ω , 0ϕ (fig. 1.2)

Fig. 1.2. Reprezentarea unui semnal sinusoidal în domeniul frecvenŃă

În cazul unui semnal s(t) exprimat printr-o sumă de semnale sinusoidale:

)sin()(1

0 KK

N

K

tAts ϕω += ∑=

(1.2)

se obŃin următoarele reprezentări în domeniul frecvenŃă:

Fig. 1.3. Diagramele spectrale de amplitudine şi fază

a) – spectrele de amplitudine; b) – spectrele de fază

ObservaŃii

1. Unui semnal sinusoidal îi corespunde câte o linie spectrală în cele 2 diagrame

(amplitudinea şi faza). Din acest motiv aceste diagrame spectrale se numesc spectre discrete.

2. Dacă în expresia (1.2) N → ∞ iar diferenŃa (ωK+1 - ωK) → 0, atunci în diagramele

spectrale ale amplitudinii A şi fazei ϕ liniile spectrale devin atât de dese încât nu se mai poate

face o distincŃie între 2 linii succesive. În acest caz spectrele AK(ωK) şi ϕK(ωK) se transformă în

spectre continui A(ω) şi ϕ(ω). Rezultă că:

a) semnalele periodice se reprezintă în domeniul frecvenŃă prin spectre discrete

b) semnalele neperiodice se reprezintă în domeniul frecvenŃă prin spectre continue

În radiocomunicaŃii se întâlnesc ambele tipuri de semnale, adică:

- semnale periodice, folosite de obicei ca purtătoare sau subpurtătoare;

- semnale neperiodice, care sunt de obicei semnale modulatoare.

Α(ω)

ω

A0

0ω0 ωω00

ϕ(ω)

ϕ0

Ak(ω)

ω

A1

0ω

1 ω

2

A2A3

A4An

ω3

ω4

ωn

ϕk(ω)

ω

ϕ1

0ω

1 ω

2

ϕ2ϕ3

ϕ4

ω3

ω4

ωn

ϕn

a) b)

3

1.2. Semnale modulate

1.2.1. Necesitatea modulaŃiei semnalelor în radiocomunicaŃii

RadiocomunicaŃiile se ocupă cu transmiterea mesajelor sub formă de semnale

electrice dintr-un punct în altul. Transmiterea acestor semnale (mesaje) se realizează prin

canale de radiocomunicaŃii, care pot fi cu fir (cablu) sau fără fir..

În general, semnalele care urmează a fi transmise ocupă o bandă de frecvenŃă mult

mai mare decât cea pe care o poate asigura canalul de radiocomunicaŃii. Ori, de regulă,

canalele de radiocomunicaŃii sunt foarte costisitoare şi de aceea transmiterea unui singur mesaj

(semnal) pe un astfel de canal este total neeconomică şi mult sub capacitatea canalului de

radiocomunicaŃii de a transmite informaŃii. De aceea, se recurge la utilizarea intensivă a unui

canal de radiocomunicaŃii, prin care se înŃelege realizarea unui număr cât mai mare de

comunicaŃii simultane pe acelaşi circuit fizic (canal de radiocomunicaŃii). Acest lucru nu se poate

realiza prin transmiterea directă a semnalelor, fără o prelucrare a acestora, deoarece s-ar

produce o interferenŃă între semnale, astfel încât la recepŃie ar fi imposibil de regăsit semnalele

individuale.

Transmiterea simultană a mai multor semnale pe acelaşi circuit fizic este posibilă prin

utilizarea tehnicilor de multiplexare în timp sau în frecvenŃă a semnalelor.

Multiplexarea în frecvenŃă a semnalelor se bazează pe deplasarea spectrelor de

frecvenŃă a diverselor semnale, astfel încât acestea să ocupe benzi de frecvenŃă diferite, fără a

se suprapune. Deplasarea spectrelor de frecvenŃă se realizează prin modulaŃie.

ModulaŃia are o mare utilitate practică deoarece:

- facilitează emiterea undelor electromagnetice

- permite transmiterea simultană a mai multor semnale pe un canal de

radiocomunicaŃii, fără ca acestea să interfereze între ele.

ObservaŃii

1. Teoria propagării undelor electromagnetice demonstrează că un semnal poate fi

emis cu un randament bun numai dacă antena are o lungime de cel puŃin 1/10 din lungimea de

undă corespunzătoare frecvenŃei minime din spectrul acestui semnal. Spectrul semnalului

electric generat de un microfon în faŃa căruia se vorbeşte este de cca. 10KHz. Rezultă deci că,

pentru a emite unde electromagnetice corespunzătoare semnalului electric care reprezintă

vocea umană, ar fi necesare antene cu lungimi de ordinul Km, deoarece lungimea de undă a

acestor semnale este dată de relaŃia:

[ ][ ]Mhzf

m300

=λ (1.3)

2. Procesul de modulaŃie deplasează spectrul de frecvenŃă al semnalului ce urmează a

fi transmis în domeniul frecvenŃelor înalte, facilitând astfel emiterea undelor electromagnetice

4

dar şi utilizarea eficientă a canalului de transmisiune, datorită propagării mai bune la frecvenŃe

înalte. În plus:

- antenele au dimensiuni reduse

- tot spectrul semnalului este transmis în aceleaşi condiŃii (atenuare, întârziere,

distorsiuni neliniare)

1.2.2. DefiniŃii şi clasificări

În procesul de modulaŃie intervin următoarele semnale:

- semnalul s(t) ce conŃine informaŃia (mesajul) denumit semnalul modulator

- semnalul P(t) asupra căruia se transferă informaŃia denumit semnal purtător

- semnalul sM(t) rezultat prin acŃiunea semnalului modulator asupra purtătorului,

denumit semnal modulat.

ModulaŃia constă în modificarea unui parametru al purtătorului P(t) de către semnalul

modulator s(t) ce urmează a fi transmis.

Există mai multe criterii de clasificare a modulaŃiei. Astfel, se pot distinge două mari

categorii de modulaŃii:

A. ModulaŃii analogice, care constau în modificarea unui parametru al purtătoarei

(amplitudinea, frecvenŃa, faza etc.) în funcŃie de semnalul modulator, care poate fi analogic sau

numeric. Acest tip de modulaŃii nu modifică natura semnalului modulator.

ModulaŃiile analogice se pot clasifica, la rândul lor, după:

1. Natura informaŃiei transmise, care poate fi:

- informaŃie analogică (semnal audio, video etc.)

- informaŃie numerică (date)

2. Forma purtătoarei de radiofrecvenŃă, care poate fi:

- purtătoare sinusoidală

- purtătoare în impulsuri

3. Parametrul modulat al purtătoarei, care poate fi:

- amplitudinea

- frecvenŃa

- faza

- durata (impulsurilor)

B. ModulaŃii numerice, care constau într-o conversie analog/numeric între semnalul

modulator şi cel modulat. În acest caz, operaŃia de modulare este, de fapt, o codare numerică a

informaŃiei analogice. Semnalul purtător este, în acest caz, un semnal sub formă de impulsuri

dreptunghiulare, iar semnalul modulator modifică codul utilizat pentru generarea acestui

semnal.

ModulaŃiile numerice pot fi, la rândul lor, de mai multe tipuri:

5

1. ModulaŃia impulsurilor în cod (Pulse Code Modulation - PCM), care este un

procedeu tipic de modulaŃie numerică;

2. ModulaŃiile numerice diferenŃiale, din categoria cărora fac parte:

- modulaŃia diferenŃială a impulsurilor în cod (DPCM)

- modulaŃia delta (∆M)

3. ModulaŃiile numerice adaptive

Exemple

1. Dacă semnalul modulator este un semnal audio care modulează amplitudinea unei

purtătoare sinusoidale, vorbim de o modulaŃie de amplitudine (Amplitude Modulation - AM ).

2. Dacă semnalul modulator este un semnal audio care modulează frecvenŃa unei

purtătoare sinusoidale, vorbim de o modulaŃie de frecvenŃă (Frequency Modulation - FM).

3. Dacă semnalul modulator este un semnal audio care modulează amplitudinea unei

purtătoare în impulsuri, avem de-a face cu o modulaŃie în amplitudine a impulsurilor.

4. Dacă semnalul modulator este un semnal numeric (binar), care modulează frecvenŃa

unei purtătoare sinusoidale, avem de-a face cu o modulaŃie cu salt de frecvenŃă, de tip FSK –

Frequency Shift Keying.

Cea mai simplă formă de comunicare radio codificată este transmisia Morse

nemodulată, prin care purtătoarea de radiofrecvenŃă (carrier frequency) este întreruptă în ritmul

transmisiei secvenŃelor formate din linii şi puncte care constituie alfabetul Morse

În radiocomunicaŃiile maritime, cel mai utilizat tip de transmisie în unde medii MF şi

scurte HF este transmisia cu bandă laterală unică (Single Side Band - SSB), prin care se

transmite numai una din benzile laterale (banda laterală superioară) ale semnalului de

radiofrecvenŃă modulat în amplitudine cu semnalul util.

1.3. ModulaŃia în amplitudine

1.3.1. ModulaŃia cu purtător sinusoidal

O purtătoare sinusoidală P(t) se reprezintă analitic prin expresia (vezi şi fig. 1.1):

)sin()( 000 φ+Ω= tAtP (1.4)

în care semnificaŃia simbolurilor este următoarea:

A0 – amplitudinea purtătoarei

Ωo - frecvenŃa unghiulară (pulsaŃia)

φo - faza iniŃială

6

A modula un semnal purtător însemnă a stabili o dependenŃă între un parametru al

purtătorului P(t) şi semnalul modulator s(t). Circuitul în care se realizează modulaŃia se numeşte

modulator. ModulaŃia de amplitudine se mai numeşte şi modulaŃie liniară.

Fiecare din cei 3 parametri ce definesc purtătorul poate prelua variaŃiile semnalului

modulator obŃinându-se corespunzător următoarele tipuri de modulaŃie:

- modulaŃie de amplitudine (MA)

- modulaŃie de frecvenŃă (MF)

- modulaŃie de fază (MP)

Fie s(t) semnalul modulator şi P(t) = A0cos(Ω0t + Φ) semnalul purtător. Conform celor

afirmate mai sus, amplitudinea instantanee A(t) a semnalului MA trebuie să fie într-o relaŃie de

dependenŃă liniară cu semnalul s(t). Astfel, A(t) poate fi o funcŃie de forma:

A(t) = A0 + K s(t) (1.5)

în care K este o constantă.

Expresia în domeniul timp a semnalului MA este, prin urmare, următoarea:

sMA(t) = A(t)cos(Ω0t + Φ0) = [A0 + Ks(t)]cos (Ω0t + Φ0) (1.6)

Aceasta reprezintă forma cea mai generală a unui semnal MA, întrucât asupra

semnalului modulator s(t) nu s-a impus nici o restricŃie.

Fig. 1.4. Semnal purtător sinusoidal modulat în amplitudine cu un

semnal oarecare, neperiodic

Pentru a reprezenta semnalul MA în domeniul frecvenŃă, considerăm 3 situaŃii:

• Cazul 1. Presupunem că s(t) este de formă sinusoidală, adică:

s(t) = a0cos(ω0t + ϕ0) (1.7)

În acest caz, semnalul modulat (fig. 1.5) are expresia:

A(t) = A0 + ka0cos(ω0t + ϕ0) = A0[1 + m cos(ω0t + ϕ0)] (1.8)

sMA(t) = A0[1 + m cos(ω0t + ϕ0)] cos(Ω0t + φ0) (1.9)

în care parametrul m se numeşte grad de modulaŃie şi are valoarea:

0

0

AKa

m = (1.10)

7

Fig. 1.5. Semnal purtător sinusoidal, modulat în amplitudine

cu un semnal sinusoidal (m < 1 stânga, m = 1 dreapta)

Rezultă că amplitudinile maxime şi minime a semnalului MA vor avea valorile:

AM = A0(1 + m); Am = A0(1 – m) (1.11)

Gradul de modulaŃie va avea expresia:

mM

mMmm

AA

AA

A

AA

A

AAm

+

−=

−=

−=

0

0

0

0 (1.12)

Este necesar ca gradul de modulaŃie m să satisfacă relaŃia m ≤ 1 pentru ca la

demodulare (detecŃie) să poată fi reconstituit semnalul modulator s(t).

Expresia (2.7) se mai poate scrie sub forma:

])cos[(2

])cos[(2

)cos()(

00000

00000

000

ϕφω

ϕφωφ

−+−Ω+

+++Ω++Ω=

tmA

tmA

tAtsMA (1.13)

Această relaŃie pune în evidenŃă componentele spectrale ale semnalului MA cu

purtător sinusoidal şi modulator sinusoidal.

Fig. 1.6. Spectrul semnalului MA cu purtător sinusoidal

şi semnal modulator sinusoidal

Constatăm că spectrul semnalului MA conŃine 3 componente:

- o componentă centrală de frecvenŃă Ω0 şi amplitudine A0 numită purtătoare, care

are amplitudinea maximă, deci concentrază mai mare parte din energia semnalului modulat

Ak(ω)

ω

A0

0 Ω0Ω Ω

B

− ω + ω0 0

mA0mA0

2 2

8

- 2 componente de frecvenŃă (Ω0 + ω0) şi (Ω0 - ω0) şi amplitudine 2

0mA, numite

componente spectrale laterale (componenta laterală inferioară şi cea superioară)

- banda de frecvenŃă ocupată de semnalul MA este B = 2ω0, adică de 2 ori mai mare

decât banda de frecvenŃă ocupată de semnalul modulator s(t).

• Cazul 2. Semnalul modulator este o sumă de componente sinusoidale (sau poate fi

exprimat ca o sumă de componente sinusoidale ca, de pildă, în cazul semnalelor periodice):

)sin()(1

iii

n

i

tats ϕω += Σ=

(1.14)

Deoarece am presupus că: A(t) = A0 + C s(t), rezultă:

)](cos1[)cos()(1

0

0

0 iii

n

iiii

n

i

tmAtaCAtA ϕωϕω +++++= ΣΣ=

(1.15)

Parametrul m se numeşte grad de modulaŃie şi are expresia:

0A

cam i

i = (1.16)

Semnalul modulat va avea forma:

)()cos[(2

)]()cos[(2

)cos()(

00

1

00

1

000

ii

iin

i

iiii

n

iMA

tAm

tAm

tAts

ϕω

ϕω

−Φ+−Ω+

++Φ++Ω+Φ+Ω=

Σ

Σ

=

= (1.17)

Concluzii

1. Pentru ca spectrele celor două semnale să nu se suprapună este necesar ca:

Ω0 > 2 ωn

2. Spectrul semnalului MA conŃine în acest caz nu doar două componente laterale, ci

două benzi laterale: banda laterală inferioară BLI şi banda laterală superioară BLS.

3. Banda de frecvenŃe ocupată de semnalul MA este dublă faŃă de banda semnalului

modulator (a mesajului):

B = 2ωn

• Cazul 3. Semnalul modulator s(t) este o funcŃie de timp arbitrară, neperiodică – de

exemplu vocea umană. Spectrul de frecvenŃă al semnalului MA va avea forma din fig. 1.8:

ObservaŃii

1. În spectrul semnalului MA, din punct de vedere energetic, purtătoarea are valoarea

cea mai mare (deoarece are amplitudine maximă) şi nu conŃine informaŃie. De aceea, pentru a

evita încărcarea exagerată a etajelor finale din emiŃătoare sau pentru a evita anumite neajunsuri

la emisie, de obicei se recurge la suprimarea totală sau parŃială a purtătoarei.

9

2. De asemenea, se observă că informaŃia este conŃinută în mod identic de ambele

benzi laterale. De aceea, pentru a se recupera informaŃia, este suficient să fie transmisă doar

una din acestea.

Fig. 1.7. Reprezentarea în domeniul frecvenŃă (ω) a spectrului celor două

semnale: semnalul modulator (sus) şi semnalul modulat MA (jos)

În cazul general, în care semnalul modulator sM(t) este un semnal oarecare,

neperiodic, al cărui spectru ocupă o bandă de frecvenŃe (ωM - ωm), atunci spectrul de frecvenŃe

al semnalului modulat sMA(t) are aspectul din fig. 1.8.

Fig. 1.8. Spectrul semnalului MA, în cazul unui semnal

modulator oarecare, neperiodic

3. Corespunzător acestor observaŃii, există mai multe tipuri de sisteme de modulaŃie în

amplitudine, cum ar fi:

- MA cu bandă laterală dublă şi purtătoare completă BLD + P

- MA cu bandă laterală unică şi purtătoare completă BLU + P

- MA cu bandă laterală unică şi purtătoare redusă sau cu nivel variabil BLU+PR

- MA cu bandă laterală unică şi purtătoare suprimată BLU

ai

a1

a2

a3a4

an

0 ωωωω

ωωωω0

A0

ai

B = 2ω2ω2ω2ω

ωωωω

a1

a2a3

a4

an

a3

a1

a2

a4

an

10

- MA cu rest de bandă laterală

Evident, la recepŃie este necesară se obŃină semnalul modulator s(t), care poartă

informaŃia. Acesta se obŃine prin operaŃia inversă modulaŃiei, numită demodulare sau detecŃie.

Circuitul cu care se realizează această operaŃie se numeşte demodulator sau detector. În

funcŃie de tipul de modulaŃie, demodulatorul (detectorul) va fi diferit.

1.3.2. ComparaŃie între sistemele cu MA

Sistemele MA (BL + P) (modulaŃie de amplitudine cu purtătoare)

Avantaje: reconstituire simplă a mesajului la recepŃie, deci receptoare simple.

Dezavantaje: semnalul emis ocupă o bandă de frecvenŃă relativ mare (2Bm), iar

emiŃătorul trebuie să transmită o putere mare, eficienŃa transmisiei fiind redusă.

În semnalele MA + P, purtătoarea nu conŃine informaŃie utilă şi deci puterea semnalului

MA corespunzător purtătoarei reprezintă o risipă, ea fiind mult mai mare decât purtătoarea utilă,

corespunzătoare benzilor laterale. Se constată că randamentul transmisiei este de cca.33%.

De aceea, se utilizează alte sisteme, în care purtătoarea este redusă sau chiar

suprimată.

Sistemele MA – PS (modulaŃie de amplitudine cu purtătoarea suprimată)

Avantajele principale sunt:

- putere mai mică la emisie (eficienŃa devine 100%)

- banda de frecvenŃă rămâne aceeaşi

Dezavantajele constau în complicarea detecŃiei în cazul purtătoarei suprimate, deoarece

trebuie refăcută purtătoarea. De aceea, se lasă uneori un rest de purtătoare. DetecŃia acestui

tip de semnale se numeşte detecŃie sincronă (coerentă). Transmisia MA – PS este folosită în

sistemele radiotelefonice pentru distanŃe foarte mari, în facsimil, teleimprimare, televiziune etc.

Sistemele MA – BLU(modulaŃie de amplitudine cu bandă laterală unică)

Avantaje:

- reducerea benzii de frecvenŃă la ½ faŃă de sistemul MA-DBL+P sau MA-DBL-PS

- puterea emiŃătorului mult mai mică decât la MA + P

- semnalul recepŃionat rămâne inteligibil până la extincŃie

Dezavantaje: pentru demodularea semnalului MA-BLU se foloseşte o metodă de

detecŃie diferită de cea folosită în cazul semnalelor MA-DBL - detecŃia sincronă (coerentă) –

care presupune o electronică destul de sofisticată.

11

1.4. ModulaŃia de frecvenŃă (MF)

Fie un semnal modulator s(t) şi un semnal purtător sinusoidal P(t):

)cos()( 000 φ+Ω= tAtP (1.18)

A modula în frecvenŃă purtătoarea P(t) înseamnă a crea o dependenŃă liniară între

frecvenŃa instantanee Ω(t) a purtătoarei şi semnalul modulator, conform relaŃiei:

)()( 0 tKst +Ω=Ω (1.19

Cu alte cuvinte, frecvenŃa instantanee Ω a purtătoarei variază în jurul valorii Ω0,

trecând prin valorile extreme ∆Ω±Ω0 , corespunzător valorilor de vârf ale amplitudinii

semnalului modulator s(t). Mărimea ∆Ω poartă numele de deviaŃie de frecvenŃă.

Fig. 1.9. Semnal modulat în frecvenŃă

De obicei, într-o transmisie MF, se impune întotdeauna o anumită valoare a deviaŃiei

de frecvenŃă ∆Ω , corespunzătoare celei mai mari amplitudini a semnalului modulator.

Pe baza acestor consideraŃii, expresia purtătoarei modulate devine, considerând că:

)sin()( 000 ϕω += tats

])sin(cos[(

])(cos[()(

000000

000

φφω

φ

+++Ω=

=++Ω=

ttKaA

ttKsAtPMF (1.20)

Dacă se notează:

∆Ω=0Ka - deviaŃia de frecvenŃă

0ωβ

∆Ω= - indicele de modulaŃie de frecvenŃă

atunci relaŃia (1.20) devine:

])sincos[()( 0000 φωβ ++Ω= ttAtPMF (1.21)

12

ObservaŃii

1. Din analiza dezvoltării în serie Fourier a expresiei (1.20) se constată că spectrul

semnalului MF are o întindere mult mai mare decât în cazul semnalului MA. Amplitudinea

componentelor laterale nu scade progresiv pe măsură ce ele se depărtează de purtătoare, ci

depinde de indicele de modulaŃie β (fig. 1.10) şi ele trebuie luate în considerare la calcului

benzii de frecvenŃă ocupată de semnalul MF.

2. Cu cât indicele de modulaŃie 0ω

∆Ω=β are o valoare mai mare, cu atât liniile spectrale

laterale de ordin superior devin mai semnificative. Rezultă că banda de frecvenŃă ocupată de

semnalul MF depinde esenŃial de indicele de modulaŃie 0ω

∆Ω=β .

3. łinând seama de observaŃiile de mai sus, se poate demonstra că banda efectivă a

semnalului MF, care trebuie să conŃină 99% din puterea semnalului, are următoarea expresie:

a) dacă indicele de modulaŃie are valori β >> 1, ceea ce se întâmplă de regulă în

practică, banda de frecvenŃe ocupată de semnalul MF are valoarea:

00 222 KaB =∆Ω≅= βω

adică banda de frecvenŃă necesară pentru transmiterea unui semnal MF este de aproximativ x2

deviaŃia maximă a purtătoarei. Dacă β este suficient de mare, ea nu depinde de spectrul de

frecvenŃe al mesajului transmis iar amplitudinea purtătoarei nu mai are cea mai mare valoare

din spectru, aşa cu era cazul la semnalele MA (fig. 1.10). Acesta este cazul aşa-numitului

semnal MF de bandă largă, folosit de regulă în transmisiile de radiodifuziune.

b) dacă indicele de modulaŃie are valori β << 1, se obŃine B = 2ω0, adică aceeaşi

lărgime de bandă ca la MA. Acest tip de modulaŃie se numeşte MF de bandă îngustă.

4. În cazul MF se observă că amplitudinea purtătoarei este practic constantă,

modificându-se numai frecvenŃa ei. De aceea, în cazul acestui tip de transmisie nu se practică

suprimarea purtătoarei.

5. În practică, se poate considera că o transmisie MF este caracterizată de:

- frecvenŃa purtătoarei fp, de

- indicele de modulaŃie 0ω

βf∆

=

- deviaŃia maximă de frecvenŃă f∆ , care reprezintă abaterea maximă faŃă de frecvenŃa

purtătoarei:

2

minmax

maxmin

fffffff pp

−=−=−=∆

7. În radiodifuziunea sonoră cu modulaŃie de frecvenŃă (FM), spectrul semnalului

modulator (semnalul de audiofrecvenŃă) este limitat la o valoare maximă ω0 = 15KHz şi

13

deoarece ∆f = 75KHz, rezultă un indice de modulaŃia β = 5. Banda de frecvenŃe ocupată de

acest semnal va fi B = (2x75KHz + 15KHz) = 200KHz

În radiodifuziunea sonoră cu modulaŃie de amplitudine (AM), spectrul semnalului audio

modulator este limitat la o valoare ω0 = 4,5KHz, iar banda de frecvenŃe ocupată de semnalul

modulat transmis este B = 9KHz.

În radiocomunicaŃiile MA, spectrul semnalului modulator este limitat la o valoare

maximă ω0 = 3KHz; iar banda ocupată de semnalul modulat transmis este B = 6KHz.

Fig. 1.10. Spectrul semnalului MF pentru diverse valori ale

indicelui de modulaŃie β

1.5. ModulaŃia de fază (MP)

A modula în fază înseamnă a stabili o relaŃie de dependenŃă liniară între faza

instantanee a purtătorului modulat şi semnalul modulator s(t). Dacă se consideră:

- )cos()( 000 φ+Ω= tAtP - semnalul purtător sinusoidal

- s(t) – semnalul modulator

- faza semnalului purtător )()( 0 tKst += φφ

atunci semnalul cu modulaŃie de fază va avea expresia:

)](cos[)( 000 tKstAtMP ++Ω=∆ φ

Dacă considerăm că semnalul modulator este sinusoidal, având expresia:

14

)sin()( 000 ϕω += tats

se poate defini, similar ca la MF, un parametru 00 Ka=α numit deviaŃia de fază (analog cu

deviaŃia de frecvenŃă ∆Ω de la MF). Plecând de aici, analiza semnalului MP se face în

continuare similar cu aanaliza semnalului MF.

ObservaŃie

Se poate face o discuŃie asupra semnalului MP în funcŃie de valoarea indicelui α -

deviaŃia de fază. Astfel, se disting următoarele situaŃii:

- dacă α << 1, rezultă că banda semnalului MP este B = 2ωo (ca la MA), deci spectrul

de amplitudini al semnalului MP de bandă îngustă este similar cu cel de la MA.

- dacă α >> 1, rezultă că banda semnalului MP este B = 2αωo = 2kaoωo - deci spectrul

de amplitudini al semnalului MP de bandă largă depinde de ω0 (similar cu semnalul MF).

Fig. 1.11. Semnal modulat în fază

1.6. ComparaŃie între diverse tipuri de modulaŃie

1.6.1.ComparaŃie între MF şi MP

a). La modulaŃia de frecvenŃă (MF) banda necesară pentru transmiterea semnalului

este aproximativ constantă, nedepinzând de frecvenŃa semnalului modulator ci numai de

amplitudinea acestuia.

b) La modulaŃia de fază (MP) banda este direct proporŃională cu frecvenŃa semnalului

modulator. Din acest punct de vedere rezultă că banda canalului de transmisie nu va fi eficient

15

utilizată în cazul MP de către componentele semnalului modulator de JF. Din acest punct de

vedere, modulaŃia de fază MP este inferioară modulaŃiei de frecvenŃă MF.

c) Aparatul matematic care exprimă MP şi MF pune în evidenŃă faptul că:

- modulaŃia de frecvenŃă MF este o modulaŃie de fază MP la care faza instantanee φ

variază proporŃional cu integrala semnalului modulator s(t)

- modulaŃie de fază MP este o modulaŃia de frecvenŃă MF la care frecvenŃa

instantanee variază proporŃional cu derivata semnalului modulator s(t).

Aceste observaŃii au o valoare practică deoarece arată cum se poate transforma un

modulator MF într-un modulator MP şi invers, prin realizarea unui circuit de derivare, respectiv

de integrare.

Într-adevăr, dacă se integrează semnalul modulator s(t) şi apoi se face o modulaŃie de

fază MP, se obŃine un semnal modulat în frecvenŃă MF. Dacă se derivează semnalul s(t) şi se

apoi modulează în frecvenŃă, se obŃine un semnal modulat în fază MP.

1.6.2. ComparaŃie între MA, MF şi MP

• Banda (lărgimea de bandă) necesară pentru transmisie în cazul aceluiaşi semnal

modulator dat, este mult mai mare în cazul MF şi MP decât în cazul MA.

• Deşi, teoretic, spectrul de frecvenŃă al semnalului MF cu modulator sinusoidal

conŃine un număr infinit de componente spectrale, nu numai 3 componente ca în cazul

semnalului MA cu modulator sinusoidal, practic amplitudinile componentelor spectrale laterale,

depărtate de purtătoarea Ω0 devin neglijabile. Înseamnă deci că aproape toată energia

semnalului MF (cca. 99%) este conŃinută în componentele spectrale localizate în interiorul unei

benzi finite de frecvenŃă.

• Sistemele MF şi MP oferă o protecŃie mult mai bună la perturbaŃii faŃă de MA. Fizic

acesta se explică prin faptul că zgomotele perturbatoare aleatorii modifică amplitudinea şi nu

frecvenŃa sau faza semnalului purtător. Ca atare, sistemele care detectează variaŃiile de

frecvenŃă sau de fază, nu şi modificările de amplitudine, sunt mai bine protejate contra

zgomotelor.

• EmiŃătoarele MF şi MP pot fi de putere mult mai mică decât cele de MA, reducerea

de putere obŃinându-se pe seama creşterii lărgimii de bandă a semnalului modulat.

• La MF, toate componentele spectrale ale mesajului ocupă prin modulare aceeaşi

bandă de frecvenŃă.

• La MP, frecvenŃele inferioare din spectrul semnalului modulator ocupă prin modulaŃie

benzi mai mici de frecvenŃă decât cele ocupate de frecvenŃele superioare. În consecinŃă,

modulaŃia de fază MP oferă o protecŃie mai slabă la perturbaŃii pentru componentele de joasă

frecvenŃă ale mesajului.

16

1.7. Clasificarea şi simbolizarea emisiunilor radio

Activitatea internaŃională de radiocomunicaŃii din toate domeniile (aero, terestru, naval,

militar sau civil) este reglementată din punct de vedere tehnic şi administrativ de către

Regulamentul de RadiocomunicaŃii al ITU. Acest regulament conŃine, printre alte prevederi, şi

sistemul de clasificare şi simbolizare a emisiunilor radio, sistem care s-a schimbat în timp

datorită apariŃiei unor noi moduri de lucru şi tipuri de emisiuni radio.

Clasificarea şi simbolizarea emisiunilor radio se face cu ajutorul unui grup de cifre şi

litere, în număr de 3 până la 5, care au următoarele semnificaŃii:

• Primul simbol (o literă) indică tipul de modulaŃie aplicat purtătoarei principale;

• Al 2 - lea simbol (o cifră) indică tipul semnalului sau semnalelor care modulează

purtătoarea principală (semnal analogic sau digital, pe unu sau mai multe canale etc.);

• Al 3 - lea simbol (o literă) indică tipul transmisiunii (telegrafie, telefonie, TV etc.);

• Al 4 - lea simbol (o literă, opŃional) dă detalii suplimentare privind semnalele utile

transmise (calitatea sunetului, tipul şi calitatea imaginii etc.);

• Al 5 - lea simbol (o literă, opŃional) indică tipul de multiplexare al semnalelor (în timp,

în frecvenŃă etc.).

În tabele următoare sunt prezentate caracterizarea şi simbolizarea emisiunilor radio,

conform regulilor de mai sus.

1. Primul simbol

Tipul modulaŃiei purtătoarei principale SIMBOL

Purtătoare principală sinusoidală, nemodulată N

Purtătoare sinusoidală modulată în amplitudine, cu:

- BLD şi purtătoare (MA)

- BLD cu benzi independente

- BLU

- BLU cu purtătoare completă

- BLU cu purtătoare redusă sau cu nivel variabil

- Rest de purtătoare

A

B

J

H

R

C

Purtătoare principală sinusoidală, modulată în

amplitudine şi exponenŃial, în mod simultan, sau într-o

secvenŃă prestabilită

D

Purtătoare principală sinusoidală modulată exponenŃial:

- în frecvenŃă

- în fază

F

G

Purtătoare principală în impulsuri nemodulate P

17

Purtătoare principală în impulsuri modulate:

- în amplitudine

- în durată

- în poziŃie/fază

- exponenŃial pe durata impulsului

- combinaŃie a celor de mai sus

K

L

M

Q

V

Purtătoare principală modulată simultan sau într-o

secvenŃă prestabilită, cu o combinaŃie de două sau mai

multe tipuri de modulaŃii:

- în amplitudine, exponenŃial, în impulsuri

W

Alte cazuri, neprevăzute mai sus X

2. Al 2–lea simbol

Tipul semnalului modulator SIMBOL

Fără semnal modulator 0

Un singur canal, care conŃine informaŃii analogice sau

digitale, fără să utilizeze o subpurtătoare modulatoare

1

Un singur canal, care conŃine informaŃii analogice sau

digitale, folosind o subpurtătoare modulatoare

2

Un singur canal, care conŃine informaŃii analogice 3

Două sau mai multe canale, conŃinând informaŃii

digitale

7

Două sau mai multe canale, conŃinând informaŃii

analogice

8

Sisteme compuse, cu un canal sau mai multe canale,

conŃinând informaŃii analogice sau digitale, împreună

cu un canal sau mai multe canale, conŃinând informaŃii

analogice

9

3. Al 3–lea simbol

Natura informaŃiei SIMBOL

Nu se transmite nici o informaŃie N

Telegrafie, pentru recepŃie auditivă A

Telegrafie, pentru recepŃie automată B

Facsimil C

Date, telemetrie, telecomandă D

Telefonie (inclusiv radiodifuziune sonoră) E

18

Televiziune (video) F

CombinaŃii între cele de mai sus W

Cazuri neprevăzute mai sus X

În figura 1.12 sunt exemplificate câteva tipuri de semnale modulate, folosite frecvent în

radiocomunicaŃiile curente.

Fig. 1.12. Tipuri de modulaŃie

fc – frecvenŃa purtătoare (carrier); fas – frecvenŃa asignată;

LSB (USB) – banda laterală inferioară (superioară)

A1A Cod Morse nemodulat

fc

fc

A2A Cod Morse modulat cubandă laterală dublă şi

purtătoare

fc

H2A Cod Morse modulat cu bandã lateralã unicã

fc fasJ2B Telex SSB

fc

A3E Telefonie cu bandălaterală dublă şi

purtătoareLSB USB

fc

H3E Telefonie SSBcu purtătoare

fc

R3E Telefonie SSBcu purtătoare redusă

fc

J3E Telefonie SSBcu purtãtoare suprimatã

AM

FMfc

fc

F1B Telex

F3E Telefonie FM

19

apitolul 2

2. CARACTERISTICILE GENERALE ALE SISTEMELOR

DE RADIOCOMUNICAłII

2.1. Structura unui sistem de radiocomunicaŃii

Prin sistem de radiocomunicaŃii se înŃelege ansamblul de mijloace tehnice necesare

pentru transmiterea de mesaje (informaŃii) între două puncte oarecare, situate la distanŃe

oarecare, utilizând propagarea undelor electromagnetice în spaŃiul liber. Structura şi modul în

care funcŃionează un astfel de sistem sunt prezentate în figura 2.1. Astfel:

• La emisie, mesajul (informaŃia) provenită de la sursa de mesaje este transformată cu

ajutorul unui traductor Te în semnal electric, este codificat şi apoi este transpus(ă) pe un semnal

numit “purtător” (de radiofrecvenŃă) care este emis în eter. Această operaŃie se realizează cu

ajutorul unui modulator şi a unui amplificator de putere de radiofrecvenŃă. Rezultă că rolul

emiŃătorului este de a prelucra mesajul (informaŃia) de transmis pentru a-l aduce la o formă

adecvată transmiterii cu ajutorul undelor electromagnetice prin spaŃiul liber (atmosfera terestră

şi spaŃiul cosmic) spre punctul de recepŃie.

• La recepŃie, semnalul “purtător” captat de antenă este amplificat de un amplificator

de radiofrecvenŃă, mixat şi apoi, din acest semnal este “extras” mesajul propriu-zis, care conŃine

informaŃia utilă. Această operaŃie se realizează cu ajutorul unui bloc numit demodulator

(detector) DET, care realizează operaŃia inversă celei de la emisie.

Fig. 3.1. Structura unui sistem de radiocomunicaŃii

20

Mesajul astfel obŃinut este adus apoi la o formă accesibilă utilizatorului (destinatarului),

cu ajutorul unui traductor Tr şi a unui decodificator. Rolul receptorului este deci acela de a

prelucra semnalul captat de antenă şi de a extrage din acesta mesajul (informaŃia) transmis(ă)

de sursa de mesaje de la punctul de emisie.

Mediul de transmisiune

Trebuie remarcat faptul că în acest lanŃ de transmisie de la sursa de mesaje la

destinatar, pe lângă echipamentele de emisie şi de recepŃie, intervine şi mediul prin care se

realizează transmisia. Uneori, acest mediu care necesită ca informaŃia transmisă prin el să fie în

prealabil concretizată prin semnale sub formă de unde electromagnetice, este numit impropriu

“canal radio”.

La trecerea printr-un mediu real de comunicaŃie (transmisiune), semnalul propagat

suferă o serie de transformări şi anume:

- atenuare

- întârziere

- distorsionare şi afectare de către perturbaŃii

În cazul transmisiilor radio canalul de transmisie este, în mare parte, atmosfera terestră,

care se constituie într-un mediu complex din punct de vedere al propagării undelor

electromagnetice.

Spre deosebire de alte medii de transmisiune (cum sunt cablurile coaxiale, ghidurile de

undă, fibra optică etc.), atmosfera nu este optimizabilă şi trebuie acceptată de utilizator ca

atare. La propagarea prin atmosfera terestră semnalele radio sunt supuse unor perturbaŃii

denumite “zgomote”, ce provin de la diferite surse şi care determină modificări ale semnalelor

electrice care materializează datele transmise. Zgomotele pot fi de mai multe feluri:

- zgomote electrice – reprezentate de toate semnalele electrice parazite (naturale sau

produse de om), generate de fenomene nedorite şi care se suprapun peste semnalul util;

- zgomote termice – care sunt dominante în cazul transmisiilor prin satelit şi care sunt

generate de suprafaŃa solului terestru şi de sistemele biologice;

- zgomotul atmosferic, care poate fi:

- zgomot solar (cu ciclul de cca. 11 ani);

- zgomot stelar;

- zgomot cosmic.

Aspectele legate de raportul semnal/zgomot S/N (Signal/Noise) sunt deosebit de

importante, mai ales în cazul transmisiilor prin satelit, deoarece în acest caz atât semnalul util

cât şi zgomotele sunt practic de acelaşi ordin de mărime şi extragerea semnalului util din

zgomot la recepŃie poate să ridice probleme.

21

Surse de mesaje

Sursele de mesaje (informaŃie) folosite în radiocomunicaŃii, ca de altfel orice alte surse

de informaŃie, pot fi clasificate în:

- surse continue (analogice)

- surse discrete (numerice, digitale)

În legătură cu caracteristicile surselor, vom aminti numai de debitul de informaŃie, care

reprezintă cantitatea de informaŃie medie generată de sursă în unitatea de timp.

Dintre sursele de informaŃie analogică, vom aminti vocea umană şi vorbirea, ale cărei

caracteristici principale sunt:

- caracterul aleatoriu, nestaŃionar şi discontinuu în timp;

- spectrul energiei (repartiŃia în frecvenŃă a energiei), foarte mult diferit de la un sunet

component la altul;

- domeniul spectral de ansamblu al sunetelor vocale cuprins, în majoritatea cazurilor,

între 80Hz şi 12KHz;

- structura neuniformă în timp a vorbirii – cuvintele şi frazele sunt separate de pauze

mai mari de 100ms, care reprezintă, pentru fiecare individ, cca. 50% din timp în cazul

monologului şi cca. 70%, în cazul dialogului;

- debitul mediu al vorbirii cuprins între 80 şi 200 cuvinte/minut.

În replică, amintim principalele caracteristici ale auzului:

- domeniul de frecvenŃe (audibilitate) perceput 20Hz ÷ 16KHz;

- sensibilitatea urechii depinde de frecvenŃa şi intensitatea sunetului;

- urechea este insensibilă la diferenŃa de fază dintre două componente ale semnalului

sonor;

- efectul distorsiunilor neliniare este cu atât mai mare (mai supărător) cu cât banda de

frecvenŃe ocupată de semnal este mai mare;

Aceste caracteristici enumerate mai sus sunt exploatate în transmisiile telefonice

utilizate în radiocomunicaŃii (şi nu numai) în modul următor:

• banda de frecvenŃe alocată poate fi limitată la domeniul 300÷3400Hz, suficientă

pentru asigurarea inteligibilităŃii;

• insensibilitatea urechii la defazaje permite utilizarea modulaŃiilor care nu conservă

faza, aşa cum este modulaŃia SSB;

• pentru canalele scumpe de radiocomunicaŃii (cum sunt cele prin satelit), pauzele unei

conversaŃii, detectate convenabil, sunt utilizate pentru a intercala alte mesaje (conversaŃii, date

etc.), metoda fiind cunoscută sub numele de interpolare temporală.

Ca surse de informaŃie discretă, amintim:

• Textul, care conŃine o informaŃie numerică, produsă de o sursă discretă, pe baza

regulilor semantice (semnificaŃia cuvintelor) şi sintactice (de gramatică), proprii unei limbi.

22

Teletextul, utilizat şi în radiocomunicaŃiile maritime, foloseşte un set de 128 caractere

alfanumerice (litere, cifre, semne) şi comenzi.

• Imaginile fixe alb-negru sunt documente bidimensionale, de natură analogică la

origine, dar care, pentru a fi transmise sunt transformate sub formă numerică printr-o analiză

secvenŃială, de obicei punct-cu-punct (operaŃia se numeşte tramaj). Astfel, imaginile sunt

reprezentate prin puncte discrete a căror intensitate luminoasă este cuantificată într-un număr

finit de trepte de gri, iar transmiterea se face linie-cu-linie. Acesta este principiul de funcŃionare

al facsimilului (telecopierea), cunoscut de obicei ca fax.

• Datele reprezintă, în general, informaŃia de natură numerică, care, pentru a putea fi

prelucrată prin mijloace automate, este codată (codificată). Termenul de date este folosit şi ca

termen generic, pentru a desemna toate categoriile de informaŃii care pot fi transmise sub formă

numerică prin diverse reŃele. Ca surse de date numerice se pot aminti: aparatura electronică de

navigaŃie (de exemplu receptorul GPS), tehnica de calcul (calculatoarele, procesoarele),

interfeŃele analog/numeric folosite pentru achiziŃiile de date etc.

2.2. Caracteristicile canalelor de radiocomunicaŃii

Pentru a se realiza o comunicaŃie radio, adică transferul mesajului (informaŃiei) de la o

sursă la un destinatar, fără ca prin această operaŃie să se piardă informaŃie sau fără ca aceasta

să fie distorsionată, este necesar ca sistemul de radiocomunicaŃii folosit să îndeplinească o

serie de condiŃii. Acest sistem, constituit fizic din sursa de mesaje (informaŃie), echipamentul de

emisie, echipamentul de recepŃie şi mediul de transmisiune, la care se adaugă regulile

(protocoalele) după care se realizează transmisia mesajelor, este denumit deseori canal de

radiocomunicaŃie.

Pentru a putea realiza o transmisie corectă şi eficientă printr-un canal de

radiocomunicaŃii, trebuie îndeplinite următoarele condiŃii:

1. Acordul dintre sursă şi destinatar, în ceea ce priveşte reprezentarea simbolică a

informaŃiei de transmis (de exemplu: tipul de modulaŃie folosit, codul etc.);

2. TransparenŃa (fidelitatea) canalului folosit, care trebuie să joace numai un rol neutru

în transmisie, fără să modifice informaŃia transmisă;

3. Fiabilitatea canalului, care trebuie să asigure o permanenŃă a legăturii radio între

corespondenŃi;

4. Adaptarea canalului, atât din punct de vedere tehnic cât şi economic, la tipul sursei şi

al destinatarului;

5. Compatibilitatea informaŃiei transmise cu canalul folosit;

23

6. Costurile transmisiunilor realizate printr-un canal de radiocomunicaŃii, corelate cu

calitatea acestora, joacă de asemenea un rol important în alegerea acestuia.

2.2.1. Parametrii unui canal de radiocomunicaŃii

Pentru ca în procesul de propagare printr-un canal să nu rezulte o deformare apreciabilă

a informaŃiei (semnalului transmis), este necesar ca orice canal de radiocomunicaŃii să fie

controlat prin impunerea unor norme privind parametrii săi. Unii dintre aceşti parametri, cum ar fi

parametrii mediului de transmisiune – atmosfera terestră – nu pot fi controlaŃi. AlŃi parametri, ca

de pildă nivelul puterii semnalului, distorsiunile de fază şi frecvenŃă, banda de frecvenŃă etc.

sunt controlaŃi prin norme impuse de organizaŃii internaŃionale (ITU, CCIR etc.), obligatorii

pentru toŃi participanŃii la trafic.

Printre parametrii importanŃi ai unui canal de radiocomunicaŃii se numără:

• Banda de frecvenŃă – care reprezintă totalitatea frecvenŃelor pentru care nivelul

semnalului nu scade cu mai puŃin de 3dB faŃă de cel corespunzător unei frecvenŃe de referinŃă

(de obicei frecvenŃa centrală).

După banda de frecvenŃă ocupată, canalele de radiocomunicaŃii pot fi clasificate în:

- canale de bandă îngustă

- canale de bandă largă

Lărgimea de bandă are implicaŃii directe asupra debitului maxim admisibil de transmitere

a datelor (informaŃiei) printr-un canal de radiocomunicaŃii.

În prezent, datorită numărului extrem de mare de transmisii radio, spectrul frecvenŃelor

“obişnuite” (100KHz ÷÷÷÷ 1GHz) este practic ocupat în totalitate, astfel încât orice participant la

traficul radio trebuie să se încadreze cu stricteŃe în banda de frecvenŃe alocată canalului de

radiocomunicaŃii pe care îl foloseşte, pentru a nu perturba alte transmisiuni.

• FrecvenŃa purtătoare (de lucru, de trafic) (numită carrier frequency în limba engleză)

a unui canal de radiocomunicaŃii reprezintă frecvenŃa semnalului purtător nemodulat, care

serveşte ca suport de transmitere a spectrului de frecvenŃe al semnalului util (mesaj vocal, date

etc.).

• Raportul semnal/zgomot S/N (factorul de zgomot)

• Debitul de transmitere şi capacitatea canalului de radiocomunicaŃii se referă la

transmisia de date codificate binar. Debitul de transmitere a informaŃiei, denumit şi rapiditate,

ritm sau viteză de modulaŃie, este dat de numărul de unităŃi binare de informaŃie (biŃi) emise

timp de 1 secundă şi se măsoară în baud (1baud = 1 bit/s).

Capacitatea canalului de a transmite informaŃie binară depinde de banda de frecvenŃă

(lărgimea) alocată canalului şi de raportul semnal/zgomot din canal şi se exprimă în bit/s (bps).

• Coeficientul de eroare reziduală CER – reprezintă o măsură a frecvenŃei erorilor care

apar la transmisia datelor numerice pe un canal de (radio)comunicaŃii şi reflectă calitatea

24

transmisiei. Depinde de nivelul perturbaŃiilor existente în canal şi de viteza de transmitere a

datelor şi poate fi controlat prin folosirea codurilor detectoare de erori şi a unei codificări

adecvate. Deoarece nici un cod nu este capabil să depisteze toate erorile introduse de canal,

coeficientul de eroare reziduală s-a definit plecând de la faptul că, din totalitatea erorilor

existente într-o transmisie de date, o fracŃiune reprezintă erori detectate şi recuperate, iar o altă

fracŃiune constituie erori nedetectate:

Numărul de biŃi (caractere) eronate transmişi şi nedetectaŃi(e)

Numărul total de biŃi (caractere) transmişi(e)

2.2.2. Clasificarea canalelor de radiocomunicaŃii

a) După posibilităŃile pe care le oferă în privinŃa sensului în care se transmit

informaŃiile, există:

- canale simplex

- canale semi-duplex (half-duplex)

- canale duplex (full-duplex)

Pe un canal simplex informaŃia este vehiculată într-un singur sens, de la emiŃător la

receptor, folosindu-se o singură frecvenŃă de lucru şi o singură antenă. Trecerea de la emisie la

recepŃie şi invers se face printr-o comutare manuală, în repaus antena fiind comutată automat

pe recepŃie. Deşi acest sistem cere o anumită disciplină a convorbirilor, el are o mare

răspândire, la trafic putând participa simultan mai multe staŃii.

Sistemul semi-duplex permite transmiterea mesajelor pe canal în ambele sensuri, dar

nu simultan, ci la momente diferite, prin alternarea sensurilor. Acest sistem derivă din sistemul

simplex, fiind dotat cu două frecvenŃe de lucru – una pentru emisie şi una pentru recepŃie.

Sistemul duplex permite legătura radio simultan în ambele sensuri. El este, de fapt,

echivalentul a două sisteme simplex utilizate în sensuri opuse, emisia şi recepŃia având loc

simultan, pe două frecvenŃe diferite şi folosind aceeaşi antenă, cele două sensuri fiind separate

de un filtru direcŃional de antenă (filtru duplex). Dezavantajul major al acestui tip de transmisiuni

este acela că o convorbire nu se poate realiza simultan decât între 2 staŃii.

b) După tipul informaŃiei transmise, canalele pot fi:

- canale radiotelefonice (pentru transmisii în fonie);

- canale telex;

- canale fax (facsimil);

- canale de date.

Trebuie precizat faptul că, pe acelaşi canal radio, de exemplu pe un canal pentru

transmisii de telefonie SSB, se pot transmite şi alte categorii de informaŃii, de exemplu mesaje

telex sau fax.

CER =

25

2.3. Clasificarea reŃelelor de radiocomunicaŃii

În prezent, cele mai multe sisteme de radiocomunicaŃii sunt organizate în reŃele de

radiocomunicaŃii, care pot permite realizarea de legături între o multitudine de puncte. Aceste

reŃele radio pot fi integrate cu reŃele terestre de comunicaŃii prin cabluri sau fibre optice,

realizându-se astfel un complex de reŃele de comunicaŃii.

ReŃelele de radiocomunicaŃii pot fi clasificate după multe criterii. Astfel:

a) După modul în care circulă informaŃia, reŃelele de radiocomunicaŃii pot fi:

• reŃele de difuzare, în care informaŃia este transmisă unilateral, de la o sursă spre

mai mulŃi destinatari (de exemplu reŃeaua NAVTEX, reŃeaua SafetyNet etc.);

• reŃele de colectare, în care informaŃiile provenind de la mai multe surse sunt

transmise spre acelaşi destinatar;

b) După modul în care este menŃinută legătura între partenerii de trafic, există:

• reŃele stabile, în care legăturile sunt permanente;

• reŃele comutate (în comutaŃie), în care legăturile sunt realizate la cerere, reŃeaua

dispunând şi de dispozitive capabile să interpreteze şi să execute solicitările

c) După modul (aria geografică) de acoperire deosebim:

• reŃele locale;

• reŃele cu acoperire medie (care acoperă suprafaŃa unei Ńări, de exemplu);

• reŃele cu acoperire mare (care pot acoperi o regiune sau o zonă geografică);

• reŃele cu acoperire globală (care acoperă întreaga suprafaŃă terestră).

d) După modul de constituire a canalului de comunicaŃie, reŃelele pot fi cu:

• diviziune în frecvenŃă (FD);

• diviziune în timp (TD);

• diviziune în cod (CD);

e) După structura legăturii de comunicaŃie, o reŃea de radiocomunicaŃie poate fi:

• unilaterală

• bilaterală

• simplex

• duplex

• semiduplex.

f) După relaŃia cu alte sisteme de comunicaŃie există reŃele de radiocomunicaŃii:

• deschise

• închise

g) După procedeul folosit pentru acoperirea radio a teritoriului, reŃelele pot fi:

• celulare

• necelulare

26

Capitolul 3

3. ELEMENTELE TEHNICE ALE RADIOLEGĂTURILOR

3.1. Benzi de frecvenŃă

La ConvenŃia ITU (International Telecomunications Union – Uniunea InternaŃională de

TelecomunicaŃii - UIT) de la Atlantic City din anul 1947, spectrul undelor radio a fost subdivizat

potrivit Tabelului 3.1.

Trebuie subliniat caracterul convenŃional al acestei împărŃiri, întrucât fenomenele

naturale de propagare, absorbŃie, difracŃie etc. nu au cum să se încadreze, cuminŃi, în coloanele

unui tabel. Ea este însă folosită pentru scopuri didactice şi administrative.

Tabelul 3.1. Benzile de frecvenŃă din domeniul undelor herziene

Banda Gama de

frecvenŃă

Simbolul

utilizat

Simboluri în

lb. română

4 B Mam 3 – 30 KHz VLF UFL - FJF

5 B Km 30 – 300 KHz LF UL - JF

6 B hm 300 - 3000 KHz MF UM - MF

7 B dam 3 – 30 MHz HF US - IF

8 B m 30 – 300 MHz VHF UFS - FIF

9 B dm 300 - 3000MHz UHF UUS - UIF

10 B cm 3 – 30 GHz SHF USS - SIF

11 B mm 30 – 300 GHz EHF UES - EIF

12 B dmm 300 - 3000 GHz

SemnificaŃia notaŃiilor din tabel este următoarea:

4. B Mam – banda undelor miriametrice (UFL – unde foarte lungi)

VLF – very low frequency – foarte joasă frecvenŃă - FJF

5. B Km – banda undelor kilometrice (UL – unde lungi)

LF – low frequency – joasă frecvenŃă - JF

6. B hm – banda undelor hectometrice (UM– unde medii)

MF – medium frequency – medie frecvenŃă - MF

7. B dam – banda undelor decametrice (US – unde scurte)

HF – high frequency – înaltă frecvenŃă - ÎF

27

8. B m – banda undelor metrice (UUS – unde ultrascurte)

VHF – very high frequency – foarte înaltă frecvenŃă - FIF

9. B dm – banda undelor decimetrice

UHF – ultra high frequency – ultra înaltă frecvenŃă - UIF

10. B cm – banda undelor centimetrice (USS – unde suprascurte)

SHF – supra high frequency – supra înaltă frecvenŃă - SIF

11. B mm – banda undelor milimetrice (UES – unde extrascurte)

EHF – extra high frequency – extra înaltă frecvenŃă - EIF

12. B dmm – banda undelor decimilimetrice

Alocarea (asignarea, repartizarea) benzilor de frecvenŃă diverselor servicii de radio şi

telecomunicaŃii pe suprafaŃa globului se face conform unor reguli, convenŃii, regulamente

acceptate pe plan internaŃional, elaborate de către organisme internaŃionale abilitate în acest

scop şi recunoscute de autorităŃile de resort naŃionale din fiecare stat semnatar al acestor

convenŃii.

Repartizarea benzilor de frecvenŃă diverselor servicii de radiocomunicaŃii pe suprafaŃa

globului s-a făcut împărŃindu-se suprafaŃa globului în 3 regiuni cu anumite caracteristici comune:

Regiunea I – Europa, Africa, Nordul Asiei, Orientul apropiat (fără Iran), Turcia, Ńările

fostei URSS şi Mongolia.

Regiunea a II-a – Cele două Americi şi Groenlanda.

Regiunea a III-a – Sudul Asiei, Australia, Indonezia, Insulele Pacificului, Iran.

Pentru fiecare din cele 3 regiuni, alocarea benzilor de frecvenŃă se face separat.

3.2. Propagarea undelor electromagnetice

3.2.1. Undele foarte lungi VLF (15 ÷÷÷÷ 30KHz)

Propagarea acestor unde se caracterizează prin aceea că ele urmăresc curbura

Pământului şi de aceea sunt cunoscute şi sub denumirea de “unde de suprafaŃă” (ground

wave).

De obicei se folosesc pentru transmisii Ńărm-navă, deoarece puterile folosite (de ordinul

sutelor de KW) şi dimensiunile fizice ale câmpurilor de antene de emisie fac imposibilă emisia în

această gamă de frecvenŃe de pe o navă.

RadiaŃia VLF penetrează în apa de mare până la adâncimi de câŃiva metri şi de aceea

transmisiile în această gamă de frecvenŃă sunt folosite pentru comunicaŃiile cu submarinele

aflate în imersiune.

28

Undele foarte lungi VLF sunt reflectate de către stratul D al ionosferei şi prin acest

mecanism de propagare Pământ-ionosferă este posibil să se realizeze legături radio la distanŃe

enorme, de până la 12.000Mm, atenuarea radiaŃiei fiind foarte redusă.

3.2.2. Undele lungi LF (30 ÷÷÷÷ 300KHz)

Aceste unde se propagă în condiŃii identice atât ziua cât şi noaptea şi ocolesc

obstacolele prin fenomenul de difracŃie. Energia radiată orizontal se propagă la suprafaŃa solului

la distanŃe destul de mari prin aşa numita undă de suprafaŃă (ground wave). Energia radiată

vertical şi oblic prin aşa numita undă spaŃială (sky wave) este pierdută în cea mai mare parte.

Antele de emisie pentru această gamă de unde se construiesc astfel încât să favorizeze

radiaŃia orizontală.

Deoarece undele lungi sunt absorbite de sol (mai puternic decât radiaŃiile VLF),

extinderea distanŃei de transmisie se realizează prin mărirea puterii emiŃătorului. AbsorbŃia

radiaŃiilor LF creşte cu frecvenŃa. SuprafaŃa mării absoarbe mai puŃin aceste unde decât

suprafaŃa Pământului.

Undele lungi LF sunt şi ele reflectate de către stratul D al ionosferei, iar efectul este mai

stabil decât în cazul undelor VLF.

Cu ajutorul emisiilor în unde lungi LF se pot realiza legături radio pe distanŃe cuprinse

între 1.000 ÷ 2.000Mm, folosind emiŃătoare de mare putere şi antene corespunzătoare.

Fig. 3.1. Unda de suprafaŃă (ground wave)

3.2.3. Undele medii MF (300KHz ÷÷÷÷ 3MHz)

În cazul acestor unde, energia radiată orizontal prin unda directă, care se propagă

paralel cu suprafaŃa solului (aşa numita undă de suprafaŃă – ground wave), este absorbită

puternic, absorbŃia crescând cu scăderea lungimii de undă. În general, unda directă este total

atenuată după câteva sute de kilometri.

29

Energia radiată vertical şi oblic prin undele indirecte (unde spaŃiale), odată cu apusul

soarelui şi cu căderea nopŃii, este reflectată de unele straturi ale ionosferei şi se întoarce la

suprafaŃa solului la sute şi chiar mii de kilometri distanŃă de emiŃător. Acest fenomen este

supărător, deoarece dă naştere la interferenŃe între semnalele diferitelor staŃii de emisie lucrând

pe aceeaşi frecvenŃă, dar în regiuni geografice foarte depărtate între ele. De asemenea, datorită

faptului că, în condiŃiile de propagare favorabilă din timpul nopŃii, un receptor poate recepŃiona

acelaşi semnal care se propagă pe căi diferite, se manifestă fenomenul numit fading de

interferenŃă (vezi subcapitolul 3.3).

3.2.4. Unde scurte HF (3 ÷÷÷÷ 30MHz)

Lungimea de undă a acestor radiaŃii este cuprinsă între 10m şi 100m şi de aici

denumirea de unde decametrice.

Unda directă (de suprafaŃă), care se propagă la suprafaŃa solului, este absorbită rapid,

indiferent de puterea la emisie.

În cazul undelor scurte prezintă deosebit interes unda spaŃială (indirectă, reflectată).

Această undă, după o primă reflexie în straturile ionizate ale atmosferei (ionosferă) revine la

suprafaŃa Pământului, putând suferi o nouă reflexie ş.a.m.d. Evident, aceste reflexii se produc

cu o atenuare mai mare sau mai mică care este, în principal, funcŃie de condiŃiile de propagare

şi de frecvenŃa folosită pentru a realiza legătura radio la momentul de timp respectiv. Reflexia

undelor scurte pe straturile ionosferei permite realizare unor legături radio la mare distanŃă, de

ordinul miilor de kilometri.

Propagarea undelor scurte HF prin reflexie este dependentă direct de modificările de

densitate şi altitudine produse în timp în diferitele straturi ionizate ale atmosferei terestre.

Aceste straturi sunt:

• Stratul sporadic E – aflat la 100 ÷ 120Km altitudine, care se formează sub acŃiunea

soarelui, dar care persistă şi în timpul nopŃii.

• Stratul F – aflat la cca. 300 ÷ 400Km, în timpul nopŃii şi care, în zilele de vară, se

divizează în două straturi:

- stratul F1 – aflat la cca. 200Km

- stratul F2 – aflat la cca. 320 ÷ 400Km

Iarna, în timpul nopŃii, există un singur strat F, la altitudinea de cca. 225 ÷ 250Km. Stratul

F este cel mai important din punctul de vedere al radiocomunicaŃiilor.

• Sub stratul E se găseşte stratul D, la înălŃimea de 50 - 90Km, strat care are, de

asemenea, o influenŃă asupra propagării undelor radio, el mai mult absorbind decât reflectând

radiaŃiile incidente. Totuşi, în gamele VLF şi LF, stratul D poate reflecta undele radio, astfel

încât, prin reflexia pe acest strat se pot realiza legături radio sporadice la câteva mii de

kilometri, cu o atenuare redusă a radiaŃiei emise.

30

Transmisiile radio în unde scurte (HF) depind pronunŃat de condiŃiile de propagare.

Astfel, se constată că:

a) Pentru lungimi de undă λ cuprinse între 60 ÷ 100m, în timpul zilei se pot realiza

transmisii radio până la distanŃe de sute de kilometri, care se extind noaptea şi spre dimineaŃă

până la mii de kilometri.

b) Pentru λ = 20÷30m, saltul se măreşte şi ziua se pot realiza legături radio până la

antipozi.

c) Sub lungimea de undă de 20m, în perioadele de ionizare redusă cauzată de erupŃii

solare, radiaŃii crepusculare etc., mărirea unghiului de reflexie poate împiedica unda reflectată

să mai întâlnească suprafaŃa Pământului, odată cu venirea nopŃii, sau chiar ziua (pentru

λ≅10m), radiaŃia penetrând stratul ionizat.

Fig. 3.1. Straturile atmosferei

Factorii care influenŃează puternic propagarea undelor scurte sunt:

- Petele solare – cu cât numărul lor este mai mare, cu atât propagare undelor scurte

este mai bună. Activitatea solară este ciclică, durata ciclului solar fiind de cca. 11ani.

- Fluxul solar (energia emisiei radio a Soarelui) – cu cât acesta este mai intens, cu atât

propagarea este mai bună;

- Câmpul magnetic terestru – care variază zilnic, ca şi fluxul solar, iar intensitatea sa

influenŃează propagarea undelor scurte. În cazul unei activităŃi geomagnetice intense,

propagarea undelor scurte este proastă şi ea poate înceta cu desăvârşire în situaŃia în care are

loc o furtună magnetică puternică. În acest caz are loc o întrerupere practic totală a legăturilor

radio în unde scurte, iar fenomenul este cunoscut sub denumirea de black-out.

31

FrecvenŃa maximă utilizabilă (MUF)

MUF reprezintă frecvenŃa maximă utilizabilă (Maximum Usable Frequency), care este

reflectată de un anume strat al ionosferei. Ea depinde de următorii factori:

- perioada din zi sau noapte;

- anotimp;

- latitudine;

- perioada din ciclul petelor solare.

Aceşti factori determină proprietăŃile fizice ale ionosferei.

MUF variază în funcŃie de stratul ionosferei care realizează reflexia undei spaŃiale spre

Pământ. Pentru fiecare strat al ionosferei, cea mai mare MUF se obŃine când radiaŃia este

emisă tangenŃial cu suprafaŃa Pământului şi deci este incidentă cu stratul respectiv cât mai oblic

cu putinŃă. După cum se poate observa în figura 4.2, această situaŃie corespunde unui parcurs

Pământ – Pământ de cca. 4.000Km (2.200Mm), în cazul reflexiei pe stratul F2 (traseul A), sau

de 2.500Km (1.300Mm), în cazul reflexiei pe stratul E (traseul B).

Unda care părăseşte Pământul sub cel mai mare unghi de elevaŃie (traseul C) va

penetra stratul respectiv. Pentru a putea realiza o legătură radio sub acest unghi, căruia îi va

corespunde o distanŃă mică între punctele de emisie şi recepŃie, va trebui să se reducă

frecvenŃa radiaŃiei emise (traseul D).

Fig. 3.2. Reflexiile undelor spaŃiale pe straturile ionosferei

Când radiaŃia este emisă vertical (figura 3.3), frecvenŃa cea mai mare la care se produce

reflexia pe un strat anumit se numeşte frecvenŃă critică fo. Această frecvenŃă este mult mai mică

decât MUF pentru incidenŃa oblică şi poate fi calculată cu relaŃia aproximativă:

MUF = fo / cos A

unde A este unghiul de incidenŃă al undei cu stratul ionosferei.

La frecvenŃe mai mari decât fo, unda va penetra stratul ionosferei şi se va pierde, dar

dacă unghiul sub care se emite este micşorat progresiv, la o anumită valoare a acestuia se va

produce reflexia. Acest unghi se numeşte unghiul critic al undei (radiaŃiei). Semnalul emis sub

acest unghi (figura 3.3) va putea fi recepŃionat la o distanŃă mai mare (receptorul Rx2), decât cel

32

corespunzător undei directe (de suprafaŃă). Pe măsură ce unghiul de emisie se micşorează,

semnalul se va putea recepŃiona la distanŃe din ce în ce mai mari (de exemplu receptorul Rx3).

Receptoarele Rx2 şi Rx3 pot recepŃiona semnalele prin reflexia undei emise de către

straturile ionosferei în punctele P2 şi P3. Punctul P2 reprezintă punctul cel mai apropiat de

emiŃător, în care se poate produce reflexia la frecvenŃa folosită pentru emisie.

DistanŃa de la emiŃătorul Tx la receptorul Rx2 se numeşte distanŃa de salt (skip distance)

şi reprezintă distanŃa minimă la care poate fi recepŃionată unda reflectată.

Fig. 3.3. DistanŃa de propagare funcŃie de unghiul de emisie

În punctul P1 ionizarea straturilor de aer nu este suficient de puternică pentru a se

produce reflexia undei incidente. Receptorul Rx1 reprezintă punctul la care semnalul emis mai

poate fi recepŃionat prin unda de suprafaŃă. Zona dintre Rx1 şi Rx2 se numeşte zonă de tăcere

sau zonă moartă (skip zone). Aceasta este o zonă inelară din jurul antenei de emisie, situată

între zona de recepŃie cea mai depărtată a undei directe şi zona de recepŃie cea mai apropiată

a undei reflectate. Aria ei depinde de frecvenŃă, înălŃimea stratului de reflexie, anotimp,

perioada din zi sau noapte etc. În această zonă nu se mai recepŃionează unda directă şi nici

unda reflectată.

Când frecvenŃa de emisie este mai mică decât frecvenŃa critică fo, nu se va produce nici

un fel de reflexie (salt). Acesta este cazul frecvenŃelor mai mici de 8MHz.

Unghiul critic al undei emise, pentru un anume strat al ionosferei, depinde de frecvenŃa

de emisie şi scade cu creşterea frecvenŃei. Prin urmare, distanŃa de salt creşte odată cu

creşterea frecvenŃei. Înseamnă că MUF reprezintă frecvenŃa limită care nu trebuie depăşită la

emisie pentru ca semnalul să poată fi recepŃionat după zona de tăcere. Ca urmare a acestui

fapt, distanŃa de salt se extinde spre receptor pe măsură ce frecvenŃa se apropie de MUF.

Straturile de reflexie ale ionosferei absorb totuşi o parte a radiaŃiei incidente şi acest efect scade

pe măsură ce frecvenŃa de lucru se apropie de MUF.

ConsecinŃa directă a fenomenelor descrise mai sus este aceea că, pentru o legătură

radio anume, frecvenŃa optimă de lucru este imediat inferioară MUF.

33

Fig. 3.4. Propagarea undelor radio la diferite frecvenŃe

FrecvenŃa minimă utilizabilă (LUF)

Pe măsură ce frecvenŃa de operare folosită se reduce, reflexia acesteia se produce pe

straturile mai joase ale ionosferei. Totuşi, la joasă altitudine şi mai ales în stratul D al ionosferei,

se produce o absorbŃie a energiei radiaŃiei datorită coliziunii electronilor din unda radio cu

moleculele de aer. Acest efect creşte la scăderea frecvenŃei, iar frecvenŃa limită inferioară până

la care mai are loc reflexia radiaŃiei emise pe un anume strat al ionosferei se numeşte frecvenŃă

minimă utilizabilă LUF – Lowest Usable Frequency .

Dacă MUF era determinată practic numai de proprietăŃile fizice ale ionosferei, LUF

depinde şi de puterea radiaŃiei emise, precum şi de sensibilitatea receptorului folosit la

realizarea legăturii radio respective. LUF poate fi controlată într-o anumită măsură prin

optimizarea performanŃelor echipamentului de recepŃie şi în special al antenei folosite.

Reflexiile multiple

Propagarea undelor radio descrisă în secŃiunile precedente se considera că se

realizează printr-o singură reflexie (single hop), această situaŃie fiind preferată pentru că asigură

o legătură radio mai stabilă. În practică există numeroase cazuri în care o legătură radio se

poate realiza prin reflexii multiple între Pământ şi ionosferă (fig. 3.5). În practica

radiocomunicaŃiilor maritime este recomandabil ca reflexiile multiple să fie evitate. Aceasta se

poate realiza prin reflexia pe straturile cât mai înalte ale ionosferei, folosind frecvenŃe de lucru

cât mai apropiate de MUF.

Fig. 3.5. Propagarea undelor radio prin reflexii multiple

34

3.2.5. Unde ultrascurte VHF (30 ÷ 300MHz)

Lungimea de undă a acestor radiaŃii este cuprinsă între 1m şi 10m şi de aici denumirea

de unde metrice.

Transmisiile radio în această bandă de frecvenŃe se bazează pe unda directă, fără a

conta pe reflexii în ionosferă şi, prin urmare, se poate vorbi de o propagare stabilă. Totuşi, unda

directă nu poate fi recepŃionată în mod constant şi sigur decât până la limita vizibilităŃii (line of

sight) între antena emiŃătorului şi antena receptorului, sau puŃin mai departe, peste linia

orizontului vizibil, ca urmare a fenomenului de difracŃie.

Dacă hE şi hR sunt înălŃimile celor două antene de emisie/recepŃie faŃă de sol, distanŃa

limită în kilometri, la care se poate realiza o legătură radio stabilă, este dată de relaŃia

aproximativă:

În această gamă de frecvenŃe se pot obŃine legături sporadice la distanŃe de mii de

kilometri, datorită unor reflexii ocazionale în ionosferă, în zonele ionizate de aurora boreală,

sau, mai rar, datorită formării unor straturi ionizate între pături de aer cu temperaturi diferite.

Ce nu este bun pentru undele scurte poate fi bun pentru undele ultrascurte (unde

metrice). Astfel, în cazul unei activităŃi geomagnetice intense, iau naştere condiŃii favorabile

apariŃiei aurorei boreale, care permite realizarea de legături radio la distanŃe foarte mari în unde

ultrascurte (banda de 144MHz).

Undele metrice (UUS) sunt foarte puŃin afectate de fenomenele de difracŃie şi de

refracŃie. Planul de polarizare a acestor unde nu se modifică şi de aceea, atât la emisie cât şi la

recepŃie, este necesar să se utilizeze antene cu aceeaşi polarizare.

ObservaŃie

Propagarea în VHF se poate realiza şi prin reflexii, cum ar fi:

- reflexii pe meteoriŃi - meteoriŃii incandescenŃi lasă în urma lor nu numai o dâră

luminoasă, ci şi un canal de ionizare intensă care poate fi folosit pentru reflexia UUS,

cunoscându-se traiectoria şi viteza norului de meteoriŃi;

- reflexii pe aurore boreale – acestea constituie un mediu puternic ionizat dar

neomogen, pe care se poate realiza o reflexie difuză, utilizată în banda de 2m în SSB;

- reflexie pe Lună (în benzile de 2m şi 70cm) – pentru acest tip de radiocomunicaŃii

este necesară aparatură profesională de înaltă clasă (antene parabolice, amplificatoare cu

zgomot redus etc.).

3.2.6. Unde decimetrice UHF (300 ÷÷÷÷ 3000MHz)

Energia radiată de antenă la emisie se propagă şi în cazul acestor unde, în principal, în

linie dreaptă, pe linia (optică) care uneşte cele 2 puncte. Din acest punct de vedere ele pot fi

)hh(13,4D RE +=

35

considerate ca unde cvasioptice, deoarece se abat puŃin de la propagarea radiaŃiilor vizibile,

propagându-se şi peste orizontul optic. Astfel, distanŃa de propagare se măreşte cu 7 - 8%

peste orizontul optic.

În ceea ce priveşte reflexia acestor unde, trebuie spus că undele decimetrice nu se

reflectă în ionosferă, întrucât peste 70MHz straturile ionizate D, E, F1 şi F2 sunt complet

“transparente”. Ionizarea acestor straturi este mult prea mică pentru a constitui o “oglindă

radioelectronică” pentru energia radiată la aceste frecvenŃe.

RefracŃia şi difracŃia joacă un rol redus în propagarea UHF, în schimb difuzia

troposferică este mult mai pronunŃată în cazul acestor unde, datorită frecvenŃelor mari.

Difuzia undelor decimetrice în troposferă se datorează neomogenităŃilor globulare care

sunt generate de mişcarea turbulentă a maselor de aer. Aceste mişcări creează zone (globule)

cu stări fizice foarte diferite (temperatură, umiditate, presiune). În aceste zone (globule) viteza

de propagare variază diferenŃial.

Traiectoriile radiaŃiilor sunt modificate, undele se împrăştie, energia lor se dispersează în

medii cu constante dielectrice diferite. Dispersia energiei induce curenŃi în neomogenităŃile

mediului care, la rândul lor, radiază ca dipoli elementari. Diametrul acestor neomogenităŃi sub

formă de globule de aer este de 50 – 300m şi ele îşi modifică în permanenŃă forma, densitatea

şi volumul. Undele radio care străbat aceste globule preiau o parte din energia lor care, prin

dispersie, se propagă spre Pământ, creând la suprafaŃa lui aşa numitul câmp de difuzie

troposferică. Intensitatea câmpului de difuzie troposferică scade invers proporŃional cu puterea

1,5 a distanŃei faŃă de emiŃător.

Propagarea pe mare a undelor decimetrice (UIF) este mult mai bună decât pe uscat,

deoarece pe mare lipseşte absorbŃia solului.

3.2.7. Undele centimetrice SHF (3 ÷÷÷÷ 30GHz)

Această gamă de unde, cunoscute şi sub denumirea de microunde, este specifică

transmisiilor radio prin sateliŃi.

Propagarea acestor unde se face în linie dreaptă. La aceste frecvenŃe, radiaŃia

electromagnetică poate fi dirijată sub formă de fascicul foarte îngust cu ajutorul unor antene

direcŃionale de emisie, de obicei sub formă parabolică.

Propagarea acestor unde este influenŃatăde o serie de factori atmosferici cum ar fi:

- temperatura

- conŃinutul de vapori de apă ai atmosferei

- variaŃiile de presiune ale straturilor de aer

ToŃi aceşti factori influenŃează omogenitatea mediului şi în mod automat au influenŃă

asupra vitezei de propagare a u.e.m., a polarizării lor cât şi asupra atenuării câmpului la

parcurgerea spaŃiului.

36

Dintre straturile atmosferei (ionizate şi neionizate), partea cea mai joasă are, practic,

influenŃa cea mai mare asupra propagării microundelor, deoarece în această zonă au loc

schimbările cele mai importante de temperatură, presiune şi umiditate şi tot aici au loc

fenomenele meteorologice de tip furtună, ploaie, ninsoare etc. Evident, cu cât traseul u.e.m.

este mai lung în atmosferă, cu atât atenuarea este mai mare şi posibilitatea apariŃiei unor

fenomene perturbatoare nedorite asupra transmisiei creşte. SituaŃia optimă este aceea în care

receptorul este “sub satelit” (are aceeaşi longitudine şi latitudine).

AlŃi factori perturbatori în cazul comunicaŃiilor prin satelit sunt:

• Zgomotul cosmic produs de surse astronomice, cum ar fi:

- surse depărtate: galaxiile, stele radio etc. care nu fac parte din sistemul nostru solar;

- surse apropiate: soarele, luna, planetele sistemului nostru solar etc.;

• Zgomotul datorat atmosferei terestre şi Pământului, care depinde mult de unghiul de

elevaŃie al antenei de recepŃie.

ObservaŃii

1. Zgomotul minim corespunde recepŃiei pe verticală.

2. În cazul transmisiilor prin satelit există zone de frecvenŃe favorizate, cum sunt, de

exemplu, gamele de 3,5…13GHz şi 50…80GHz, cunoscute sub numele de “ferestrele

atmosferei”, în care perturbaŃiile atmosferice sunt mai reduse.

Din punctul de vedere al instalaŃiei de recepŃie, problemele sunt mai “pământene”,

elementele care influenŃează recepŃia fiind fenomene meteorologice cunoscute. Ele

influenŃează, practic, numai partea externă a instalaŃiei de recepŃie. Acestea fenomene sunt:

- căldura în exces, care poate duce la deformarea antenei de recepŃie şi la scăderea

amplificării LNB;

- umiditatea crescută (nori, ceaŃă. ploaie) – care duce la scăderea nivelului semnalului,

în special datorită peliculei de apă care se depune pe antenă;

- chiciura sau un strat de gheaŃă, care, depuse pe o antenă de recepŃie, pot duce la

scăderea nivelului semnalului cu până la 20dB;

- vântul puternic, care poate produce deformări accidentale ale geometriei instalaŃiei de

recepŃie exterioare.

3.3. Fading

Proprietatea undelor scurte de a se reflecta de straturile ionosferei, pe lângă avantajele

pe care le prezintă, dă naştere unui fenomen neplăcut: în zonele în care se suprapun două

unde provenind de la aceeaşi sursă, dar care ajung acolo pe căi diferite, semnalul de RF creşte

37

sau slăbeşte în intensitate, afectând recepŃia (vezi şi figura 4.2). Fenomenul, care constă în

variaŃia lentă şi în limite mari a densităŃii de putere la locul recepŃiei, se numeşte fading şi duce

la distorsionarea semnalului util recepŃionat sau chiar la extincŃia acestuia, când nivelul lui

scade sub sensibilitatea receptorului sau sub pragul semnal/zgomot al sistemului de

radiocomunicaŃii.

Fading-ul este specific transmisiilor ionosferice, datorită variabilităŃii caracteristicilor

acesteia, dar poate apărea şi în unde medii MF şi chiar în domeniul microundelor, în condiŃii

meteorologice fluctuante.

Există mai multe tipuri de fading:

a) Fading interferenŃial (de interferenŃă) – se manifestă în special în gama undelor

medii (MF) şi scurte (HF) şi constă în interferenŃa între o undă directă şi o undă reflectată, sau

în interferenŃa dintre două unde care au suferit reflexii diferite şi ajung la locul recepŃiei defazate

una faŃă de alta, cu un defazaj care fluctuează în timp;

b) Fading selectiv – se datorează faptului că anumite frecvenŃe din spectrul emis nu se

propagă uniform. Din această cauză, la recepŃie, nu se mai poate face demodularea pentru că

frecvenŃa purtătoare scade foarte mult în intensitate;

c) Fading de polarizare – apare atunci când undele scurte, în urma propagării prin

ionosferă, suferă o rotire a direcŃiei de polarizare.

Fading-ul de intensitate mică sau mijlocie poate fi compensat de sistemele de reglaj

automat al amplificării (RAA) cu care este echipat orice receptor de trafic folosit în

radiocomunicaŃiile maritime.

Fading-ul puternic se poate compensa doar în radioreceptoarele de trafic de mare

performanŃă. Nivelul fading-ului se apreciază prin procentul de timp de nerecepŃie din timpul

total de recepŃie.

În prezent există un sistem de radiobalize (emiŃătoare radio) plasate în diverse puncte

pe glob, care transmit continuu informaŃii despre condiŃiile de propagare, sau emit pur şi simplu

cicluri de mesaje cu aceeaşi putere, pe o anumită frecvenŃă purtătoare. Aceste emisiuni permit

să se constate direcŃiile şi condiŃiile de propagare cele mai bune la momentul şi în regiunile

geografice respective.

Fig. 3.6. Ilustrarea fenomenului de fading: semnalul

ajunge la receptor pe căi diferite

38

De asemenea, există diverse publicaŃii oficiale editate de organisme naŃionale sau

internaŃionale autorizate, în care sunt date distanŃele de propagare pentru frecvenŃele de trafic

din benzile alocate radiocomunicaŃiilor maritime, în funcŃie de perioada din zi sau noapte,

anotimp, zona geografică, activitatea solară (perioada din ciclul petelor solare), activitatea

magnetică etc.

3.4. FrecvenŃe optime de trafic

În legătură cu propagarea undelor în benzile de unde scurte (HF), practica a relevat

următoarele aspecte semnificative:

• AbsorbŃia ionosferică este mult mai redusă în timpul nopŃii decât ziua şi de aceea, în

timpul zilei, atenuarea frecvenŃelor din partea inferioară a benzii HF este foarte puŃin diferită de

a frecvenŃelor din partea superioară a acestei benzi.

• Deoarece frecvenŃa maximă utilizabilă MUF (Maximum Usable Frequency) pentru o

anume legătură radio în timpul nopŃii este ceva mai mică decât jumătate din cea utilizabilă ziua,

înseamnă că, pe timpul nopŃii, pentru legături radio relativ sigure la distanŃe mari, este posibil să

se folosească frecvenŃe joase din banda HF.

• FrecvenŃele maxime utilizabile MUF pentru o anume legătură radio sunt mai mari în

lunile de vară decât în cele de iarnă, dar în timpul furtunilor ionosferice pot deveni mai mici

pentru legăturile într-o anumită direcŃie şi mai mari pentru alte direcŃii.

Pentru a putea alege frecvenŃa optimă de trafic OTF (Optimum Traffic Frequency) pentru

un anume moment al zilei, anotimp, distanŃă sau direcŃie este necesar să se Ńină seama de

aspectele amintite anterior.

La un anumit moment ales pentru o transmisie radio, calea de propagare optimă a

radiaŃiei electromagnetice emise sau recepŃionate este cea corespunzătoare unei anumite

frecvenŃe (canal), situată între frecvenŃa minimă utilizabilă LUF (Lowest Usable Frequency) şi

frecvenŃa maximă utilizabilă MUF, pentru o legătură sigură.

FrecvenŃa maximă utilizabilă MUF este determinată de condiŃiile date ale ionosferei, pe

când frecvenŃa minimă utilizabilă LUF este determinată de mai muŃi factori: pierderile prin

propagare, parametrii echipamentelor (putere transmisă, zgomot, performanŃele antenei de

emisie/recepŃie etc.). În practică, prima frecvenŃă aleasă pentru stabilirea unei legături radio în

HF trebuie să fie undeva în jurul a 85% din frecvenŃa maximă utilizabilă MUF.

FrecvenŃa maximă utilizabilă probabilă MUF poate fi determinată pe baza unor date

culese pe termen lung în practica radiotelefonică. În condiŃii de perturbaŃii puternice valoarea

MUF poate fi de până la 3 ori mai mare sau mai mică decât valoarea “normală”, sau mai mică

decât jumătate din valoare probabilă rezultată din tabele de propagare.

39

Pentru echipamentele de radiocomunicaŃii maritime valoarea tipică a frecvenŃei minime

utilizabile LUF este de aproximativ ½ din MUF, dar şi ea poate avea variaŃii considerabile.

În condiŃii normale, “fereastra” frecvenŃelor utilizabile probabile, deci frecvenŃele optime

de trafic OTF, variază în modul următor:

- MUF din timpul zilei sunt mai mari decât MUF din timpul nopŃii;

- MUF din anotimpul rece (iarnă) sunt mai mici şi variază mai mult decât cele din

anotimpul cald (vară);

- pentru legăturile radio până la 1000Km (600Mm) se folosesc în mod normal frecvenŃe

sub 15MHz;

- pentru legăturile radio la peste 1000Km (600Mm) se folosesc în mod normal

frecvenŃe peste 15MHz;

- MUF sunt mai mari când numărul petelor solare este mai mare.

Practic, în gama undelor scurte HF, frecvenŃa optimă de trafic OTF se consideră ca

fiind frecvenŃa care asigură o legătură radio sigură şi ea este o frecvenŃă imediat inferioară

valorii de 0,85 x MUF.

40

Capitolul 4

4. ANTENE

GeneralităŃi

Antena este dispozitivul prin care se radiază direct în spaŃiu (antena de emisie), sau se

recepŃionează direct din spaŃiu (antena de recepŃie) undele electromagnetice.

Teoretic, orice antenă de emisie poate fi utilizată ca antenă de recepŃie şi invers. Practic,

datorită unor condiŃii locale diferite, receptoarelefolosesc, în anumite cazuri, lalte tipuri de

antene decât emiŃătoarele.

Deseori, aceeaşi antenă este utilizată atât pentru emisie cât şi pentru recepŃie (cazul

radiotelefoanelor VHF, al staŃiilor SSB etc.), separarea celor două funcŃiuni realizându-se prin

utilizarea unor frecvenŃe diferite (de emisie şi recepŃie) sau a unor dispozitive speciale de

duplexare sau de comutare a antenei pe emiŃător sau pe receptor.

Antena de emisie primeşte energie electromagnetică de la emiŃător prin intermediul unei

linii de transmisie şi transferă această energie spaŃiului înconjurător, asigurând repartizarea

puterii radiate în diferite direcŃii.

Antena de recepŃie colectează energie electromagnetică din spaŃiul înconjurător,

asigurând selecŃia dorită în funcŃie de orientarea de incidenŃă sau de caracteristicile electrice şi

transferă această energie, prin intermediul unei linii de transmisie, receptorului. După unii autori,

în anumite cazuri, antena de recepŃie este cel mai bun amplificator selectiv din câte se pot

realiza. În condiŃiile de câmp slab, nici un tip de amplificator nu poate egala performanŃele unei

antene care, de la început, oferă:

- amplificare mare

- zgomot propriu foarte redus

- stabilitate electrică

- selectivitate spaŃială.

4.1. Clasificare

Există mai multe criterii de clasificare a antenelor:

a) După gama frecvenŃelor de lucru:

- antene pentru unde lungi (λ ≈ Km)

- antene pentru unde medii (λ ≈ hm)

41

- antene pentru unde scurte (λ ≈ dam)

- antene pentru unde ultrascurte (λ ≈ m)

- antene pentru microunde (parabolică, pâlnie, fantă etc.)

b) După banda de trecere:

- antene de bandă largă

- antene de bandă îngustă (direcŃionale)

c) După modul de lucru:

- antene rezonante (caracterizate prin bandă îngustă, distribuŃia curentului în unde

staŃionare etc.);

- antene armonice (lucrează la frecvenŃa de rezonanŃă multiplu superior frecvenŃei

proprii de rezonanŃă a antenei);

- antene nerezonante (lucrează la frecvenŃe depărtate de frecvenŃa de rezonanŃă);

- antene aperiodice (lucrează într-o bandă de frecvenŃă pentru care impedanŃa de

intrare este practic constantă şi rezistivă).

d) După complexitatea sistemului radiant:

- antene simple

- antene cu elemente pasive şi active (realizată dintr-un element activ – radiator - şi

unul sau mai multe elemente pasive – directori plus reflectori)

- reŃele (câmpuri) de antene – sisteme de antene care cuprind antene active alimentate

în fază sau defazat, cu sau fără elemente pasive. Se folosesc pentru a obŃine caracteristici de o

anume formă şi câştiguri mari. Sunt de mai multe feluri:

- şir de antene – mai multe antene aşezate la distanŃe egale, având centrele coliniare;

- perdea de antene – au elementele dispuse în plan vertical;

- inel de antene – sistem de antene verticale dispuse într-un cerc orizontal.

e) După forma conductorilor folosiŃi:

- antene filiforme (realizate din conductoare filiforme)

- antene cu suprafeŃe radiante

f) După polarizarea câmpului:

- antene verticale (cu polarizare verticală)

- antene orizontale (cu polarizare orizontală)

- antene cu câmp rotitor

g) Din punct de vedere al directivităŃii:

- antene omnidirecŃionale

- antene directive, care pot fi:

- antene unidirecŃionale

- antene cu directivitate pronunŃată

- antene cu directivitate reglabilă – direcŃia principală de radiaŃie poate fi modificată.

42

În cazul reŃelelor de antene, modificarea direcŃiei principale de radiaŃie se poate face prin

schimbarea fazei curenŃilor de alimentare a diferitelor elemente (antene) componente.

4.2. Caracteristicile antenelor

FrecvenŃa de rezonanŃă

FrecvenŃa de rezonanŃă electrică are ca echivalent mecanic fie o coardă întinsă între 2

puncte, fie o tijă metalică fixată la unul din capete. În cazul vibraŃiei, în coardă sau tijă apar

ventre (maxime ale oscilaŃiei) şi noduri (minime ale oscilaŃiei). Astfel, dacă “se ciupeşte” coarda,

capetele rămân fixe (noduri), iar partea centrală vibrează prezentând un maxim de amplitudine

la centru (ventru). Aspectul instantaneu al corzii în timpul oscilaŃiei sugerează o semiperioadă a

unei sinusoide şi din această cauză spunem că este vorba de o oscilaŃie în λ/2 (semiundă).

Din contră, în cazul tijei metalice fixată la unul din capete se obŃine un nod în punctul de

fixare şi un ventru la vârful tijei, care atinge amplitudinea maximă a oscilaŃiei. În acest caz avem

de-a face cu o vibraŃie (oscilaŃie) în 1/2 dintr-o semiundă, deci în λ/4 (fig. 4.1).

Acesta este şi cazul antenelor “baston” (“bici”) verticale.

Fig. 4.1. Moduri de oscilaŃie ale unei antene verticale în λ/4

V – distribuŃia tensiunii; I – distribuŃia curentului

În ceea ce priveşte curenŃii de radiofrecvenŃă (RF) care apar într-o antenă, trebuie spus

că fiecărui nod de intensitate a curentului îi corespunde un ventru de tensiune şi invers (figurile

4.1 şi 4.2). Modul de excitaŃie al antenei poate fi scos în evidenŃă la emisie.

Excitând antena conectată la pământ pe lungimi de undă din ce în ce mai mici, vom

întâlni succesiv următoarele situaŃii:

43

a) oscilaŃia fundamentală în λ/4;

b) oscilaŃia în 3λ/4;

c) oscilaŃia în 5λ/4 şi aşa mai departe.

ObservaŃii

1. În acest mod de lucru se remarcă faptul că, atunci când antena este legată la sol, se

formează o imagine reflectată a acesteia – antena imagine A’ (figura 4.1).

2. În cazul antenelor care nu sunt conectate la sol – fie verticale, fie orizontale, la cele

două extremităŃi ale acesteia nu pot exista decât noduri de intensitate a curentului, oscilaŃia

fundamentală fiind în acest caz în λ/2. Pentru acest tip de antene, oscilaŃiile armonice posibile

sunt în 2λ/2, 3λ/2, 4λ/2 şi aşa mai departe, deci multiplu de λ/2.

Fig. 4.2. Moduri de oscilaŃie ale unei antene orizontale

V – distribuŃia tensiunii; I – distribuŃia curentului

FrecvenŃa de rezonanŃă a unei antene depinde în mare măsură de dimensiunile sale

fizice.

Lungimea fizică şi lungimea electrică

În funcŃie de natura materialului din care este confecŃionată, antena nu se comportă ca

un model ideal, lungimea sa electrică necorespunzând exact lungimii fizice. Astfel, un fir

conductor lung de 20m nu va oscila în λ/2 pentru o lungime de undă de 40m ci, în realitate, în

jurul lungimii de 42m, datorită aşa numitelor “efecte de capăt” care apar la izolatoarele

terminale. Acestea provoacă o “alungire electrică” a conductorului cu cca. 5%.

De exemplu, pentru a obŃine rezonanŃa pe λ = 40m (7,5 MHz) lungimea antenei în λ/2 se

determină cu formula:

În acelaşi mod, lungimea fizică a unui conductor oscilând în λ/4 poate fi calculată cu

formula:

m06,195,7

143f

143L ===

f5,7

L =

44

ImpedanŃa caracteristică

ImpedanŃa antenei este o mărime ce caracterizează în esenŃă proprietăŃile de impedanŃă

ale unei antene în punctul de alimentare (locul de conexiune al liniei de transmisie).

Această impedanŃă ZA nu trebuie înŃeleasă în sensul unei rezistenŃe de c.c. şi nu poate fi

măsurată cu instrumente simple. Corespunzător definiŃiei de bază a unei rezistenŃe, impedanŃa

antenei reprezintă raportul tensiune/curent în punctul de alimentare al acesteia. Deoarece

antena este un dispozitiv cu proprietăŃi de rezonanŃă, ZA nu este o rezistenŃă ohmică pură, ci

este o mărime complexă, adică pe lângă partea rezistivă mai are o componentă capacitivă şi

una inductivă, deci ZA este funcŃie de frecvenŃă:

ZA(f) = RA + XA(f)

RezistenŃa RA se compune din:

- rezistenŃa de pierderi RP

- rezistenŃa de radiaŃie Rr

RA = RP + Rr

De obicei, RP << Rr pentru că, sub aspect energetic, o antenă se realizează astfel încât

pierderile în ea să fie minime şi să radieze în spaŃiu cea mai mare parte a energiei care i se

aplică, sau să cedeze cea mai mare parte a energiei pe care o recepŃionează din spaŃiu.

Antena absoarbe sau cedează cea mai mare parte a energiei atunci când frecvenŃa sa

de rezonanŃă este egală cu frecvenŃa undei electromagnetice recepŃionate sau radiate, cu alte

cuvinte când antena este acordată pe frecvenŃa recepŃionată sau pe care o emite.

Antena se prezintă, de fapt, ca un circuit acordat de tip serie care, la rezonanŃă, se

comportă practic ca o rezistenŃă pură RA:

RA = RP + Rr ≅ Rr

ReactanŃa XA este deci nulă la rezonanŃă.

Cele 2 componente, activă şi reactivă, se modifică în funcŃie de frecvenŃă. Există mai

multe situaŃii, funcŃie de lungimea fizică l a antenei în raport cu lungimea de undă λ a radiaŃiei

emise sau recepŃionate cu acea antenă. Astfel, se deosebesc următoarele cazuri:

a) l << λ - componenta activă este de câŃiva ohmi, cea reactivă de ordinul KΩ -

reactanŃa antenei este capacitivă;

b) l = λ/4, RA ≅ 18Ω, XA ≅ 400 - 500Ω;

c) l = λ/2, RA ≅ 73Ω, XA ≅ 0 – antena este la rezonanŃă;

d) l = λ/2, – reactanŃa antenei XA este inductivă şi predominantă.

ObservaŃii

1. ImpedanŃa antenei ZA nu depinde de dimensiunile ei fizice ci de raportul dintre

dimensiunea ei şi lungimea de undă λ.

2. La frecvenŃa de rezonanŃă impedanŃa antenei ZA este rezistivă şi are valoarea

minimă.

45

3. Întrucât antena se conectează la receptor prin intermediul unei linii de transmisie, se

pune problema transferului maxim de energie între antenă şi linie. Acesta are loc atunci când

este realizată condiŃia de adaptare, adică atunci când ZA = Zlinie. Cum liniile de transmisie sunt

realizate cu impedanŃe standard de: 50, 52, 60, 75, 240, 300Ω etc., este necesar ca şi antenele

să se realizeze cu impedanŃe apropiate de aceste valori. În situaŃia în care ZA ≠Zlinie se spune că

nu există adaptare între antenă şi linia de transmisie.

Câştigul antenei G

Este o mărime relativă care caracterizează o antenă de recepŃie şi se defineşte ca fiind

raportul dintre puterea captată de antena de recepŃie respectivă şi puterea captată de o antenă

dipol în λ/2, dacă ambele se găsesc într-un câmp electromagnetic omogen şi dacă sunt iradiate

pe direcŃia lor principală de recepŃie.

Câştigul unei antene se exprimă în dB şi, de obicei, nu este constant în gama de

frecvenŃe recepŃionate de antenă.

Fig. 4.3. Câştigul unei antene

Banda de trecere B3dB

Prin analogie cu circuitele oscilante, se poate defini banda de trecere a unei antene ca

fiind banda de frecvenŃă în limitele căreia caracteristica de frecvenŃă (câştigul antenei) nu

variază în amplitudine cu mai mult de 3dB, faŃă de valoarea la frecvenŃa centrală a benzii.

Banda de trecere depinde de mulŃi factori, cum ar fi:

– forma constructivă;

– dimensiunile fizice ale elementelor constructive ale antenei;

– numărul elementelor constructive etc.

Directivitatea

Directivitatea exprimă proprietăŃile de selectivitate spaŃială ale antenei. Pentru a defini

directivitatea unei antene se impune precizarea următoarelor parametri:

- raportul faŃă/spate

- unghiul de deschidere pe verticală

46

- unghiul de deschidere pe orizontală

Antenele prezintă radiaŃii diferite în funcŃie de direcŃie – maxime pe unele direcŃii, minime

pe alte direcŃii. Măsurând intensitatea câmpului electromagnetic radiat de o antenă în diferite

puncte ale unei sfere având o rază de cel puŃin 5λ în jurul unei antene, se poate determina

diagrama de directivitate a antenei în plan orizontal (H) şi în plan vertical (V). Caracteristica de

directivitate a unei antene reprezintă deci reprezentarea grafică a valorilor normate ale

intensităŃii câmpului electromagnetic radiat de antenă în funcŃie de unghiul sub care se face

măsurătoarea.

Reprezentarea se face în coordonate polare, iar normarea se face faŃă de intensitatea

câmpului electromagnetic radiat pe direcŃia privilegiată (de radiaŃie maximă) a antenei.

Caracteristica de radiaŃie a unei antene este descrisă exact de cele două diagrame de

directivitate – în plan H şi plan V.

Se pot face reprezentări ale componentei electrice (componenta E) sau ale componentei

magnetice (componenta H) ale câmpului electromagnetic. Cele două diagrame vor fi situate în

planuri perpendiculare.

Pe diagrama de directivitate a unei antene se pot observa:

- lobul (lobii) principali

- lobul (lobii) secundari

- direcŃia lobilor secundari

- amplitudinea lobilor secundari

- unghiul de directivitate al antenei (de deschidere a lobilor de radiaŃie) în plan vertical

şi pe orizontal

- raportul faŃă/spate

Unghiul de directivitate reprezintă unghiul în care tensiunea normată (puterea

captată) scade cu 3dB faŃă de valoarea maximă. Unghiul de directivitate se măsoară pe lobul

principal, deci pe direcŃia de radiaŃie cea mai avantajoasă.

Uneori, unghiul de directivitate se defineşte ca deschiderea pentru o jumătate din

valoare, deoarece în acest domeniu unghiular puterea din antenă ajunge la jumătatea valorii

sale. Unghiul de directivitate (de deschidere) este dat atât pentru planul H cât şi pentru planul E

al diagramei.

Unghiul de deschidere (directivitate) este un parametru important al antenei, mai ales

când este necesară separarea cât mai netă a două emiŃătoare situate pe direcŃii apropiate.

Directivitatea pe orizontală a unei antene este necesară şi pentru a asigura protecŃia

împotriva perturbaŃiilor datorată posturilor de emisie apropiate şi reflexiilor.

Directivitatea pe verticală asigură protecŃia împotriva paraziŃilor industriali şi a reflexiilor

care vin de jos.

47

Fig. 4.4. Diagramă de directivitate a unei antene

Raportul faŃă/spate RFS reprezintă raportul dintre tensiunea maximă (radiaŃia

maximă) indusă într-o antenă când emiŃătorul este în faŃa antenei şi valoarea medie a tensiunii

induse când aceasta este rotită cu 180°. Din diagrama de radiaŃie a antenei (fig. 4.4) se poate

calcula acest raport:

RFS = f/b

RFS este dependent de modul de construcŃie a antenei şi este o măsură a directivităŃii

unei antene. La o antenă direcŃională, este de dorit ca RFS să fie cât mai mare.

Polarizarea

Structura curentului electromagnetic în apropierea unei antene de emisie este relativ

complicată, dar la distanŃe mari această structură se simplifică foarte mult, devenind ceea ce se

numeşte o undă plană.

Unda plană se caracterizează prin aceea că liniile de forŃă ale câmpului electric E şi ale

celui magnetic H sunt paralele şi echidistante. Câmpul E este perpendicular pe H şi ambele

sunt perpendiculare pe direcŃia de propagare.

Prin noŃiunea de polarizare a unei unde plane se defineşte orientarea undei în spaŃiu

luând ca referinŃă direcŃia câmpului electric E.

Se numesc unde polarizate orizontal acele unde care se propagă astfel încât vectorul E

este orizontal, respectiv câmpul este orizontal.

Unde polarizate vertical sunt undele care se propagă astfel încât vectorul câmpului

electric E este vertical, respectiv câmpul electric E este vertical. Evident, dacă antena de emisie

va fi polarizată orizontal sau vertical, la fel trebuie polarizată şi cea de recepŃie.

În practica mondială se utilizează preponderent polarizarea orizontală a undelor şi doar

prin excepŃie, atunci când se urmăreşte înlăturarea oricărei posibilităŃi de interferenŃă între 2

emiŃătoare sau 2 translatoare mici şi vecine, se recurge la polarizarea verticală a uneia din ele.

Polarizarea orizontală este preferată deoarece este răspândită părerea că radiaŃia se

reflectă mai puŃin de obstacole, ceea ce uşurează protecŃia împotriva reflexiilor. Există antene

care pot recepŃiona atât unde polarizate orizontal cât şi unde polarizate vertical.

48

ÎnălŃimea eficace (efectivă)

După cum o antenă cuprinde părŃi verticale, orizontale sau oblice, proprietăŃile sale de

radiaŃie sau recepŃie (colectare) nu sunt aceleaşi pe aceste segmente. De aceea se utilizează

noŃiunea de “înălŃime eficace” a antenei pentru a indica performanŃele sale. Este cazul antenelor

filare utilizate în unde lungi sau medii.

4.3. Pierderi în antene

Pierderile în antene se împart în 5 categorii:

- pierderi ohmice, prin disipare termică în conductoare;

- pierderi prin defecte de izolament;

- pierderi prin radiaŃii parazite;

- pierderi în cabluri;

- pierderi provocate de prezenŃa undelor staŃionare în liniile de alimentare.

a) Pierderi ohmice

Orice conductor prin care trece un curent intens se încălzeşte, datorită pierderilor prin

efect Joule. Intensitatea curentului care trece prin unitatea de suprafaŃă din secŃiunea

conductorului se numeşte densitate de curent.

Pentru curent continuu densitatea de curent este constantă în toată secŃiunea

conductorului.

Pentru curentul de RF, densitatea de curent este mai mare la marginea (periferia)

conductorului pe care îl străbate decât în interiorul său. Acest efect este cu atât mai pronunŃat

cu cât este mai mare frecvenŃa curentului, ajungându-se ca la anumite frecvenŃe, curentul de

RF să circule numai pe suprafaŃa conductorului – efect pelicular. Este clar că formula clasică de

calcul a rezistenŃei nu se mai poate aplica în cazul acesta, întrucât secŃiunea reală prin care

circulă curentul de RF nu mai este secŃiunea conductorului. De asemenea, este clar că

rezistenŃa conductorului creşte odată cu frecvenŃa. Această rezistenŃă provoacă pierderi prin

disipaŃie termică.

b) Pierderi prin defecte de izolament

Aceste pierderi se manifestă prin scurgeri în izolatoare, mai ales în acele puncte unde

avem maxime de tensiune (de exemplu, la extremităŃile antenei). De aceea se folosesc un

număr mai mare de izolatoare, de preferat cu suprafaŃă lucioasă.

De asemenea, în situaŃia în care antenele sunt fixate în puncte intermediare, este de

preferat ca izolatoarele să fie poziŃionate în noduri de tensiune (maxime de curent).

c) Pierderi prin radiaŃii parazite

Este vorba de pierderile provocate de radiaŃia liniilor de alimentare poziŃionate greşit.

Această situaŃie apare de obicei în cazul liniilor bifilare, deoarece liniile concentrice (cabluri

49

coaxiale) nu radiază aproape de loc, cămaşa (tresa) exterioară fiind conectată la masă şi

servind ca blindaj (ecran) pentru conductorul central.

RadiaŃia parazită în liniile bifilare are loc când apare:

- disimetrie între cele două conductoare;

- cotitură bruscă în unghi drept iar conductorul exterior este decalat faŃă de cel interior;

- când conductoarele liniei nu sunt paralele cu suprafeŃele pe lângă care trec;

- distanŃa dintre conductoare nu este menŃinută constantă pe tot traseul liniei.

d) Pierderi în cabluri

De obicei, legătura între antenă şi receptor se realizează fie cu cabluri coaxiale, fie cu

panglică bifilară (cablu bifilar). În cazul unor semnale foarte slabe şi a unor lungimi mari de

cabluri pe traseul antenă-receptor se produc pierderi mari de energie. De aceea:

- se utilizează trasee minime;

- se utilizează linii de transmisie cu pierderi cât mai reduse;

- se acordă o atenŃie deosebită adaptărilor antenă-cablu-receptor pentru ca transferul

de energie să se facă optim.

e) Pierderi provocate de prezenŃa undelor staŃionare în liniile de alimentare

O linie de alimentare care se termină pe o sarcină având impedanŃa diferită de a liniei

devine sediul undelor staŃionare. În această situaŃie, neavând loc o adaptare de impedanŃă între

antenă şi linia de alimentare, antena nu mai beneficiază de întreaga putere de RF dată de

emiŃător, o parte din această putere întorcându-se la generator.

4.4. Tipuri de antene

4.4.1. Antene pentru unde medii MF şi scurte HF

În aceste game de frecvenŃe (2 ÷÷÷÷ 30)MHz, cărora le corespund lungimi de undă cuprinse

între 150m şi 15m, folosirea unor antene rezonante în λ/2 sau în λ/4 care să acopere întreaga

bandă este mai greu posibilă pe navă datorită spaŃiului redus şi acest tip de antene se

utilizează, de obicei, la uscat. Uneori, pentru mărirea eficacităŃii, se folosesc antene separate

pentru fiecare bandă de frecvenŃe. Antenele folosite cu precădere în aceste benzi de frecvenŃă

sunt:

- antene filare, pentru staŃiile de coastă, unde spaŃiul de amplasare este suficient, dar

şi pentru nave când este posibil;

- antene verticale (whip antenna), pentru nave.

Antenele filare, realizate din conductor de cupru torsadat, suspendat prin intermediul

unor izolatori de pilonii antenei, pot fi:

50

a) Antene monofilare:

- antena în “L “răsturnat

- antena în “T” cu braŃe egale sau inegale

- antena verticală

b) Antene multifilare cu priză

c) Antene fir lung (long-wire) – pentru funcŃionare corectă, lungimea ei trebuie să fie

de cel puŃin λ/2.

Fig. 4.5. Antenă monofilară (long wire) pentru MF/HF

ObservaŃii

1. Coborârea (legarea) acestor antene la emiŃător/receptor sau la unitate de acord ATU

(Antenna Tuning Unit) se realizează cu conductor masiv sau torsadat, izolat, sau cu Ńeavă de

cupru şi nu printr-o linie de transmisie (figura 4.5). Din această cauză ele radiază practic pe

toată lungimea lor, ceea ce face să se înregistreze pierderi.

2. Diagrama de radiaŃie a acestor antene se schimbă mult în funcŃie de:

- înălŃimea antenei deasupra solului (pământului);

- frecvenŃa semnalului cu care este excitată antena (modul de vibraŃie al antenei).

3. Unghiul de radiaŃie în plan vertical al antenei este deosebit de important în

randamentul antenei deoarece este preferabil ca radiaŃia antenei să se concentreze sub un

unghi redus deasupra orizontului. În acest mod, legătura între 2 puncte se realizează printr-o

singură reflexie în ionosferă, evitându-se pierderile datorate reflexiilor multiple.

4. Antenele verticale au o diagramă de radiaŃie omnidirecŃională în plan orizontal. De

obicei, în această gamă de frecvenŃe, atunci când nu există spaŃiul necesar pentru o antenă

orizontală se utilizează antene verticale.

5. Eficacitatea antenelor atât la recepŃie, dar mai ales la emisie este maximă în cazul

rezonanŃei, fie că este vorba de rezonanŃă în λ/4, fie în λ/2.

51

Fig. 4.6. Diagramele de radiaŃie pentru antene filare

având diferite lungimi fizice

b) Antena în λλλλ/4

Forma clasică a radiantului vertical este antena verticală în λ/4, la care cel de al doilea

segment în λ/4 necesar formării radiantului obişnuit în λ/2 este format de imaginea reflectată în

sol a radiantului vertical.

În cazul conductibilităŃii ideale a solului, unghiul vertical de radiaŃie are o valoare foarte

mică (6-7°), ceea ce este avantajos pentru legături radio la distanŃă mare (DX). Acest unghi

este foarte important în cazul propagării radiaŃiei prin reflexie pe straturile ionosferei. El poate fi

modificat în scopul realizării unor legături radio la distanŃe mari.

Diagrama de radiaŃie a antenei în plan orizontal este omnidirecŃională. Această antenă

se foloseşte de obicei în gama superioară a undelor scurte (HF) şi ultrascurte (VHF), unde

lungimea ei fizică este mai mică, dar şi în gama undelor medii (MF).

ConstrucŃia este simplă, antena ocupă loc extrem de redus, are un randament bun de

radiaŃie. Se mai numeşte antenă baston sau antenă bici (whip antenna). Tehnologic, este

realizată sub forma unei tije tronconice din fibră de sticlă, având în centru conductorul care

reprezintă antena propriu-zisă (figura 4.7).

Dezavantajul principal al acestui tip de antenă este acela că impedanŃa de intrare joasă

a antenei (30 - 35)Ω face dificilă adaptarea cu liniile de alimentare curente (cabluri coaxiale cu

impedanŃa caracteristică de 50-70 ohmi).

52

Fig. 4.7. Antena verticală în λ/4;

caracteristica de radiaŃie

4.4.2. Antene pentru VHF

a) Antena dipol

Acest tip de antene se pot monta vertical sau orizontal. Se alimentează simetric sau

nesimetric. Fiind simetrice prin construcŃie, produc interferenŃe minime. Sunt simple, robuste şi

eficace.

ImpedanŃa de intrare a dipolului depinde de înălŃimea faŃă de sol şi este de cca. (70 -

75)Ω, când lungimea braŃelor este de λ/4 sau nλ/4.

Alimentarea se poate face cu:

- cablu coaxial şi dispozitiv de simetrizare

- linie torsadată

- linie paralelă

De obicei, antena dipol în această gamă este o antenă în λ/2, ea putând fi utilizată în

mai multe subgame.

ObservaŃii

1. Practic, impedanŃa unei antene dipol în semiundă este 73Ω, considerând conductorul

antenei infinit de subŃire şi antena suspendată la distanŃă infinită de pământ. Cum diametrul

conductorului este, de obicei, >2mm iar distanŃa de pământ este de câŃiva metri, rezistenŃa de

intrare a antenei este practic cuprinsă între (60÷65)Ω. De aceea, pentru a se realiza adaptarea

între linia de transmisiune (de obicei cablu coaxial de 50 – 75ohmi, care este o linie asimetrică)

şi antenă, se folosesc dispozitive de simetrizare şi adaptare a impedanŃelor.

2. Diagrama de radiaŃie în plan orizontal (H) este simetrică şi are forma cifrei 8,

maximumul de radiaŃie fiind pe direcŃia perpendiculară pe lungimea antenei, iar minimumul pe

direcŃia lungimii antenei.

3. Diagrama de radiaŃie în plan vertical depinde de înălŃimea de suspendare a antenei şi

prezintă mai mulŃi lobi.

53

În gama de frecvenŃe (154–162)MHz alocată pentru comunicaŃiile maritime în VHF,

lungimea de undă de cca. 2m permite folosirea atât a antenelor în λ/2, cât şi a antenelor în λ/4.

Fig. 4.8. Antena dipol: construcŃie fizică, distribuŃia curentului

şi a tensiunii în antenă, banda de trecere

Fig. 4.9. Diagramă de radiaŃie (planul V) pentru antena dipol

b) Antena ground-plane clasică

Întrucât montarea antenei se face la înălŃime cât mai mare, în loc de pământ se creează

un pământ artificial realizat de obicei cu mai multe conductoare dispuse radial la baza antenei

verticale şi având lungimea λ/4. Acestea se numesc contragreutăŃi.

Antena ground-plane clasică are contragreutatea realizată cu 4 conductoare orizontale

în λ/4, izolate la capete (maxim de transmisie). ImpedanŃa de intrare este de cca. 30Ω şi de

aceea, pentru adaptare, conductoarele radiale se montează înclinat la 135° sau mai mult faŃă

de radiantul vertical, ceea ce are ca efect mărirea rezistenŃei de intrare a antenei la cca. 50Ω.

De obicei, conductoarele radiale sunt cu cca. 2,5% mai lungi decât radiantul vertical.

Pentru adaptarea cablu coaxial-antenă se folosesc bucle de adaptare în λ/4 sau alte dispozitive

de adaptare a impedanŃelor.

c) Antena ground-plane cu 3 conductoare radiale

În loc de 4 are 3 conductoare radiale, la 120° şi înclinate la 135° faŃă de radiantul

vertical. În plan orizontal are o diagramă de radiaŃie sub forma unei trefle iar în plan vertical - un

unghi de radiaŃie de 6-7°.

54

RezistenŃa de intrare este de cca. 50Ω, antena putând fi alimentată cu un cablu coaxial

de cu impedanŃa caracteristică de 52Ω.

ÎnălŃimea faŃă de sol trebuie să fie de cel puŃin 6m, pentru a se menŃine unghiul vertical

de radiaŃie.

Fig. 4.10. Antenă ground - plane cu 3

conductoare radiale

d) Antene “scurte”

Adesea este necesar ca antena să fie mai scurtă de λ/4. Exemplele cele mai vizibile

sunt telefoanele celulare ale căror dimensiuni sunt din ce în ce mai reduse, sau antenele

instalate ve autovehicule. Există numeroase metode de reducere a lungimii fizice a antenelor,

fără ca reduce lungimea lor „electrică”. Două dintre aceste metode sunt prezentate în fig. 4.11.

Fig. 4.11. Antene “scurte”

e) Antene cu ferită

Acest tip de antene sunt folosite pe larg în receptoarele radio portabile, datorită

performanŃelor bune şi a dimensiunilor relativ mici. Randamentul lor este inferior randamentului

antenelor de dimensiuni mari, iar răspunsul în frecvenŃă este limitat datorită feritei.

De regulă, antenele cu ferită se folosesc în gama undelor lungi şi a undelor medii, dar în

cazuri speciale pot fi folosite şi în gama undelor scurte.

55

Fig. 4.12. Antenă cu ferită

4.4.3. Antene pentru microunde

Banda de microunde este cuprinsă între 1 ÷ 100GHz şi se împarte în 2 subgame:

- până la 3GHz – gama UHF

- între 3 ÷ 30GHz – gama microundelor

Trebuie amintit că peste aceste frecvenŃe are loc o atenuare puternică a radiaŃiilor în

prezenŃa vaporilor de apă şi a oxigenului. De aceea, aceste frecvenŃe se folosesc, de obicei,

pentru comunicaŃii pe distanŃe scurte şi în aplicaŃii militare (ghidarea rachetelor).

Datorită puterilor mici care se vehiculează, antenele de recepŃie şi de emisie sunt, de

obicei, cu directivitate foarte pronunŃată şi cu lărgimi de bandă mari.

Cea mai folosită antenă este antena cu reflector parabolic, dar mai există şi alte tipuri de

antene: antena offset, antena Cassegrain, antena Fresnel, antenă plană etc.

a) Antena cu reflector parabolic

În focarul F al reflectorului parabolic RP este dispusă o antenă primară AP. Rolul

reflectorului este de a concentra în focar undele electromagnetice ce străbat aparatura

reflectorului. Concentrarea în focar a acestora are loc numai când direcŃia de recepŃie maximă

DRM (a conului de directivitate a antenei) coincide cu direcŃia antenă-emiŃător (figura 4.11).

Reflectoarele parabolice au focarul dispus pe axa lor de simetrie care coincide cu DRM.

Un reflector parabolic este caracterizat univoc prin 3 mărimi:

- distanŃa focală f

- diametrul D

- unghiul de iluminare 2θ

Unghiul de iluminare 2θ este importantă pentru alegerea tipului de antenă primară ce se

dispune în focar şi care trebuie să aibă o caracteristică de directivitate cu un unghi de

deschidere tot de 2θ.

Cel mai des utilizate antene primare au unghiuri 2θ cuprinse între 106° şi 140°.

56

Antena primară (sursa primară) este de fapt o antenă cu o deschidere unghiulară

potrivită astfel încât din focarul reflectorului folosit să “ilumineze” uniform întreaga suprafaŃă a

paraboloidului. Se mai numeşte horn sau feedhorn. Este un element cheie al instalaŃiei de

antenă. În prezent, feedhorn-urile folosite în cazul antenelor parabolice sunt, aproape în

exclusivitate, cu adaptor cu inele concentrice. Deschiderea cea mai uzuală este de cca.120°.

Fig. 4.11. Feedhorn

ObservaŃii

1. Orice neadaptare între feedhorn şi parabolă duce la înrăutăŃirea raportului

semnal/zgomot (S/N), fie prin micşorarea suprafeŃei active a antenei, fie prin creşterea

zgomotului suplimentar (când unghiul de iluminare este mai mare).

2. Feedhorn-ul plasat în focar, produce o “umbrire” a antenei pe DRM, micşorând

suprafaŃa efectivă a reflectorului. De aceea s-a căutat o soluŃie care să permită scoaterea

sistemului de captare în afara părŃii active a antenei – aceasta este antena offset (figura 4.11).

Fig. 4.12. Antena parabolică şi antena offset:

DRM - direcŃia de recepŃie maximă

Câştigul unei antene cu reflector parabolic poate fi calculat cu ajutorul relaŃiei:

2

10λ

πDk10logG

=

în care:

- D este diametrul reflectorului parabolic;

- k este un coeficient a cărui valoare este de cca. 50%;

++

ZONÃOFFSET

ZONÃUMBRITÃ

LNB

REFLECTORPARABOLIC

REFLECTOROFFSET

DRM

DRM

57

- λ este lungimea de undă a radiaŃiei incidente.

Pentru poziŃionarea antenei parabolice se folosesc dispozitive care permit efectuarea

unor mişcări complexe folosind un singur actuator, astfel încât antena să “vadă” tot timpul

satelitul (figura 4.13).

Fig. 4.13. Orientarea polară a unei antene parabolice

cu ajutorul unei monturi polare

b) Antena offset

Reflectorul acestei antene are un profil special, care permite fixarea lui într-o poziŃie

apropiată de verticală, ceea ce permite focalizarea fluxului de putere captat într-un punct situat

în afara DRM.

Antenele offset sunt de obicei ovale, având raza mare “sus-jos” iar raza mică “dreapta-

stânga”. De fapt, reflectorul offset este o parte din suprafaŃa reflectorului parabolic, el având

acelaşi focar. Iluminarea sa se face cu antene primare speciale având unghiul 2θ mai mic decât

cele folosite pentru reflectoarele parabolice (cca. 90°). Avantajul principal al acestor reflectoare

este acela că nu se mai pot încărca cu zăpadă. În plus, dimensiunile de gabarit şi greutatea

sunt mult mai mici.

Fig. 4.14. Antena offset

58

d) Antene plane

Antena plană este o arie de dipoli sinfazaŃi, cu elemente active înglobate. Are o

construcŃie foarte complicată şi preŃ de cost ridicat. Caracteristica de directivitate în plan vertical

este emisferică. SuprafaŃa de radiaŃie nu depăşeşte cca. 0,5m2. Datorită uşurinŃei în montare şi

exploatare, aceste antene reprezintă soluŃia de viitor în recepŃia unor câmpuri puternice.

Există mai multe tipuri de antene plane:

- antene microstrip de formă rectangulară

- antene disc circulară, cu structură de tip “sandvich” etc.

Aceste antene au un gabarit foarte mic şi o robusteŃe deosebită.

4.5. Linii de transmisie

Antena se instalează, de obicei, în locul în care este cel mai bine degajată şi ferită de

ecranarea produsă de obiecte şi obstacole, care provoacă absorbŃia semnalului. Prin urmare,

ea va fi întotdeauna aşezată la înălŃime cât mai mare, fără a Ńine seama de locul de instalare al

emiŃătorului sau receptorului. În acest caz, apare necesitatea unei linii de transmisie care să

facă legătura între antenă şi aparatura respectivă (emiŃător sau receptor).

Principalele deziderate pe care trebuie să le îndeplinească o linie de transmisie sunt:

- pierderi cât mai mici;

- rezistenŃă la solicitări mecanice şi la influenŃa factorilor meteorologici;

- protecŃie la perturbaŃii;

- transmiterea nedistorsionată a semnalelor.

4.5.1. Clasificarea liniilor

a) Din punct de vedere constructiv, liniile de transmisie se împart în două categorii:

- linii nesimetrice (liniile coaxiale)

- linii simetrice (liniile bifilare)

b) Din punct de vedere al funcŃionării, liniile de transmisie se împart în:

- linii aperiodice (cu unde progresive)

- linii acordate (cu unde staŃionare)

Din punct de vedere electric, o linie de transmisie este un element de circuit cu

constante distribuite, prin care are loc propagarea undelor electromagnetice. Ele pot fi uniforme,

când parametrii liniei se menŃin constanŃi pe toată lungimea liniei, sau neuniforme, atunci când

parametrii se modifică pe lungimea liniei.

59

4.5.2. Parametrii caracteristici ai unei linii de transmisie

Pentru utilizarea unei linii de transmisie, cei mai importanŃi parametri care trebuie

cunoscuŃi sunt:

- impedanŃa caracteristică Zc

- constanta de propagare λλλλ

În teoria liniilor de transmisie se demonstrează că impedanŃa caracteristică a liniei este

dată de relaŃia:

[Ω]

iar constanta de propagare de relaŃia:

[m-1]

În aceste relaŃii R, L, C, G sunt parametrii specifici (pe unitatea de lungime) ai liniei,

exprimaŃi în următoarele unităŃi de măsură:

- rezistenŃa specifică R – [Ω/m];

- inductanŃa. specifică. L – [H/m];

- conductanŃa specifică G –[ 1/Ω⋅m];

- capacitatea specifică C – [F/m].

Aceşti 4 parametrii se mai numesc parametrii primari ai liniei de transmisie, iar Zc şi λ -

parametrii secundari.

InductanŃa specifică L şi capacitatea specifică C nu depind practic de frecvenŃă. Ei sunt

funcŃie numai de:

- dimensiunile geometrice ale liniei

- constantele electromagnetice εεεε, µµµµ ale dielectricului dintre conductoare

De exemplu, pentru un cablu coaxial având diametrul interior al conductorului exterior D

şi diametrului exterior al conductorului interior - d, parametrii L şi C sunt daŃi de relaŃiile:

RezistenŃa specifică R şi conductanŃa specifică G depind de frecvenŃă, în special la

frecvenŃe înalte.

RezistenŃa specifică R a liniei de transmisiune depinde de frecvenŃă datorită:

- efectului pelicular

- efectului de proximitate

- fenomenului de radiaŃii electromagnetice

ConductanŃa specifică G depinde de frecvenŃă datorită variaŃiei cu frecvenŃa a

conductivităŃii şi a dielectricului dintre conductorii liniei de transmisie, deci datorită pierderilor în

dielectric.

În domeniul frecvenŃelor înalte sunt satisfăcute condiŃiile:

( )( )CωjGLωjRZc ++=

( )( )CωjGLωjRλ ++=

dDC

d

DL

/ln

2;ln

2

πεπµ

==

60

R << ωL; G << ωL

şi atunci ZC este practic o rezistenŃă:

C/LZc ≅

Constanta de propagare λ este, în general, o mărime compusă având expresia:

λ = α + jβ

în care:

α - este constanta de atenuare [Np/m]

β - este constanta de defazare (de fază) – [rad/m]

Fizic aceste constante reprezintă:

α - atenuarea undei de tensiune/curent pe unitatea de lungime a liniei;

β - variaŃia fazei undei de tensiune/curent pe unitatea de lungime a liniei.

În teoria liniilor de transmisie se demonstrează că, în cazul liniilor cu pierderi mici, cu

dielectric nemagnetic, defazajul β depinde numai de constanta dielectricului, fiind independent

de frecvenŃă.

De asemenea, se demonstrează că viteza de propagare a undei pe linie este mai mică

decât viteza luminii cu valoarea aşa numitului coeficient de scurtare a liniei k. SemnificaŃia

acestui coeficient este aceea că lungimea de undă a oscilaŃiei pe linie λ este mai mică decât

lungimea de undă în vid λo, adică λ = λo k, unde k este coeficientul de scurtare al liniei (k<1).

De exemplu, pentru cablul coaxial cu dielectric polietilenă masivă, la care constanta

dielectrică este ε = (2,25 - 2,3), coeficientul de scurtare are valoarea k ≅ 0,66, deci linia de

transmisie trebuie scurtată cu cca. 34%.

4.5.3. Linii nesimetrice (coaxiale)

Cel mai des utilizată linie de transmisie nesimetrică este cablul coaxial. În teoria liniilor

de transmisie se demonstrează că cea mai mică atenuare a semnalului transmis prin cablul

coaxial are loc pentru un raport al diametrelor celor 2 conductoare având valoarea:

D/d = 3,6 – ambele din Cu

D/d = 3,9 – exterior Al, interior Cu

RezistenŃa la străpungere a dielectricului dintre conductoare este maximă pentru un

raport:

D/d = 2,718

Puterea transmisă este maximă pentru un raport:

D/d ≅ 1,7

În prezent se fabrică cabluri coaxiale având următoarele valori ale impedanŃei

caracteristice Zc:

ZC = 50, 51, 52, 60, 75, 77, 92, 93Ω

61

PosibilităŃile de realizare a cablurilor coaxiale sunt destul de variate, având în vedere

multiplele variante posibile pentru cele 3 elemente constitutive principale ale unui cablu coaxial:

a) conductorul interior

- monofilar masiv – Cu

- multifilar – Cu

b) conductorul exterior (tresa), care poate fi:

- împletitură din sârmă de Cu

- benzi de aluminiu

- benzi de Al plus fire de Cu

- benzi de Al plus tresă de Cu

c) dielectricul dintre conductori

- polietilenă masivă

- polietilenă celulară (poroasă) (cu aer)

- izolaŃie din discuri

- izolaŃie de tip radial

Un cablu coaxial se caracterizează prin:

- impedanŃa caracteristică Zc la o anumită frecvenŃă (de exemplu la 200MHz),

exprimată în ohmi;

- tipul conductorului central;

- masa informativă (Kg/m);

- dimensiunile fizice;

- capacitatea specifică (pF/m) la o anumită frecvenŃă;

- atenuarea (dB/100m) la diverse frecvenŃe (10MHz, 100MHz, 1.000MHz).

De asemenea, un cablu coaxial se caracterizează prin curba de variaŃie a fazei β a

semnalului transmis pe linie funcŃie de frecvenŃă.

Avantajele utilizării cablului coaxial:

a) Semnalul transmis este puŃin influenŃat de perturbaŃiile de HF exterioare, având în

vedere că conductorul exterior acŃionează ca un ecran (autoecranare) ceea ce contribuie la

menŃinerea unui raport S/N bun al semnalului transmis.

b) Câmpul electromagnetic al semnalului transmis este concentrat în interiorul cablului,

deci acesta radiază foarte puŃin în exterior. Aceasta înseamnă că mai multe cabluri coaxiale

alăturate se vor interinfluenŃa foarte puŃin.

c) Atenuarea semnalului transmis este mai mică decât la liniile bifilare. De asemenea,

atenuarea cablurilor coaxiale prezintă variaŃii mici într-o gamă largă de frecvenŃe.

d) RezistenŃă mai mare la solicitări mecanice şi la influenŃa factorilor de mediu.

Dezavantajul principal al cablului coaxial este acela că, datorită structurii sale

nesimetrice, el este afectat de tensiunile induse în conductorul exterior de circuitele de curent

62

cu frecvenŃe joase, în special de frecvenŃa reŃelei sau de curenŃii de egalizare ce pot apărea

datorită diferenŃelor de potenŃial dintre punctele de masă.

4.5.4. Linii simetrice (bifilare)

Liniile simetrice sunt constituite din 2 conductoare izolate sau nu, dispuse paralel sau

răsucite (torsadate).

În prezent se fabrică linii bifilare cu impedanŃa caracteristică ZC având valorile:

ZC = 140; 240; 300; 600Ω

Dielectricul folosit este polietilenă masivă sau celulară. Linia poate fi sub formă de

bandă, fără o altă izolaŃie, sau poate fi dispusă într-un tub izolator de polietilenă, caz în care

stabilitatea mecanică şi sensibilitatea faŃă de factorii climatici sunt mult îmbunătăŃite.

Pentru un cablu paralel, din polietilenă masivă sau poroasă, coeficientul de scurtare al

liniei bifilare are valoarea:

k ≅ 0,83

Dezavantajele principale ale liniei bifilare sunt:

- atenuare mai mare decât cablul coaxial;

- linia radiază mai mult, deci 2 linii vecine se influenŃează mai puternic;

- sensibilitate mai mare la zgomotele de înaltă frecvenŃă – deci un raport

semnal/zgomot S/N mai mic.

Avantajele liniei bifilare:

- preŃ de cost mai scăzut;

- sensibilitate mai mică la semnalele de joasă frecvenŃă induse din exterior;

- insensibilă la curenŃii de egalizare ce apar între punctele de masă.

Fig. 4.15. SecŃiune prin cablu coaxial şi

linie bifilară

4.5.5. Propagarea u.e.m. pe liniile de transmisiune

La propagarea undelor electromagnetice pe o linie de transmisiune apar câteva situaŃii

specifice determinate de:

- lungimea liniei în raport cu lungimea de undă λ a semnalului transmis pe linie

Conductoare deCu

IzolatieD

d

IzolatieEcran

Manta deprotectie

D

d

Conductor central

63

- terminaŃia liniei

În teoria liniilor de transmisiune se demonstrează că în cazul unei linii bifilare cu

conductoare paralele, de lungime infinită, fără pierderi (R = 0, G = ∞), alimentată la un capăt de

un generator de RF, tensiunea şi curentul pe linie sunt în fază şi au amplitudinea constantă de-

a lungul liniei. Acestea sunt undele progresive. În practică însă linia nu are lungime infinită iar

pe linie au loc pierderi de energie ceea ce face ca pe linie să se producă o atenuare a

semnalului.

a) Linie terminată pe o impedanŃă egală cu impedanŃa caracteristică ZC a liniei:

ZC = ZL

În acest caz pe linie apare regimul de undă progresivă, regim în care pe linie există

numai unda directă. Energia semnalului transmis pe linie este cedată practic integral sarcinii,

pierderea de energie pe linie datorându-se atenuării liniei. Se spune că în acest caz s-a realizat

adaptarea impedanŃelor – a liniei şi a sarcinii conectate la capătul ei.

b) Practic, adaptarea perfectă – obŃinută atunci când impedanŃa antenei este egală cu

impedanŃa liniei şi egală cu a receptorului (emiŃătorului) - nu se realizează decât rareori.

De obicei, în practica curentă avem de-a face cu o situaŃie de neadaptare a

impedanŃelor. Întotdeauna, când impedanŃa terminală a liniei nu este egală cu ZC, o parte din

curentul de RF care se transmite pe linie, se reflectă către intrarea liniei. Această undă

reflectată, care se propagă spre generator, întâlneşte în drumul său unda directă. Când sunt în

fază, valorile undei directe şi ale celei reflectate se însumează, iar când sunt în opoziŃie de fază,

se scad. Reflexia acestor unde se produce într-un punct bine determinat – capătul liniei – şi

pornind de la acest punct, pe linie apar maxime şi minime care ocupă poziŃii stabile şi care nu

depind decât de lungimea de undă λ semnalului de RF. Acestea sunt unde staŃionare, iar pe

linia de transmisie apare regimul de undă staŃionară.

Reflexia unei părŃi din semnalul de RF datorată neadaptării de impedanŃă face ca antena

să nu beneficieze de întreaga putere dată de emiŃător, o parte din ea întorcându-se la acesta.

Dacă şi Zem ≠ ZC, se poate produce o nouă reflexie a semnalului de RF în acest punct. Asistăm

astfel la o scădere a puterii de intrare în linie, iar ansamblul antenă-linie încarcă defectuos

emiŃătorul.

În cazul extrem, curentul de RF din linie este reflectat în totalitate, iar dacă linia ar avea

pierderi zero, ea va deveni sediul undelor staŃionare, fără a absorbi din puterea acestora. Acest

caz extrem al neadaptării de impedanŃă corespunde la două situaŃii limită:

Linia este deschisă (în gol): ZS = ∞ . În acest caz, la capătul liniei, aceasta fiind

deschisă, vom avea întotdeauna un nod de intensitate şi un ventru de tensiune.

Linia este în scurtcircuit: ZS = 0. În acest caz la capătul liniei nu poate lua naştere

decât un nod de tensiune şi un ventru de curent.

Între aceste 2 cazuri limită determinate de ZS = 0 şi ZS = ∞ există, evident, o infinitate de

cazuri în care ZS are o valoare finită, diferită de ZC, cazuri în care are loc o reflexie parŃială a

64

semnalului de pe linie. Maximele şi minimele undelor staŃionare care apar pe linie sunt cu atât

mai pronunŃate cu cât neadaptarea este mai mare. Unda directă se atenuează de la generator

spre sarcină, iar cea reflectată se atenuează de la sarcină spre generator.

Regimul de undă staŃionară se poate defini printr-un coeficient de reflexie r şi prin aşa

numitul raport de undă staŃionară S.

S (Standing Wave Ratio) se defineşte ca fiind:

S = ZS/Z0 pentru ZS > Z0

S = Z0/ZS pentru ZS < Z0

Coeficientul de reflexie r se defineşte ca fiind:

r = (ZS -Z0)/(ZS+Z0)

Se observă că, întotdeauna, r ≤ 1. La adaptare este îndeplinită relaŃia:

Z0 = ZS; S = 1; r = 0

iar în condiŃii de neadaptare:

Z0 ≠ ZS; S > 1; r ≠ 0

Se defineşte de asemenea coeficientul de undă progresivă Kp (coeficient de reflexie):

KP = 1/S

care exprimă mai sugestiv fenomenul din linii.

Se observă că, la adaptare Z0 = ZS; KP = 1; iar la neadaptare - KP < 1.

În practică, atât regimul de undă staŃionară pură cât şi regimul de undă progresivă pură

se întâlnesc mai rar.

Regimul real al liniilor de transmisiune

Regimul real de transmisiune al liniilor (cablurilor) este un regim în care există o

oarecare neadaptare între sarcină şi linie:

r > 0; S > 1; KP < 1

Transmisia energiei se face prin unde progresive, iar pe linie există şi unde staŃionare. În

acest regim, amplitudinea undei reflectate este mai mică decât amplitudinea undei directe. Are

loc o pierdere de tensiune prin neadaptare (la capătul liniei), în afară de căderea de tensiune

datorată atenuării liniei. Căderea de tensiune datorită neadaptării este cu atât mai mare cu cât

coeficientul de undă progresivă KP este mai mare.

65

Capitolul 5

5. EMIłĂTOARE

5.1. Structura şi rolul emiŃătorului

Rolul unui radioemiŃător (transmitter - Tx) constă în prelucrarea mesajului (informaŃiei)

primit(e) de la sursa de mesaje (informaŃie), pentru a-l aduce la o formă adecvată transmisiei cu

ajutorul undelor electromagnetice, spre punctele de recepŃie.

Principalele funcŃii ale unui emiŃător sunt:

- generarea semnalului purtător (sau aşa numita purtătoare de radiofrecvenŃă – carrier

frequency);

- prelucrarea semnalului generat pentru a fi adus la forma corectă;

- procesarea semnalului modulator în vederea modulaŃiei;

- realizarea modulaŃiei;

- procesarea semnalului modulat pentru a fi adus la nivelul necesar excitării antenei de

emisie;

- transformarea semnalului electric modulat în unde electromagnetice cu ajutorul

antenei de emisie.

Pentru a realiza toate aceste funcŃii de bază, structura emiŃătorului trebuie să conŃină o

serie de blocuri funcŃionale şi subsisteme cu roluri bine stabilite în funcŃionarea sa. Multe dintre

aceste blocuri se regăsesc şi în structura receptoarelor radio. Există însă o deosebire majoră

între ele: la emiŃătoare raportul dintre nivelul maxim şi nivelul minim al semnalului la aceste

blocuri este mult mai mic decât în receptoare, unde, în mod obişnuit, acest raport este foarte

mare. La emiŃătoare, semnalul, pe măsură ce este amplificat şi multiplicat în frecvenŃă, este

riguros controlat în fiecare etaj, astfel încât etajele să fie comandate (excitate) undeva aproape

de optim. Factorul de zgomot precum şi dinamica au o importanŃă deosebită în cazul

emiŃătoarelor, dar nu atât de mare ca la recepŃie.

În proiectarea emiŃătoarelor se urmăreşte obŃinerea unui semnal cât mai curat, într-un

mod cât mai eficient şi economic posibil.

Suprimarea radiaŃiilor parazite care pot crea interferenŃe nedorite este evident o cerinŃă

majoră.

Circuitele de protecŃie, neimportante în radioreceptoare devin indispensabile în cazul

emiŃătoarelor, ele prevenind autodistrugerea unor etaje sau componente în cazul unei

funcŃionări sau manipulări defectuoase.

66

În figura 5.1 este prezentată structura generală a unui radioemiŃător, în care au fost

figurate blocurile funcŃionale principale ce intră în componenŃa sa, indiferent de putere, tip,

destinaŃie, tipul de modulaŃie etc.

BLOC DEALIMENTARE

ARF(PUTERE

MICÃ)x n PA

RF EF

AJF

SISTEMDE

RÃCIRE

s(t)

MF MA MA

A

ARF DE PUTERE

CAfe

fe

fo nfofoSF

OL

OP+SEP

BCS

Fig. 5.1. Structura de principiu a unui radioemiŃător

Rolul blocurilor componente

1. Oscilatorul pilot (OP) are rolul de a furniza oscilaŃii cu frecvenŃa foarte stabilă, în

banda în care se face emisia. El este separat de restul emiŃătorului printr-un etaj de separare. În

prezent ca oscilatoare pilot se folosesc de obicei sintetizoarele de frecvenŃă stabilizate cu

cristale de cuarŃ.

2. Amplificatorul de radiofrecvenŃă (ARF), multiplicatorul de frecvenŃă (xn) şi

schimbătorul de frecvenŃă (mixerul) (SF) procesează semnalul astfel încât acesta să fie adus la

forma necesară pentru a comanda etajele de putere de radiofrecvenŃă.

3. Preamplificatorul de radiofrecvenŃă (driverul) PARF are rolul de a amplifica semnalul

de radiofrecvenŃă până la nivelul necesar excitării etajului final de emisie.

4. Etajul final (EF) este etajul de putere care furnizează semnalul necesar excitării

sistemului radiant (antena) prin intermediul liniei de transmisiune (fider) şi a unui circuit de

adaptare CA.

5. Circuitul de adaptare (CA) realizează adaptarea impedanŃei de ieşire a etajului final

cu impedanŃa antenei de emisie, în scopul transferului total al puterii de la etajul final în antenă.

6. AJF este un amplificator de joasă frecvenŃă (frecvenŃă audio), care aduce semnalul

furnizat de microfon la nivelul necesar pentru a realiza modulaŃia.

7. Sursa de mesaj s(t) reprezintă sursa de la care provine informaŃia care trebuie

transmisă cu ajutorul emiŃătorului. Ea poate fi, de exemplu, un microfon (pentru transmisii în

fonie), un terminal telex, o sursă de date numerice (pentru transmisii de date) etc.

8. Sistemul de răcire, blocul de alimentare, blocul de comandă şi semnalizare (BCS)

sunt echipamente auxiliare, absolut necesare pentru funcŃionarea corectă a emiŃătorului.

În această schemă bloc a fost figurată şi operaŃia de modulaŃie, care este o operaŃie

esenŃială într-un emiŃător, întrucât prin această operaŃie mesajul de transmis (informaŃia) este

67

inclusă (suprapusă) în/pe vectorul care o vehiculează, adică purtătoarea de radiofrecvenŃă. Se

observă că, în această reprezentare cu totul schematică, au fost figurate doar două tipuri de

modulaŃie, folosite cu precădere în radiocomunicaŃiile maritime şi anume modulaŃia de

amplitudine AM (AM – Amplitude Modulation) şi modulaŃia de frecvenŃă FM (FM – Frequency

Modulation).

5.1.1. Clasificarea emiŃătoarelor

În prezent există o varietate enormă de tipuri de emiŃătoare, pornind de la emiŃătoare

miniaturale de dimensiunile unui bob de mazăre, până la emiŃătoarele de radiodifuziune, care

ocupă spaŃii mari, ca să ne referim doar la dimensiunile fizice şi puterea acestora.

Nu există un criteriu exhaustiv de clasificare a emiŃătoarelor şi de aceea, în cele ce

urmează, vor fi trecute în revistă câteva criterii mai folosite. Astfel, emiŃătoarele se pot clasifica:

1. După puterea de ieşire PE:

- de foarte mică putere PE < 3W

- de putere mică PE = 3÷100W

- de putere medie PE = 100÷300W

- de putere mare PE = 1÷100KW

- de foarte mare putere PE = 100KW

2. După gama frecvenŃelor de lucru, există emiŃătoare pentru:

- unde lungi UL (LF), când λ = 10Km ÷ 1Km

- unde medii UM (MF), când λ = 1000m ÷ 100m

- unde scurte US (HF), când λ = 100m ÷ 10m

- unde ultrascurte (metrice) (VHF), când λ = 10m ÷ 1m

- unde decimetrice

- microunde ş.a.m.d.

3. După tipul semnalului de modulaŃie, emiŃătoarele pot fi:

- pentru radiotelegrafie

- pentru radiotelefonie

- pentru radiodifuziune sonoră

- pentru televiziune etc.

4. După destinaŃie, există emiŃătoare:

- de radiodifuziune

- pentru radiolegături (telegrafice, telefonice etc.)

- de radionavigaŃie (radiobalize, radiofaruri) etc.

68

5.1.2. Principii constructive în realizarea emiŃătoarelor

Orice emiŃător cuprinde un bloc în care este generată frecvenŃa purtătoare. Acest bloc

poate să conŃină unul sau mai multe etaje şi este în mod evident, blocul principal care intră în

construcŃia unui emiŃător, de stabilitatea şi precizia cu care este generată oscilaŃia purtătoare,

depinzând performanŃele emiŃătorului.

După modul în care se realizează oscilaŃia purtătoare, există 3 tipuri de emiŃătoare:

a) emiŃătoare cu multiplicare de frecvenŃă

b) emiŃătoare cu schimbare (conversie) de frecvenŃă

c) emiŃătoare cu sintetizare de frecvenŃă.

Evident, schema bloc a emiŃătoarelor va fi funcŃie de modul în care se realizează

oscilaŃia purtătoare.

5.2. EmiŃătoare cu multiplicare de frecvenŃă

Multiplicarea de frecvenŃă este un procedeu care constă în obŃinerea la ieşirea unui

etaj numit multiplicator de frecvenŃă a unei oscilaŃii care are o frecvenŃă de n ori mai mare decât

frecvenŃa oscilaŃiei aplicată la intrarea acestuia.

Avantajul procedeului ar consta în faptul că benzile de lucru alocate radiocomunicaŃiilor

navale în unde scurte reprezintă frecvenŃe care sunt multiplii întregi ale unor fervenŃe conŃinute

într-o bandă dată şi deci prin multiplicarea unei frecvenŃe scăzute alese în mod adecvat se pot

genera oscilaŃii purtătoare în alte game de lucru.

De exemplu, benzile de frecvenŃe folosite în radiocomunicaŃii maritime în gama undelor

scurte (US) sunt: 4, 6, 8, 12, 16, 22, 25MHz. Deci, dacă se va genera o frecvenŃă de 2MHz, prin

dublare, respectiv prin triplare se obŃin 4MHz, respectiv 6MHz.

a) Un dezavantaj al multiplicării de frecvenŃă este creşterea alunecării de frecvenŃă

a oscilaŃiei purtătoare. Dacă f0 este frecvenŃa purtătoare iar ∆f reprezintă variaŃia frecvenŃei f0

datorată unor factori perturbatori (de exemplu variaŃia de temperatură), noua frecvenŃă va fi:

f = f0 +∆f (unde ∆f>0 sau ∆f<0).

∆f reprezintă abaterea absolută de frecvenŃă (alunecarea de frecvenŃă) şi se măsoară în

Hz. Mai concludent este însă raportul ∆f/ f0 numit abaterea relativă de frecvenŃă, care este un

număr şi care se exprimă, uneori, în procente.

∆f / f0 defineşte stabilitatea frecvenŃei unui emiŃător. Cu cât acest raport este mai mic, cu

atât emiŃătorul este mai stabil.

În cazul multiplicării de frecvenŃă se păstrează neschimbat raportul ∆f/f0 dar se măreşte

abaterea de frecvenŃă ∆f. Într-adevăr, dacă considerăm un oscilator care are f0 = 4000KHz şi o

69

alunecare de frecvenŃă ∆f = 400Hz, raportul ∆f/f0 = 10-4, frecvenŃa putând fi cuprinsă între 4000

şi 4000,400KHz (s-au considerat numai ∆f > 0). După o multiplicare cu 2, frecvenŃa va fi

cuprinsă între f0’ = 8000KHz şi 8000,800KHz, deci ∆f’ = 800Hz.

Deşi alunecarea de frecvenŃă s-a dublat, stabilitatea ∆f’/f0’=10-4 a rămas aceeaşi.

Creşterea alunecării de frecvenŃă ∆f nu este de dorit, mai ales în cazul transmisiilor BLU, când

la recepŃie trebuie refăcută purtătoarea şi când o multiplicare exagerată a frecvenŃei va crea

dificultăŃi.

b) Un alt dezavantaj al multiplicării de frecvenŃă este acela că nu se poate aplica unor

oscilaŃii modulate în amplitudine de tip MA–DBL-PS sau MA–BLU-PS, întrucât multiplicarea

este o operaŃie neliniară, în urma căreia rezultă o mulŃime de frecvenŃe, frecvenŃa dorită fiind

selectată, de obicei, cu ajutorul unor filtre acordate.

Orice oscilaŃie modulată conŃine o serie de componente laterale. La ieşirea din

multiplicator se obŃin nu numai armonicile componente ci şi combinaŃii (sume sau diferenŃe) ale

acestora. Unele din aceste combinaŃii au frecvenŃele apropiate de frecvenŃa de acord a

circuitului de la ieşirea multiplicatorului şi de aceea nu pot fi eliminate, rămânând la ieşirea

multiplicatorului ca nişte componente nedorite. OscilaŃia de la ieşirea multiplicatorului va fi în

acest caz puternic distorsionată.

Exemplu

Să presupunem că pentru generarea unui semnal MA-DBL se folosesc f0 = 100KHz

(purtătoarea) şi fm = 1KHz sinusoidal (semnalul modulator). După modulare MA rezultă cele 3

componente spectrale având frecvenŃele: 99KHz; 100KHz; 101KHz.

După o dublare de frecvenŃă rezultă f0’ = 200KHz. Se obŃin componentele spectrale cu

frecvenŃele de 198; 200; 202KHz (în primul rând armonicile de ordin I). Suma armonicilor de

ordin I va fi:

99 + 100 = 199KHz; 99 + 101 = 200KHz; 100 + 101 = 201KHz.

DiferenŃa dintre armonica III-a a fiecărei oscilaŃii şi una din armonicile I ale uneia din cele

2 oscilaŃii va fi:

297- 100 = 197KHz; 297 – 101 = 196KHz; 300 – 99 = 201KHz; 300 – 102 = 198 KHz;

303 – 100 = 203KHz.

La ieşire există deci o serie de componente nedorite având frecvenŃele: 198; 197; 196;

195; 202; 203; 204; 205KHz ş.a.m.d. După demodulare, în afară de frecvenŃa semnalului

modulator de 1KHz vor apărea şi frecvenŃele corespunzătoare noilor componente laterale:

2KHz; 3KHz; ş.a.m.d. Aceste oscilaŃii sunt armonici ale frecvenŃei de 1KHz şi reprezintă

distorsiuni neliniare ce nu pot fi eliminate.

În cazul în care oscilaŃia este modulată cu un întreg spectru audio (nu cu un singur

semnal sinusoidal de frecvenŃă fm de 1KHz) analiza se complică, dar concluzia este aceeaşi.

70

Concluzii

1. Prin multiplicarea de frecvenŃă a unei oscilaŃii modulate în amplitudine MA, apar

distorsiuni neliniare inadmisibile.

2. ModulaŃia în amplitudine (MA) trebuie să se facă în mod obligatoriu după ce s-a făcut

multiplicarea de frecvenŃă.

Aceste concluzii sunt cu atât mai mult valabile în cazul semnalelor MA-BLU-PS.

Cu totul alta este situaŃia în cazul emiŃătoarelor cu MF. Aici modulaŃia purtătoarelor se

realizează (de obicei) în oscilator, modificându-se frecvenŃa de lucru a acestuia în ritmul

oscilaŃiei modulatoare. Prin multiplicarea de frecvenŃă nu se produc distorsiuni, ci doar se

măreşte deviaŃia de frecvenŃă ∆f, ceea ce, de data aceasta este un efect util, oscilatorul

funcŃionând cu deviaŃie de frecvenŃă redusă, deci cu distorsiuni foarte mici.

5.2.1. Multiplicatoare de frecvenŃă Multiplicarea de frecvenŃă se bazează în esenŃă pe folosirea caracteristicii statice

profund neliniară a unor dispozitive semiconductoare – diode, tranzistoare bipolare, tranzistoare

cu efect de câmp. Când tranzistorul (sau dispozitivul semiconductor) funcŃionează în regiunea

neliniară a caracteristicii sale, la ieşire semnalul este puternic distorsionat şi conŃine numeroase

armonici. Folosind filtre sau circuite acordate pe frecvenŃa armonicii care se doreşte să se

separe, aceasta este extrasă din semnalul care apare la ieşirea multiplicatorului.

Fig. 5.3. Multiplicator de frecvenŃă cu tranzistor (a) şi

diagrama multiplicării de frecvenŃă (b)

Din motive de randament, pentru un etaj nu se foloseşte un ordin de multiplicare mai

mare de 3. În plus, este mai uşor de selectat o armonică de ordin mai mic, deoarece

amplitudinea acesteia este mai mare în spectrul semnalului de la ieşirea multiplicatorului de

frecvenŃă).

C1

C2

Q1

f

+Ec

nf

nf

ic

uBE0

t

tf

f0

71

În general, pentru o mai bună separare a armonicilor se utilizează o schemă în

contratimp (push-pull) pentru multiplicatoarele de ordin impar (3 – 5), care elimină armonicile

pare, sau o schemă specială (push-push), pentru multiplicările de ordin par (2 - 4), aceasta

eliminând armonicile impare.

5.2.2. Scheme practice de multiplicatoare de frecvenŃă

Principiul care stă la baza multiplicării de frecvenŃă, indiferent că se realizează cu diode,

cu tranzistoare bipolare sau cu tranzistoare cu efect de câmp (FET), este distorsionarea formei

de undă care se aplică la intrarea dispozitivului, prin folosirea acestuia în regiunea neliniară

(exponenŃială sau pătratică) a caracteristicii statice. Descompunerea în serie Fourier a

semnalului de la ieşire (de exemplu, în cazul redresării monoalternanŃă la multiplicatorul cu

diode sau la montajele push-pull, în care tranzistoarele funcŃionează în clasă AB sau B) arată

existenŃa tuturor armonicilor posibile.

Fig. 5.4. Dublor cu diode şi tranzistor bipolar

Fig. 5.5. Schemă de dublor în push-push realizat cu

tranzistoare cu efect de câmp

În cazul schemei din fig. 5.5, FET-urile sunt polarizate în regiunea de început, de formă

pătratică, a caracteristicii. Cu ajutorul potenŃiometrului BAL se minimizează amplitudinea

L1

1

2 L2

1

2

SRF

1

2

C1

C2

C3

C4

C5Q1

D1

D2

R1

R2R3

f

+E

2f2f

C6

1n

1

2

1

2

1

2R1

C1

C2

C3

C4

Q1

Q2

f

Vdd

2f

2f

72

fundamentalei. Se observă că porŃile sunt excitate în push-pull (în contratimp), iar drenele sunt

în paralel (în fază). Aceasta face ca armonica a 2-a să fie în fază la cele 2 ieşiri, iar

fundamentala (armonica I) să fie atenuată practic total.

În fig. 5.6 este prezentat un dublor de frecvenŃă cu tranzistor bipolar, funcŃionând în

clacă C.

Fig. 5.6. Dublor de frecvenŃă cu tranzistor bipolar

Randamentul tipic al unui dublor de acest tip este de 50%, al unui triplor de acest tip

este de 33%, iar a unui cvadruplor este de 25%. Priza de ieşire a colectorului se alege astfel

încât să ofere cel mai bun compromis între puterea de ieşire şi puritatea spectrului.

În cazul triplorului în push-pull realizat cu tranzistoare bipolare din fig. 5.7, atât intrarea

cât şi ieşirea sunt în push-pull.

PotenŃiometrul BAL foloseşte la minimizarea în mod egal a tuturor armonicilor din

spectrul semnalului de ieşire.

Fig. 5.7. Triplor de frecvenŃă în push-pull cu tranzistoare bipolare

Se observă că tranzistoarele nu sunt alimentate în circuitul de bază; iar acest mod de

polarizare plasează tranzistoarele într-un regim de funcŃionare clasă C, pentru producerea cât

mai eficientă a armonicii a 3-a.

Q1

L1

1

2

1

2

L3

1

2

C1C4

C5

C6

f 2f

VCC

Q2

Q3

C2C3

C7

C8

R1f

VCC

Bal

3f

73

5.2.3. Scheme de emiŃătoare cu multiplicare de frecvenŃă

Schema bloc a unui emiŃător MA cu multiplicare de frecvenŃă (fig. 5.8.) este constituită,

în principiu, dintr-un oscilator O care generează frecvenŃa purtătoare, urmat, de obicei, de un

etaj separator ES (buffer), care are rolul de a separa oscilatorul de restul emiŃătorului, în scopul

asigurării unei stabilităŃi de frecvenŃă cât mai bune. Mutiplicarea de frecvenŃă se realizează într-

un etaj multiplicator de frecvenŃă. ModulaŃia semnalului purtător se realizează în etajul final,

deci la nivel mare.

Fig. 5.8. Schema bloc a unui a unui emiŃător MA cu multiplicare de frecvenŃă

EmiŃătorul MF cu multiplicare de frecvenŃă funcŃionează pe acelaşi principiu, cu

deosebirea că modulaŃia nu se poate realiza decât pe oscilator, deci la nivel mic de semnal.

Altfel, după etajul separator ES, influenŃarea frecvenŃei purtătoare nu se poate obŃine decât prin

multiplicare.

Fig. 5.9. Schema bloc a unui a unui emiŃător MF cu multiplicare de frecvenŃă

5.3. EmiŃătoare cu schimbare de frecvenŃă

Prin schimbarea (conversia) frecvenŃei în echipamentele de radioemisie se înŃelege, de

regulă, multiplicarea unei semnal purtător de radiofrecvenŃă (RF) cu un semnal provenit de la un

oscilator local (OL sau VFO), având o frecvenŃă mult mai mică, sau de la un generator de bandă

laterală unică (BLU). OperaŃia se realizează în circuite electronice la ieşirea cărora se obŃine

într-un fel sau altul, produsul semnalelor de intrare. Aceste circuite pot fi încadrate, prin urmare,

O ES ARF fnf

PA EF

Mic

A

MA AAF

O ES ARF fnf

PA EF

MAAAFMic

A

74

în clasa multiplicatoarelor de semnal, putând fi identificate 3 subclase de circuite cu anumite

similarităŃi:

- multiplicatoare analogice

- mixere

- modulatoare (echilibrate)

Multiplicatorul analogic furnizează la ieşire produsul linear al semnalelor (tensiunilor) de

intrare. Deşi, teoretic, multiplicatorul analogic pare soluŃia ideală, în practică este puŃin utilizat

pentru că, datorită intrărilor lineare, factorul de zgomot este mare.

Mixerele pot fi implementate pe mai multe căi, utilizând componente de circuit neliniare

atât active cât si pasive. Virtual, orice element neliniar poate fi utilizat drept mixer (diodă

semiconductoare, tranzistor bipolar, FET, MOSFET cu dublă poartă, tub electronic etc.).

Evaluarea performanŃelor unui mixer se poate face după diverşi indicatori: câştig,

atenuare de conversie, factor de zgomot, izolarea porturilor, liniaritate, consum de putere etc.

În modulatoare (denumite si modulatoare echilibrate sau dublu echilibrate), cele două

intrări, fie X şi Y, generează la ieşirea W produsul dintre Y şi semnul lui X: W = Y·sgn(X). Un

bun modulator are pe calea de semnal o liniaritate foarte bună, iar ideal, un modulator pasiv are

factorul de zgomot unitar.

În momentul de faŃă, cele mai utilizate procedee prin care se realizează schimbarea de

frecvenŃă în emiŃătoare sunt:

a) Schimbarea de frecvenŃă prin procedeul aditiv (prin mixare)

b) Schimbarea de frecvenŃă prin procedeul multiplicativ

În radioreceptoare se utilizează şi un al 3-lea tip de schimbător de frecvenŃă –

convertorul autooscilant – care nu este performant.

5.3.1. Schimbarea frecvenŃei prin mixare

În radiocomunicaŃii şi în procesarea semnalelor, prin mixare se înŃelege amestecul sau

multiplicarea a două semnale de frecvenŃe şi amplitudini diferite.

În emiŃătoare, pentru a se realiza schimbarea de frecvenŃă prin mixare, semnalul de

radiofrecvenŃă care trebuie emis în eter fs se amestecă într-un circuit numit schimbător de

frecvenŃă (SF) sau mixer (M, MIX) cu un semnal fo furnizat de un oscilator local OL, sau de un

generator de bandă laterală unică BLU.

Fig. 5.10. Simbolizarea schimbării de frecvenŃă SF (M)

Semnal 1

Semnal 2

Out SF(M)

Semnal 2

Semnal 1 Out

75

Mixarea (schimbarea de frecvenŃă), care presupune multiplicarea a două semnale, se

bazează pe următoarea identitate trigonometrică:

În stânga egalităŃii este produsul celor două sinusoide care se mixează, iar în partea

dreaptă este semnalul rezultant, care reprezintă două (co)sinusoide, una de frecvenŃă sumă, iar

cealaltă având ca frecvenŃă diferenŃa frecvenŃelor celor două semnale mixate.

Folosind această identitate trigonometrică, rezultatul multiplicării a două semnale

sinusoidale de forma s1(t) = sin(2πf1t) şi s2(t) = sin(2πf2t) va avea expresia:

Se observă că rezultatul mixării celor două semnale sinusoidale reprezintă un semnal

complex care conŃine atât suma cât şi diferenŃa celor două semnale mixate. În esenŃă, acest

semnal este un semnal având ca frecvenŃă suma frecvenŃelor celor două semnale sinusoidale

(f1 + f2), modulat în amplitudine cu un semnal având ca frecvenŃă diferenŃa celor două frecvenŃe

(f1 - f2) (fig. 5.11). Trebuie spus că în cazul unui SF ideal, la ieşirea sa ar trebui să apară numai

cele două produse de conversie: f1 ± f2.

În cazul în care semnalele mixate f1 şi f2 sunt sinusoidale, datorită faptului că mixerele

nu sunt dispozitive ideale, la ieşirea lor se obŃin produse liniare de mixare de forma următoare:

f1; f2; f1 – f2; f1 + f2 f2 ± 2f1; f2 ± 3f1…..ş.a.m.d.

adică combinaŃii de tipul mf2 ± nf1.

Fig. 5.11. Ilustrarea grafică a a procesului de mixare

În realitate, la intrările unui mixer (schimbător de frecvenŃă) dintr-un emiŃător se aplică 2

semnale oarecare f1 şi f2, unul dintre acestea fiind purtătoarea, iar celălalt având un spectru de

frecvenŃe relativ larg (un semnal de audiofrecvenŃă sau un semnal BLU). În acest caz, semnalul

de la ieşirea mixerului va conŃine toate combinaŃiile liniare (produsele) de mixare ale acestora,

76

deci un spectru larg de produse de mixare. Dintre aceste combinaŃii, cele mai importante sunt

suma (f1 + f2) şi diferenŃa (f1 – f2) celor două semnale mixate. Oricare dintre aceste semnale

poate fi extras folosind un filtru de bandă adecvat, plasat la ieşirea mixerului. În cazul recepŃiei,

diferenŃa semnalelor mixate se numeşte frecvenŃă intermediară fi iar extragerea ei constituie

principiul fundamental al funcŃionării radioreceptoarelor superheterodină, unde cele două

semnale mixate sunt semnalul de radiofrecvenŃă recepŃionat şi semnalul provenit de la

oscilatorul local OL al receptorului.

În cazul emiŃătoarelor poate fi folosită combinaŃia sumă, care reprezintă, de fapt,

semnalul purtător modulat în amplitudine cu semnalul modulator. În emiŃătoarele cu BLU, de

exemplu, mixarea se realizează, de obicei, între semnalul purtător de radiofrecvenŃă fRF care va

fi emis în eter şi semnalul provenit de la generatorul de BLU, de frecvenŃă joasă, care este

semnalul modulator. În cazul în care semnalele mixate f1 şi f2 sunt sinusoidale, datorită faptului

că mixerele nu sunt dispozitive ideale, la ieşirea lor se obŃin produse liniare de mixare (fig. 5.12)

de forma următoare:

f1; f2; f1 – f2; f1 + f2 f2 ± 2f1; f2 ± 3f1…..ş.a.m.d.

adică combinaŃii de tipul mf2 ± nf1.

Fig. 5.12. Produse de mixare

Cu ajutorul unui filtru cu cuarŃ sau ceramic sau a unui circuit acordat paralel LC, care

reprezintă sarcina etajului schimbător de frecvenŃă, dintre produsele de mixare se selectează

numai frecvenŃa (banda de frecvenŃă) dorită.

Prin operaŃia de mixare se realizează, de fapt, o translatare a spectrului semnalului util

(modulator) la/de la frecvenŃa semnalului purtător de RF. Această translatare a spectrului

semnalului util poate fi însoŃită şi de inversarea sa.

Fig. 5.13. TranslaŃia spectrului semnalului f2

77

Schimbătoarele de frecvenŃă reale generează şi produse parazite de mixare, ceea ce

înseamnă că în spectrul semnalului de la ieşirea lor, pe lângă suma şi diferenŃa semnalelor

mixate apar şi o serie de armonici (produse de mixare) nedorite. Acest efect este cu atât mai

supărător în cazul în care unul din semnalele aplicate la intrarea SF este un semnal modulat

(MA-BLU sau MA-DBL-PS), situaŃie în care există practic o infinitate de produse de multiplicare

nedorite.

5.3.2. Scheme practice de schimbătoare de frecvenŃă (SF)

În prezent, în construcŃia emiŃătoarelor se folosesc multe tipuri de schimbătoare de

frecvenŃă, utilizând procedeul aditiv:

a) Mixere cu diode, ale cărui avantaje nu sunt neglijabile: sunt simple, au zgomot

redus (componentele pare se anulează reciproc). Diodele lucrează în porŃiunea de curbură

pronunŃată a caracteristicii. Dezavantajele acestui tip de mixer sunt: atenuarea de inserŃie mare

şi amplificarea redusă. Acest tip de mixer este considerat mixer pasiv, deoarece diodele nu

amplifică semnalul şi funcŃionează în scheme fără polarizare.

b) Schimbătoare de frecvenŃă (mixere) cu un tranzistor bipolar

c) Schimbătoare de frecvenŃă în comutaŃie cu tranzistoare bipolare, care folosesc, de

regulă, 2 tranzistoare funcŃionând în push-pull, într-o configuraŃie echilibrată. Avantajele acestui

tip de schimbătoare de frecvenŃă sunt dinamica extinsă şi pierderi de inserŃie foarte mici.

d) În scopul reducerii zgomotului şi a distorsiunilor de intermodulaŃie, se folosesc

schimbătoare de frecvenŃă cu tranzistoare JFET sau MOSFET, având la bază procedeul aditiv.

e) În ceea ce priveşte procedeul schimbării de frecvenŃă de tip multiplicativ, acesta este

un procedeu modern care, odată cu apariŃia circuitelor integrate, se foloseşte pe scară largă,

fiind caracteristic mixerelor echilibrate de tranconductanŃă sau mixerelor dublu echilibrate cu

celulă Gilbert.

Fig. 5.14. Mixer echilibrat în push-pull, cu tranzistoare bipolare.

78

a)

b)

Fig. 5.15. Procedee aditive de amestec, utilizând etaje SF cu FET (a)

şi MOSFET cu poartă dublă (b)

Fig. 5.16. Mixer echilibrat în inel cu JFET

Fig. 5.17. Mixer simplu cu diode şi mixer în comutaŃie inversat, cu diode (în inel),

utilizând transformatoare cu priză mediană

C1

100p

C23p

C310n

C4

R11M

R22,7k

Q1

+12V

OL

RF

FTBMPF105

Q2

C610p

C75n

C8 C9C10

FTB

R4

1k

R52,2k

3N141

+12V

RF

OL

OutG2

G1

Q1

Q2

R1

R2

R3

R4

R5

R6

C1

C2

C3C4

R7

R8

OL

OUTRF

+Ed

5,5V

69MHz0,1 - 30MHz

79

5.3.3. Scheme de emiŃătoare cu schimbare de frecvenŃă

Multiplicarea de frecvenŃă nu poate fi folosită în toate situaŃiile. În transmisiile cu BLU

(SSB) ar fi multiplicate şi benzile laterale, astfel că intervalul de frecvenŃă faŃă de purtătoare ar

creşte şi el, iar la recepŃie nu s-ar mai putea recunoaşte semnalul original.

Exemplu

Un emiŃător SSB cu PS este modulat în BLS cu semnale modulatoare f1 = 1KHz şi f2 =

2KHz şi având o purtătoare de f0 = 7.100KHz. La ieşire, prin modulare MA se vor obŃine

componentele laterale superioare cu frecvenŃele de 7.101KHz şi 7.102KHz. Prin dublarea

frecvenŃei se obŃin:

f0’ = 14.200KHz – frecvenŃă purtătoare ce va fi suprimată

f1 = 14.202KHz; f2 = 14.204KHz – frecvenŃele laterale superioare

La recepŃie se vor obŃine două frecvenŃe laterale distanŃate la un interval de 2KHz sau

4KHz, în loc de 1KHz şi 2KHz, deci banda ocupată va fi dublă.

Pentru a nu se modifica frecvenŃa semnalului modulator, emiŃătoarele SSB (şi nu numai)

folosesc pentru obŃinerea frecvenŃei purtătoare procedeul numit mixare (heterodinare).

Schema bloc a unui emiŃător SSB funcŃionând pe principiul mixării frecvenŃelor este

prezentată în fig. 5.18.

Fig. 5.18. Schema bloc a unui emiŃător SSB funcŃionând

pe principiul mixării frecvenŃelor

FuncŃionare

Semnalul de AF provenind de la microfon este amplificat şi aplicat, împreună cu

semnalul f2 provenit de la un oscilator cu cuarŃ OL, unui modulator echilibrat MEQ la ieşirea

căruia se obŃin cele 2 benzi laterale, purtătoarea fiind suprimată. Filtrul trece bandă SSB taie

banda laterală inferioară BLI, la ieşirea lui obŃinându-se banda laterală superioară BLS, adică

semnalul SSB. Acest semnal nu poate fi transmis ca atare în eter, întrucât frecvenŃa

oscilatorului cu cuarŃ, de obicei, nu se află printre frecvenŃele adecvate transmisiilor (de regulă

frecvenŃa OL este în jur de 9MHz). De aceea, acest semnal este mixat cu semnalul f1 dat de un

oscilator cu frecvenŃă variabilă OL Sintez. La ieşirea acestui SF se obŃin suma şi diferenŃa celor

2 semnale, ca în modulaŃia de amplitudine cu ambele benzi laterale MA-DBL.

AAF MODEQ

FTB SF PARF

VFO

EF

OL

80

De exemplu, dacă OL Sintez generează un semnal f1 de 3MHz, la ieşirea schimbătorului

de frecvenŃă SF se obŃine un semnal (sumă) având frecvenŃa 9 + 3 = 12MHz şi un semnal

(diferenŃă) cu frecvenŃa 9 MHz – 3 MHz = 6MHz.

Evident, la ieşirea SF apar şi alte produse de mixare şi de aceea este necesar ca

semnalele dorite să fie selectate cu ajutorul unor filtre (cu circuite acordate, ceramice, cu cuarŃ).

Trebuie remarcat faptul că abaterile absolute de frecvenŃă ale celor 2 oscilatoare - ∆f1 şi

∆f2 - se adună:

∆f = ∆f1 + ∆f2 (5.1)

iar stabilitatea în frecvenŃă a semnalului rezultat prin mixare este:

21

21

0ff

ff

f

f

+

∆+∆=

∆ (5.2)

Se poate demonstra matematic că aceasta este cuprinsă între stabilităŃile celor 2

oscilatoare - ∆f1/f1 şi ∆f2/f2.

Fig. 5.19. VariaŃia abaterii relative de frecvenŃă a oscilaŃiei

rezultate la ieşirea SF, funcŃie de f2/f1.

S-a presupus că f2 > f1 şi că oscilatorul O(f2) este mai stabil.

Se observă că, cu cât f2 este mai mare faŃă de f1, cu atât stabilitatea oscilaŃiei la ieşirea

mixerului SF este mai mare.

Concluzie

Prin mixare se poate mări stabilitatea frecvenŃei semnalului emis, alegând ca oscilator

de frecvenŃă fixă f2 un oscilator de înaltă stabilitate (pe cuarŃ), având f2 > f1. Oscilatorul VFO

este, de obicei, un oscilator cu o stabilitate de frecvenŃă mai redusă. Avantajul schimbării de

frecvenŃă prin mixare este acela că una din cele 2 oscilaŃii poate fi modulată MA-DBL sau MA-

BLU, oscilaŃia de la ieşirea mixerului având un spectru fără componente parazite, dacă mixerul

este corect proiectat şi reglat.

f2/f1

∆∆∆∆f1/f1

∆∆∆∆f/f0

0 1 2 3 4 5 6

∆∆∆∆f2/f2

81

5.4. EmiŃătoare cu sintetizare de frecvenŃă

ApariŃia circuitelor integrate PLL a făcut posibilă realizarea unor circuite sintetizoare de

frecvenŃă care generează o adevărată reŃea de frecvenŃe foarte stabile, la un interval de 1KHz

sau chiar 100Hz. În esenŃă, în aceste circuite, frecvenŃa unui singur oscilator foarte stabil, pilotat

pe cuarŃ, se prelucrează prin multiplicări şi divizări multiple, însumări algebrice etc., rezultând în

final frecvenŃa sau frecvenŃele dorite, având practic aceeaşi stabilitate cu frecvenŃei cristalului

de cuarŃ. ConŃinutul de armonici parazite ale unui astfel de sintetizor este foarte redus iar

stabilitatea de frecvenŃe este excelentă.

Schema bloc a unui emiŃător SSB cu sintetizor de frecvenŃă (fig. 5.20) va cuprinde mai

multe blocuri funcŃionale. Astfel, primul bloc este generatorul de BLU, constituit din

- generatorul de semnal modulator (microfon)

- amplificatorul de audio frecvenŃă cu banda de 200 – 3500Hz

- modulatorul echilibrat

Urmează apoi un FTB pentru extragerea benzii superioare (sau inferioare) şi

suprimarea restului de purtătoare.

Prin schimbarea de frecvenŃă, semnalul SSB rezultat este translatat în banda care se

transmite cu ajutorul unui mixer M (SF) şi a unui oscilator local OL cu frecvenŃa sintetizată.

Banda de frecvenŃă dorită se alege cu ajutorul unui amplificator AFI2 şi a unui filtru de bandă F,

realizat, de obicei, cu cuarŃ.

Oscilatorul local OL, cu sinteză de frecvenŃă, este folosit pentru generarea semnalului de

radiofrecvenŃă pentru BLU. El este urmat de un amplificator de RF (ARF), care conŃine un filtru

de bandă cu cristal de cuarŃ, pentru extragerea semnalului folosit la emisie.

Fig. 5.20. Schema bloc a unui emiŃător SSB cu sintetizor de frecvenŃă

Amplificatorul liniar AL, care este un amplificator final de putere de RF, amplifică

semnalul până la nivelul necesar în antenă. Circuitele de cuplaj cu antena CCA şi circuitul de

protecŃie CP servesc la acordul etajului final cu antena şi la decuplarea AL în cazul unui

scurtcircuit sau a unui cuplaj defectuos.

OL

MODEQ

AAF

FiltruSSB

A1+Filtru

A2+Filtru AL

CPOLSintez

CCA

A

Mic

LSB USB USB

82

La baza procedeului de sinteză a frecvenŃei folosit în acest tip de emiŃător stă principiul

buclei cu calare pe fază (PLL), descris pe scurt în cele ce urmează.

5.4.1. Descrierea blocurilor componente ale circuitului PLL

PLL reprezintă abrevierea denumirii unui circuit de reglare a frecvenŃei folosit în

electronică şi denumit “buclă cu calare pe fază” – Phase Locked Loop.

Circuitul PLL poate fi privit ca un sistem de reglaj automat a frecvenŃei fo a unui oscilator

(figura 5.16). Această frecvenŃă trebuie să rămână egală cu o valoare prescrisă fs, indiferent de

perturbaŃiile P(t) care acŃionează în sistem (zgomote externe, variaŃia parametrilor generatorului

sub influenŃa temperaturii etc.).

Fig. 5.21. Principiul de funcŃionare a unui circuit pentru

reglajul automat al frecvenŃei

Eroarea e (e = fo - fs) este prelucrată de un element de comparaŃie EC după o anumită

lege, până se ajunge la egalitatea fo = fs. Se spune că în acest moment sistemul s-a calat pe

frecvenŃa fs (s-a calat pe fază). Deci, pentru a realiza un circuit PLL sunt necesare următoarele

blocuri (figura 5.17):

- un element de comparaŃie CP pentru cele două frecvenŃe (un comparator de fază);

- un oscilator comandat în tensiune (OCT – VCO Voltage Controlled Oscilator în limba

engleză) de către semnalul de eroare furnizat de elementul de comparaŃie CP;

- un filtru-trece-jos FTJ pentru filtrarea tensiunii de comandă a oscilatorului OCT.

Fig. 5.22. Structura unui circuit PLL

ObservaŃii

1. Dacă diferenŃa e = fo – fs este prea mare, datorită caracteristicii filtrului-trece-jos

(FTJ), care este coborâtoare, informaŃia asupra erorii se pierde şi sistemul nu se calează.

CP FTJ OCTfs

f0

e=f0 - fs

Comparator

v0 f0

f0(e)

P(t)

e f0fsEC+

- f0

83

2. În cazul calării, fo ≅ fs şi tensiunea vo de la ieşirea CP acŃionează asupra OCT,

modificându-i frecvenŃa liberă de oscilaŃie în sensul apropierii de fs, până la sincronism.

3. Mărimile caracteristice ale unui circuit PLL sunt:

a) FrecvenŃa oscilaŃiei libere a OCT – este determinată de elemente de circuit (R, C);

b) Sensibilitatea OCT [exprimată în KHz/mV];

c) Banda de urmărire Bu;

d) Banda de captură Bc.

4. Întotdeauna, banda de urmărire este mai mică decât banda de captură: Bc < Bu.

În practică, elementul de comparaŃie CP din bucla cu calare pe fază (PLL) este constituit

dintr-un detector sensibil la fază, numit, mai simplu, detector de fază.

a) Oscilatorul comandat în tensiune VCO

În general, oscilatoarele comandate în tensiune OCT (VCO) folosite în buclele PLL se

bazează pe proprietatea joncŃiunii pn polarizate invers de a-şi modifica capacitatea de barieră în

funcŃie de tensiunea de polarizare.

Trebuie remarcat faptul că plaja de reglaj este destul de îngustă deoarece diodele

varicap de acord constituie numai o parte din capacitatea de acord a oscilatorului, restul fiind

realizat cu componente fixe L1C1, de foarte bună calitate şi cu un coeficient de temperatură

foarte redus.

În buclele PLL care intră în componenŃa sintetizoarelor de frecvenŃă de mare

performanŃă şi zgomot redus, VCO este înlocuit de un set de VCO comutabile, fiecare

acoperind o secŃiune din plaja de frecvenŃă necesară.

O altă metodă este folosirea unor diode de acord pentru fiecare gamă de frecvenŃă şi

comutatoare pentru circuite acordate LC pentru extinderea gamelor.

Fig. 5.23. Un VCO practic realizat cu diode varicap şi MOSFET

cu dublă poartă

84

b) Detector de fază (CP)

Detectorul de fază CP produce o tensiune de ieşire care depinde de faza dintre

semnalele de intrare. Tensiunea de ieşire poate fi pozitivă, negativă sau zero. De fapt, în CI-

PLL, tensiunea de la ieşirea detectorului de fază este nulă (U0 = 0) atunci când semnalele sunt

în cuadratură (defazate cu 90o).

Un detector de fază simplu poate fi realizat cu o poartă SAU-EXCLUSIV (fig. 5.25).

Fig. 5.25. Detector de fază cu poartă XOR: schemă,

forme de undă, caracteristica de transfer

ObservaŃii

1. Toate aceste detectoare de fază simple sunt de fapt mixere specializate. Dacă bucla

nu este “calată” şi VCO este departe de frecvenŃa de calare, atunci detectorul de fază CP

generează o tensiune oarecare, aflată undeva între 0 şi maxim, iar VCO oscilează pe o

frecvenŃă determinată de componentele externe de circuit. Se spune că în acest caz bucla nu

este „calată”. SoluŃia problemei este detectorul de fază şi frecvenŃă. Acesta este, de fapt, un

detector de fază funcŃionând într-o gamă extinsă, având o caracteristică de ieşire nerepetitivă.

Fig. 5.26. Detector de frecvenŃă şi fază (DFP) cu circuite logice:

schema de principiu şi caracteristici de ieşire

A

B

C Uc

A

C

B

Uc10

0

0

1

0 90 180 270 360-270 -180 -90

L1D1

T1

Q1

R1

L2D2

T2

Q2R2

1

0

VDD

VDD

f1

f2

0 0

Uc

ΦΦΦΦ

Uc

ωωωω-2ππππ −π−π−π−π

+π+π+π+π +2π+2π+2π+2π

P

85

2. Spre deosebire de detectoarele de fază CP, detectorul de frecvenŃă şi fază DFP

furnizează şi informaŃii asupra frecvenŃei semnalelor.

3. Detectoarele de fază simple se utilizează pentru bucle în care VCO se află tot timpul

în banda de captură, altfel fiind nevoie de circuite speciale de captare şi căutare.

4. DFP se folosesc în bucle care acoperă o bandă largă, întrucât ele furnizează şi

informaŃia de frecvenŃă. În situaŃia în care frecvenŃa semnalelor este diferită, apar impulsuri

numai pe una din ieşiri, în funcŃie de care intrarea care are frecvenŃa mai mare.

Sintetizorul de frecvenŃă

Este un circuit folosit în prezent pe larg la realizarea emiŃătoarelor şi receptoarelor, el

furnizând oscilaŃii cu frecvenŃa variabilă în trepte, într-o gamă foarte largă de frecvenŃă şi cu o

stabilitate ridicată în timp. Sintetizoarele utilizează una sau mai multe frecvenŃe de referinŃă

obŃinute de la oscilatoare stabilizate cu cristale de cuarŃ.

Parametrii caracteristici ai unui sintetizor de frecvenŃă sunt:

- tipul şi nivelul oscilaŃiilor

- stabilitatea frecvenŃelor

- gama frecvenŃelor furnizate

- numărul de frecvenŃe/canale sau numărul de trepte (paşi)

- rezoluŃia (valoarea treptei de frecvenŃă)

- timpii de stabilire a frecvenŃei după o comutare cu o treaptă şi între frecvenŃele

extreme

- modalitatea de setare a frecvenŃelor

- modalitatea de afişare a frecvenŃelor etc.

În prezent există mai multe metode de realizare a sintetizoarelor de frecvenŃă. Una

dintre cele mai utilizate, nu datorită performanŃelor referitoare la numărul de frecvenŃe, rezoluŃie

sau calitatea semnalului generat, ci datorită avantajelor oferite în privinŃa dimensiunilor,

consumului de energie şi preŃului de cost este metoda sintezei coerente indirecte, bazată pe

folosirea buclei cu calare pe fază – PLL.

Sinteza frecvenŃei cu circuite PLL conŃinând blocuri digitale se bazează pe principiul

multiplicării de frecvenŃă prin introducerea între OCT şi CP a unui divizor de frecvenŃă

programabil N. Această metodă de sinteză a frecvenŃei este ilustrată în schema din figura 5.22

şi ea permite, în principiu, obŃinerea oricărui multiplu, număr întreg sau fracŃionar, al unei

frecvenŃe de referinŃă. Folosind o frecvenŃă de referinŃă stabilizată pe cuarŃ şi divizată printr-un

număr fix M, la ieşirea acestui sintetizor se obŃine o frecvenŃă egală cu un multiplu N/M al

frecvenŃei de referinŃă.

Elementul cheie al sintetizorului de frecvenŃă îl constituie introducerea în bucla de

reacŃie a circuitului PLL a unui divizor de frecvenŃă programabil DP, care realizează o divizare a

frecvenŃei cu un număr oarecare N. Bucla este la sincronism atunci când:

86

fref = fo/N

unde N este factorul de divizare al divizorului programabil DP.

Din această relaŃie reiese clar că frecvenŃa OCT este un multiplu al frecvenŃei de

referinŃă fref:

fo = N fref

Fig. 5.27. Sintetizor de frecvenŃă cu circuit PLL

Modificând raportul de divizare N prin modul de programare a DP, sintetizorul va genera

un set de frecvenŃe distanŃate între ele, ecartul (pasul) dintre frecvenŃele generate fiind chiar fref.

Deoarece fref este un submultiplu al unei frecvenŃe stabilizate pe cuarŃ, iar fo este un multiplu al

acestei frecvenŃe, rezultă că aceasta va avea o precizie şi o stabilitate determinată numai de

stabilitatea şi precizia de fixare a frecvenŃei oscilatorului de referinŃă Oref. Uzual, stabilitatea

frecvenŃei la oscilatoarele cu cuarŃ este de ± 50 x 10-6, iar la cele termostatate este de ± 3 x10-6.

Pentru stabilirea ecartului (treptelor) de frecvenŃă, se poate alege, de exemplu:

fref = 1KHz pentru MA

fref = 10KHz pentru MF

Comanda divizorului programabil DP, respectiv stabilirea numărului N cu care se face

divizarea, este realizată de un bloc logic care are o structură asemănătoare cu a unui

microcontroler. Unitatea centrală a acestuia poate cuprinde, de exemplu, un microprocesor

standard de 4 biŃi, o zonă ROM în care se depune sistemul de operare, o zonă RAM pentru

operaŃiile necesare sistemului de operare şi memorarea posturilor selectate, facilităŃi de

intrare/ieşire.

De asemenea, prin intermediul porturilor de intrare/ieşire (I/O) se poate comanda

afişarea numerică a frecvenŃei de acord momentană.

Avantajele metodei:

- nu utilizează mixere urmate de filtre complicate;

- foloseşte blocuri digitale cu dimensiuni, consum de energie şi preŃuri reduse.

Dezavantaje:

- rezoluŃie scăzută (trepte mari de frecvenŃă);

DIV:M

Oref fcuartCP FTJ OCT

Divizorprogramabil

:N

fref

f0/N

f0

Intrări de control

fref=fcuart/M

=N/M fcuart

87

- limitare în frecvenŃă determinată de funcŃionarea divizoarelor programabile şi a

oscilatorul comandat în tensiune OCT (VCO).

PerformanŃele acestei metode de sinteză a frecvenŃei se pot îmbunătăŃi folosind două

sau 3 bucle PLL.

Folosind metode mai sofisticate de sintetizare a frecvenŃei se pot obŃine, evident,

rezultate mult superioare sau chiar spectaculoase. Dintre acestea, amintim metoda sintezei

catalitice coerente, cu cele două variante: metoda dublei mixări şi metoda triplei mixări.

Divizorul programabil

În principiu, un divizor programabil este constituit din:

e) un numărător programabil reversibil NP

f) un circuit de decodare

g) un circuit de comutare (comandă) CC

Fig. 5.28. Schema bloc a unui divizor programabil

Fig. 5.29. Schema bloc a unui sintetizor de frecvenŃă cu o buclă PLL

M – divizor de referinŃă; N – divizor programabil; CP – detector de fază;

A – amplificator de buclă

NPiesiri

Factor dedivizare

Intraripresetabile

ClockLoad

DECODOR

CC

Out

fin

VCO

M CP

FTJ

A

NX tal

fref

Controlnumeric

fout

Bucla PLL

fout/n

fref/m

88

5.4.2. Sintetizoare multibuclă

În aparatura de trafic radio de performanŃă, utilizarea unei singure bucle PLL este de

multe ori nesatisfăcătoare, atunci când se doreşte reglarea frecvenŃei sintetizorului în paşi

foarte mici (de exemplu paşi de 1KHz sau chiar de 100Hz). În aceste cazuri se utilizează

sintetizoare de frecvenŃă cu două sau mai multe bucle PLL (sintetizoare multibuclă).

În exemplul de mai jos se utilizează 3 bucle PLL pentru obŃinerea paşilor de frecvenŃă

doriŃi şi 2 bucle sumatoare Σ1 şi Σ2. Bucla sumatoare este de fapt o buclă PLL în care locul

divizorului de frecvenŃă este luat de un mixer M (schimbător de frecvenŃă) (fig. 5.30).

Fig. 5.30. Sintetizor de frecvenŃă cu 3 bucle PLL

Schema bloc a unei bucle sumatoare este prezentată în fig. 5.31.

Fig. 5.31. Buclă PLL de însumare

PLL144,8 - 74,7MHz

Data 10; 1; 0,1MHz

PLL219,8 - 29,7MHz

Data 10; 1 KHz

PLL320,0 - 29,9MHz

Data 100; 10 Hz

100

Σ Σ Σ Σ 2222

Σ Σ Σ Σ 1111

100O

X-tal

100KHz

Referinta

0,200-0,299MHz

45,00000 -74,99999 MHz

Out

DFP

FTJ

A

VCO 1

VCO 2

VCO n

FTJ

A

A

MIntrareVFOsau

Fine - stepsynthetizer

Coarse-stepsynthetizer

OL pentruMixerul Rx

OL pentruMixerul Tx

O sau

89

Un circuit practic folosit pentru sinteza frecvenŃei este sintetizorul de frecvenŃă cu o

buclă, prezentat în fig. 5.32.

Fig. 5.32. Schema bloc a unui sintetizor cu circuit PLL

pentru gama de 144MHz

ObservaŃie

ComparaŃia de fază în acest sintetizor de frecvenŃă se face la o frecvenŃă foarte mică

(1,0416KHz), pentru a se putea realiza paşi foarte mici de frecvenŃă.

5.5. Clase de lucru

Clasa de funcŃionare a unui etaj de amplificator de radiofrecvenŃă este definită de

(semi)unghiul de conducŃie (sau de deschidere) φ, adică de porŃiunea unghiulară a fiecărui ciclu

de comandă în RF, în grade (radiani), în timpul căreia, prin dispozitivul respectiv circulă curentul

de placă, drenă sau colector.

Acest unghi de conducŃie determină:

h) amplificarea etajului

i) randamentul

j) liniaritatea

k) impedanŃele de intrare şi ieşire.

VFO

4

N2

CP

N1(960)OR

FTJ

x6VCO24 - 24,333MHz

1MHz

1MHz

144 - 146MHz

f1=1,0416KHz

f2=6 - 6,0833MHz

f3=1,04166 - 10561KHz

(5760 - 5840)

90

a) Clasa A. Unghiul de conducŃie (intervalul de circulaŃie a curentului prin etaj) este

de 360o. Polarizarea de c.c. şi nivelul semnalului de comandă de RF sunt astfel alese încât, pe

toată durata ciclului semnalului de RF de comandă de 360o, să circule curent prin dispozitiv

(etaj) şi acesta să nu se blocheze.

Tensiunea de ieşire este generată prin variaŃia curentului care circulă dispozitiv şi

implicit prin rezistenŃa (impedanŃa) de sarcină.

Fig. 5.33. Amplificator clasă A: formele de undă

Amplificatoarele funcŃionând în clasa A au maximum de liniaritate şi de amplificare, dar

randamentul este scăzut. Teoretic, randamentul maxim este de 50%, dar practic se obŃin

randamente de 25 – 30%. Din această cauză, amplificatoarele în clasa A se folosesc, de obicei,

la semnal mic şi mai puŃin în etajele de putere.

b) Clasa AB. Unghiul de conducŃie al etajului este mai mare de 180o, dar mai mic de

360o. Cu alte cuvinte, polarizarea în c.c. şi nivelul semnalului de comandă de RF sunt astfel

alese încât dispozitivele să conducă apreciabil mai mult decât o jumătate din ciclu, dar mai puŃin

decât un ciclu întreg. Practic, aceasta înseamnă că tranzistoarele bipolare, de exemplu, sunt

polarizate în regiunea de început a caracteristicii bază-emitor, curentul de repaus prin ele având

o valoare redusă.Randamentul este mai bun decât la clasa A, ajungând, tipic, la 50 – 60%.

Liniaritatea în clasa AB şi câştigul sunt mai mici decât în clasa A, dar sunt acceptabile

pentru rigorile impuse în aplicaŃiile de putere din emiŃătoarele MA - SSB. Acest regim de

funcŃionare se utilizează cu precădere în cazul amplificatoarelor de putere care lucrează în

contratimp.

În cazul tuburilor electronice se definesc 2 clase AB: clasa AB1 şi clasa AB2. Astfel, în

clasa AB1 nu există curenŃi de grilă, iar în clasa AB2 apar curenŃi de grilă doar pe vârfurile

pozitive ale semnalului de comandă.

c) Clasa B. Unghiul de conducŃie al etajului funcŃionând în această clasă este de 180o.

Polarizarea de c.c. este astfel aleasă încât dispozitivul nu conduce în lipsa semnalelor de RF de

91

comandă. Curentul prin dispozitiv circulă doar ½ din ciclul de comandă. Randamentul este ceva

mai bun de 65% iar liniaritatea acceptabilă.

Fig. 5.34. Amplificator clasă B: formele de undă

d) Clasa C. Unghiul de circulaŃie al curentului prin circuit (dispozitive) este mult mai mic

de 180o, tipic de 90o. Polarizarea este astfel aleasă încât dispozitivele care constituie etajul nu

conduc în lipsa semnalului de comandă de RF şi se deschid doar pe durata vârfurilor pozitive

ale acestuia, deci la ieşirea sa vor apărea pulsuri de frecvenŃa semnalului de comandă.

Fig. 5.34. Amplificator clasă C: formele de undă

92

Randamentul etajului este peste 80%, dar liniaritatea este foarte proastă. De aceea,

amplificatoarele în clasa C nu sunt indicate pentru aplicaŃii MA-SSB, dar sunt foarte folosite în

circuitele de comutare sau în circuite cu MF sau MP.

Amplificarea este redusă în această clasă de funcŃionare. Datorită conŃinutului bogat

de armonici pe care îl are semnalul de la ieşirea unui etaj în clasă C, aceste etaje se folosesc în

multiplicatoare de frecvenŃă, iar datorită consumului redus de energie (tranzistorul conduce doar

90o din 360o) se utilizează în amplificatoare de HF.

e) Clasa D. Acest tip de amplificator are cel mai mare randament, dar este puŃin folosit

în aparatura de radiocomunicaŃii. De obicei se foloseşte în circuite de audiofrecvenŃă şi de RF

specializate pentru a reduce consumul de energie din sursele de alimentare şi disipaŃia de

căldură. Această clasă de amplificatoare de RF necesită o tehnică foarte sofisticată de

proiectare şi reglaj. Cea mai largă utilizare o au în aparatura de telecomunicaŃii şi în

transmisiunile cu MID.

Figura 5.36 reprezintă dependenŃa eficienŃei energetice, a puterii de ieşire şi a puterii

disipate pe un tranzistor, precum şi a puterii consumate de la sursă, funcŃie de unghiul de

conducŃie a tranzistorului amplificator de putere. Valoarea maximă a puterii de ieşire este de

aprox. 55% si se obŃine pentru un unghi de conducŃie 2Φ = 245°, adică pentru o funcŃionare a

amplificatorului în clasa AB.

Cea mai mare eficienŃă o realizează, cum era de aşteptat, amplificatoarele în clasa C,

dar pe măsură ce unghiul de conducŃie tinde către zero (2Φ → 0), puterea de ieşire Pout scade

semnificativ sub performanŃele maxime ale tranzistorului (PQ). Cauza acestui paradox aparent

constă în faptul că, dacă impulsurile de curent sunt limitate în amplitudine, durata lor se reduce

atunci când 2Φ → 0.

Fig. 5.36. DependenŃa randamentului unui etaj final de RF

de putere, funcŃie de unghiul de conducŃie

93

Capitolul 6

6. ETAJELE EMIłĂTOARELOR

6.1. Oscilatoare

Oscilatorul este etajul cel mai important al unui emiŃător. Rolul său este să genereze o

oscilaŃie de RF cât mai stabilă ca frecvenŃă, care să constituie unda purtătoare sau să

contribuie la formarea acesteia prin:

- multiplicarea frecvenŃei

- mixarea cu oscilaŃia produsă de un alt oscilator

- sinteza frecvenŃei

O altă cerinŃă impusă oscilatorului este ca forma oscilaŃiei generate să fie cât mai

apropiată de cea sinusoidală, deci să aibă un conŃinut cât mai redus de armonici.

La oscilatoarele cu frecvenŃă variabilă (Variable Frequency Oscillator - VFO) se cere,

în plus, ca tensiunea de ieşire să fie cât mai constantă în banda de lucru.

Ca elemente active, în oscilatoare se pot folosi:

- tranzistoare bipolare

- tranzistoare cu efect de câmp (JFET, MOSFET, GaAsFET etc.)

- diode Gunn, diode tunel sau dispozitive cu rezistenŃă negativă (diode IMPATT)

- tubri electronice (în etajele de mare putere de RF)

Din punct de vedere al structurii reŃelei care realizează reacŃia se deosebesc:

- oscilatoare cu reŃea LC

- oscilatoare cu reŃea RC

- oscilatoare cu cuarŃ

- oscilatoare cu linii rezonante sau cu cavităŃi rezonante (pentru microunde)

6.1.1. Oscilatoare LC

Oscilatoarele LC folosesc pentru producerea oscilaŃiilor un circuit oscilant LC paralel,

conectat, de regulă, într-o buclă de reacŃie pozitivă. Ele se împart în două mari categorii:

- oscilatoare LC cu reacŃie

- oscilatoare LC cu rezistenŃă negativă

Oscilatoarele LC utilizate în aparatura de radiocomunicaŃii sunt în mod uzual realizate

ca oscilatoare cu frecvenŃă variabilă care trebuie să acopere o anume bandă de frecvenŃă.

94

Modificarea frecvenŃei de oscilaŃie se realizează, de obicei, prin variaŃia unei capacităŃi sau, mai

rar, folosind un miez magnetic mobil care modifică o inductanŃă. În realitate, frecvenŃa oscilaŃiei

generate de oscilator nu depinde numai de valorile inductanŃei şi capacităŃii care constituie

circuitul oscilant, ci şi de parametrii elementului activ folosit (tranzistor bipolar, FET, MOSFET

etc.), aşa încât formula cunoscută LC

fπ2

1

0= nu dă cu exactitate frecvenŃa de lucru a

oscilatorului.

Problema principală care apare la proiectarea şi realizarea unui oscilator LC este

aceea a stabilităŃii frecvenŃei. FrecvenŃa de lucru a unui oscilator LC este influenŃată de o serie

de factori, dintre care amintim:

- factori care acŃionează asupra elementelor propriu-zise ale circuitului oscilant:

- variaŃia temperaturii mediului

- îmbătrânirea componentelor

- joc mecanic la condensatoarele variabile

- factori ce depind de elementul activ din montaj

- variaŃia capacităŃii proprii la variaŃia tensiunii de alimentare

- modificarea parametrilor la variaŃia temperaturii

- “îmbătrânirea” componentelor active

- factori legaŃi de montajul propriu-zis

- cuplaje parazite - capacitive sau inductive

- rigiditate mecanică insuficientă a montajului

- contacte, lipituri defectuoase

- factori legaŃi de metoda de modulaŃie aleasă

- factori legaŃi de natura sarcinii pe care debitează oscilatorul

Pentru mărirea stabilităŃii frecvenŃei VFO, în construcŃia şi proiectarea lor se iau

următoarele măsuri:

- Se utilizează numai componente de cea mai bună calitate, stabile în timp şi la

variaŃiile de temperatură: rezistenŃe cu peliculă metalică sau de volum, neinductive,

condensatoare cu pierderi mici şi coeficient de temperatură redus, fără componentă inductivă;

- Condensatoarele variabile folosite sunt cu dielectric aer, izolate pe calit, având o

construcŃie robustă, cu joc mecanic mic.

- Bobinele folosite au un factor de calitate cât mai mare. Se vor folosi carcase de

ceramică (calit), conductor de cupru argintat, iar spirele bobinelor se vor rigidiza cu răşini sau

lacuri de bună calitate. Nu se folosesc bobine cu miez de ferită, care îşi modifică calităŃile în

timp. Sunt de preferat miezuri din pulbere de fier sau de alamă.

- Se iau măsuri deosebite pentru asigurarea unui regim termic pe cât posibil stabil

(compensare termică sau termostatare);

95

- Alimentarea oscilatorului se face de la o sursă de tensiune stabilizată, bine filtrată,

utilizând bobine de şoc de RF şi condensatoarele de trecere pe circuitele de alimentare;

- ImpedanŃa de sarcină a oscilatorului se alege cât mai constantă, în acest scop

folosindu-se circuite de separare (buffere);

- ConstrucŃia mecanică este rigidă, bine ecranată electromagnetic;

- Se preferă un regim de lucru care permite obŃinerea unei oscilaŃii cât mai apropiată de

sinusoidă. De aceea se reduce cuplajul dintre elementul activ şi circuitul acordat, chiar cu preŃul

scăderii amplitudinii oscilaŃiilor.

Tipuri de oscilatoare LC

În funcŃie de reŃelele de bază prin care se realizează reacŃia pozitivă, oscilatoarele LC

sunt de 5 tipuri:

a) oscilatoare Meissner, la care reacŃia pozitivă se realizează prin cuplaj mutual între 2

bobine;

b) oscilatoare Colpitts – cu cuplaj capacitiv;

c) oscilatoare Hartley – cu cuplaj inductiv

d) oscilator de tip Vackar - care utilizează ca circuit oscilant un circuit de tip Vackar;

e) oscilator de tip Clapp – derivat din oscilatorul Colpitts.

Fig. 6.1. Circuite de reacŃie folosite în oscilatoare LC: cu cuplaj mutual;

cu cuplaj inductiv (priză pe bobină); cu cuplaj capacitiv

a) Oscilatorul Meissner

ReacŃia în acest tip de oscilator se realizează prin cuplajul mutual dintre bobina

circuitului oscilant şi bobina circuitului de intrare. Sensurile de înfăşurare ale bobinelor trebuie

să fie opuse.

Factorul de reacŃie al circuitului depinde de factorul de cuplaj al bobinelor, iar frecvenŃa

de oscilaŃie se calculează cu formula:

LCf

π2

1

0= sau

LCf

159

0= [MHz] (6.1)

în care unităŃile de măsură sunt [µH] pentru L şi [pF] iar pentru C.

96

Fig. 6.2. Oscilatoare de tip Meissner

b) Oscilatorul Colpitts

Este un oscilator cu priză capacitivă, foarte răspândit datorită uşurinŃei cu care se

construieşte. Ca şi la oscilatorul de tip Meissner, tranzistorul poate fi folosit în oricare din cele 3

conexiuni (EC, BC, CC). Modificarea frecvenŃei de oscilaŃie se poate face în limite reduse cu

ajutorul unui condensator variabil (trimmer).

Fig. 6.3. Oscilatoare de tip Colpitts cu FET şi tranzistor bipolar:

a, c – cu acord paralel; b, d – cu acord seriej

R1

R2R3

R4

R5

R6

R7

R8

R9

C1

C2C3

C4

C5

C6

C7

C8

C9

C10

C11

Q1

Q2

Q31R1001

EC

+Ec+Ec

CCBC

+Ec

C12

Out

OutOut

Q5

L1

1

2

L5

1

2

L2

1

2C1

C2

C3

C4

C5

C6

C17

C7R1

R4

R5R6

Q1

Q3

R10

R11

C21

C22

C23

C24

C25C26

C27

C28

C30

C31C32C33

R12

R13

R14

R15

R16

L6

1

2

L7

1

2

L8

1

2

L9

1

2

Q4

+Ec+Ec

+Ec+Ec

OutOut

OutOut

SRF

d)

c)

b)

a)

SRF

SRF

97

ObservaŃie

Dacă la un oscilator de tip Colpitts se măresc capacităŃile condensatoarelor din

divizorul capacitiv, iar în serie cu inductanŃa L se introduce o capacitate suplimentară, se obŃine

oscilatorul de tip Clapp. Condensatorul suplimentar slăbeşte cuplajul dintre tranzistor şi circuitul

oscilant şi astfel creşte stabilitatea frecvenŃei.

c) Oscilatorul Hartley

Este un oscilator cu priză inductivă, priza fiind, tipic, la 10 - 20% din numărul total de

spire, socotit de la capătul “rece” al bobinei.

CapacităŃile C2 şi C4 limitează plaja de reglaj la cât este necesar; capacităŃile C5 şi C8

sunt reduse la minimum, doar cât să se amorseze oscilaŃia.

Fig. 6.4. Oscilatoare Hartley cu tranzistoare cu efect de câmp

Dioda D1 este folosită pentru a evita conducŃia poartă-sursă, ceea ce ar duce la

degradarea performanŃelor oscilatorului.

ObservaŃii

1. În comparaŃie cu FET-urile, tranzistoarele bipolare sunt relativ puŃin folosite în

oscilatoare, în principal datorită faptului că impedanŃa de intrare mică a tranzistorului bipolar

C1

C2C3

C4

C5

C6

C7

C8

C9

C10

L1

1

2

L2

1

2

R1

R2

R3

R4

R5

Q1

Q2

D1

R6

C11

+Ec

Out

+Ec

98

face dificilă cuplarea sa la circuite acordate cu factor mare de calitate, pe care le încarcă

excesiv (le amortizează).

2. FabricanŃii de CI au realizat CI specializate destinate utilizării în VFO. De exemplu

circuitul integrat MC1648 realizat de Motorola poate fi folosit ca oscilator până la cca. 200MHz.

Fig. 6.5. VFO realizat cu CI MC1648

d) Oscilatorul Vackar

Un oscilator Vackar pe 6MHz este prezentat în fig. 6.6. CondiŃia pentru o funcŃionare

corectă este:

6

2

3

64

1 ==+ C

C

CC

C (6.2)

Deriva frecvenŃei de oscilaŃie este de 500Hz în primul minut şi apoi 2Hz/30 min.

Circuitul de separare (bufferul) este extrem de important pentru a se evita influenŃarea

frecvenŃei de oscilaŃie de către sarcină. Cu acest montaj se poate obŃine o stabilitate de cca.

0,1ppm.

Fig. 6.6. Oscilator Vackar pe frecvenŃa de 6MHz

99

6.1.2. Oscilatoare cu cuarŃ

Un cristal de cuarŃ (oxid de siliciu cristalin) poate fi folosit cu succes pentru realizarea

unui oscilator cu frecvenŃă foarte stabilă. Tăiat după o anumită direcŃie, el este un element care

poate înlocui un circuit acordat LC pe o frecvenŃă dată, având şi cu un factor de calitate foarte

mult mai bun (de ordinul 104 - 105) decât orice circuit LC.

Fenomenul care face posibilă utilizarea cristalului de cuarŃ în oscilatoare este

fenomenul piezoelectric. În funcŃie de modul de tăiere (tăietură) al cristalului, acesta poate

rezona pe frecvenŃe cuprinse între 500KHz – 30MHz.

Tipic, cristalele se realizează în tăietură AT, au grosimea de cca. 0,15mm şi un

diametrul cuprins între 8 – 15mm (acesta nu afectează direct frecvenŃa de rezonanŃă).

Pe feŃele laterale ale discului de cuarŃ se depune un electrod metalic, la care se

realizează conexiunea, elastică sau, mai rar, prin lipire.

Factorul de calitate al unui cristal de slabă calitate este cuprins între 10.000 şi 100.000

faŃă de cca. 100 - 300 cât are un circuit LC considerat bun.

Schema echivalentă a unui cristal de cuarŃ este prezentată în fig. 6.7.

Fig. 6.7. Circuitul echivalent electric al unui cristal de cuarŃ

şi variaŃia impedanŃei sale cu frecvenŃa

Cp – capacitatea paralel (1 - 7pF); Cs – capacitatea serie (0,001 – 0,03pF);

Rs = 7 – 350Ω; Ls = 5 – 20mH

Din fig. 6.7 se observă că există o frecvenŃă de rezonanŃă fs serie şi o frecvenŃă de

rezonanŃă paralel fp (antirezonanŃă). Cele două frecvenŃe de rezonanŃă sunt foarte apropiate

(diferenŃa dintre ele este de cca. 1%), datorită faptului că valoarea capacităŃii serie C1 este

foarte mică. Între cele două frecvenŃe de rezonanŃă (fs şi fp), cristalul se comportă inductiv, iar în

afara lor – capacitiv. Rezultă că, folosind un cristal de cuarŃ, se pot construi oscilatoare fie pe

frecvenŃa fs, fie pe frecvenŃa fp, fie pe o frecvenŃă cuprinsă între fs şi fp, între care cristalul se

comportă inductiv. Cele două frecvenŃe de rezonanŃă se pot calcula cu formulele:

100

ss

sCL

fπ

=2

1;

ps

ps

s

p

CC

CCL

f

+π

=

2

1 (6.3)

Pentru f ≠ fs cristalul de cuarŃ prezintă o impedanŃă mare.

Stabilitatea deosebită a frecvenŃei generate cu ajutorul unui cristal de cuarŃ este

determinată, practic, doar de dimensiunile geometrice ale acestuia şi de modul de realizare a

tăieturii. InfluenŃa temperaturii este cea mai redusă în cazul tăieturii AT.

Cu un cristal netermostatat se obŃin stabilităŃi de ordinul 5x10-5 iar cu cristale

termostatate (de obicei la 80o) - stabilităŃi de ordinul 10-8. Stabilitatea pe termen lung la

oscilatoarele cu cuarŃ este de asemenea, foarte bună, ele menŃinându-şi frecvenŃa constantă

ani de zile. Aceasta face ca oscilatoarele cu cristale de cuarŃ să fie utilizate în special ca

oscilatoare pe frecvenŃă fixă, de referinŃă, în sintetizoarele de frecvenŃă.

Cristalul de cuarŃ poate rezona în două moduri:

- pe frecvenŃa fundamentală (când lungimea cristalului reprezintă ½ din lungimea de

undă λ a oscilaŃiei);

- pe o frecvenŃă armonică impară a frecvenŃei fundamentale (armonica a 3-a sau a 5-a,

sau chiar a 7-a – funcŃionare de tip overtone).

De obicei, oscilatoarele cu cuarŃ se realizează pe o frecvenŃă fixă, reglabilă în limite

extrem de reduse cu ajutorul unui trimmer (condensator variabil). Pentru o funcŃionare stabilă,

acesta trebuie sa aibă o valoare de 3 - 4 ori mai mare decât capacitatea C0 (capacitatea paralel)

şi se conectează, de obicei, în serie cu cristalul. În aceste scheme, cristalul poate funcŃiona la

rezonanŃă serie sau derivaŃie.

Un circuit practic, în care cristalul funcŃionează la rezonanŃă paralel, este cel din fig.

6.8, cu un tranzistor bipolar în conexiunea CC. Cristalul, care are o mică capacitate C1

conectată în serie, se comportă ca o inductanŃă şi formează împreună cu divizorul capacitiv C2,

C3 un circuit acordat. Pentru o funcŃionare corectă este necesar ca raportul (C2 + C3)/ C1 să fie

de (5 - 10) la 1. Cu ajutorul trimmerului C1 se poate regla, în limite foarte mici, frecvenŃa de

oscilaŃie.

Fig. 6.8. Oscilator Colpitts cu cuarŃ care funcŃionează la rezonanŃă paralel

101

În fig. 6.9 este prezentat un oscilator convenŃional de tip Pierce, realizat cu un JFET,

care foloseşte rezonanŃa pe frecvenŃa fundamentală (paralel) a cristalului. Cu ajutorul capacităŃii

variabile C1 se reglează gradul de reacŃie. Condensatorul C2, conectat în paralel cu cristalul

poate fi folosit pentru ajustarea frecvenŃei de oscilaŃie. Acest oscilator este indicat în aplicaŃiile

în care un număr mare de cristale trebuie să fie conectate sau deconectate în poarta

tranzistorului, în scopul obŃinerii unor frecvenŃe de oscilaŃie diferite, neajustabile.

Fig. 6.9. Oscilator Pierce cu cuarŃ, funcŃionând la rezonanŃă paralel

Un oscilator cu JFET funcŃionând în modul overtone şi care foloseşte rezonanŃa paralel

a cristalului, este prezentat în fig. 6.10. Circuitul paralel L1C1 din circuitul drenei este acordat

puŃin deasupra frecvenŃei care se doreşte a se obŃine, comportându-se inductiv. Prin reacŃia

datorită capacităŃii dintre drenă şi poartă, rezistenŃa de intrare a tranzistorului JFET apare ca o

rezistenŃă negativă şi permite amorsarea oscilaŃiei. Capacitatea C2 conectată în paralel pe

cristal permite ajustarea frecvenŃei de oscilaŃie în limite reduse.

Fig. 6.10. Oscilatoare Colpitts cu cuarŃ cu acord serie

Un oscilator cu un tranzistor bipolar în conexiune BC, funcŃionând în modul overtone şi

care utilizează rezonanŃa serie a cristalului, este prezentat în fig. 6.11. Cristalul realizează

reacŃia colector - emitor, iar la rezonanŃa serie impedanŃa sa devine foarte mică. Divizorul

capacitiv C1, C2 împreună cu inductanŃa L1 formează un circuit LC paralel, acordat pe armonica

102

a 7-a sau a 9-a a frecvenŃei fundamentale a cristalului de cuarŃ. Pentru o funcŃionare corectă

este necesar ca factorul de calitate al acestui circuit LC să fie cât mai ridicat.

Fig. 6.11. Oscilator overtone cu cuarŃ funcŃionând la acord serie

6.1.3. Oscilatoare cu cuarŃ cu frecvenŃă variabilă (VXO)

Există scheme de oscilatoare cu cuarŃ la care, modificând anumite elemente de circuit,

este posibilă variaŃia frecvenŃei în limite reduse. Aceste oscilatoare cu frecvenŃă variabilă

(variable crystal oscillator - VXO) pot fi folosite cu succes ca oscilatoare pilot, ele având o

stabilitate superioară unui VFO cu LC.

În general, variaŃia de frecvenŃă este de 1 – 2% faŃă de frecvenŃa de rezonanŃă.

Fig. 6.11. VXO cu gamă largă de variaŃie

În mod normal, utilizând cristale obişnuite, cu un factor de calitate prost, se poate

ajunge la o gamă de acord de până la 1000 ppm. Oscilatorul debitează pe un etaj separator

(buffer) realizat cu un tranzistor bipolar în conexiune repetor pe emitor.

La acest oscilator modificarea frecvenŃei de oscilaŃie se realizează modificând valoarea

inductanŃei. În alte cazuri se recurge la folosirea unui condensator variabil (trimmer).

103

6.1.4. Oscilatoare cu cuarŃ cu porŃi logice

Dacă se Ńine seama de faptul că, la rezonanŃă, un cristal de cuarŃ se comportă ca o

rezistenŃă, înseamnă că alegând în mod convenabil rezistenŃele şi capacităŃile din circuit şi

înlocuind una din rezistenŃe cu cristalul de cuarŃ, se poate obŃine un oscilator RC.

RezistenŃa de polarizare Rf (500KΩ – 2MΩ) are rolul de a realiza o reacŃie negativă de

c.c. care polarizează poarta CMOS în regiunea liniară a caracteristicii de transfer,

transformând-o practic într-un amplificator inversor cu câştig mare (≥1 – condiŃia de

amplificare). Cristalul de cuarŃ, împreună cu rezistorul R1 şi capacităŃile C1 şi C2 formează o

reŃea RC de defazare în “π”, care introduce un defazaj de 180°, astfel că defazajul total al buclei

este de 360°. Aceasta este condiŃia de fază necesară pentru amorsarea oscilaŃiilor.

Cristalul de cuarŃ trebuie să oscileze pe frecvenŃa de rezonanŃă paralel.

Fig. 6.16. Circuit tipic de oscilator cu cuarŃ cu poartă

logică, în care se foloseşte rezonanŃa paralel a

cristalului

Fig. 6.17. Oscilatoare cu cuarŃ cu porŃi logice, folosind

rezonanŃa serie a cristalului

Fig. 6.18. Oscilator cu cuarŃ porŃi logice TTL

folosind rezonanŃa paralel a cristalului

104

Oscilator cu mai multe cristale de cuarŃ

În multe cazuri este mai convenabil să se folosească pentru fiecare frecvenŃă de lucru

câte un cristal de cuarŃ separat, dar cuplate toate la acelaşi oscilator. Evident că se pune

problema comutării lor la intrarea oscilatorului. O metodă folosită este selectarea cristalelor de

cuarŃ cu diode de comutaŃie (fig. 6.15).

Fig. 6.19. Oscilator Colpitts la care comutarea cristalelor

se face cu diode de comutaŃie

VFO cu acord electronic

Fig. 6.20. Oscilator cu acord cu diode varactor

Diodele D1 şi D2 (de fapt, o diodă varactor dublă) formează împreună cu L1 şi

condensatoarele C1 un circuitul acordat paralel, acordul făcându-se prin aplicarea unei tensiuni

de acord care modifică tensiunea de polarizare inversă a diodelor varicap. ReacŃia poartă -

sursă se realizează prin capacitorul inductivitatea L1. RezistenŃa de 1MΩ este rezistenŃa de

polarizare a porŃii G.

105

6.2. Etaje de separare

În general etajele amplificatoare sau multiplicatoare de RF utilizate în emiŃătoare

prezintă o impedanŃă care se modifică odată cu schimbarea regimului de lucru al etajului. Dacă

oscilatorul are ca sarcină un astfel de etaj, variaŃia impedanŃei de intrare a etajului respectiv va

reprezenta de fapt variaŃia impedanŃei de sarcină a oscilatorului.

Acest fenomen este deosebit de pregnant în cazul funcŃionării în clasă C, când etajul

lucrează de fapt blocat – stare normală. ImpedanŃa lui de intrare variază mult şi influenŃează

frecvenŃa oscilatorului.

De asemenea, în cazul modulaŃiei, variaŃiile de impedanŃă ale etajelor modulate se

transmit, în lipsa unui etaj separator, până la oscilator, modificându-i frecvenŃa.

Pentru a diminua la minimum alunecarea de frecvenŃă a oscilatorului datorită variaŃiei

impedanŃei de intrare a etajelor ce urmează, se utilizează 1, 2 sau chiar 3 etaje de separare.

CondiŃia esenŃială care se impune unui astfel de etaj este să „încarce” în mod constant

oscilatorul şi să nu deformeze oscilaŃia produsă de acesta.

De obicei, etajele separatoare nu amplifică semnalul generat de oscilator. (repetarea)

sau îl amplifică puŃin. Ele sunt, de regulă, etaje cu impedanŃă de intrare mare (repetoare pe

emitor, repetoare pe sursă, structură Darlington etc.).

În fig. 6.21 este prezentat un etaj de separare (buffer), realizat cu tranzistor bipolar în

conexiunea EC (repetor pe emitor). Filtrul trece-jos de la ieşire, constituit din grupul C6, L2 şi C7

are rolul de a suprima armonicile de ordin superior din semnalul de ieşire.

Fig. 6.21. Oscilator Colpitts cu cristal de cuarŃ pe frecvenŃa de 30MHz,

cu etaj de separare (buffer) şi filtru la ieşire

106

6.3. Etaje amplificatoare de RF

Amplificatoarele de radiofrecvenŃă din emiŃătoare (ARF) sunt etaje care urmează, de

regulă, după etajul separator şi au rolul de a amplifica oscilaŃia de RF, astfel încât să se asigure

excitaŃia necesară etajului final. Ele pot realiza, dacă este necesar, şi multiplicarea frecvenŃei.

Etajele de RF intermediare, până la etajul final, pot funcŃiona în clasa A, B, AB sau

chiar C. De obicei, sunt amplificatoare acordate, cu un factor de calitate Q destul de mare,

pentru a atenua suficient armonicile nedorite. La semnal mic, se folosesc etaje de RF lucrând în

clasa A, având ca sarcină circuite acordate.

Fig. 6.22. Etaj tipic de amplificare de RF

Cuplajul între etajele de RF ale unui emiŃător se poate realiza în multiple moduri:

- cuplaj capacitiv;

- cuplaj inductiv (prin transformator);

- cuplaj prin divizor capacitiv;

- cuplaj prin filtru de bandă;

- cuplaj prin transformatoare de impedanŃă.

Indiferent de modul în care se realizează cuplajul între etaje, este necesar să se aibă

în vedere următoarele aspecte:

- să se asigure transferul maxim de putere prin adaptarea de impedanŃe (impedanŃa de

sarcină fiind etajul următor sau antena);

- în scopul măririi stabilităŃii montajului este de preferat ca reŃelele de cuplaj dintre etaje

să aibă un factor de calitate scăzut (10 – 15);

- să se evite apariŃia oscilaŃiilor parazite de VHF (neutrodinare);

- utilizarea circuitelor cuplate prezintă avantajul unei bune atenuări a oscilaŃiilor

nedorite (armonici).

107

În fig.6.23. sunt prezentate 4 moduri de cuplaj între etajele de RF.

Fig. 6.23. Moduri de cuplaj a etajelor de RF

a) Cuplajul capacitiv a) este cel mai simplu şi se utilizează, de obicei, în cazul FET-

urilor, care au o impedanŃă de intrare suficient de mare încât să nu atenueze prea mult factorul

de calitate Q al circuitului acordat din etajul anterior.

b) Cuplajul prin filtru de bandă b) este o metodă care prezintă avantajul că, dacă banda

de trecere a circuitelor acordate este suficient de mare se poate renunŃa la condensatorul de

acord. C1 se alege astfel încât să se asigure un transfer maxim în banda de trecere şi o

atenuare maximă în afara ei. De multe ori, atacul pe bază al Q2 se face de pe o priză a bobinei.

c) Cuplajul prin transformator este dificil de realizat mai ales la HF, când nu se poate

stabili cu precizie raportul de impedanŃă deoarece nu poate fi scoasă priza bobinei decât la un

număr fix de spire. Priza pe bobină este necesară datorită impedanŃei mici de ieşire a

tranzistorului care atenuează factorul de calitate Q al circuitului acordat.

Raportul de impedanŃă dintre primar şi secundar este de obicei pătratul raportului

număr de spire dintre priza din primar şi numărul de spire al secundarului. RezistenŃa R1 are

rolul de a realiza o impedanŃă de sarcină constantă şi de a îmbunătăŃi stabilitatea montajului.

d) Cuplajul prin divizor capacitiv are dezavantajul că circuitul poate intra destul de uşor

în oscilaŃie. Pentru a se determina valoarea inductanŃei L1, trebuie să se ia în calcul (C1 + C2) II

C3 astfel încât să se lucreze la rezonanŃă. ReactanŃa lui C2 trebuie să fie ≅ 0,25 RinQ2. C2 ajută

de asemenea la prevenirea oscilaŃiilor parazite, ca şi inelele de ferită.

În ceea ce priveşte adaptarea de impedanŃă între etaje, sau între un etaj şi sarcina sa,

aceasta este necesară pentru transferul maxim de putere, iar pentru calculul reŃelelor de cuplaj

trebuie avut în vedere acest deziderat.

+Ec

Q1Q2

SRF

SRF

+Ec

Q1Q2

SRFSRF

+EB

+Ec

Q2

SRF

SRF

Q1 C1

C2

C1C1

C3L1

+Ec

Q1

Q2

SRF

a)

c)

b)

d)

108

6.4. Etaje finale de RF

Amplificatorul final al emiŃătorului are rolul de a produce un semnal de o anumită

putere care trebuie radiată prin antenă în eter. Pentru a utiliza cât mai judicios energia, în cazul

EF se pune accentul mai ales pe randamentul etajului final. De aceea, acesta nu va fi niciodată

în clasa A (η < 50%), chiar dacă distorsiunile în această clasă sunt minime. De obicei, etajele

finale de RF lucrează în clasa AB1 sau AB2 (tuburi) sau B, AB, C în cazul etajelor cu

tranzistoare.

Puterile vehiculate de aceste etaje sunt de ordinul 102 – 103W. La aceste valori de

curent şi tensiune fiecare componentă a etajului final trebuie să fie selectate cu foarte mare

atenŃie pentru a putea rezista la acest stres electric fără să clacheze.

De asemenea, problema generării oscilaŃiilor parazite se pune cu foarte mare acuitate,

acestea trebuind să fie reduse la minim din motive legale.

În general, un etaj final de putere poate fi caracterizat prin următoarele mărimi:

- nivelul de putere realizat

- frecvenŃa de lucru

- clasa de funcŃionare

- configuraŃia circuitului

Dispozitivele active utilizate la construcŃia EF sunt:

- tuburile electronice

- tranzistoarele de putere (bipolare sau MOSFET)

Avantajele utilizării semiconductoarelor sunt evidente:

- dimensiuni de gabarit reduse faŃă de tuburile electronice;

- operaŃiuni de reglaj foarte simple – prin natura lor tranzistoarele şi CI au impedanŃe

reduse şi bandă de lucru largă. Utilizarea filtrelor fixe permit suprimarea oscilaŃiilor armonici şi a

semnalelor parazite. Tuburile electronice necesită reglaje pentru fiecare bandă;

- durată de viaŃă mare. În situaŃia în care se asigură o răcire adecvată, tranzistoarele

folosite în EF au cca. 100.000 ore de funcŃionare faŃă de tuburi care au 10.000 – 20.000 ore

viaŃă;

- prin utilizarea cablajelor imprimate se realizează construcŃii foarte compacte, uşor

reproductibile, posibile de realizarea în serii mari cu costuri reduse.

În prezent, se pot realiza etaje de putere de RF cu tranzistoare, folosindu-se o pereche

sau o pereche de perechi/100 W putere de ieşire. În general puterile de ieşire a etajelor cu

tranzistoare se limitează la cca. 300 W, puterile mai mari presupunând curenŃi de colector foarte

mari. Răcirea tranzistoarelor, dat fiind suprafaŃa lor mică ridică probleme serioase,

tranzistoarele neputând fi folosite la temperaturi mai mari de 100 – 75oC pentru a nu scurta

drastic durata de viaŃă. Tuburile pot fi folosite la temperaturi de 100 – 150oC şi sunt, în plus,

mult mai rezistente la supraîncălzire.

109

6.4.1. Cuplajul etajului final de RF cu sarcina

În cazul etajelor lucrând în clasa A, sursa de putere de RF (tub sau tranzistor) lucrează

în regim liniar şi rezistenŃa sa de ieşire dinamică (de colector, drenă sau placă) este în mod

esenŃial constantă. Sursa de putere de RF poate fi reprezentată de sursa de tensiune în serie

cu o rezistenŃă (impedanŃă).

Este uşor de demonstrat matematic că maximum de putere ce se poate transfera

sarcinii de către o sursă lucrând în regim liniar atunci când Rg = RL sau când Zg = ZL. Se spune

că s-a realizat adaptare de impedanŃă.

În scopul transferului de putere maxim de la sursă spre sarcină se utilizează reŃele de

adaptare (circuite de adaptare) care au rolul de a transforma impedanŃa de sarcină în

impedanŃă complexă conjugată a impedanŃei generatorului de RF. În această situaŃie, fiecare

impedanŃă consumă aceeaşi putere deoarece curentul este acelaşi prin ambele impedanŃe şi

atunci este clar că 50% din putere este transferată sarcinii şi 50% se disipă pe rezistenŃa de

generator.

Deci, teoretic, randamentul unui etaj lucrând în clasa A este 50% dar în practică

randamentele obŃinute sunt mult mai mici.

În cazul etajelor finale de RF lucrând în clasa AB, B sau C, o mare parte din durata

unui ciclu de RF curentul de colector (drenă sau placă) este zero. Din această cauză,

impedanŃa efectivă de sursă de RF este departe de a fi constantă, ea de fapt variind în funcŃie

de nivelul semnalului de comandă. Întrucât rezistenŃa (impedanŃa) de sarcină este constantă

(cum este cazul antenei de emisie), rezultă că adaptarea de impedanŃă nu se poate realiza pe

toată durata ciclului de RF.

Concluzie: randamentul etajelor de radiofrecvenŃă se modifică în funcŃie de nivelul

semnalului de comandă, deci de clasa în care funcŃionează acestea.

Aparent, apare o contradicŃie: în clasele de funcŃionare AB sau B se folosesc

dispozitive neliniare dar se realizează totuşi o operare liniară. ExplicaŃia este că curentul de vârf

al dispozitivului urmăreşte exact tensiunea de comandă, chiar dacă tensiunea de ieşire nu o

face. Circuitele oscilante acordate pe care etajele finale de RF le au ca sarcină înapoiază

energia necesară fiecărui ciclu de RF, astfel încât forma de undă este sinusoidală. În

amplificatoarele de bandă largă cu tranzistoare, în mod normal sunt folosite circuite în push-pull

urmate de filtre trece-jos pentru refacerea formei sinusoidale al semnalului de RF aplicat la

intrare. Rezultatul este acela că se obŃine o amplificare liniară a semnalului de intrare utilizând

dispozitive neliniare.

În practica proiectării circuitelor de RF este necesar să se aleagă o rezistenŃă de sarcină optimă

pentru a realiza o putere de ieşire maximă, cu o liniaritate corespunzătoare şi să nu se

depăşească puterea maximă pe dispozitivele folosite. RezistenŃa de sarcină optimă se

determină cu ajutorul caracteristicilor de transfer ale dispozitivului folosit cu o aproximaŃie destul

de bună.

110

Sarcina unui etaj final de RF este, în mod uzual, o linie de transmisie conectată la

antena de emisie sau la intrarea unui alt amplificator. De multe ori nu este posibil să se modifice

valoarea acestei impedanŃe pentru a obŃine transferul maxim de putere şi de aceea se foloseşte

un circuit de ieşire care să realizeze transformarea acestei impedanŃe pentru a realiza

adaptarea cu impedanŃa de ieşire a amplificatorului. Rolul acestor circuite de ieşire este:

- să adapteze impedanŃa antenei la impedanŃa etajului final de RF

- să filtreze componentele din afara benzii alocate pentru ca radiaŃiile parazite să nu

depăşească un nivel maxim admis.

Există două tipuri principale de reŃele de ieşire care se folosesc pentru adaptarea

etajelor finale de RFcu antena:

- circuite acordate (tank circuit)

- transformatoare

a) Circuite de acord (tank circuits)

În RF, prin această categorie de circuite se înŃeleg acele circuite LC acordate,

destinate cuplării etajului final al emiŃătoarelor cu antena de emisie. Ele au rolul:

- să realizeze adaptarea de impedanŃă pentru transferul maxim de putere

- să atenueze armonicile nedorite din semnalul furnizat de etajul final (să sigure

parazite minime).

De obicei, se realizează sub forma de circuite oscilante în T, în π, în πL, în Γ etc.

Fig. 6.25. Circuit tipic de acord în πL

Circuitul rezonant paralel (sau echivalent) are capacitatea de a acumula energie sub

formă de:

- energie a câmpului electric, acumulat între plăcile condensatorului;

- energie a câmpului magnetic, acumulat în bobină.

Această energie acumulată variază periodic în timpul unui ciclu (oscilaŃii) de RF.

Pentru a avea o măsură a capacităŃii unui circuit oscilant paralel de a acumula energie,

se defineşte factorul de calitate Q0 ca fiind raportul dintre energia acumulată şi energia pierdută:

D

a

W

WQ π20= (6.4)

Wa – energia acumulată de către circuitul oscilant paralel

111

WD – energia disipată prin încălzirea rezistenŃei de pierderi a circuitului

Prin înlocuirea expresiilor celor două forme de energie Wa şi WD şi prin integrare se

obŃine expresia:

pR

XQ =0

(6.5)

În care reactanŃa X poate avea forma XL = ωL sau C

X cω

1= , adică poate fi o reactanŃa

inductivă sau capacitivă, iar Rp este rezistenŃa de pierderi a circuitului.

În cazul în care circuitul oscilant nu este conectat la o sarcină, rezistenŃa de pierderi

este rezistenŃa serie a inductivităŃii, deci de fapt tot rezistenŃa de pierderi a circuitului.

Dacă în paralel cu circuitul acordat se cuplează o rezistenŃă de sarcină RL, aceasta va

mări pierderile din circuit, ca şi cum circuitul ar avea o rezistenŃă de pierderi mai mare. În acest

caz, factorul de calitate al circuitului devine:

pL

LRR

XQ

+= (6.6)

În care Rp este rezistenŃa de pierderi a circuitului iar RL este rezistenŃa de sarcină.

Energia disipată pe rezistenŃa de pierderi Rp a circuitului de acord (tank circuit) este

pierdută prin degajare de căldură. În mod ideal, energia de RF din circuitului de acord ar trebui

să fie livrată rezistenŃei de sarcină RL (antenei). Acest deziderat presupune o rezistenŃă de

pierderi Rp a circuitului oscilant cât mai mică, adică o valoare cât mai mare a factorului de

calitate Q0 a circuitului de acord (fără sarcină).

Randamentul η al unui circuit de acord (tank circuit) se defineşte ca fiind raportul dintre

puterea livrată sarcinii RL şi puterea totală disipată prin pierderi pe rezistenŃele Rp şi RL:

100[%]RR

Rη

pL

L

+= (6.7)

sau:

]100[%]QQ

[1η0

L−= (6.8)

Rezultă că, pentru mărirea randamentului (eficienŃei) unui circuit de acord, sunt

necesare două condiŃii esenŃiale:

- QL cât mai mic, deci un curent de circulaŃie cât mai mic şi pierderi I2R cât mai reduse;

- Q0 cât mai mare, deci pierderi cât mai mici în circuitul de acord (tank circuit).

Se ştie însă că selectivitatea circuitului de acord este cea care ajută la suprimarea

armonicilor curentului generat de amplificatorul de RF. Măsura în care sunt suprimate aceste

armonici depinde de încărcarea (atenuarea) circuitului de acord, deci dilema care apare este

următoarea:

- un factor de calitate QL cât mai mic este indicat pentru un randament cât mai bun, dar

în acest caz armonicile sunt suprimate într-o măsură mică;

112

- un QL cât mai mare este necesar pentru suprimarea armonicilor, dar în acest caz

randamentul circuitului este slab.

Circuitele de acord (tank circuit) nu au neapărat forma unui circuit acordat paralel. Un

număr de circuite echivalente pot fi folosite pentru adaptarea impedanŃei de ieşire a

amplificatorului final de RF cu impedanŃa de sarcină. Multe din aceste circuite sunt operaŃional

mai flexibile decât un circuit de acumulare de tip circuit acordat paralel. Fiecare din aceste

circuite au avantaje şi dezavantaje în funcŃie de aplicaŃie.

Un circuit de adaptare tip de tip “reŃea în π” este prezentat în fig. 6.26.

Fig.6.26. Circuit tipic de adaptare în π

Există un algoritm de calcul al elementelor reŃelei în π în funcŃie de rezistenŃa de

sarcină, de rezistenŃa de ieşire a amplificatorului etc.

Cbloc are rolul de a bloca componenta de c.c. care ar putea să apară pe elementele

circuitului de adaptare. El trebuie să reziste la tensiuni cu 20 – 25% mai mari decât tensiunea

anodică Ua şi trebuie să aibă o impedanŃă mică la toate frecvenŃele de lucru.

În general, acest tip de circuit de adaptare se utilizează pentru etaje finale cu FET şi cu

tuburi electronice, datorită impedanŃei de ieşire mari ale acestora.

Circuitele de ieşire cu tranzistoare bipolare, prin specificul rezistenŃei lor de ieşire mici,

utilizează, de obicei, alt tip de circuite de adaptare, cum ar fi transformatoarele de adaptare.

b) Transformatore de adaptare

Transformatoarele de bandă largă sunt frecvent utilizate ca circuite de adaptare în

etajele finale de RF cu tranzistoare. Ele sunt piese critice în construcŃia acestor etaje întrucât

ele pot afecta randamentul, amplificarea în bandă, liniaritatea etajului respectiv.

Sunt două tipuri de transformatoare de adaptare:

- transformatorul convenŃional;

- transformatorul de tip linie de transmisiune.

113

Transformatorul convenŃional utilizat ca transformator de adaptare este realizat prin

bobinarea primarului şi secundarului pe un miez de mare permeabilitate, de obicei din fontă sau

pulberi metalice.

Cuplajul între primar şi secundar trebuie realizat cât mai strâns posibil în scopul

micşorării la maximum a pierderilor prin inductanŃa de pierderi, care cresc odată cu frecvenŃa

datorată măririi inductanŃei de pierderi.

Fig. 6.27. Transformator de adaptare pentru cuplarea antenei

SecŃiunea miezului trebuie să fie judicios aleasă pentru a nu se satura miezul la nivele

mari de semnal. Saturarea miezului conduce la încălzirea sa şi la alterarea proprietăŃilor sale

magnetice.

Transformatorul cu linie de transmisiuni este similar cu cel convenŃional, cu deosebire

că poate fi folosit într-o bandă de frecvenŃă mai largă. De asemenea, bobinajul este astfel

realizat încât să se realizeze un cuplaj capacitiv cât mai strâns între primar şi secundar. În acest

fel se micşorează foarte mult pierderile care apar la înaltă frecvenŃă (HF) datorită micşorării

cuplajului între înfăşurările transformatorului.

Bobinajul transformatorului cu linie de transmisiuni se realizează cu cablu coaxial sau

cu un alt tip de linie de transmisie.

6.4.2. Regimul de funcŃionare al etajului final de RF

Studiul regimului dinamic al unui amplificator (etaj) final de RF pune în evidenŃă

existenŃa a 3 regimuri de funcŃionare distincte:

- regimul subexcitat, când se lucrează la curenŃi de grilă mici, practic neglijabili

- regimul supraexcitat, când se lucrează la curenŃi de grilă mari

- regimul critic în care se lucrează la limita dintre regimul subexcitat şi cel

supraexcitat, acesta fiind regimul cel mai favorabil pentru un etaj final de RF.

114

Aceste regimuri de funcŃionare se definesc în funcŃie de amplitudinea semnalului de

excitaŃie a etajului final şi deci de unghiul de conducŃie (de deschidere) al acestuia. Ele pot fi

caracterizate cu ajutorul unor parametri specifici, cum sunt:

- (semi)unghiul de deschidere al curentului de drenă (anodic)

- (semi)unghiul de deschidere al curentului de grilă

- coeficientul de utilizare a tensiunii de alimentare.

Calculele şi experimentările au arătat că, pentru funcŃionarea în regim critic este necesar

să se realizeze un compromis între randamentul etajului şi coeficientul de utilizare al tensiunii

de alimentare, lucru care este posibil pentru un unghi de deschidere (de conducŃie) cuprins în

intervalul φ = 70°÷ 90°.

6.5. Exemple de etaj final de RF

Un amplificator final de RF cu tranzistor bipolar, care funcŃionează în banda de

175MHz, este prezentat în fig. 6.28. Grupul R2C6 previne intrarea în oscilaŃie a etajului.

Fig.6.28. Etaj de putere de RF cu tranzistor bipolar

Amplificatoare de putere de RF cu MOSFET şi FET

În ultimii ani au fost realizate tranzistoare de putere de RF cu FET şi MOSFET care s-

au impus cu repeziciune în acest domeniu datorită calităŃilor lor.

Avantajele pe care le oferă folosirea FET şi MOSFET în etajele finale de RF:

- bandă largă de frecvenŃă (2 – 200 MHz);

- pot livra uşor puteri de ieşire peste 30W (100W)/buc.

- caracteristici de intermodulaŃie excelente;

115

- câştig de putere ridicat 15 – 18 dB;

- preŃ de cost acceptabil.

În comparaŃie cu tranzistoarele bipolare, FET au câteva calităŃi de necontestat:

- “imunitatea la distrugere” datorată neadaptării cu antena sau cu sarcina de ieşire. Nu

mai sunt necesare circuite de protecŃie la SWR (Standing Wave Ratio) mare;

- încălzirea, atât de supărătoare la tranzistoarele bipolare, este mult mai redusă la

FET-uri şi MOSFET-uri, rezistenŃa de disipaŃie a acestora fiind mult mai mică (0,25 - 1Ω);

- capacitatea de intrare CGS şi de ieşire CDS nu se modifică odată cu frecvenŃa de lucru

sau la variaŃia nivelului semnalului de atac. Din această cauză, proiectarea se simplifică mult şi

aceste etaje pot funcŃiona într-o bandă largă, la putere constantă;

- datorită impedanŃei mari de intrare, proiectarea circuitelor de intrare este simplificată

şi puterea de excitaŃie este mult redusă.

RezistenŃa în conducŃie RDS a FET şi MOSFET este mică (0,25 - 1Ω) şi ele pot opera la

curenŃi de drenă ID de ordinul amperilor.

Dezavantajele folosiri FET:

- datorită benzii foarte largi de lucru a tranzistoarelor cu efect de câmp, în domeniul

VHF pot apărea autooscilaŃii, iar câştigul scade. Măsurile de prevenire a autooscilaŃiilor în VHF

care se pot lua sunt:

- micşorarea impedanŃei de intrare (de-Q în limba engleză);

- montarea de rezistenŃe în serie cu poarta FET;

- montarea de tuburi de ferită în drenă.

- FET-ul poate fi distrus mai repede decât un tranzistor bipolar, fiind sensibil la tensiuni

mari de grilă şi drenă şi în special la supratensiunile care apar datorită autooscilaŃiilor. Pentru

protecŃie, în grilă se pot monta diode Zener, dar acestea măresc capacitatea de intrare a

montajului.

În fig. 6.29 este prezentat un etaj final de RF, având puterea de 40W şi funcŃionând în

banda de 88 - 108MHz

Rezistoarele R1, R2 stabilesc impedanŃa de intrare în etaj şi servesc ca divizor de

polarizare a porŃii FET.

Dioda Zener D2 are rolul de a preveni aplicarea unei tensiuni de polarizare prea mari

pe poarta FET, care ar duce la distrugerea acestuia.

Rezistorul R3 din poarta FET micşorează Q-ul reŃelei de intrare, împiedicând astfel

intrarea în oscilaŃie a etajului.

C9, C12 şi şocul L3 au rolul de decuplare a sursei de alimentare din drenă.

ReŃelele de adaptare cu 5 poli de la intrarea şi ieşirea etajului au rolul de adaptarea a

impedanŃelor şi asigură o funcŃionare stabilă la frecvenŃa de lucru.

116

Fig.6.29. Etaj de putere de RF cu FET

De obicei, etajele finale de RF se realizează cu 2 sau mai multe tranzistoare de putere

conectate într-un montaj push-pull (clasă B în contratimp). Cu aceste tipuri de amplificatoare se

pot obŃine uşor puteri de 200 - 300W. Etajul din fig. 6.30 funcŃionează pe frecvenŃa de 50MHz,

debitând o putere de 250W.

Fig. 6.30. Amplificator de RF de putere cu MOSFET

în contratimp (push-pull), pe frecvenŃa de 50MHz

Transformatorul de radiofrecvenŃă T1 (cu raportul de transformare de 1:4) serveşte la

adaptarea impedanŃei de intrare (50Ω) la grilele celor două MOSFET-uri.

117

R1, R2, R3 formează un divizor pentru polarizarea grilei tranzistoarelor.

T3 este un transformator de adaptare de tip balun, cu raportul de transformare 1:1,

realizat cu cablu coaxial de teflon.

Amplificatorul poate lucra şi în clasa C dacă se polarizează grilele la o tensiune de 0V,

dar în acest caz, puterea şi randamentul scad. Deci randamentul este mai bun atunci când

tranzistoarele lucrează în clasa B.

Un montaj asemănător este prezentat în fig.6.31. Este un etaj final de 1000W care

funcŃionează în clasă C, pe frecvenŃa de 27,12MHz.

Fig. 6.31. Amplificator de putere de RF cu MOSFET-uri

Montajul este atacat în fază pe grilele MOSFET-urilor cu un transformator convenŃional

T1 cu raportul de transformare 1:4, care are şi rolul adaptării de impedanŃă.

T2 este un transformator balun coaxial cu raportul 1:1, care, împreună cu circuitul de

adaptare în Γ, format din L4, C11, C12 realizează cuplajul etajului cu antena de emisie.

C1, C2 compensează reactanŃa inductivă a transformatorului T1.

R1, R2 realizează punerea la masă a porŃilor MOSFET, prevenind apariŃia unui potenŃial

flotant de c.c. datorită polarizării nesimetrice a acestora. RezistenŃele R3, R4, R5, R6, R7, R8, R9,

R10 în serie cu porŃile MOSFET micşorează factorul de calitate Q al circuitului de intrare şi au

rolul de a împiedica intrarea în autooscilaŃie a montajului

118

Capitolul 7

7. RADIORECEPTOARE

7.1. Structura şi rolul radioreceptorului

Radioreceptor (receiver – Rx) este denumirea generică dată receptorului de

radiocomunicaŃii pentru radiotelegrafie, radiotelefonie şi radiodifuziune sonoră, în gamele de

unde lungi (UL), unde medii (UM), unde scurte (US) şi unde ultrascurte (UUS).

Radioreceptorul de trafic este un receptor de construcŃie specială, utilizat pentru recepŃia

în unde medii MF şi scurte HF, de obicei la distanŃe mari, în condiŃii de recepŃie uneori foarte

proaste, a unor semnale cu caracter special: informaŃii meteo, date de navigaŃie, mesaje de

alarmă etc., aşa cum este şi cazul radiocomunicaŃiilor maritime utilizate în GMDSS.

FaŃă de receptorul de radiodifuziune sonoră obişnuit, receptorul de trafic are

performanŃe mult superioare, cum ar fi: sensibilitate şi selectivitate mai mare, stabilitate ridicată,

etalonare precisă în frecvenŃă şi o mulŃime de alte facilităŃi impuse de specificul tipului de

radiocomunicaŃii în care sunt folosite (maritime, aero, terestre, civile sau militare etc.). De obicei,

construcŃia lor este foarte robustă şi pot avea mai multe moduri de lucru: telegrafie modulată şi

nemodulată, telefonie, facsimil (fax), telex radio, telefonie SSB etc.

FuncŃiile de bază ale unui radioreceptor sunt:

a) selectivitatea – posibilitatea de a putea extrage, din multitudinea de semnale pe

care le recepŃionează antena, numai semnalul dorit;

b) amplificarea semnalelor de energie foarte mică la nivelul dorit în scopul unei recepŃii

de calitate sau măcar inteligibile;

c) demodularea, adică obŃinerea semnalului de frecvenŃă joasă care poartă informaŃia

(semnal audio, date etc.);

d) prelucrarea semnalului demodulat

Corespunzător acestor funcŃii, un radioreceptor va avea în componenŃa sa următoarele

blocuri funcŃionale:

- un amplificator de radiofrecvenŃă selectiv (cu acord variabil);

- un bloc de prelucrare a semnalului modulat recepŃionat;

- un demodulator;

- un bloc de prelucrare a semnalului demodulat.

119

Clasificarea radioreceptoarelor

Există mai multe criterii de clasificare a radioreceptoarelor, dintre care amintim:

a) după destinaŃie, radioreceptoarele pot fi:

- comerciale (radioreceptoare de larg consum)

- profesionale (de trafic)

- radiotelefoane

- pentru radiolocaŃie

- pentru telemetrie etc.

b) după semnalul modulat recepŃionat, există receptoare pentru:

- modulaŃie de amplitudine cu purtătoare (MA + P)

- modulaŃie de frecvenŃă (MF)

- modulaŃie de amplitudine cu bandă laterală unică (MA – BLU)

- modulaŃie de amplitudine şi frecvenŃă MA şi MF

- modulaŃie de amplitudine cu purtătoare suprimată (MA - PS) etc.

c) după structura amplificatorului selectiv şi a lanŃului de radiofrecvenŃă,

radioreceptoarele pot fi:

- cu simplă detecŃie

- cu amplificare directă

- cu reacŃie

- cu superreacŃie

- cu detecŃie sincronă directă (sincrodină)

- cu o schimbare de frecvenŃă (SF)

- cu două sau mai multe schimbări de frecvenŃă.

d) după gamele de frecvenŃă recepŃionate, receptoarele de radiodifuziune pot fi:

- pentru unde lungi UL

- pentru unde medii UM

- pentru unde scurte US

- pentru unde ultrascurte UUS

- pentru unde medii şi ultrascurte (UM+UUS)

- pentru unde lungi, medii şi ultrascurte (UL+UM+UUS) etc.

e) după modul de amplificare a semnalului demodulat:

- tuner (cu amplificator de putere exterior)

- cu amplificator de putere încorporat.

Dintre aceste tipuri de radioreceptoare, de departe cel mai utilizat datorită calităŃilor

sale, probate de-a lungul timpului, este radioreceptorul cu una sau mai multe schimbări de

frecvenŃă, numit şi receptor superheterodină. De aceea, în cele ce urmează, vor fi abordate

principalele aspecte privind acest tip de radioreceptor.

120

7.2. Receptorul superheterodină

Principalul parametru care defineşte o staŃie de emisie este frecvenŃa de emisie. În

prezent există un număr imens de staŃii de emisie, fiecare lucrând pe frecvenŃe diferite, în game

de frecvenŃă diferite. Se pune problema ca receptorul să aibă performanŃe asemănătoare,

oricare ar fi frecvenŃa care se doreşte a fi recepŃionată. Acest deziderat poate fi realizat folosind

metoda heterodinării, care constă în producerea aşa numitelor “bătăi” electrice prin amestecul a

2 semnale de amplitudini şi frecvenŃe diferite, într-un element cu caracteristică neliniară. Ca

rezultat se obŃine o frecvenŃă constantă numită frecvenŃă intermediară, aceeaşi în toată gama

de frecvenŃe recepŃionată. De fapt, prin heterodinare se produce o translatare a spectrului

semnalului recepŃionat la o valoare fixă a frecvenŃei. În acest mod se poate realiza, indiferent de

frecvenŃa purtătoarei, o amplificare controlată şi o caracteristică de selectivitate constantă,

pentru o plaje largă de frecvenŃe recepŃionate.

Fig. 7.1. Principiul heterodinării

În urma acestui proces de amestec (mixare), se poate demonstra matematic că se obŃin

combinaŃii liniare de forma: fOL; fRF; fOL ± fRF; 2fOL ± 2fRF;…nfOL ± mfRF, adică aşa numitele

produse de heterodinare. Dintre aceste combinaŃii, prin folosirea unui filtru trece-bandă (FTB) cu

o bandă de trecere corespunzătoare se reŃine, de obicei, numai combinaŃia:

fi = fOL – fRF sau fi = fRF – fOL (7.1)

numită frecvenŃă intermediară (fi).

După cum se remarcă din relaŃia (7.1), există trei situaŃii distincte:

- dacă fOL> fRF, atunci fi = f0L – fRF iar receptorul este de tip supradină sau

superheterodină;

- dacă fOL < fRF, atunci fi = fRF – fOL iar receptorul este de tip infradină sau

infraheterodină;

- dacă fOL = fRF, atunci fi =0, iar receptorul este de tip sincrodină.

ObservaŃii

1. Acest procedeu de schimbare a frecvenŃei presupune existenŃa obligatorie a unui etaj

oscilator separat (OL) care produce semnalul fOL. Dacă fOL > fRF – spectrul semnalului supus

CI FTB

OL

A

MfRF

fOL

fi = f

OL- f

RF

mfOL

nfRF

+-fRF

Acord

121

operaŃiei de schimbare a frecvenŃei se inversează, iar dacă fOL < fRF – spectrul nu se inversează.

Etajul de schimbare a frecvenŃei se mai numeşte şi mixer sau etaj de amestec.

2. Schimbarea de frecvenŃă poate fi aditivă sau multiplicativă. Schimbarea de frecvenŃă

prin heterodinare este un procedeu aditiv.

3. În receptoarele moderne, vechile oscilatoarele locale clasice sunt înlocuite cu circuite

care realizează sinteza de frecvenŃă (sintetizoare de frecvenŃă), folosind în acest scop ca

oscilator local un oscilator comandat în tensiune OCT (VCO) a cărei frecvenŃă este programată

în funcŃie de postul ce trebuie recepŃionat.

4. Prin heterodinare, tipul de modulaŃie se păstrează şi se modifică doar frecvenŃa

purtătoare. De fapt, acesta este rolul heterodinării: acela de a translata spectrul semnalului util

în jurul unei frecvenŃe fixe – frecvenŃa intermediară a radioreceptorului.

7.2.1. Descrierea blocurilor componente

În analiza care urmează se va avea la bază clasificarea radioreceptoarelor pe baza

structurii amplificatorului selectiv de radiofrecvenŃă. În consecinŃă vor fi analizate doar două

tipuri de radioreceptoare, folosite pe în prezent pe scară largă şi anume:

- radioreceptoarele cu o schimbare de frecvenŃă (superheterodină)

! - radioreceptoarele cu două sau mai multe schimbări de frecvenŃă.

Schema bloc a unui receptor superheterodină cu simplă schimbare de frecvenŃă, pentru

recepŃia emisiunilor cu modulaŃie de amplitudine AM, este prezentată în figura 7.2.

Fig. 7.2. Schema bloc a unui radioreceptor superheterodină

cu simplă schimbare de frecvenŃă

SemnificaŃia notaŃiilor folosite în figură este următoarea:

A – antenă de recepŃie

CI – circuit de intrare

ARF – amplificator de radiofrecvenŃă

SF – schimbător de frecvenŃă (mixer)

OL – oscilator local (oscilator cu frecvenŃă variabilă – VFO)

CI ARF AFI

OL

DEM AAF

MUTERAA

SF

FTJ DF

Circuit CAF

A

Acord

122

AFI – amplificator de frecvenŃă intermediară

DEM – demodulator

DF – discriminator de frecvenŃă

CAF – dispozitiv (circuit) pentru controlul automat al frecvenŃei

RAA – circuit pentru reglajul automat al amplificării (sensibilităŃii)

AAF – amplificator de audiofrecvenŃă

MUTE – circuit de muting (mute) – acord silenŃios

FuncŃionare:

Semnalul util captat de antenă este trecut printr-un circuit de intrare (CI) care

îndeplineşte următoarele funcŃii:

• asigură transferul maxim de putere de la antenă la intrarea receptorului şi realizează

adaptarea cu (pre)amplificatorul de radiofrecvenŃă ARF;

• atenuează puternic semnalele perturbatoare având frecvenŃa egală cu frecvenŃa

imagine şi cu frecvenŃa intermediară a receptorului:

fim = fRF + 2fi

fi = fRF – fOL

• îmbunătăŃeşte selectivitatea totală a aparatului.

Circuitele de intrare (CI) se împart în două categorii:

- circuite de intrare de bandă largă şi cu acord fix pe frecvenŃa medie a gamei de

frecvenŃă recepŃionată;

- circuite de intrare de bandă îngustă, cu acord variabil.

Semnalul recepŃionat suferă, de obicei, o atenuare în acest circuit de intrare. De aceea

el se amplifică cu ajutorul unui amplificator de radiofrecvenŃă (ARF). FuncŃiile ARF sunt:

• îmbunătăŃeşte atenuarea frecvenŃei imagine fim şi a frecvenŃei intermediare fI;

• măreşte sensibilitatea receptorului;

• îmbunătăŃeşte raportul semnal/zgomot S/N;

• măreşte eficacitatea sistemului de reglaj automat al amplificării (sensibilităŃii) - RAA;

• atenuează pătrunderea frecvenŃei oscilatorului local fOL în circuitul de antenă.

Semnalul de RF se aplică, împreună cu semnalul generat de oscilatorul local OL,

schimbătorului de frecvenŃă SF, în care are loc mixarea (amestecul) celor două frecvenŃe fRF şi

fOL.

Pentru ca frecvenŃa intermediară să fie constantă, este necesar ca frecvenŃa

oscilatorului local fOL să se schimbe odată cu schimbarea acordului circuitului de intrare CI, cu

care se selectează semnalul util.

În receptoarele moderne schimbarea de frecvenŃă se realizează, de obicei, prin

procedeul aditiv, dar există şi schimbătoare de frecvenŃă autooscilante sau cvasimultiplicative

(utilizate mai rar). De obicei, este îndeplinită condiŃia fOL > fRF (superheterodină).

123

CerinŃele pe care trebuie să le îndeplinească schimbătorul de frecvenŃă sunt:

• amplificare de conversie mare;

• zgomot propriu cât mai mic (acesta creşte cu frecvenŃa);

• radiaŃia spre antenă a semnalului generat de OL (fOL) să fie cât mai mică;

• stabilitate în funcŃionare;

• influenŃare minimă a oscilatorului local OL.

Deşi oscilatorul local OL nu face parte din lanŃul de transmisie a semnalului recepŃionat

fs, el are un rol hotărâtor în funcŃionarea receptorului superheterodină.

FrecvenŃa lui se poate regla în următoarele moduri:

- cu condensator variabil

- cu diode varicap

- prin sinteză a frecvenŃei, cu VCO

Indiferent de modul de modificare a frecvenŃei fOL, este necesar ca oscilatorul local OL

să îndeplinească următoarele cerinŃe:

- stabilitatea bună a frecvenŃei generate;

- oscilaŃie lipsită de armonici;

- stabilitatea amplitudinii oscilaŃiei.

Semnalul de frecvenŃă intermediară rezultat în urma schimbării de frecvenŃă este

amplificat de un amplificator de frecvenŃă intermediară (AFI) realizat cu unul sau mai multe etaje

de amplificare.

AFI sunt, de obicei, amplificatoare selective acordate pe frecvenŃa intermediară fi,.

Indiferent de clasa sau de tipul receptorului, AFI trebuie să îndeplinească următoarele funcŃii:

• să asigure amplificarea semnalului de la ieşirea SF până la un nivel care să permită

demodularea. De fapt, amplificatorului de frecvenŃă intermediară AFI i se impune amplificarea

cea mai mare din receptor, el determinând practic sensibilitatea receptorului.

• să asigure selectivitatea faŃă de canalele adiacente;

• să asigure banda de trecere corespunzătoare tipului de recepŃie selectat (AM, FM,

telegrafie, telefonie, telefonie SSB etc.);

• să permită reglajul amplificării etajelor de frecvenŃă intermediară AFI de către circuitul

de RAA;

• să aibă o caracteristică amplitudine–frecvenŃă constantă (stabilă) în timp şi cu o

anumită alură.

AFI se poate realiza sub mai multe forme, cele mai folosite fiind:

- AFI de bandă îngustă, realizate cu circuite derivaŃie sau cu circuite cuplate;

- AFI de bandă largă, urmate sau precedate de filtre cu selectivitate concentrată.

FrecvenŃa intermediară fi este, în general, standardizată dar ea poate fi aleasă şi de

constructor. În receptoarele de trafic (profesionale) utilizate în radiocomunicaŃiile, ea este aleasă

124

de constructor în funcŃie de performanŃele pe care urmăreşte să le realizeze cu receptorul

respectiv.

Semnalul amplificat de AFI se aplică etajului demodulator (detector) D, care are rolul de

a extrage informaŃia utilă din semnalul de frecvenŃă intermediară.

În funcŃie de tipul de modulaŃie al semnalului de frecvenŃă intermediară se deosebesc:

- demodulatoare (detectoare) pentru semnale AM

- demodulatoare (detectoare) pentru semnale FM

Indiferent de tipul de detecŃie, demodulatorul trebuie să realizeze următoarele funcŃii:

• extrage informaŃia utilă din semnalul de frecvenŃă intermediară;

• contribuie la stabilirea sensibilităŃii globale a receptorului;

• participă la realizarea RAA (în cazul receptoarelor AM) sau CAF (în cazul

receptoarelor FM) şi a reglajului de muting.

7.2.2. Circuite de reglare automată

În afara căii directe a semnalului recepŃionat, în schema bloc de principiu a

radioreceptorului se remarcă existenŃa unei căi inverse, prin intermediul căreia se aplică

semnalul de RAA. Acesta se extrage din etajul detector DEM şi apoi, prelucrat, filtrat, amplificat,

comandă etajele AFI şi ale ARF, astfel încât atât posturile slabe cât şi cele puternice să fie

recepŃionate la aproximativ acelaşi nivel. Acesta este circuitul de reglaj automat al amplificării

RAA (sau de reglaj automat al sensibilităŃii - RAS).

De asemenea, se remarcă o a doua buclă de reglaj automat – CAF – care reprezintă.

circuitul de reglaj automat al frecvenŃei. Semnalul de la ieşirea AFI acŃionează prin intermediul

unui discriminator de frecvenŃă (fază) asupra unui circuit de reglaj a frecvenŃei oscilatorului local

OL, compensând astfel “fuga” în timp a frecvenŃei acestuia.

Principiul de funcŃionare al circuitelor pentru controlul automat al frecvenŃei (CAF) se

bazează pe introducerea în circuitul oscilant al oscilatorului local OL a unui element de reglaj

capabil să schimbe frecvenŃa acestuia fOL. Acest dispozitiv este comandat de diferenŃa:

∆f = fin – fir (care este, de fapt, eroarea de frecvenŃă)

în care fin este frecvenŃa intermediară nominală, iar fir frecvenŃa intermediară reală a semnalului.

De obicei, această diferenŃă se transformă într-o tensiune continuă de reglaj UCAF care

este funcŃie de mărimea şi semnul alunecării frecvenŃei intermediare reale faŃă de cea nominală.

Tensiunea de reglaj se aplică dispozitivului de reglaj şi comandă prin intermediul acestuia

modificarea convenabilă a frecvenŃei oscilatorului local fOL, astfel încât frecvenŃa intermediară

reală să se apropie cât mai mult de cea nominală.

Rezultă că un sistem CAF se compune din următoarele părŃi:

- detectorul de eroare (comparatorul de frecvenŃă)

- dispozitivul de reglaj a frecvenŃei oscilatorului local OL

125

ObservaŃie

De obicei, receptoarele AM nu sunt prevăzute cu un circuit discriminator (comparator) de

frecvenŃă şi de aceea, pentru a realiza controlul automat al frecvenŃei este necesar ca aceste

receptoare să fie prevăzute cu un astfel de circuit. În receptoarele FM, ca detector de eroare se

foloseşte chiar demodulatorul FM (discriminator), care furnizează atât tensiunea de eroare cât şi

pe cea de reglaj UCAF.

Fig. 7.3. Principiul CAF într-un receptor AM: DR – dispozitiv de reglaj;

FCAF – filtru CAF, DP - discriminator de fază

Reglajul selectivităŃii

Se foloseşte în receptoarele de performanŃă şi constă în reglajul automat sau manual al

lărgimii benzii de trecere (RAB) a amplificatorului de frecvenŃă intermediară AFI. Aceasta se

lărgeşte în cazul posturilor puternice şi se îngustează în cazul semnalelor slabe, însoŃite de

paraziŃi. Acest reglaj se foloseşte numai în cazul recepŃiei AM, deoarece în cazul recepŃiei FM

cresc distorsiunile de neliniaritate.

Sistemul RAB acŃionează, de obicei, numai asupra benzii de trecere a amplificatorului de

frecvenŃă intermediară AFI.

În figura 7.4 este prezentat schematic principiul de funcŃionare a unui circuit RAB cu

acŃionare “înapoi”, în care semnalul este preluat de la ieşirea AFI, este prelucrat şi apoi

acŃionează asupra filtrului trece-bandă FTB din AFI.

Fig. 7.4. Sistem de RAB cu acŃionare “înapoi”: DET RAB – detector de RAB;

FTB – filtru-trece-bandă; DR – dispozitiv de reglaj

ARF AAFDETAFISF

OL

DPDR FCAF

CIRCUIT CAF

CAF ON/OFF

+/-UCAF

A FTB DET

DRDETRAB

SF

URAB

fs

AFI

126

MUTING (acord “silenŃios”, mute)

Receptoarele cu sensibilitate mare prezintă inconvenientul că, atunci când se face

acordul de la un post la altul, în intervalul dintre posturi, datorită sistemului de RAA, creşte

foarte mult zgomotul în difuzor. În vederea acordului silenŃios pe postul dorit s-au realizat

circuite de reglaj automat care suprimă sau reduc audiŃia atunci când nivelul semnalului util la

intrarea receptorului scade sub un anumit nivel.

În funcŃie de modul de analiză a nivelelor de semnal şi zgomot, există două feluri de

circuite MUTING:

a) circuite MUTING care acŃionează după nivelul semnalului util cu zgomot (S + N) (S –

signal; N – noise);

b) circuite MUTING care acŃionează după raportul dintre nivelul semnalului util şi al

zgomotului (S+N) şi nivelul zgomotului: (S+N/N). Acest tip de circuite este utilizat în special în

aparatura profesională şi are un cost mai ridicat, dar şi performanŃe pe măsură.

În fig. 7.5 este prezentat un circuit de muting în care semialternanŃele negative ale

semnalului cules de la ieşirea detectorului MA este filtrat cu grupul R1, R2, C1 şi se aplică pe

poarta unui FET (care este în mod normal saturat), astfel încât, atunci depăşeşte un anumit

nivel, FET-ul se blochează şi nu mai scurtcircuitează calea semnalului de AF. Pragul de

basculare se stabileşte cu semireglabilul R4.

Fig. 7.5. Circuit muting de tip “basculă cu prag”

Un alt circuit de muting, prezentat în fig. 7.6 foloseşte tensiunea de RAA pentru blocarea

amplificatorului de audiofrecvenŃă, amplificată în prealabil de un amplificator de c.c.

Fig. 7.6. Circuit de muting cu amplificator de c.c. şi blocarea căii de AF

DET MAFILTRU

AFAAF

Dif

R5

+Ec

onoff

KC2

R1

R2

C1

R3

R4

fi

t0

Uo

AFI DEM AAF

DET

RAAAcc

URAA

fi

URAA

Ucc bloc

DifAF

127

Acordul automat

Toate radioreceptoarele moderne au posibilitatea să caute şi să memoreze frecvenŃele

anumitor posturi presetate de către operator, sau, cum poate fi cazul receptoarelor utilizate în

sistemul DSC, de către fabricant. Această operaŃie se numeşte acord (căutare, scanare)

automat(ă), iar principiul ei este ilustrat în figura 7.7.

Oscilatorul local folosit este un oscilator comandat în tensiune VCO (Voltage Controlled

Oscilator) de către un convertor numeric/ analog N/A prin intermediul unui filtru trece-jos FTJ.

Acesta este comandat de un numărător reversibil NR, al cărui conŃinut este incrementat sau

decrementat de către un microprocesor µP.

µP comunică cu o memorie RAM în care sunt memorate frecvenŃele de acord pe

posturile preselectate şi cu o memorie ROM care conŃine sistemul de operare al

radioreceptorului.

Fig. 7.7. Principiul de funcŃionare a unui radioreceptor

cu scanare (căutare) automată

Prin intermediul unor porturi de intrare/ieşire I/O se comandă afişajul numeric al

frecvenŃei de acord şi se dau comenzi receptorului.

La apăsarea tastei de căutare (SEARCH sau SCAN), microprocesorul µP începe să

incrementeze conŃinutul numărătorului reversibil cu câte o unitate. Tensiunea de la ieşirea

convertorului numeric/analog N/A creşte în trepte, este filtrată şi se aplică VCO, care îşi

modifică frecvenŃa de acord în funcŃie de valoarea acesteia.

SF AFI DEM AAF

MUTE

CAF

VCO

FTJ N/A NR

RAM

uP

TAST

ROM

fs fi

f0

IDENT STOP

fi

128

În momentul în care radioreceptorul captează un post oarecare, din lanŃul de frecvenŃă

intermediară FI se primeşte un semnal de identificare IDENT, care indică acordul pe post şi

care determină scăderea vitezei de incrementare a conŃinutului numărătorului NR. Pentru

acordul corect pe post, microprocesorul µP are nevoie de un semnal de comandă care este

furnizat de circuitul de control automat al frecvenŃei CAF. În momentul în care este realizat

acordul exact, circuitul de control automat al frecvenŃei CAF furnizează un semnal STOP, sub

forma unui salt de tensiune care determină oprirea căutării. Radioreceptorul rămâne pe acest

post până la o nouă comandă SEARCH. Postul respectiv se poate memora prin comanda de

transfer a conŃinutului registrelor numărătorului reversibil NR în memoria RAM. În situaŃia în

care se doreşte recepŃionarea acestui post, radioreceptorul fiind acordat pe altă frecvenŃă, prin

apăsarea unei tastei, conŃinutul registrului corespunzător acestei taste este transferat

numărătorului reversibil NR, iar convertorul N/A furnizează la ieşire tensiunea necesară

acordului pe acest post.

Dacă în timpul incrementării conŃinutului registrelor numărătorului reversibil NR nu se

recepŃionează nici un post, după parcurgerea tuturor treptelor (în număr de 256 în cazul unui

convertor digital/analog de 8 biŃi, de exemplu), tensiunea crescătoare în trepte de la ieşirea

convertorului scade automat la valoarea minimă şi se reia căutarea. Deci căutarea posturilor în

acest mod de lucru se face de la frecvenŃe joase la frecvenŃe înalte, iar revenirea rapidă pe

frecvenŃe joase face posibilă reluarea operaŃiei.

Radioreceptorul este prevăzut, de obicei, cu două taste pentru căutarea manuală: una

spre capătul inferior al benzii (DOWN) şi cealaltă spre capătul superior al benzii (UP). Apăsarea

oricăreia dintre aceste două taste iniŃiază căutarea (scanarea) în jos, respectiv căutarea în sus.

Trecerea pe modul de căutare (scanare) automată se face prin apăsarea tastei SEARCH

(căutare).

7.2.3. Parametrii caracteristici ai radioreceptorului

Pentru a putea face o comparaŃie între diferite tipuri de radioreceptoare au fost definiŃi

anumiŃi parametri funcŃionali, care, măsuraŃi în anumite condiŃii standard permit o apreciere a

calitativă a performanŃelor acestora:

- temperatură, umiditate şi presiune standard

- gradul demodulaŃie a semnalului de RF de intrare de 30%

- tensiuni de alimentare în limite permise

- reglajele radioreceptorului la maximum etc.

Sensibilitatea este capacitatea radioreceptoarelor de a recepŃiona, în condiŃii normale,

semnale radio de intensitate mică. Ea nu poate fi mărită prea mult, datorită pericolului intrării în

129

oscilaŃie a ARF. Sensibilitatea poate fi exprimată în funcŃie de puterea de ieşire sau de raportul

semnal/zgomot S/N, astfel încât se pot defini:

a) Sensibilitatea limitată de amplificare Sa, care reprezintă nivelul minim al semnalului de

intrare, care, în condiŃiile în care radioreceptorul este acordat pe frecvenŃa de măsură, cu

reglajul de ton în poziŃie normală şi cu volumul la maximum, permite obŃinerea la ieşire a puterii

standard. Ea caracterizează câştigul global al radioreceptorului, fără o legătură cu calitatea.

b) Sensibilitatea limitată de zgomot Szg, care reprezintă nivelul minim al semnalului de

intrare, modulat normal, care, în condiŃiile în care RR este acordat pe frecvenŃa de măsură, cu

reglajul de ton în poziŃie normală şi cu volumul la maximum, permite obŃinerea la ieşire a unui

semnal caracterizat printr-un raport semnal-zgomot S/N standard.

Plecând de la aceste două exprimări ale sensibilităŃii, se alege aceea care defineşte cea

care spune cel mai mult despre radioreceptor. Aceasta se numeşte sensibilitatea utilizabilă Su şi

are expresia:

Su = max Sa, Szg.

Selectivitatea - reprezintă capacitatea radioreceptoarelor de a separa postul recepŃionat

de un post învecinat aflat la o distanŃă fixă, adică de a atenua într-o măsură mai mare sau mai

mică semnalul provenit de la postul alăturat.

Se definesc două tipuri de selectivitate:

a) Selectivitatea faŃă de canalul adiacent Sad, care este proprietatea radioreceptorului

de a atenua semnalele din canalele adiacente. Ea se exprimă prin mărimea atenuării la un ecart

de frecvenŃă anumit, în dB (de exemplu, la ±9KHz în MA, la ±150KHz în MF, la ±3KHz în MA-

SSB etc.).

b) Selectivitatea faŃă de frecvenŃa imagine Simag, care este definită ca fiind proprietatea

RR de a atenua semnalul de frecvenŃă imagine. Această proprietate este determinată de

selectivitatea circuitelor de intrare şi a amplificatoarelor de RF din structura radioreceptorului.

Selectivitatea faŃă de frecvenŃa imagine Simag trebuie analizat[ă la capătul superior al benzii de

frecvenŃă în care se face măsurătoarea, deoarece acolo selectivitatea circuitelor de RF este mai

mică.

Un dezavantaj major al receptoarelor superheterodină este problema frecvenŃei imagine.

Aceasta este, de fapt, un semnal de intrare de RF nedorit, având frecvenŃa:

fimag = fRF + 2fi, dacă fOL > fRF în cazul radioreceptoarelor superheterodină;

fimag = fRF - 2fi, dacă fOL < fRF în cazul radioreceptoarelor infradină

în care fOL este frecvenŃa oscilatorului local, fRF este frecvenŃa semnalului de RF recepŃionat, iar

fi este frecvenŃa intermediară a radioreceptorului. Când la intrarea radioreceptorului, pe lângă

semnalul util de RF apare şi un semnal de RF având frecvenŃa imagine, la ieşirea SF apare un

al doilea semnal având frecvenŃa apropiată de frecvenŃa intermediară, ceea ce produce

130

interferenŃe. Un alt efect supărător datorat frecvenŃei imagine, este recepŃia aceluiaşi post de

radio în două locuri pe scala radioreceptorului.

Cantitativ, Simag se exprimă prin relaŃia:

[dB]UU

20logSimag

simag = (7.3)

în care:

- Us este amplitudinea semnalului util care produce la ieşirea RR o putere de 50mW

- Uimag este amplitudinea semnalului de frecvenŃă imagine care, aplicat la intrare,

produce la ieşirea RR aceeaşi putere.

c) Selectivitatea faŃă de frecvenŃa intermediară Sint, care este definită ca fiind

proprietatea RR de a atenua semnalele având frecvenŃa apropiată de frecvenŃa intermediară fi

şi a căror prezenŃă ar duce la apariŃia perturbaŃiilor de interferenŃă (fluierături şi distorsiuni).

Practic, ea se realizează prin introducerea la intrarea RR a unor circuite de rejecŃie acordate pe

frecvenŃa intermediară fi, prin ecranarea corespunzătoare a AFI şi, nu în cele din urmă, prin

alegerea judicioasă a valorii fi.

Fidelitatea caracterizează capacitatea radioreceptoarelor de a reproduce fără distorsiuni

semnalul (mesajul) util. Se apreciază cu ajutorul caracteristicii de transfer amplitudine-frecvenŃă.

Fidelitatea depinde de banda de trecere globală B3dB a radioreceptorului şi, în principal, de

caracteristica de frecvenŃă a amplificatoarelor de joasă frecvenŃă AAF şi de frecvenŃă

intermediară AFI.

Distorsiunile de neliniaritate se apreciază, de obicei, prin numărul (conŃinutul) de

armonici din semnalul util cules la ieşirea amplificatorului de joasă frecvenŃă (audiofrecvenŃă)

AAF al radioreceptorului. Distorsiunile apar atunci când se produce o modificare a spectrului

semnalului de joasă frecvenŃă recepŃionat, provocată de existenŃa elementelor neliniare din

calea de semnal a radioreceptorului sau din alte cauze.

Gradul de distorsiune armonică se exprimă prin formula:

%100A....AAA

A....AA

2

n

2

3

2

2

2

1

2

n

2

3

2

2

++++

+++=δ

în care A1 reprezintă amplitudinea fundamentalei, iar A2, A3….An – amplitudinile armonicilor.

Stabilitatea frecvenŃei oscilatorului local OL (VFO, BFO) - se exprimă în unităŃi de

frecvenŃă şi este de 2 feluri:

- pe termen scurt (≈ 10min…30min)

- pe termen lung (6 luni, 1 an etc.)

Alte criterii de performanŃă:

- Eficacitatea RAA care reprezintă raportul dintre semnalul maxim şi semnalul minim

aplicat la intrarea radioreceptorului, pentru care se obŃine o variaŃie a nivelului semnalului de la

ieşirea acestuia de 10dB.

- Eroarea de acord - se exprimă în Hz.

131

7.2.4. Tipuri de radioreceptoare

Radioreceptorul de tip superheterodină are la bază un principiu vechi care, practic, se

identifică cu ideea de radioreceptor şi a rămas o soluŃie de bază. Blocurile principale –

schimbătorul de frecvenŃă SF (MIX), oscilatorul local OL, amplificatorul de RF (ARF),

amplificatorul de frecvenŃă intermediară (AFI), demodulatorul (DEM) etc. au rămas prezente în

schema bloc a radioreceptoarelor moderne. Realizările actuale conŃin, în esenŃă, aceleaşi etaje,

doar că ele au fost „garnisite”, cu diverse bucle de reglaj automat şi multe alte facilităŃi, devenite

posibile datorită în cea mai mare măsură progreselor tehnologice realizate în construcŃia

dispozitivelor electronice semiconductoare, a filtrelor ceramice şi cu cuarŃ şi a CI specializate.

FaŃă de emisiunile clasice cu MA, recepŃia emisiunilor SSB presupune cerinŃe puŃin mai

complicate, datorită absenŃei purtătoarei de RF în semnalul recepŃionat. De fapt, condiŃia

principală este ca receptorul să conŃină un circuit de demodulare adecvat, care să permită

refacerea purtătoarei, deoarece numai aşa este posibilă extragerea semnalului modulator.

Acest lucru se poate realiza prin mai multe metode, care vor fi expuse în cele ce urmează.

În figura 7.8 este prezentată schema bloc a unui receptor superheterodină cu dublă

schimbare de frecvenŃă, în care primul oscilator local OL1 funcŃionează pe frecvenŃe fixe,

stabilizate cu cristale de cuarŃ, iar al 2 - lea oscilator local OL2 este cu frecvenŃă variabilă.

Receptorul poate recepŃiona şi emisiuni MA-BLU (AM - SSB), fiind prevăzut cu un

oscilator de bătăi BFO, care serveşte la refacerea purtătoarei.

Reglajul automat al sensibilităŃii se realizează cu ajutorul circuitului RAS, care primeşte

semnalul de la ieşirea demodulatorului şi modifică în funcŃie de acesta amplificarea etajului de

radiofrecvenŃă ARF de la intrare şi a primului amplificator de frecvenŃă intermediară AFI1.

Acelaşi semnal de la ieşirea demodulatorului este folosit pentru comanda circuitului de

acord silenŃios MUTE.

Reglajul selectivităŃii (benzii de trecere) a radioreceptorului se face modificând banda de

trecere a circuitelor celui de-al 2-lea amplificator de frecvenŃă intermediară AFI2.

Fig. 7.8. Receptor SSB de trafic, cu dublă schimbare de frecvenŃă

CP ARF SF1 AFI1 SF2 AFI2 DEM

BFO

AAF

OL1

OL2

2 - 30 MHz

fi2fi1

fh1fh2 fo

MUTE

Selectivitatevariabilã

A

Comutaresubgame

RAS

132

ObservaŃii

1. Receptoarele de trafic folosesc două sau 3 schimbări de frecvenŃă, scopul fiind:

- reducerea perturbaŃiilor de interferenŃă date de frecvenŃa imagine fim;

- îmbunătăŃirea performanŃelor de bază ale receptorului: sensibilitatea, selectivitatea şi

fidelitatea.

2. Acest tip de radioreceptor (prezentat în figura 7.8) nu este economic din cauza

numărului mare de cristale de cuarŃ utilizate. În receptoarele moderne, în locul oscilatoarelor

locale fixe (cu cuarŃ) sau variabile, se utilizează sintetizoare de frecvenŃă cu circuite PLL sau de

alt tip, care sunt mai economice din acest punct de vedere şi au performanŃe ridicate.

În figura 7.9 este prezentat un receptor de trafic construit pe acest principiu.

Selectarea postului dorit se face cu ajutorul tastaturii (TAST), iar frecvenŃa postului este

afişată numeric pe display-ul ANF. Prin intermediul blocului de control BC, frecvenŃa selectată

este transformată în comenzi numerice care se aplică divizoarelor programabile N1 şi N2 ale

celor două sintetizoare de frecvenŃă cu circuite PLL, pentru a genera frecvenŃele necesare

oscilatoarelor VCO1 şi VCO2. Ecartul de frecvenŃă este de 1KHz, ceea ce permite practic

selectarea oricărui post din banda de frecvenŃe recepŃionate.

Fig. 7.9. Receptor modern, cu dublă schimbare de frecvenŃă

şi sintetizor cu circuite PLL

M – mixer; OR1, OR2 – oscilatoare de referinŃă; NR1, NR2 – divizoare fixe

Divizorul fix cu 20 - NF(÷20) - a fost introdus pentru a micşora frecvenŃa de lucru a

divizorului programabil N1 (<10MHz). FrecvenŃa etalon pentru ambele sintetizoare a fost

obŃinută de la un singur oscilator cu cuarŃ (OR1) pe 5,76MHz, pentru obŃinerea frecvenŃei de

TAST BC

ANF

CNA

N1: 653 - 973

NF

:20

FTJ1

VCO1

CP1NR1

: 1152

N2: 300 - 309

FTJ2

CP2

VCO2MOR2

CI ARF M1 AFI1 M2 AFI2 DEM

NR2

: 5

AAF

OR1

5,76MHz

5KHz

1KHz

fs fs fs fi1 fi1 fi2 fi2

f01

f02

55,301MHz

ecart 1KHz

ecart 100KHz

133

referinŃă de 5KHz (pentru ecartul de 100KHz) şi apoi, prin divizare cu 5, pentru obŃinerea

ecartului de 1KHz.

ObŃinerea celei de a doua frecvenŃe intermediare s-a realizat cu ajutorul unui oscilator

suplimentar cu cuarŃ OR2.

Concluzii

1. Radioreceptorul superheterodină, datorită folosirii schimbării de frecvenŃă, are câteva

avantaje esenŃiale:

a) Sensibilitate este foarte bună, deoarece pe lanŃul de RF şi pe lanŃul de frecvenŃă

intermediară se pot realiza amplificări mari, la frecvenŃe diferite, ceea ce micşorează pericolul

apariŃiei oscilaŃiilor. În plus, câştigul AFI poate fi realizat la nivele foarte mari, deoarece

frecvenŃa intermediară este fixă şi are o valoare relativ scăzută.

b) Datorită valorii relativ mici a frecvenŃei intermediare, caracteristica amplitudine-

frecvenŃă a AFI poate fi realizată apropiată de cea ideală, ceea ce permite obŃinerea unei bune

selectivităŃi a radioreceptorului superheterodină faŃă de canalele adiacente.

c) Tot datorită caracteristicii foarte uniforme a AFI şi a faptului că demodularea (detecŃia)

se face la nivel mare de semnal, receptorul superheterodină are o bună fidelitate.

2. Dezavantajele radioreceptorului superheterodină sunt:

a) schemă complexă;

b) posibilitatea apariŃiei intermodulaŃiei şi a unor perturbaŃii de interferenŃă datorită

neliniarităŃii elementului folosit în schimbătorul de frecvenŃă;

c) factor de zgomot ridicat datorită prezenŃei la intrarea radioreceptorului a unui etaj

zgomotos, care este schimbătorul de frecvenŃă (mixerul).

134

Capitolul 8

8. ETAJELE DE RADIOFRECVENłĂ ALE

RADIORECEPTOARELOR

GeneralităŃi

Prin etaje de radiofrecvenŃă ale radioreceptorului se înŃeleg acele etaje din schema bloc

cuprinse între antena (A) şi amplificatorul de frecvenŃă intermediară (AFI).

Aceste etaje cuprind:

- circuitele de intrare (CI);

- amplificatorul de radiofrecvenŃă (ARF);

- etajul schimbător de frecvenŃă (SF) sau mixerul (M);

- oscilatorul local (OL).

FuncŃiile principale ale acestor etaje sunt:

- selectarea postului care se doreşte a fi recepŃionat;

- realizarea transferului informaŃiei utile de pe frecvenŃa purtătoare selectată fs pe o

frecvenŃă fixă (frecvenŃa intermediară fi).

Fig. 8.1. Etajele de RF ale unui radioreceptor

Semnalele captate de antena radioreceptorului ajung în circuitului de intrare (CI).

Acesta poate fi format dintr-un circuit selectiv de bandă îngustă, cu acord variabil, sau dintr-un

circuit de bandă largă, care acoperă tot domeniul de frecvenŃă ce se doreşte a fi recepŃionat.

În cazul în care circuitul de intrare este un circuit selectiv de bandă îngustă, frecvenŃa lui

de acord trebuie să fie variabilă, pentru a se putea alege postul dorit. În această situaŃie, la

intrarea ARF ajung numai semnalele din banda de frecvenŃă alocată postului recepŃionat.

În cazul în care CI este de bandă largă, la intrarea ARF ajung toate semnalele din banda

de recepŃionat. Selectarea postului dorit este realizată cu ajutorul unui circuit selectiv cu acord

variabil, care reprezintă sarcina etajului ARF.

CI ARF SF

OL

RAAA

Acord

AFI

fs

f0

fi

135

Modul în care se produce selectarea unui post (staŃie) de radio cu ajutorul unui receptor

având un circuit de intrare de bandă îngustă, este prezentat în fig. 8.2. Dacă semnalele emise

de staŃii diferite au spectrele repartizate ca în fig. 8.2 a, în urma operaŃiei de heterodinare,

spectrele lor sunt translatate, f0 fiind frecvenŃa reglată a oscilatorului local OL din receptor.

Dintre aceste spectre translatate, amplificatorul de frecvenŃă intermediară AFI va selecta numai

spectrul axat pe frecvenŃa intermediară fi, în cazul de faŃă spectrul semnalului E’2 (fig. 8.2 b).

Celelalte spectre de frecvenŃă vor fi eliminate (rejectate, atenuate) datorită caracteristicii

amplitudine-frecvenŃă a AFI. Dacă se doreşte selectarea unui alt post (staŃie), se variază

frecvenŃa fO a oscilatorului local, până când diferenŃa f0 - fsi devine egală cu fi.

Fig. 8.2. Selectarea semnalului util

Etajul amplificator de radiofrecvenŃă (ARF) are rolul de a mări nivelul semnalului util

pentru a-l aplica etajului schimbător de frecvenŃă SF. Această amplificare în RF nu este impusă

numai de necesitatea unui câştig global mare, deci de mărirea sensibilităŃii receptorului, ci şi de

îmbunătăŃirea raportului semnal/zgomot S/N.

Schimbătorul de frecvenŃă SF, prin modul lui de funcŃionare, introduce un zgomot foarte

puternic, suprapunându-l peste semnalul util. Acest zgomot propriu al etajului creşte cu

creşterea frecvenŃei. În acest sens trebuie spus că în gama UL şi UM, zgomotul este mult mai

redus decât în gama US, UUS sau UHF, unde devine semnificativ. De asemenea, în aceste

game, utilizarea etajelor ARF este obligatorie.

Dacă se face un bilanŃ al zgomotului într-un radioreceptor, se ajunge la concluzia că

factorul de zgomot global al unui radioreceptor este determinat în cea mai mare parte de

factorul de zgomot al primului etaj amplificator, care trebuie să prezinte o amplificare în putere

mare. Etajele următoare, chiar dacă au factor de zgomot mare, au o contribuŃie nesemnificativă

la zgomotul global al radioreceptorului.

fs1 fs2fs3f0

fi

E1 E2E3

f0

ff0- fs3 f0- fs2= fi f0- fs1

E'3E'2 E'1

0

AFI(fixã)

E'1 E'2

f0+ fs1 f0+ fs2

a)

b)

136

Schimbătorul de frecvenŃă (SF) sau mixerul (M) realizează transferarea spectrului

semnalului util de pe frecvenŃa purtătoarei fRF, indiferent de valoarea acesteia, pe o frecvenŃă

fixă – frecvenŃa intermediară fi. Acest lucru se realizează cu ajutorul unei oscilaŃii care trebuie să

difere de frecvenŃa purtătoarei semnalului util cu o valoare egală cu valoarea frecvenŃei

intermediare fi. Această frecvenŃă este generată de oscilatorul local OL. DiferenŃa între fOL şi fRF

trebuie menŃinută constantă în toată banda de frecvenŃă ce se doreşte a se recepŃiona:

fi = fOL – fRF

În aceste condiŃii, frecvenŃa oscilatorului local fOL se modifică simultan cu modificarea

acordului circuitului de intrare CI şi al ARF. La ieşirea blocului de RF, adică la ieşirea mixerului,

se obŃine semnalul de frecvenŃă intermediară fi, modulat cu semnalul util.

Constructiv, etajele de RF sunt realizate, de regulă, sub forma unui bloc funcŃional

independent, care, uneori, poate să nu conŃină oscilatorul local OL.

8.1. Circuite de intrare (CI)

Rolul circuitului de intrare al unui radioreceptor este de a face o primă selecŃie a

semnalului util din multitudinea semnalelor captate de antena radioreceptorului şi de a-i

amplifica nivelul. El este cuplat, pe de o parte cu antena (A), care captează semnalul de RF şi

pe de altă parte cu primul etaj de amplificarede radiofrecvenŃă.

CondiŃiile pe care trebuie să le îndeplinească circuitul de intrare CI sunt următoarele:

- să realizeze acoperirea gamei de frecvenŃă;

- să aibă o bună selectivitate, în sensul de a atenua semnalele ce pot perturba

funcŃionarea corectă a radioreceptorului, în special frecvenŃa imagine;

- să realizeze transferul maxim al tensiunii, la rezonanŃă, de la antenă la intrarea ARF;

- factorul de transfer al tensiunii să fie cât mai constant în interiorul benzii de frecvenŃă

recepŃionate;

- să realizeze adaptarea cu ARF pentru transferul maxim de putere;

- să aibă o bandă de trecere suficient de largă (mai mare decât spectrul semnalului util)

pentru a putea permite trecerea neatenuată a întregului spectru de frecvenŃe al postului

recepŃionat;

- să aibă o bună stabilitate a frecvenŃei de acord

Dintre semnalele perturbatoare amintim semnalele din domeniul frecvenŃei imagine fimag

şi din domeniul frecvenŃei intermediare fi. FrecvenŃa imagine (frecvenŃa oglindă) este semnalul

având frecvenŃa:

iRFimag 2fff ±=

137

În urma heterodinării acestui semnal cu frecvenŃa oscilatorului local (fOL) rezultă un

semnal având frecvenŃa egală cu frecvenŃa intermediară fi a radioreceptorului, care pătrunde în

ARF producând intermodulaŃii nedorite cu semnalul util recepŃionat.

8.1.1. Clasificarea circuitelor de intrare

Există mai multe criterii de clasificare a circuitelor de intrare:

a) După structura circuitelor oscilante acordate folosite, există:

- CI cu 1 circuit acordat (simplu acordate sau de bandă îngustă)

- CI cu 2 circuite acordate (filtre de bandă)

- CI cu mai multe circuite acordate

b) După modul de cuplare al CI cu sarcina, se deosebesc:

- CI cuplate prin transformator

- CI cuplate prin autotransformator

- CI cuplate cu priză prin priză pe condensator

c) După modul de cuplare a CI cu antena, există:

- CI cuplate prin capacitate serie

- CI cuplate prin capacitate derivaŃie

- CI cuplate prin transformator

- CI cuplate prin autotransformator

- CI cu cuplaj mixt

d) După tipul antenei folosite şi al gamei de frecvenŃă recepŃionate, se deosebesc:

- CI pentru antenă filară (cazul gamelor de UL, UM şi US)

- CI pentru antenă de ferită (cazul gamelor de UL, UM şi US)

- CI pentru antenă telescopică (cazul gamelor de US şi UUS)

- CI pentru antenă exterioară sau interioară pentru gama UUS etc.

8.1.2. Circuite de intrare de bandă îngustă

Aceste CI sunt utilizate, de obicei, în gamele de unde lungi, medii şi scurte (UL, UM,

US). Ele sunt circuite selective cu acord variabil.

Cuplajul CI cu antena de recepŃie exterioară se poate realiza în mai multe moduri:

a) cuplaj direct

b) cuplaj prin capacitate serie

c) cuplaj prin capacitate serie şi capacitate derivaŃie

d) cuplaj prin capacitate serie şi priză pe bobină

e) cuplaj prin inductanŃă mutuală

f) cuplaj prin inductanŃă mutuală şi capacitate derivaŃie

138

g) cuplaj prin inductanŃă mutuală şi capacitate serie

h) cuplaj mixt: inductanŃă mutuală – capacitate serie – capacitate derivaŃie.

A

L C

a)

CL

Cs

A

b)

Cs

Cc

A

CL

c)

LC

ACs

d)

A

L CLA

A

L CLA

C1

A

LLA C

Cc

L

Cc

C

A

LA

CA

e) f) g) h)

Fig.8.2. Circuite de intrare de bandă îngustă utilizate în radioreceptoare [7]

Circuitul de intrare cu cuplaj prin capacitate serie prezintă un factor de transfer variabil în

banda de frecvenŃă recepŃionată, fiind crescător cu frecvenŃa (fig. 8.3, curba b). Din acest motiv

acest CI este utilizat, de obicei, numai în domeniul US cu extensie de bandă sau în domeniul

subgamelor cu extensie.

Cuplajul cu sarcina

Cuplajul prin capacitate serie şi capacitate derivaŃie este utilizat, de regulă, în gama UL

şi prezintă un factor de transfer aproximativ constant în gama de frecvenŃă.

Fig. 8.3. Caracteristicile de transfer ale celor mai utilizate CI [7]

Cuplajul prin inductanŃă mutuală este larg utilizată în gama UM. InductanŃa LA formează

împreună cu antena exterioară un circuit rezonant serie. Din alegerea corespunzătoare a

inductanŃei LA, frecvenŃa de rezonanŃă poate fi folosită sub fmin a gamei de frecvenŃă

recepŃionată (curba e).

g, h

be, f

0

A

frez fmaxfmin f

139

Cuplajul mixt, cu inductanŃă mutuală şi Cd (f) este varianta pentru UL a cuplajului cu

inductanŃă mutuală utilizat în UM. Condensatorul Cd este introdus în paralel cu circuitul primar,

formând împreună cu LA şi antena exterioară un circuit acordat. FrecvenŃa de rezonanŃă este

plasată sub frecvenŃa minimă fmin a gamei de frecvenŃă ce se doreşte a fi recepŃionată. Factorul

de transfer are alura din fig. 8.3 e.

Cuplajul mixt prin inductanŃa mutuală şi Cs (curba g) prezintă un factor de transfer

aproximativ constant, curba g fiind combinaŃia curbelor b şi e.

Cuplajul CI cu ARF trebuie să realizeze transferul maxim de putere de la circuit la

tranzistorul amplificator.

În fig. 8.4. sunt prezentate 3 variante de (cuplaj) adaptare a CI cu impedanŃa de intrare a

tranzistorului amplificator de RF. În fig. a) cuplajul se face prin inductanŃă mutuală, în b) prin

priză la bobina CI iar în e) prin divizor capacitiv.

Aceste variante de cuplaj sunt impuse de impedanŃa mică de intrare a tranzistoarelor

bipolare utilizate. În cazul utilizării unui FET, care are impedanŃă de intrare mare, cuplajul se

poate realiza ca în fig. 8.5.

C L Lc C LL1

L2

L

C1

C

A A A

Fig.8.4. Circuite de adaptare a impedanŃei de intrare a

primului tranzistor amplificator de RF la CI acordat [7]

ACG

-ED

Rd

Rs

CLA

L

Rg

Fig. 8.5. Cuplarea amplificatorului de RF cu FET la un CI acordat

În cazul receptoarelor cu antenă telescopică, acestea se comportă ca o capacitate de

valoare mică (5 – 10pF) şi rezistenŃă proprie neglijabilă. Cuplajul CI cu antena telescopică se

poate realiza oricât de strâns. Practic, antena telescopică este cuplată direct la circuitul acordat

(fig. 8.6).

140

C L Lc C LL1

L2L

C

AT AT AT

Fig. 8.6. Variante de cuplaj antenă telescopică – CI – ARF

8.1.3. Circuite de intrare de bandă largă

În gamele UUS, circuitele de intrare se realizează de cele mai multe ori cu acord fix, ele

fiind circuite cu bandă de trecere largă (10 - 20MHz). CondiŃia de selectivitate, în acest caz,

este realizată de ARF, funcŃia CI fiind aceea de a realiza transferul maxim de putere, de la

antenă la ARF. Antena exterioară este cuplată foarte strâns cu circuitele de intrare.

Cuplajul între CI şi etajul ARF se realizează aproape exclusiv prin divizor capacitiv,

tranzistorul fiind, de obicei, în conexiunea BC. Această conexiune este folosită mult în

radiofrecvenŃă întrucât asigură o frecvenŃă de tăiere fT mult mai mare decât conexiunea EC.

Fig. 8.7. CI de bandă largă folosite în UUS [7]

8.2. Amplificatoare de RF pentru radioreceptoare

8.2.1. GeneralităŃi

Amplificatoarele de radiofrecvenŃă (ARF) sunt acele etaje ale radioreceptorului introduse

după circuitele de intrare (CI), care realizează amplificarea semnalului util de înaltă frecvenŃă

(RF) captat de antenă şi selectat de CI. Sunt posibile două variante de realizare a ARF:

a) ARF realizat sub forma unui amplificator selectiv, având ca sarcină un circuit acordat.

În acest caz, acordul lui este variabil şi trebuie să fie simultan şi sincron cu acordul CI.

b) ARF realizat sub forma unui amplificator aperiodic de bandă largă, cu sarcină

rezistivă, caz în care selectivitatea în RF este realizată numai de circuitul de intrare CI.

SoluŃia constructivă de realizare a ARF este următoarea:

- CI selectiv şi ARF aperiodic (de bandă largă) pentru gamele de UL, UI şi US;

C1

C2

L300Ω75Ω

141

- CI de bandă largă şi ARF selectiv (de bandă îngustă) pentru gama UUS;

- circuit de intrare selectiv şi ARF selectiv, pentru gama UUS în cazul în care se

foloseşte acordul cu diode varicap.

FuncŃia principală a ARF este aceea de a amplifica semnalul recepŃionat, care este

atenuat în CI. În acest mod se măreşte sensibilitatea radioreceptorului.

8.2.2. FuncŃiile de bază ale ARF

Pentru o bună funcŃionare, ARF trebuie să îndeplinească următoarele condiŃii:

- să aibă o amplificare de putere mare, pentru a asigura un raport semnal/zgomot S/N

bun (esenŃial în special în modulaŃia de frecvenŃă MF);

- să fie selectiv, pentru realizarea rejecŃiei canalelor alăturate;

- să nu producă distorsiuni de frecvenŃă; pentru aceasta, banda de trecere a ARF

trebuie să fie mai largă decât spectrul de frecvenŃă al semnalului util recepŃionat;

- să fie stabil în funcŃionare; ARF nu trebuie să intre în oscilaŃie nici una din

frecvenŃele de acord din gama de recepŃie;

- să nu producă intermodulaŃii şi modulaŃii încrucişate;

- să atenueze pătrunderea semnalului fo generat de OL în circuitele de antenă;

- să atenueze frecvenŃa imagine fimag şi frecvenŃa intermediară fi;

- să mărească eficacitatea (eficienŃa) şi dinamica circuitelor de RAA.

ARF se realizează cu tranzistoare bipolare sau unipolare (FET) de construcŃie specială.,

Aceste tranzistoare au frecvenŃe de tăiere ridicate şi capacităŃi de reacŃie (parazite) mici. De

obicei, aceste tranzistoare sunt astfel realizate încât să permită RAA prin modificarea polarizării

bazei. Astfel, modificarea curentului de bază, deci şi a curentului de colector conduce la

modificarea amplificării etajului realizat cu acel tranzistor.

În multe cazuri, tranzistoarele utilizate în ARF, în special la frecvenŃă înaltă, sunt

realizate în capsule speciale care permit lipirea terminalelor tranzistorului doar pe trasee de

cablaj imprimat (capsule tip JO – 50). Pentru UIF sau SIF, tehnologia de lucru folosită în

construcŃia ARF este aproape în exclusivitate tehnologia SMD (Surface mounted device).

Conexiunile cele mai utilizate în realizarea ARF sunt conexiunile:

- pentru ARF realizate cu tranzistoare bipolare:

- conexiunea bază comună

- conexiunea emitor comun

- conexiunea cascod

- pentru ARF realizate cu JFET sau MOSFET:

- conexiunea sursă comună

- conexiunea grilă comună

- conexiunea cascod

142

8.2.3. Neutrodinarea

Tranzistoarele bipolare, prin capacitatea joncŃiunii CB, prezintă o cale de reacŃie de la

ieşire spre intrare. RezistenŃa de reacŃie are valori foarte mari şi de aceea este neglijabilă. Prin

capacitate CCB, semnalul de la ieşire este adus la intrare şi la anumite frecvenŃe, etajul devine

instabil, putând intra în oscilaŃie. De asemenea, această reacŃie internă face ca acordul

circuitului de ieşire din colector să fie influenŃat de acordul circuitului din baza tranzistorului şi

invers.

Reducerea acestei reacŃii parazite ieşire-intrare se poate realiza pe două căi principale:

- alegerea potrivită a conductanŃelor totale la intrarea şi ieşirea tranzistorului;

- reducerea reacŃiei interne pe calea neutrodinării.

Evident, este posibilă utilizarea ambelor procedee pe acelaşi etaj, dacă acest lucru

conduce la mărirea stabilităŃii.

Neutrodinarea este procedeul prin care se îmbunătăŃesc performanŃele în frecvenŃă ale

unui etaj de amplificare de RF, reducându-se total sau parŃial reacŃia internă a tranzistorului

datorită capacităŃii Cµ cu ajutorul unui circuit exterior.

Prin neutrodinare se urmăreşte creşterea amplificării, a benzii de frecvenŃe şi asigurarea

stabilităŃii la frecvenŃe înalte. În acest mod, reacŃia internă nedorită este anulată şi ansamblul

tranzistor - circuit de neutrodinare lucrează ca un tranzistor fără reacŃie internă, iar circuitele

acordate din colector, respectiv din bază sunt perfect separate.

Nu întotdeauna este posibilă o neutrodinare perfectă, deoarece reŃeaua de reacŃie

externă îşi modifică parametrii în funcŃie de frecvenŃă şi atunci se spune că apare o eroare de

neutrodinare. De asemenea, datorită dispersiei tehnologice a parametrilor tranzistoarelor,

pentru o neutrodinare perfectă este necesar să se facă un reglaj pentru fiecare tranzistor.

Eroarea de neutrodinare apare datorită:

- toleranŃelor elementelor de neutrodinare;

- dispersiei parametrilor tranzistoarelor (y12);

- influenŃei temperaturii asupra elementelor ce compun reŃeaua de neutrodinare şi

asupra elementelor active;

- variaŃiei tensiunilor de alimentare şi a curenŃilor de lucru;

- modificării valorilor elementelor de circuit prin îmbătrânire.

Toate aceste cauze conduc la dispersia „restului de reacŃie internă” în etajul ARF şi prin

urmare la variaŃia factorului de stabilitate S.

Circuitele de neutrodinare por avea configuraŃii diverse: capacităŃi de neutrodinare; punŃi

de capacităŃi; circuite de neutrodinare cu inductanŃe acordate; circuite acordate.

Evident, nici un circuit de neutrodinare nu poate realiza neutrodinarea în toată gama

frecvenŃelor de lucru, ele fiind eficiente numai într-o bandă relativ redusă de frecvenŃe.

143

Fig. 8.8. Neutrodinarea într-o bandă îngustă de frecvenŃe

a unui etaj de RF cu TEC-MOS

8.2.4. ARF realizate cu tranzistoare bipolare

Etajele ARF se pot realiza cu tranzistoare bipolare în conexiunea EC sau BC. Circuitul

de intrare este cuplat cu antena exterioară, prin una din metodele prezentate în subcapitolele

anterioare, iar circuitul de ieşire furnizează semnalul de excitaŃie pentru mixer.

În fig. 8.9 este prezentat un amplificator de RF de bandă largă, realizat cu un tranzistor

bipolar în conexiunea EC, care poate fi folosit în benzile de unde scurte US (3 - 30MHz).

Fig. 8.9. Etaj ARF cu tranzistor bipolar în conexiunea EC [3]

Circuitul are câteva particularităŃi:

- ReacŃia degenerativă din emitor, care asigură distorsiuni mai reduse, stabilitate mai

bună la variaŃiile de temperatură şi o stabilitate mai mare la intrarea în oscilaŃie. Se observă că

144

în c.c. reacŃia negativă este asigurată de rezistoarele R5 şi R6, iar în c.a. doar de rezistorul R5,

rezistorul R6 fiind decuplat de către capacitatea C5.

- ReacŃia negativă colector-bază este realizată prin două mecanisme: prin grupul R1, R3,

C2 şi prin transformatorul de RF de bandă largă T1, care are un raport de transformare 1:1.

ObservaŃie

Pe măsura creşterii frecvenŃei de lucru, la UIF sau SIF, capacităŃile de acord devin

comparabile cu capacităŃile parazite ale tranzistoarelor şi ale montajului. Lungimea de undă

devine comparabilă cu dimensiunile elementelor de circuit, energia din circuitele oscilante

începe să fie radiată în mediul înconjurător, ceea ce echivalează cu o creştere a pierderilor în

circuit. Factorul de calitate a circuitelor selective scade foarte mult. De asemenea, cresc

pierderile datorită efectului pelicular. Curentul nu se mai distribuie uniform în toată secŃiunea

conductorului, ci numai pe suprafaŃa exterioară. De aceea, suprafaŃa conductoarelor din care se

realizează bobinele de RF se argintează. La frecvenŃe înalte circuitele oscilante se realizează

cu linii cu constante distribuite, iar condensatoarele folosite pentru decuplare sunt, de regulă, de

tip disc, neizolate, fără terminale etc.

8.2.5. ARF realizat cu TEC-J şi TEC-MOS

Tranzistoarele cu efect de câmp (TEC) au căpătat o largă răspândire în circuitele de RF.

Ele pot fi folosite până la frecvenŃe de peste 1GHz, datorită unor proprietăŃi care le conferă o

serie de avantaje asupra tranzistoarelor bipolare. Astfel, TEC au :

- impedanŃe de intrare şi ieşire foarte mari (nu amortizează circuitele oscilante);

- capacităŃi parazite (Cgd) mici (reacŃie internă neglijabilă) şi capacitate de intrare mică;

- factor de zgomot redus la frecvenŃă înaltă;

- amplificare în putere şi stabilitate ridicată;

- caracteristici de intermodulaŃie îmbunătăŃite faŃă de tranzistorul bipolar, datorită

caracteristicii de transfer (ID-UGS) pătratice pe care o au;

- în ceea ce priveşte posibilităŃile de realizare a RAA, TEC se pretează mult mai bine,

mai ales că se pot realiza şi cu grilă dublă (tetrodă).

Distorsiunile de intermodulaŃie se datoresc unor caracteristici de transfer cu

neliniarităŃi de ordinul III sau mai mare, impare, şi se manifestă prin modularea semnalului

purtător dorit de către un semnal intens, nedorit care apare la intrarea amplificatorului. Ori,

caracteristica de transfer a unui TEC în jurul PSF este dată de relaŃia:

2)

P

GSDGSD U

U(1II −=

Aceasta este o caracteristică pătratică, care, dezvoltată în serie pune în evidenŃă faptul că

coeficienŃii termenilor de ordinul III şi mai mare sunt neglijabili.

145

În practică, se realizează 4 tipuri de circuite de RF cu TEC: conexiunile SC, GC, DC şi

cascodă, fiecare prezentând avantaje specifice în diverse aplicaŃii. Astfel:

- conexiunea SC se foloseşte când se cere Zin mare, Z0 medie, A mare;

- conexiunea DC se foloseşte când se cere Zin mare, Z0 mică, Au subunitară

- conexiunea GC se foloseşte când se cere Zin mică, Z0 ridicată, Au subunitară,

distorsiuni de intermodulaŃie foarte mici, stabilitate foarte mare.

Fig. 8.10. ARF cu MOS - FET în montaj SC (100 MHz), neutrodinat

L1, C1 – circuit acordat de intrare cuplat capacitiv prin C0 cu grila TEC care are o

impedanŃă de intrare Zin ridicată. Pentru realizarea condiŃiei de adaptare cu o sursă de semnal

de impedanŃă coborâtă, intrarea se face pe o priză a bobinei L1.

Polarizarea grilei se face prin divizorul R1, R2 şi cu rezistenŃa R3 din sursă, decuplată cu

condensatorul C3. Ieşirea este posibilă în 2 moduri: prin condensatorul C6 şi prin transformatorul

de RF-Tr, care are primarul acordat.

Circuitul de neutrodinare este constituit din C4, C2 prin intermediul cărora se culege o

tensiune de la ieşirea tranzistorului şi se aplică cu o fază convenabilă la intrare.

În fig. 8.11 este prezentat un ARF neutrodinat de 200 MHz, acordat la intrare şi ieşire.

Substratul TEC se utilizează pentru RAA, fără să se influenŃeze semnificativ acordul.

L1 împreună cu capacitatea de intrare a TEC formează un circuit rezonant paralel.

Priza bobinei L1 este necesară pentru a asigura adaptarea de la impedanŃa de 50Ω a

generatorului de semnal cu impedanŃa de intrare a TEC, astfel încât să se obŃină transferul

maxim de putere şi performanŃe de zgomot bune.

L2 formează cu capacitatea de ieşire a TEC un circuit rezonant derivaŃie, ieşirea

făcându-se pe o priză a bobinei L2, pentru o amortizare redusă a acestuia.

PSF al TEC este determinat de grupul RsCs. Neutrodinarea se realizează cu circuitul

rezonant serie L3, C3.

Q1

C1

C5Co

1n

C2 C3

C6

R1

R3L1

1

2

L2

1

2

1

21

2

R2

C4

C7

Out

Tr

In

Ual

Out

146

Fig. 8.11. ARF neutrodinat pentru frecvenŃa de 200 MHz, cu RAA

Un etaj preamplificator de RF tipic cu JFET în conexiunea SC, destinat lucrului în benzile

AM, HF şi VHF este prezentat în fig. 8.12. Polarizarea automată a porŃii se realizează cu

rezistoarele R1, R2 iar a drenei cu rezistorul R3 şi cu şocul de radiofrecvenŃă RFC1, care

constituie sarcina etajului în regim dinamic.

Fig. 8.12. Etaj preamplificator de RF cu JFET, utilizat în

benzile AM, HF şi VHF [3]

Transformatorul de RF cu secundarul acordat din poarta tranzistorului reprezintă circuitul

de intrare, trimmerul de 365pF fiind folosit pentru banda de AM. Rezistorul R1 serveşte şi la

amortizarea circuitului acordat, în scopul lărgirii benzii de trecere, metodă folosită deseori în

circuitele cu FET, care au impedanŃă de intrare foarte mare şi cunoscută sub denumirea de-Q.

Pentru a preveni intrarea în oscilaŃie a etajului, circuitul de intrare este acordat, în timp

ce circuitul de ieşire nu este.

C1

Cg

C3

Cs

C11

C2

C13

Rs

RdRg2

Rg

L5

1

2

L31 2

L7

1

2

+Udd

50 ohm

In

Out

Ugs2

URAA (< 0)

Q

147

Etajul amplificator de RF cu JFET în conexiunea GC din fig. 8.13 foloseşte atât la intrare

cât şi la ieşire circuite acordate. Semnalul de intrare este aplicat în sursă iar cel de ieşire este

cules din drenă. Pentru a se realiza adaptarea ciruitului acordat de intrare L2C1A cu impedanŃa

de intrare a etajului cu JFET, se foloseşte rezistorul R1 de valoare redusă. Circuitul acordat de

la ieşire este constituit din grupul L3C1B. Acordul celor două circuite acordate, de intrare şi de

ieşire se realizează simultan, prin modificarea celor două condensatoare de acord C1A şi C1B.

Fig. 8.13. ARF cu TECJ în conexiune GC [3]

ApariŃia tranzistoarelor MOSFET cu poartă dublă a permis realizarea unor ARF cu

performanŃe superioare, deoarece o poartă este folosită pentru amplificarea semnalului de RF,

iar cealată pentru controlul amplificării (RAA), pe ea aplicându-se tensiunea de control de c.c.

Circuitul din fig. 8.14 reprezintă un amplificator de RF realizat pe acest principiu.

Fig. 8.14. Etaj ARF realizat cu un tranzistor MOSFET cu poartă dublă [3]

148

Polarizarea tranzistorului este realizată într-un mod similar cu a tranzistorului JFET din

fig. 8.12, cu excepŃia divizorului rezistiv R3, R4 folosit pentru polarizarea grilei a 2-a.

Etajul este prevăzut cu 3 circuite oscilante, cu acord simultan, pentru a putea realiza o

selectivitate ridicată şi o rejecŃie eficientă a frecvenŃei imagine. Astfel semnalul de intrare este

aplicat printr-un transformator de RF pe miez toroidal, cu secundarul acordat (L2, C2, C1A), după

care urmează un al 2-lea circuit acordat (L3, C3, C1B), cuplat capacitiv cu primul, prin capacitorul

C5. Cele două circuite acordate de la intrarea etajului formează practic un filtru de bandă, cu

acord continuu. La ieşire se foloseşte tot un circuit acordat (singular), de asemenea cu acord

continuu, constituit din grupul L4, C4, C1C.

În fig. 8.15 este prezentat un ARF care poate fi folosit în banda undelor medii (540 -

1.700KHz). Amplificatorul este puŃin diferit de cel precedent din fig. 8.16, în sensul că toate cele

3 circuite acordat folosite sunt plasate la intrarea etajului. Acest lucru micşorează posibilitatea

de apariŃie a oscilaŃiilor.

Fig. 8.15. ARF cu MOSFET cu poartă dublă, cu acord electronic

O altă particularitate a acestui amplificator este faptul că acordul simultan al celor 3

circuite oscilante se realizează electronic şi nu mecanic, cum este cazul amplificatorului din fig.

8.14. Astfel, pentru acord se folosesc 3 diode varicap (D1, D2, D3), a căror capacitate de barieră

se modifică în funcŃie de tensiunea de polarizare inversă U1, aplicată simultan pe catozii

diodelor. Capacitatea diodelor variază între 15pF şi 440pF, pentru o tensiune de acord cuprinsă

între 0 şi +18V.

149

Sarcina etajului este constituită de către şocul de radiofrecvenŃă RFC1 din drena

tranzistorului.

ObservaŃie

Pentru cele două ARF prezentate în fig. 8.14 şi 8.15, tensiunea fixă de polarizare a porŃii

G2 a tranzistorului MOSFET poate fi înlocuită cu o tensiune variabilă folosită pentru controlul

amplificării tranzistorului în RF, adică pentru reglajul automat al amplificării (RAA - AGC).

8.2.6. Amplificatoare de RF de tip cascodă

Montajul cascodă este larg utilizat în RF (fiind specific acestui domeniu de frecvenŃă). El

poate fi realizat atât cu tranzistoare biplolare cât şi cu TEC-J sau TEC-MOS. CalităŃile care îl fac

să fie apreciat în RF sunt următoarele:

- factor de zgomot mic;

- stabilitate ridicată;

- amplificare de putere mare;

- performanŃe de intermodulaŃie îmbunătăŃite;

- în multe aplicaŃii nu necesită circuite de neutrodinare.

Montajul cascodă se obŃine prin conectarea în serie a două etaje: unul în sursă (emitor)

comună, celălalt în grilă (bază) comună. Acest montaj combină avantajele conferite de fiecare

din cele două conexiuni:

- răspuns bun în frecvenŃă (datorită tranzistorului conectat în BC) (GC).

- efect Miller redus datorită tranzistorului în conexiune EC (SC)

- capacitate Cds redusă la tranzistorul GC etc.

Tranzistorul T2, în conexiune BC (GC), deci cu un răspuns bun în frecvenŃă, constituie

sarcina (activă) pentru tranzistorul T1 care, deşi este în conexiune EC (SC), are de asemenea

un răspuns bun în frecvenŃă, deoarece are o sarcină redusă în colector.

Fig. 8.16. Etaj cascodă realizat a) cu tranzistoare bipolare; b) cu FET-J

150

Etajul cascodă se comportă bine la tensiuni mari, deoarece tranzistorul T2 este în

conexiune BC şi tensiunea lui maximă de lucru este determinată de tensiunea de avalanşă a

joncŃiunii C-B. De asemenea, tranzistorul T2 poate prelua fără probleme tensiuni alternative

foarte mici, de regulă, sub 20mV, deci pentru T1 se poate alege un punct static de funcŃionare

(PSF) la limita intrării în saturaŃie a acestuia.

Fig. 8.17. ARF în montaj cascodă

Circuitul din fig. 8.18 este un preamplificator de RF cascodă destinat lucrului în banda de

VHF. Tranzistorul de intrare Q1 lucrează în conexiunea SC şi este cuplat direct cu tranzistorul

de ieşire Q2, care lucrează în conexiunea GC. În scopul prevenirii intării în oscilaŃie a circuitului,

acesta este neutrodinat cu ajutorul capacitorului semireglabil C3. Acordul circuitului de intrare

L2C1 şi a celui de işire L3C2 se face simultan, de regulă pe un singul canal din banda VHF.

Fig. 8.18. Preamplificator de RF în conexiunea cascodă [3]

PerformanŃele foarte bune de intermodulaŃie obŃinute cu montajul cascodă au condus la

realizarea unor configuraŃii de amplificatoare integrate care permit realizarea acestei

151

configuraŃii. Astfel, circuitul integrat CA 3028, destinat de regulă folosirii ca ARF sau AFI până la

frecvenŃa de 100MHz, datorită flexibilităŃii sale, poate fi utilizat ca ARF în conexiune cascodă, cu

posibilitatea realizării reglajului de control automat al amplificării RAA (fig. 8.19).

Fig. 8.19. ARF integrat în montaj cascodă cu RAA, realizat cu

circuitul integrat CA 3028 A(B)

152

CAPITOLUL 9

9. MIXERE

GeneralităŃi

Mixerul (schimbătorul de frecvenŃă) reprezintă un etaj care realizează translatarea

(conversia) spectrului de frecvenŃă al unui semnal, dintr-un domeniu de frecvenŃă în alt

domeniu, păstrând nealterată informaŃia transmisă. Ca rezultat al mixării, în radioreceptoare se

obŃine o frecvenŃă constantă, numită frecvenŃă intermediară, aceeaşi în toată gama de

frecvenŃe recepŃionate. În acest mod se poate realiza, indiferent de frecvenŃa purtătoarei, o

amplificare controlată şi o caracteristică de frecvenŃă constantă a radioreceptorului.

Fig. 9.1. Mixerul de recepŃie văzut ca un circuit cu 3 porŃi:

fRF – semnalul util (purtătoarea de RF); fOL – semnalul provenit de la oscilatorul local;

fi – semnalul de frecvenŃă intermediară

În radioreceptoare, translatarea spectrului de frecvenŃă se face, de regulă, din domeniul

radiofrecvenŃei în domeniul frecvenŃelor intermediare.

Mixerul este veriga cea mai slabă din lanŃul de radiofrecvenŃă al receptorului, el

înrăutăŃind performanŃele radioreceptorului în ceea ce priveşte distorsiunile de intermodulaŃie,

zgomotul propriu, capacitatea de supraîncărcare etc.

Mixerele trebuie privite, în general, ca fiind circuite cu două porturi de intrare şi un port

de ieşire. Pe una din intrări (porturi) se aplică semnalul util de RF (fRF), care este semnalul

recepŃionat la intrarea radioreceptorului şi care poartă informaŃia utilă, iar pe cealaltă, semnalul

care provine de la oscilatorul local (fOL). La ieşirea mixerului de recepŃie se selectează, de

obicei, semnalul având ca frecvenŃă diferenŃa dintre frecvenŃele semnalelor aplicate la cele

două intrări, numită frecvenŃă intermediară (fi). În acest mod semnalele utile sunt convertite

(translatate) într-un domeniu de frecvenŃe mai joase pentru a fi mai uşor prelucrate.

153

Cele 3 porturi ale mixerului au fost denumite portul de radiofrecvenŃă, portul oscilatorului

local şi portul frecvenŃei intermediare. Semnalul aplicat pe portul oscilatorului local este un

semnal sinusoidal sau rectangular.

9.1. Parametrii principali ai mixerelor

a) Distorsiunile de intermodulaŃie

Se măsoară în dB şi exprimă nivelul de atenuare la ieşirea mixerului a produselor false

(parazite) de intermodulaŃie (spurious products) apărute în procesul de mixare, raportat la

nivelul a două semnale de test aplicate la intrarea mixerului, pe două frecvenŃe diferite. Cele

mai frecvente distorsiuni de intermodulaŃie sunt cele de ordinul 3 (IMD 3), cauzate de

interacŃiunea dintre un semnal de test şi armonica a 2-a a celuilalt semnal. De asemenea, sunt

frecvente şi distorsiunile de intermodulaŃie de ordinul II (IMD 2), cauzate de mixarea parazită a

două semnale.

Pentru a caracteriza un mixer din punct de vedere al distorsiunilor, s-a introdus noŃiunea

de punct de intercepŃie de ordinul 3 – IP3 (Input Interception Point 3), care reprezintă puterea

semnalului de RF de intrare pentru care nivelul produselor de intermodulaŃie este egal cu nivelul

semnalului de frecvenŃă intermediară. În acest mod, se poate realiza o comparaŃie între diverse

echipamente sau componente. Valoarea practică a punctului de intercepŃie pentru mixere este

IP3 ≅ 5dB pentru mixere modeste şi IP3 ≅ 40dB – pentru mixere profesionale.

Fig. 9.2. Punctul de intercepŃie şi produsele de mixare parazite

b) Nivelul de desensibilizare reprezintă nivelul pentru / la care, un semnal, decalat cu

20KHz faŃă de semnalul de test, produce la ieşire o scădere cu 1dB al semnalului util. Normal,

au valori cuprinse între 15dB şi 30dB.

154

c) Pierderile de conversie (amplificarea sau câştigul de conversie) reprezintă

raportul între nivelul semnalului fRF de la intrare şi cel de la ieşire fi. Amplificarea de conversie

depinde mult de tipul mixerului, ea fiind mult mai mare la mixerele active decât la cele pasive;

de asemenea, depinde de nivelul semnalului dat de OL şi de impedanŃa portului de intrare de

RF al mixerului. Valorile uzuale sunt între –8dB - +10dB.

d) Factorul de zgomot (Noise Figure) reprezintă o măsură a zgomotului propriu

introdus de mixer în lanŃul de amplificare de RF al radioreceptorului şi convertit de acesta în

zgomot de frecvenŃă intermediară.

Într-un mixer pasiv nivelul zgomotului este egal cu nivelul pierderilor de conversie, cu o

foarte mică contribuŃie la zgomot datorită diodelor sau tranzistoarelor din circuit. Un mixer activ

are, de regulă, un câştig dar şi un zgomot mai mare. Valori uzuale: 5 dB – 12dB.

e) Nivelul semnalului din oscilatorul local reprezintă nivelul necesar pentru semnalul

oscilatorului pentru care sunt asigurate performanŃele optime în procesul de mixare. Valori

uzuale: 100mV – 10V.

f) Dinamica este un parametru important care însă se măsoară cu metode diferite.

Practic, reprezintă gama de valori a amplitudinii semnalului ce poate fi aplicat la intrarea

mixerului, de la pragul de zgomot la valoarea de semnal care produce intermodulaŃii decelabile,

peste pragul de zgomot, sau, în altă accepŃie – până la 1dB sub nivelul de compresie.

g) Izolarea interport reprezintă nivelul de atenuare al unui semnal aplicat la unul din

porturile de intrare ale mixerului, comparativ cu portul de ieşire sau cu celălalt port de intrare.

Valori uzuale: 20 – 60dB.

9.2. Clasificarea mixerelor

1. Un criteriu de clasificare a mixerelor, des folosit, este după principiul care stă la baza

funcŃionării lor. Conform acestui criteriu, mixerele (schimbătoarele de frecvenŃă), se pot clasifica

în două mari categorii:

a) Mixere aditive, care se bazează pe folosirea unui element cu caracteristică neliniară.

Mixarea (schimbarea de frecvenŃă) se realizează în acest caz prin aşa numitul proces de

heterodinare despre care s-a mai vorbit şi în Capitolul 5.

b) Mixere (cvasi)multiplicative, a căror funcŃionare se bazează pe principiul multiplicării

analogice.

c) În receptoarele de radiodifuziune de performanŃă modestă se utilizează şi un alt tip de

mixer aditiv, numit mixer autooscilant (convertor autooscilant) la care, din motive de economie,

oscilatorul local îndeplineşte şi funcŃia de mixer.

155

Indiferent de modul în care se realizează mixarea aditivă, principiul care stă la baza

schimbării de frecvenŃă prin această metodă este utilizarea unui element cu caracteristică de

transfer neliniară, de tip exponenŃial sau pătratic. Aceasta poate fi o diodă, un tranzistor bipolar,

un tranzistor cu efect de câmp sau o combinaŃie de diode sau de tranzistoare.

Fig. 9.3. Tipuri de schimbare de frecvenŃă: a) schimbare aditivă;

b) schimbare multiplicativă

2. Un alt criteriu de clasificare a mixerelor este după caracterului elementelor folosite în

construcŃia lor. Astfel, există:

a) Mixere pasive, care folosesc diode semiconductoare cu joncŃiune pn

b) Mixere active, care folosesc dispozitive amplificatoare, cum sunt tranzistoarele

bipolare sau cele cu efect de câmp.

3. În funcŃie de numărul de dispozitive (diode sau tranzistoare) folosite pentru realizarea

mixării, se deosebesc:

a) Mixere cu un singur dispozitiv (Single Device Mixer sau Single–ended active mixer),

realizate cu o diodă sau un tranzistor bipolar sau FET. Acest tip de mixere sunt mixere aditive şi

necesită întotdeauna folosirea unui filtru de bandă la ieşirea lor, pentru selectarea frecvenŃei

intermediare şi suprimarea produselor de mixare parazite.

b) Mixere cu mai multe dispozitive active, care pot fi:

- Mixere simplu echilibrate (Single Balanced Mixer), numite pur şi simplu mixere

echilibrate, care folosesc două diode sau două tranzistoare;

- Mixere dublu echilibrate (Double Balanced Mixer), în categoria cărora intră mixerele cu

diode în inel şi mixerele cu 4 tranzistoare bipolare cu efect de câmp, în aceeaşi configuraŃie.

Acest tip de mixere au avantajul esenŃial că suprimă din semnalul de ieşire atât semnalul de RF

cât şi semnalul provenit de la oscilatorul local (OL).

4. În fine, trebuie spus că orice tip de mixer poate fi supracomandat prin mărirea

nivelului semnalului dat de oscilatorul local şi în acest fel devine un mixer în comutaŃie. La acest

tip de mixere, dispozitivele care îl compun, diode sau tranzistoare, sunt comutate de către

semnalul dat de oscilatorul local. Ele pot fi în configuraŃie pasivă, în care tranzistoarele care-l

compun nu sunt polarizate, sau în configuraŃie activă, când aceste sunt polarizate.

MIXER

VOL

VRF fi MIXERVRF fi

VOL

a) b)

156

ObservaŃii

1. Trebuie spus că, în urma mixării (amestecului) de tip aditiv a celor două semnale fRF şi

fOL, se obŃine nu numai combinaŃia fRF – fOL, dar şi o mulŃime de alte combinaŃii liniare (produse

de mixare) reprezentând suma şi diferenŃa semnalelor fRF şi fOL, precum şi sumele şi diferenŃele

armonicilor acestora:

fOL + fRF ; fOL ± 2fRF ; 2fOL ± fRF ….mfOL ± nfRF.

Toate sumele sau diferenŃele acestor armonici apar din procesul de mixare şi ele nu sunt

conŃinute de semnalul captat de antenă. Din aceste combinaŃii se extrage cu ajutorul unui filtru

având o bandă de trecere adecvată numai combinaŃia diferenŃă a semnalelor de intrare, numită

frecvenŃă intermediară (fi):

fi = fOL – fRF

În acest mod, spectrul semnalului util fRF a fost translatat în jurul frecvenŃei fi.

2. Translatarea spectrului semnalului util fRF într-un mixer (schimbător de frecvenŃă) se

poate face în 3 moduri:

a) Dacă fOL:> fRF atunci benzile laterale ale semnalului recepŃionat se transferă

inversate: banda laterală superioară, notată cu “s” se translatează în domeniul frecvenŃelor

intermediare ca bandă laterală inferioară, iar banda laterală inferioară a semnalului, notată cu „i”

devine bandă laterală superioară (fig. 9.4). RelaŃia matematică ce caracterizează această

schimbare de frecvenŃă este:

fi = fOL – fRF

În această situaŃie, frecvenŃa fi rezultată se mai numeşte supradină.

b) Dacă, fOL:< fRF atunci spectrul de frecvenŃă (benzile laterale) al semnalului util

transferat este neinversat, iar relaŃia care caracterizează această schimbare de frecvenŃă este:

fi = fRF - fOL.

Acest semnal se mai numeşte infradină.

c) Dacă fOL:= fRF atunci fi = 0 iar schimbarea de frecvenŃă se numeşte sincrodină,

Receptoarele care funcŃionează pe acest principiu se numesc receptoare cu conversie directă

iar în acest tip de radioreceptor lipseşte AFI şi aparent şi demodulatorul. La ieşirea mixerului

(schimbătorului de frecvenŃă) se obŃine, practic, direct semnalul de joasă (audio) frecvenŃă.

Acest receptor are la bază principiul demodulării de produs.

Fig. 9.4. Translatarea spectrului semnalului util fRF într-un mixer:

a) schimbare de frecvenŃă de tip supradină;

b) schimbare de frecvenŃă de tip infradină

157

3. De regulă, în urma mixării (schimbării de frecvenŃă), în radioreceptoare se utilizează

(se extrage) combinaŃia fi = f0 – fRF, de unde şi denumirea de superheterodină (supradină),

deoarece frecvenŃa oscilatorului local este mai mare decât oricare din frecvenŃele din spectrul

semnalului recepŃionat (f0L > fRF). Reamintim că, prin translatarea spectrului de frecvenŃă a

semnalului util în acest mod, se produce inversarea celor două benzi laterale.

4. Prin mixare, caracteristicile de modulaŃie nu se schimbă.

9.3. Scheme practice de mixere

9.3.1. Mixere cu diode

Fac parte din categoria mixerelor pasive şi sunt cele mai simple mixere. Ele folosesc

neliniaritatea caracteristicii joncŃiunii pn pentru a realiza mixarea. Au performanŃe relativ

modeste, dar au fost foarte utilizate datorită faptului că au câteva avantaje notabile: simplitate în

construcŃie, preŃ de cost mic, zgomot redus, distorsiuni de intermodulaŃie acceptabile,

posibilitatea lucrului în mai multe benzi de frecvenŃă (5 octave).

Dezavantajele acestui tip de mixere:

- pierderi de conversie ridicate;

- necesită un nivel mare al semnalului dat de oscilatorul local;

- semnalul de frecvenŃă intermediară de la ieşire conŃine în proporŃii semnificative atât

semnalul de RF cât şi cel provenit de la oscilatorul local (OL);

- necesită o bună filtrare a semnalului de ieşire pentru suprimarea semnalelor parazite.

Cea mai simplă schemă de mixer pasiv cu diodă este cel prezentat în fig. 9.5.

Transformatorul de intrare T1 este un transformator de RF de bandă largă prin care se aplică

semnalul de RF, iar sarcina diodei este un circuit acordat pe frecvenŃa intermediară (L3, C2).

Semnalul de ieşire de FI este cules prin cuplaj inductiv cu ajutorul inductanŃei L4. Semnalul dat

de oscilatorul local (OL) trebuie să aibă o amplitudine mare (de cca. 7,5dBm).

Fig. 9.5. Mixer pasiv cu diodă

158

Dintre mixerele cu diode, cel mai cunoscut este mixerul dublu echilibrat. Acesta este un

mixer în comutaŃie, în care diodele lucrează choppere, fiind comandate de semnalul

rectangular, furnizat de oscilatorul local.

Fig. 9.6. Mixer dublu echilibrat cu diode în inel

Atunci când variază între valoarea pozitivă şi ce negativă, semnalul rectangular provenit

de la oscilatorul local OL, comută în conducŃie câte două diode, celelalte două fiind blocate. În

acest fel, în secundarul transformatorului de FI apare alternativ semnalul de RF, în fază şi în

antifază cu cel de intrare, frecvenŃa de alternare fiind frecvenŃa OL. Deoarece acest semnal se

repartizează pe cele două diode aflate în conducŃie, pierderile de inserŃie ale acestui mixer sunt

mari. Mixerul are o foarte bună liniaritate, dar transformatoarele necesare sunt relativ

voluminoase, iar nivelul semnalului dat de OL trebuie să aibă amplitudine mare. La frecvenŃe

înalte, transformatoarele de tip balun sunt realizate pe toruri de ferită

Datorită simetriei acestui tip de mixer, produsele parazite de mixare de ordin par vor fi

rejectate. La ieşirea acestui tip de mixer ar trebui să apară numai suma şi diferenŃa semnalelor

de intrare (fOL ± fRF) aşa cum se poate vedea în fig. 9.7. În practică apar însă şi componentele

având frecvenŃa fRF şi fOL, este drept, cu o amplitudine mult redusă. De aceea este necesar ca el

să fie urmat de un filtru de bandă pentru rejectarea acestora.

Fig. 9.7. Formele de undă pentru mixerul din fig. 9.6

159

9.3.2. Mixere cu tranzistoare bipolare

Mixerele cu tranzistoare bipolare folosesc fie caracteristica neliniară a joncŃiunii bază-

emiter (mixere aditive), fie utilizează tranzistoarele în regim de comutaŃie (mixere multiplicative).

Pentru realizarea mixării aditive este necesar să se utilizeze porŃiunea neliniară (de tip

exponenŃial sau pătratic) a caracteristicii statice a unui element semiconductor folosit pentru

schimbarea frecvenŃei. Dacă, de exemplu, se utilizează ca element neliniar un tranzistor bipolar,

pentru schimbarea de frecvenŃă se va folosi joncŃiunea BE, care, în porŃiunea de început a

caracteristicii UBE/IB este profund neliniară (exponenŃială). Polarizând în mod adecvat baza

tranzistorului, se foloseşte un regim de polarizare care permite lucrul în această porŃiune a

caracteristicii statice (fig. 9.8). Cele două semnale care se mixează sunt semnalul de RF

modulat fRF, recepŃionat în antenă şi semnalul f0L provenit de la oscilatorul local OL.

Dacă se ia în considerare caracteristica statică IB = f(UBE) a unui tranzistor bipolar, se

constată că porŃiunea cu neliniaritatea cea mai pronunŃată este MN. Deci PSF se va alege

astfel încât să rezulte o funcŃionare în clasa AB (punctul A). Semnalul provenit de la OL (fOL)

aplicat pe baza tranzistorului produce o excursie (variaŃie) a curentului de bază în porŃiunea MN

a caracteristicii. În porŃiunea ON, tranzistorul este însă blocat, deci se va produce un proces de

detecŃie a semnalului de radiofrecvenŃă fRF.

Fig. 9.8. Folosirea caracteristicii de intrare a unui tranzistor bipolar pentru realizarea

heterodinării; fi – frecvenŃa intermediară; fOL – frecvenŃa oscilatorului local;

fRF – frecvenŃa semnalului recepŃionat

Întrucât în acelaşi timp cu fOL, pe baza tranzistorului se aplică şi semnalul de

radiofrecvenŃă fRF , pe durata alternanŃei pozitive a lui fOL, curentul de colector IC va creşte, iar

160

pe durata alternanŃei negative IC va scădea (fig. 9.9). În acest mod se obŃine compunerea celor

2 semnale, iar la ieşirea mixerului se obŃine un semnal cu frecvenŃa oscilatorului local, modulat

în amplitudine cu semnalul de frecvenŃă intermediară. La rândul său, semnalul de frecvenŃă

intermediară este modulat în amplitudine de către semnalul util, care este semnalul de

audiofrecvenŃă.

Fig. 9.9. Mixer activ cu tranzistor bipolar în conexiune EC

Semnalele de intrare de RF şi cel provenit de la OL sunt aplicate direct pe baza

tranzistorului, prin două condensatoare. Circuitul oscilant din colector format din primarul

transformatorului T1 şi capacitatea C2 este acordat pe frecvenŃa intermediară şi asigură filtrarea

produselor de mixaj nedorite. Ieşirea se face prin cuplaj inductiv, secundarul transformatorului

T1 fiind acordat de asemenea pe frecvenŃa intermediară.

În multe cazuri, schemele de mixer cu tranzistor bipolar utilizează conexiunea BC pentru

că utilizarea conexiunii EC, deşi permite obŃinerea unei amplificări de conversie mai mare,

măreşte riscul apariŃiei autooscilaŃiei şi a instabilităŃii montajului.

9.3.3. Mixere cu FET şi MOSFET

Tranzistoarele unipolare (cu efect de câmp) permit realizarea unor mixere cu

performanŃe superioare celor cu diode sau cu tranzistoare bipolare, datorită zgomotului redus şi

caracteristicii de transfer pătratice a acestor tranzistoare. Caracteristicile FET fac astfel posibilă

reducerea distorsiunilor de intermodulaŃie şi obŃinerea unui factor de zgomot redus.

În scopul obŃinerii unor distorsiuni de intermodulaŃie cât mai reduse se utilizează scheme

în care tranzistoarele sunt conectate cu poarta la masă. În acest fel se renunŃă la avantajul

impedanŃei de intrare mari în favoarea performanŃelor maxime în ceea ce priveşte zgomotul şi

distorsiunile de intermodulaŃie.

O schemă clasică de mixer activ cu FET în conexiune SC este prezentată în fig. 9.10.

Semnalul de RF este aplicat pe poarta FET printr-un cuplaj inductiv, circuitul oscilant L1C1, fiind

161

acordat pe frecvenŃa centrală a benzii recepŃionate, în timp ce semnalul provenit de la OL se

aplică direct, prin capacitatea de 10nF. Sarcina etajului este primarul unui transformator de RF,

acordat pe frecvenŃa intermediară, secundarul transformatorului fiind acordat pe aceeaşi

frecvenŃă.

Fig. 9.10. Mixer activ cu FET (procedeu aditiv de amestec) [3]

Un mixer activ single-ended cu tranzistor MOSFET cu poartă dublă este prezentat în fig.

9.11. Semnalul de RF este aplicat pe poarta 2 a tranzistorului prin cuplaj inductiv, în timp ce pe

poarta a 2-a, polarizată prin divizorul rezistiv R3, R4, se aplică semnalul de la OL. Sarcina

mixerului este constituită din primarul transformatorului de RF, acordat pe FI.

Fig. 9.12. Mixer cu MOSFET cu poartă dublă [3]

162

Cele mai utilizate mixere cu FET-uri sunt: mixerele simplu echilibrate; mixerele dublu

echilibrate şi mixerele cu celulă Gilbert (de transconductanŃă).

În fig. 9.13 este prezentat un mixer în comutaŃie cu tranzistoare FET. PorŃile acestora pot

fi polarizate la o tensiune UGS cuprinsă între 0V şi tensiunea de tăiere. Semnalul provenit de la

OL se aplică diferenŃial (în antifază) pe porŃile celor două FET-uri, comutându-le pe aceste când

în blocare, când în conducŃie. Semnalul de RF se aplică pe drene printr-un transformator de RF

de tip balun şi găseşte unul din FET-uri blocat, iar celălalt în conducŃie.

Mixerul are o bună liniaritate chiar la nivele mici ale semnalului dat de OL, dacă cele

două FET sunt polarizate la –(0,5 – 2,5V), iar rezistenŃele Rg din surse au o valoare de 200 -

300ohmi. Transformatoarele balun se realizează pe toruri de ferită.

O altă categorie de mixere cu FET-uri (sau MOSFET-uri) o constituie mixerele în push-

pull. Acestea sunt mai puŃin performante decât mixerele echilibrate, dar sunt mai simple şi mai

puŃin sensibile la sarcini reactive. De obicei, acest tip de mixere se foloseşte în aparatura

nepretenŃioasă, de clasă mijlocie.

Fig. 9.13. Mixer în comutaŃie, simplu echilibrat, cu FET-uri

PerformanŃe superioare se obŃin cu un mixer pasiv dublu echilibrat care foloseşte 4 FET-

uri, conectate într-o punte alimentată pe o diagonală prin transformatorul de RF de tip balun cu

semnalul de RF, pe cealaltă diagonală culegându-se semnalul de ieşire de FI(fig. 9.14).

Fig. 9.14. Mixer dublu echilibrat cu FET-uri nepolarizate

163

FET-urile nu sunt polarizate, ele fiind comandate pe porŃi cu un semnal rectangular

provenit de la oscilatorul local OL, aplicat printr-un transformator, deci acest tip de mixer

funcŃionează în comutaŃie.

Mixerele cu FET-uri nepolarizate (mixere pasive în comutaŃie) au o bună liniaritate, dar

reclamă un nivel mare al semnalului dat de oscilatorul local OL şi au pierderi de conversie mari.

FuncŃionarea lor este similară cu a mixerelor convenŃionale dublu echilibrate cu diode în inel. Pe

durata semialternanŃei pozitive a semnalului rectangular provenit de la oscilatorul local OL,

două dintre FET-uri conduc (Q1 şi Q3), celelalte două fiind blocate (funcŃionare în antifază). În

acest fel, în mod alternativ, prin rezistenŃele sursă-drenă rds ale tranzistoarelor care conduc, în

înfăşurarea secundară a transformatorului de FI apare fie semnalul de RF, fie semnalul de RF

defazat cu 180°. Aceasta înseamnă că la portul de ieşire FI se obŃine semnalul de RF

multiplicat cu semnalul rectangular dat de OL, deci funcŃionarea mixerului este echivalentă, din

punct de vedere matematic, cu multiplicarea celor două semnale: cel de RF şi cel provenit de la

OL, rezultatul fiind obŃinerea la portul de ieşire FI a unui semnal complex care conŃine două

semnale diferite:

- semnalul diferenŃă fOL – fRF

- semnalul sumă fOL + fRF

FrecvenŃa de comutare a FET-urilor este frecvenŃa semnalului provenit de la OL.

PerformanŃele privind liniaritatea ale acestui tip de mixer depind mult de variaŃiile

impedanŃei de sarcină de la portul de ieşire FI, fiind preferată din acest punct de vedere

funcŃionarea pe o sarcină rezistivă pură sau, cel puŃin, pe impedanŃa unui filtru trece-bandă

care, în banda de trecere, se comportă rezistiv.

Cele 4 tranzistoare MOSFET sunt realizate sub formă de circuit integrat pentru a se

asigura componente cu parametri identici.

Fig. 9.15. Circuitul integrat SD 8901 care conŃine

4 tranzistoare MOSFET în inel

164

În fig. 9.16 este prezentat un mixer echilibrat realizat cu circuitul integrat SD 8901

Semnalul dat de oscilatorul local are frecvenŃa dublă şi este divizat cu 2 de către un circuit

basculant bistabil de mare viteză, astfel încât tranzistoarele MOSFET care alcătuiesc

configuraŃia în inel sunt comandate pe poartă (două câte două) cu un semnal rectangular cu

factorul de umplere riguros egal cu ½ şi cu fronturi foarte bune.

Fig. 9.15. Mixer echilibrat realizat cu circuitul integrat SD 8901

Mixere de transconductanŃă

Mixerele de transconductanŃă sunt o categorie de mixere active de tip multiplicativ, care

se bazează pe folosirea etajelor diferenŃiale, realizate cu tranzistoare bipolare sau cu FET-uri.

Denumirea de mixere active provine de la faptul că, spre deosebire de mixerele dublu

echilibrate prezentate anterior, tranzistoarele folosite în aceste mixere sunt polarizate într-un

anume punct static de funcŃionare. Punctul static de funcŃionare ales pentru tranzistoare

determină în mare măsură performanŃele privind liniaritatea, zgomotul propriu, pierderile de

inserŃie (câştigul) etc. ale mixerului.

Mixerele de transconductanŃă pot fi realizate în 3 variante:

- mixere cu comutare de curent;

- mixere simplu-echilibrate, care folosesc o singură pereche diferenŃială;

- mixere dublu echilibrate, care folosesc două perechi diferenŃiale (celule Gilbert).

Toate variantele pot fi realizate cu tranzistoare bipolare npn sau pnp sau cu FET-uri.

Mixerul de transconductanŃă din fig. 9.16 utilizează un etaj diferenŃial pentru portul de

intrare al OL iar generatorul de curent din emitoare este comandat de semnalul RF. Această

sursă de curent modifică cei doi curenŃi de colector ai tranzistoarelor etajului diferenŃial, deci

implicit transconductanŃa gm a acestora. Acest mixer se mai numeşte din această cauză şi mixer

de transconductanŃă cu comutare de curent. Semnalul dat de OL trebuie să fie este suficient de

mare pentru a comuta complet curgerea curentului de RF sau prin cele două tranzistoare. De

165

aceea, de regulă, forma semnalului aplicat la portul OL este rectangulară. La portul de ieşire FI

se obŃine un semnal care conŃine atât suma şi diferenŃa frecvenŃelor fOL şi fRF, dar şi frecvenŃele

fOL şi fRF., deci componentele de radiofrecvenŃă.

Curentul de colector al generatorului de curent este comutat cu frecvenŃa semnalului OL

sau la ieşirea FI sau la sursa de alimentare. Atunci când semnalul dat de OL este pozitiv,

circuitul devine o cascodă a cărei curent se termină în sursa de alimentare. Când semnalul OL

este negativ, schema este tot o cascodă ce comandă ieşirea FI a mixerului.

Fig. 9.16. Mixer cu comutare de curent

Mixerul simplu-echilibrat din fig. 9.17 utilizează tot un etaj diferenŃial pentru portul de

intrare al OL, iar generatorul de curent din emitoare este comandat, de asemenea, de semnalul

de RF. Semnalul de ieşire se culege între cele două colectoare ale tranzistoarelor Q1 şi Q2 şi,

spre deosebire de mixerul precedent, el nu mai conŃine componenta de RF. Din această cauză

acest mixer se numeşte mixer echilibrat, pentru că blochează apariŃia componentei de RF la

portul de ieşire FI. Semnalul cu frecvenŃa OL se regăseşte însă în semnalul de ieşire şi de

aceea, pentru rejectarea lui este necesar un filtru-trece bandă cu o caracteristică adecvată.

PrezenŃa etajului diferenŃial dublează amplificarea de conversie a acestui tip de mixer.

Fig. 9.17. Mixer de transconductanŃă cu tranzistoare bipolare

166

În fig. 9.18 este prezentată o schemă tipică de mixer activ simplu-echilibrat, realizat cu

tranzistoare unipolare (JFET).

Fig. 9.18. Mixer simplu-echilibrate cu FET [3]

Circuitele de intrare şi de ieşire ale schemei din fig. 9.18 sunt constituite de înfăşurările a

două transformatoare trifilare de RF de bandă largă, bobinate pe miezuri toroidale. PorŃile celor

două FET-uri sunt comandate în antifază de către semnalul de intrare de RF şi de cel provenit

de la OL. Se remarcă faptul că amplitudinea semnalului dat de OL, mult mai mare decât a

semnalului de RF, comută în conducŃie sau în blocare când unul, când celălalt tranzistor. Astfel,

semnalul de RF ajunge prin tranzistorul aflat în conducŃie în înfăşurările transformatorului T2 de

ieşire conectate între drenele tranzistoarelor.

Pentru o funcŃionare corectă este necesar ca cele două tranzistoare FET să fie bine

împerecheate şi montate pe acelaşi radiator, sau să se folosească un circuit integrat care

conŃine o pereche de tranzistoare identice.

Mixerul din fig. 9.19 este tot un mixer activ simplu-echilibrat, realizat cu tranzistoare

bipolare, într-o configuraŃie diferenŃială comandată în emitor de un generator de curent.

Mixerul foloseşte o pereche diferenŃială constituită cu tranzistoarele Q1 şi Q2, al căror

curent de colector este comandat de semnalul dat de OL, prin intermediul generatorul de curent

Q3. Semnalul de RF se aplică prin transformatorul de RF de bandă largă în bazele celor două

tranzistoare. Semnalul de ieşire este cules printr-un transformator a cărui înfăşurare primară

este conectată între colectoarele tranzistoarelor.

Circuitul de polarizare CP serveşte la fixare punctelor statice de funcŃionare ale

tranzistoarelor ce alcătuiesc perechea diferenŃială.

Toate mixerele simplu echilibrate prezentate până acum au un mare dezavantaj şi

anume prezenŃa în semnalul de ieşire, este drept că într-o măsură mică, atât a semnalului de

RF de intrare cât şi a semnalului provenit de la oscilatorul local. Mixerele de transconductanŃă

dublu echilibrate (cu celule Gilbert) elimină aceste inconveniente, prin folosirea a două etaje

167

diferenŃiale: unul pentru portul de intrare al oscilatorului local OL şi unul pentru portul de intrare

al semnalului de RF (fig. 9.18).

Fig. 9.19. Mixer simplu-echilibrate cu tranzistoare bipolare [3]

În esenŃă, acest tip de mixer este un multiplicator analogic, care generează la ieşire un

semnal proporŃional cu produsul celor două semnale de intrare, deci un semnal care conŃine

(teoretic) numai suma şi diferenŃa semnalelor de intrare (fig. 9.20).

Fig. 9.20. Mixer cu celulă Gilbert

Văzut ca două celule Gilbert conectate în paralel, acest mixer este mult mai liniar decât

varianta anterioară. Ca si în cazul anterior, etajul de RF este un etaj de transconductanŃă. Etajul

poate fi liniarizat prin degenerare cu rezistenŃe sau inductanŃe în emitor (în sursă, dacă se

folosesc tranzistoare cu efect de câmp).

168

Deoarece curentul de polarizare prin rezistenŃele de ieşire RL este constant şi egal cu1/2

din curentul de colector al generatorului de curent din emitoare, indiferent de polaritatea

tensiunii date de OL, semnalul oscilatorului local OL este rejectat din semnalul de ieşire.

Aceasta se datorează şi unei bune împerecheri a tranzistoarelor care alcătuiesc perechile

diferenŃiale.

Liniaritatea mixerului dublu echilibrat cu celulă Gilbert este determinată în cea mai mare

măsură de amplificatorul de transconductanŃă plasat la portul de intrare al semnalului de RF.

Fiind alcătuit din mai multe tranzistoare, zgomotul acestui mixer este mai mare pentru că

zgomotul fiecărui tranzistor este independent, iar aceste zgomote se adună în zgomotul de

ieşire al etajului. Amplificarea de conversie a acestui mixer este superioară celorlalte tipuri.

De asemenea, izolarea celor două porturi, de intrare a semnalului de RF şi al

oscilatorului local OL, faŃă de portul de ieşire de FI este superioară celorlalte tipuri de mixere cu

3 porturi.

Mixerul dublu echilibrat cu celulă Gilbert cu tranzistoare bipolare, datorită performanŃelor

foarte bune, este foarte folosit, fiind realizat şi sub formă integrată, fie exclusiv ca celulă Gilbert

(MC 1496, LM 1496, SL 6440), fie intră în componenŃa unor circuite integrate mai complexe.

În fig. 9.21 este prezentată schema mixerului integrat MC 1496, proiectat pentru lucrul

cu semnale de intrare având frecvenŃa până la 200MHz. Circuitul conŃine două celule Gilbert

comandate de generatoare de curent.

Fig. 9.21. Schema circuitului integrat MC 1496, care poate fi folosit ca

mixer dublu echilibrat

PerformanŃele mixerului realizat cu acest circuit, prezentat în fig. 9.22, în cazul fOL=

39MHz şi fRF =30MHz, sunt remarcabile: câştigul de conversie 13dB, sensibilitatea 7,5µV pentru

un raport semnal/zgomot de 10dB, atenuarea semnalului de ieşire cu frecvenŃa de 78MHz de

30dB etc.

Circuitul de ieşire este acordat pe frecvenŃa de 9MHz, având banda de trecere la 3dB de

450KHz.

169

Fig. 9.22. Schemă de mixer dublu echilibrat realizat cu

circuitul integrat MC 1496,

9.4. Necesitatea dublei schimbări de frecvenŃă

Principiul de funcŃionare al receptorului superheterodină (supradină) conduce la

concluzia că piesa cheie a acestuia este schimbătorul de frecvenŃă (mixerul). La ieşirea

acestuia se obŃine semnalul de frecvenŃă intermediară, care este o frecvenŃă fixă, indiferent de

valoarea frecvenŃei fRF a semnalului recepŃionat:

fi = fOL – fRF

La recepŃia unui semnal util provenind dintr-o bandă de frecvenŃe selectată de

radioreceptor poate interveni însă următoarea situaŃie: simultan cu semnalul util incident, situat

evident la distanŃa fi de f0L, la intrarea radioreceptorului apare un semnal având o frecvenŃă

purtătoare cu 2fi mai mare decât fRF şi anume f’RF:

f’RF = fRF + 2fi

În urma procesului de schimbare a frecvenŃei (mixare), la ieşirea mixerului se va obŃine

atât combinaŃia f0 – fRF cât şi combinaŃia fRF’ – fOL, din ambele rezultând aceeaşi frecvenŃă

intermediară fi (fig. 9.20).

Rezultă că la intrarea AFI apar două semnale diferite având însă aceeaşi frecvenŃă fi.

Această situaŃie este, evident, de nedorit şi de aceea una din funcŃiile pe care trebuie să le

îndeplinească circuitul de intrare şi amplificatorul de radiofrecvenŃă dintr-un receptor

superheterodină este aceea de a rejecta frecvenŃa imagine, acesta având, în cazul

receptoarelor superheterodină, valoarea:

fimag = fRF + 2fi

170

Fig. 9.20. FrecvenŃa imagine în cazul receptorului

superheterodină (fi = fOL – fRF)

ObservaŃie

În cazul în care frecvenŃa oscilatorului local f0L este mai mică decât frecvenŃa semnalului

recepŃionat f0L < fRF (receptorul infradină), frecvenŃa imagine are valoarea:

fimag = fRF – 2fi

Această situaŃie supărătoare, când la intrarea radioreceptorului apare, pe lângă semnalul

util şi un semnal având frecvenŃa purtătoare egală cu fimag, este destul de probabilă atunci când

frecvenŃa intermediară este de valoare mică (100 – 500KHz – 1MHz). La o valoare mică a

frecvenŃei intermediare se pot realiza uşor filtre foarte selective pentru AFI, care să rejecteze

frecvenŃa imagine. În această ipoteză apare însă un inconvenient foarte important: lărgimea de

bandă a AFI poate fi necorespunzătoare, în sensul că este prea mică, rezultatul fiind

distorsionarea puternică a semnalului recepŃionat.

De aceea, soluŃia cea mai la îndemână pentru constructorul de radioreceptoare ar fi

alegerea unei frecvenŃe intermediare fi suficient de ridicate pentru a se evita perturbaŃiile

produse de frecvenŃa imagine fimag.

Dacă se calculează lărgimile de bandă pentru AFI care se pot obŃine cu un circuit

rezonant (oscilant) cu un factor de calitate uzual (Q = 50) pentru diverse frecvenŃe intermediare,

se obŃin următoarele valori orientative:

fi1 = 500KHz; fi2 = 5MHz; fi3 = 10MHz

Lărgimile de bandă ale circuitului rezonant având Q=50, corespunzătoare acestor

frecvenŃe intermediare vor fi:

B1 = 500KHz/50 =10KHz

B2 = 5.000KHz/50 = 100KHz

B3 = 10.000KHz/50 = 200KHz

Ori, în gama undelor scurte, de exemplu, lărgimea de bandă necesară pentru recepŃia

normală a unei transmisii SSB este de cca. 3KHz şi de 0,4KHz pentru o transmisie în telegrafie,

deci mult mai mici decât valorile de mai sus. Aceasta ar însemna o recepŃie perturbată puternic

de semnale parazite, datorită benzii de trecere prea mari a lanŃului de FI al receptorului

f0

A

fRF fOL f'RF= fRF+ 2fi

fi fi

171

Din acest calcul simplu se vede clar că alegerea unei frecvenŃe intermediare de valoare

ridicată, în scopul evitării perturbaŃiilor produse de fimag, conduce la o bandă de trecere

inadmisibil de mare care ar rezulta pentru caracteristica de selectivitate a AFI.

SoluŃia este receptorul cu dublă sau triplă schimbare de frecvenŃă. Acesta îmbină

avantajele pe care le prezintă atât alegerea unei frecvenŃe intermediare joase cât şi a unei

frecvenŃe intermediare înalte.

Concluzii

1. Pentru eliminarea frecvenŃei imagine fimag, este necesar ca prima frecvenŃa

intermediară să aibă o valoare ridicată (5 – 50MHz şi chiar până la 70MHz).

2. Pentru obŃinerea unei selectivităŃi ridicate, este necesar ca a 2-a frecvenŃă

intermediară să aibă o valoare joasă (de ordinul 400 – 500KHz până la cel mult 1MHz).

Dat fiind că aceste două deziderate sunt contradictorii, se poate pune întrebarea legitimă

de ce nu se utilizează circuite de intrare foarte selective care să împiedice intrarea fimag în

radioreceptor? Acest lucru este într-adevăr posibil, dar ar însemna să se prevadă mai multe

circuite acordate, ceea ce ridică problema acordului simultan a acestor circuite şi alinierea lor

cât mai precisă, deci o manipulare dificilă a radioreceptorului.

172

Capitolul 10

10. AMPLIFICATOARE DE FRECVENłĂ INTERMEDIARĂ

GeneralităŃi

Amplificatorul de frecvenŃă intermediară (AFI) este unul din etajele cele mai importante

ale unui receptor superheterodină. După circuitele de RF (circuitele de intrare şi amplificatoarele

de RF) şi schimbătorul de frecvenŃă SF, semnalul util recepŃionat, indiferent de frecvenŃa lui

purtătoare, este “translatat” pe aşa-numita „frecvenŃa intermediară”. Această fiind fixă, semnalul

de frecvenŃă intermediară poate fi amplificat şi prelucrat mult mai uşor.

Nivelul semnalului de frecvenŃă intermediară, care atacă demodulatorul (detectorul), este

menŃinut constant, indiferent de nivelul de RF al semnalului recepŃionat, astfel încât semnalul

util obŃinut să poată fi folosit pentru comanda etajelor de audiofrecvenŃă pentru redare sonoră,

înregistrare etc.

Elementele esenŃiale ale unui AFI sunt elementul activ utilizat şi circuitul selectiv (filtrul)..

Ca elemente active în prezent se utilizează tranzistoare bipolare, tranzistoare cu efect de câmp,

circuite integrate. Circuitele selective (filtrele) cele mai utilizate sunt:

- circuite LC derivaŃie şi cuplate;

- filtre LC cu selectivitate concentrată;

- filtre ceramice;

- filtru cu cuarŃ;

- filtre acustice cu undă de suprafaŃă etc.

10.1. Clasificarea AFI

Clasificarea AFI se poate face după mai multe criterii, însă nu toate au importanŃă

practică. De aceea, în această lucrare, la clasificarea AFI s-a avut în vedere structura schemei.

Astfel, AFI se vor clasifica după:

a) tipul de modulaŃie a semnalelor pe care trebuie să le amplifice:

- AFI pentru semnale MA

- AFI pentru semnale MF

b) tipul filtrelor de FI utilizate (banda de trecere a AFI):

173

- AFI de bandă îngustă cu circuite acordate derivaŃie sau cu circuite cuplate

- AFI de bandă largă cu selectivitate concentrată, care pot fi:

- filtre LC de tip Cebâşev sau Butterworth

- filtre ceramice, cu undă acustică de suprafaŃă, cu cuarŃ etc.

c) tipul elementelor active folosite:

- AFI cu tranzistoare

- AFI cu circuite integrate.

În ceea ce priveşte utilizarea circuitelor integrate folosite pentru realizarea AFI, trebuie

prezentate avantajele pe care le oferă acestea:

- posibilitatea realizării practice a unor AFI de gabarit mult mai mic şi cu mai puŃine

piese şi reglaje

- proiectare mult mai uşoară a AFI

- cumularea unor funcŃii suplimentare, cum ar fi circuitele de RAA pentru AFI şi ARF

- realizarea demodulării MA prin utilizarea detecŃiei sincrone, superioară calitativ

detecŃiei de anvelopă;

- posibilitatea includerii şi a unui circuit de CAF pentru asigurarea stabilităŃii acordului

receptorului.

O problemă deosebită în ceea ce priveşte realizarea AFI o constituie alegerea valorii

frecvenŃei intermediare pe care va fi acordat acesta. Aici apar două situaŃii distincte:

a) În cazul unei frecvenŃe intermediare coborâte (100 – 500KHz) selectivitatea AFI va fi

mare, deoarece banda de trecere a AFI fiind determinată de selectivitatea circuitelor selective

utilizate, la frecvenŃe intermediare relativ coborâte se pot realiza cu uşurinŃă benzi de trecere de

ordinul 102Hz – 1KHz, dat fiind factorul de calitate bun al acestor circuite selective. În schimb,

selectivitatea faŃă de frecvenŃa imagine va fi scăzută.

b) În cazul unei frecvenŃe intermediare ridicate (1MHz – 10MHz) selectivitatea AFI faŃă

de canalele adiacente va fi mai slabă, în schimb, se obŃine o bună selectivitate faŃă de frecvenŃa

imagine. De aceea, pentru valoarea frecvenŃei intermediare fi se alege de multe ori o soluŃie de

compromis, pornind de la criteriul evitării perturbaŃiilor de interferenŃă, adică evitarea

recepŃionării unor frecvenŃe perturbatoare în canalul util.

În radioreceptoarele moderne folosesc următoarele frecvenŃe intermediare:

• receptoare FM: 262KHz, 455KHz, 1,6MHz, 5,5MHz, 10,7MHz, 10,8MHz, 11,2MHz,

11,7MHz, 11,8MHz, 21,4MHz, 75MHz şi 98MHz. În receptoarele FM cu dublă schimbare de

frecvenŃă, frecvenŃa intermediară de 10,7MHz este folosită adesea împreună cu o a 2-a

frecvenŃă intermediară având valoarea de 470KHz.

• receptoare AM: 450KHz, 455kHz, 460KHz, 465KHz, 470KHz, 475KHz, 480KHz.

Dintre acestea, cele mai folosite sunt frecvenŃa de 455KHz pentru recepŃia MA şi

frecvenŃa de 10,7MHz pentru recepŃia MF.

174

10.2. FuncŃiile şi parametrii AFI

Indiferent de clasa radioreceptoarelor, în AFI se realizează cea mai mare parte a

amplificării de înaltă frecvenŃă a radioreceptorului. De aceea, principalele funcŃiuni pe care

trebuie să le realizeze AFI, dat fiind că el contribuie în mod esenŃial la obŃinerea sensibilităŃii

globale a receptorului, sunt următoarele:

- să asigure amplificarea în tensiune şi putere a semnalului ce se obŃine la ieşirea

mixerului, până la un nivel care să permită demodularea (detecŃia) semnalului;

- amplificarea etajelor de AFI să poată fi comandată de circuitele de RAA pentru

obŃinerea unui semnal de frecvenŃă intermediară de nivel cât mai constant;

- să asigure selectivitatea faŃă de canalele adiacente, deci să realizeze caracteristica de

frecvenŃă impusă de tipul radioreceptorului.

Se observă deci că funcŃia esenŃială a AFI este aceea de a asigura o anumită

amplificare de tensiune sau de putere într-o anumită bandă de frecvenŃe.

Prin funcŃiile sale, AFI contribuie hotărâtor asupra următoarelor performanŃe ale

radioreceptoarelor:

a) Sensibilitatea maximă; dat fiind că în AFI se realizează cea mai mare parte a

amplificării de înaltă frecvenŃă din radioreceptoare, sensibilitatea radioreceptoare este

determinată de numărul etajelor de AFI.

b) Selectivitatea faŃă de canalele (posturile) alăturate;

c) Fidelitatea reproducerii semnalului util recepŃionat;

d) Eficacitatea sistemului de RAA, dat fiind faptul că acesta acŃionează în principal

asupra etajelor de FI, dar şi asupra ARF.

Prin urmare, pornind de la aceste considerente, principalii parametrii calitativi ai unui AFI

sunt următorii:

- amplificarea de tensiune (de putere);

- selectivitatea faŃă de canalul adiacent;

- banda de trecere la 3 dB, care este funcŃie de tipul modulaŃiei semnalului:

- 9KHz pentru transmisii radiodifuzate cu MA

- 150 – 300KHz pentru transmisii radiodifuzate cu MF

- 3KHz pentru transmisii radio SSB

- 0,4KHz pentru transmisii radiotelegrafice

- simetria caracteristicii amplitudine–frecvenŃă (a curbei de selectivitate), efectul

disimetriei caracteristicii de amplitudine fiind apariŃia distorsiunilor;

- stabilitatea amplificării şi a curbei de selectivitate în funcŃie de variaŃiile de tensiune de

alimentare sau de temperatură. Dat fiind numărul mare de etaje de FI precum şi amplificarea

mare pe care trebuie să o realizeze (∼100dB sau chiar mai mult) există permanent pericolul

intrării în oscilaŃie a AFI.

175

10.3. Scheme practice de AFI

După cum s-a amintit în introducerea la acest capitol, în funcŃie de tipul circuitelor

selective utilizate, AFI se pot realiza sub două forme:

a) AFI selective (de bandă îngustă), cu circuite acordate derivaŃie sau cu circuite

cuplate. De obicei, acestea se realizează cu unul sau mai multe etaje cu tranzistoare bipolare

sau cu efect de câmp şi au o schemă bloc asemănătoare celei din fig. 10.1.

Fig. 10.1. AFI cu filtre distribuite

În fig. 10.2 este prezentat un etaj tipic de AFI, realizat cu un tranzistor bipolar în

conexiune EC. Semnalul provenit de la mixer este aplicat pe baza tranzistorului prin intermediul

unui transformator de RF cu primarul şi secundarul acordate pe frecvenŃa intermediară (T1).

Pentru adaptarea de impedanŃă, cuplarea bazei se face printr-o priză mediană. Din aceleaşi

motive, colectorul este cuplat la circuitul acordat format de primarul transformatorului T2 tot

printr-o priză intermediară. Polarizarea bazei se face cu divizorul rezistiv R1, R2.

Fig. 10.2. Etaj tipic de AFI cu tranzistor bipolar

Numărul etajelor de amplificare depinde de amplificarea, banda şi selectivitatea globală

pe care trebuie să o realizeze AFI. De obicei, pentru tranzistoarele bipolare folosite, se alege

conexiunea EC, care oferă următoarele avantaje: amplificare mare în tensiune; rezistenŃe de

intrare şi ieşire convenabile pentru cuplarea cu circuitele selective; stabilitate relativ bună a

PSF.

În fig. 10.3 este prezentat un AFI cu 3 etaje, realizate cu tranzistoare bipolare în

conexiune EC.

U1 U2

A1 A2 A3FI 1 FI 2 FI 3

176

Fig. 10.3. Schema de principiu a unui AFI - MA cu două filtre

de bandă şi un circuit singular acordat

Acest tip de AFI, realizat exclusiv cu componente discrete, asigură performanŃe foarte

bune, dar are dezavantajul unei construcŃii complicate, a unor reglaje de acordare dificile,

necesită componente multe şi de bună calitate.

În cazul folosirii TEC, acestea oferă nişte avantaje suplimentare care au fost amintite

într-un capitol anterior. În fig. 10.4 este prezentat un AFI realizat cu un tranzistor MOSFET cu

poartă dublă, care permite realizarea reglajului automat al amplificării (RAA).

Fig. 10.4. Etaj de AFI cu tranzistor MOSFET cu poartă dublă

Etajul este destinat lucrului la frecvenŃe intermediare ridicate (până la 50MHz), folosind

un filtru ceramic sau piezoelectric. Grila 2 a tranzistorului, polarizată cu divizorul rezistiv R2, R3,

este folosită pentru realizarea reglajului automat al amplificării (RAA).

b) O a 2-a cale de realizare a AFI constă în obŃinerea selectivităŃii şi a benzii necesare

cu ajutorul unor filtre de bandă cu selectivitate concentrată (de obicei cu 3 poli), cum este cel

din fig. 10.5, sau cu ajutorul unor filtre piezoceramice. Amplificarea în tensiune se obŃine cu

ajutorul unui amplificator aperiodic de bandă largă (cu cuplaj RC). În această variantă,

elementul activ care se foloseşte în construcŃia AFI este, de regulă, un circuit integrat

specializat.

T1T2 T3

FB 1 FB 2FI 1

URAA

-EC

-EC

-ECURAA

177

Fig. 10.5. AFI realizat cu filtru Cebâşev şi cu un circuit singular acordat

ObservaŃie

Filtrele de bandă largă cu selectivitate concentrată folosite în amplificatoarele de

frecvenŃă intermediară pot fi filtre de tip Cebâşev sau filtre de tip Butterworth.

În fig. 10.6 este prezentat un AFI cu două etaje, realizat cu tranzistoare bipolare, cuplate

printr-un filtru ceramic care asigură selectivitatea dorită. Atenuarea de inserŃie a filtrului trebuie

compensată prin mărirea corespunzătoare a amplificării globale.

Fig. 10.6. AFI cu două etaje cuplate printr-un filtru ceramic

În cazul folosirii unor AFI integrate, asigurarea selectivităŃii se face folosind filtre

ceramice, atât la intrarea amplificatorului, cât şi la ieşirea acestuia (fig. 10.7).

Fig. 10.7. AFI cu circuite integrate, echipate cu filtre (piezo)ceramice

FC FI

178

TendinŃa actuală, firească dacă se ia în consideraŃie progresul tehnologic în realizarea

componentelor active şi pasive care intră în componenŃa AFI, este folosirea de amplificatoare

integrate care includ, pe lângă amplificatorul de FI propriu-zis cu 1-3 etaje, o serie de blocuri

funcŃionale specifice receptoarelor, cum ar fi detectorul, circuite de RAA, circuite de CAF,

muting etc.

O astfel de schemă integrată de AFI-MF este circuitul CA 3089, a cărui schemă bloc

este prezentată în fig. 10.8.

Fig. 10. 8. Circuitul integrat CA 3089, destinat aplicaŃiilor FI-MF

Circuitul este destinat realizării lanŃului AFI din receptoarele MF, folosind filtre ceramice

şi circuite acordate LC. O aplicaŃie tipică a acestui circuit integrat este prezentată în fig. 10.89

Fig. 10.9. AplicaŃie tipică de AFI-MF cu circuitul integrat CA 3089

179

Din cele două figuri de mai sus se poate remarca faptul că filtrul ceramic care asigură

caracteristica de selectivitate a AFI realizat cu 3 etaje de amplificare este plasat la ieşirea

mixerului şi la intrarea AFI. Circuitul conŃine un demodulator în cuadratură, circuitul de muting şi

furnizează semnalul pentru CAF şi RAA, destinate oscilatorului local, respectiv ARF.

În fig. 10.10 este prezentat un AFI “universal” realizat cu două circuite integrate

specializate MC 1350P, conectate în cascadă. La intrarea AFI este folosit un filtru de bandă

realizat cu două circuite acordate cuplate capacitiv, realizate cu înfăşurarea secundară,

respectiv primarul transformatorului T1, respectiv T2. Sarcina celor două etaje este constituită

de circuite acordate realizate cu înfăşurările primare ale celor două transformatoare de RF T3 şi

T4, acordate tot pe frecvenŃa intermediară. Amplificatorul este prevăzut cu posibilitatea realizării

RAA, prin aplicarea unei tensiuni de reglaj pe pinii 5 ai schemelor integrate..

Fig. 10.10. AFI “universal” realizat cu circuite integrate şi filtre LC [3]

180

Capitolul 11

11. FILTRE UTILIZATE ÎN AMPLIFICATOARELE DE

FRECVENłĂ INTERMEDIARĂ

Filtrul este un circuit electric care lasă să treacă semnalele având anumite frecvenŃe şi

rejectează (atenuează puternic) semnalele având alte frecvenŃe.

Amplificatoarele de frecvenŃă intermediară din radioreceptoare au în componenŃa lor cel

puŃin unul sau mai multe filtre de tip trece-bandă, necesare pentru a realiza caracteristica

amplitudine-frecvenŃă impusă de tipul de modulaŃie al semnalelor pe care le recepŃionează. De

multe ori, chiar primul etaj al AFI poate fi un filtru trece-bandă (FTB), necesar pentru a selecta

frecvenŃa intermediară dintre produsele de mixare de la ieşirea mixerului.

O structură generică de AFI pune în evidenŃă prezenŃa filtrelor de tip trece-bandă la

intrarea amplificatorului propriu-zis sau la ieşirea acestuia, fie atât la intrare cât şi la ieşire (fig.

11.1). Rolul fundamental al acestor filtre din componenŃa AFI este acela de a asigura

caracteristica de selectivitate impusă a radioreceptorului.

Fig. 11.1. Structură generică de AFI

Filtrele trece-bandă din componenŃa AFI au o caracteristică amplitudine-frecvenŃă cu o

alură specifică, care diferă nesemnificativ în funcŃie de tipul filtrului (fig. 11.2).

Fig. 11.2. Caracteristica amplitudine-frecvenŃă a unui filtru trece-bandă

de tip Butterworth (a) sau Cebâşev (b)

Filtrutrece-bandă

Filtrutrece-bandăAFI

de laMixer

laDetectorfi fi

fi

181

Se observă că filtrul de tip Cebâşev are neuniformităŃi în banda de trecere iar panta

caracteristicii este mai abruptă decât în cazul filtrului de tip Butterworth.

Caracteristică amplitudine-frecvenŃă a unui filtru trece-bandă permite definirea unor

parametri caracteristici ai acestuia şi anume:

- Atenuarea (câştigul) filtrului [dB]

- FrecvenŃa centrală a filtrului f0 [Hz]

- FrecvenŃele de tăiere inferioară fL şi superioară fH [Hz]

- Banda de trecere a filtrului (banda la 3dB), care reprezintă intervalul de frecvenŃă în

care atenuarea filtrului nu diferă cu mai mult de 3dB faŃă de atenuarea în banda de frecvenŃă

centrală a filtrului:

B3dB = fH - fL [Hz]

Dacă se cunosc banda de trecere la 3 dB şi frecvenŃa centrală a filtrului, se poate defini

factorul de calitate Q al filtrului, o mărime adimensională care caracterizează selectivitatea

acestuia. RelaŃia care leagă aceşti parametri este:

Q

fB 0

3dB = [Hz]

11.1. Filtre LC

Cele mai comune filtre utilizate în aparatura de radiocomunicaŃii sunt filtrele LC. Din

punct de vedere istoric, acestea au fost primele filtre utilizate, ele fiind încă folosite în multe

aplicaŃii de radiofrecvenŃă, domeniul lor de funcŃionare limitându-se la cca. 1GHz. La frecvenŃe

foarte înalte, capacităŃile parazite ale inductanŃelor şi inductanŃele parazite ale capacităŃilor

filtrelor LC le fac de nefolosit, datorită faptului că ele îşi modifică semnificativ parametrii în

funcŃie de caracteristicile fizice constructive.

Din punct de vedere matematic, un filtru LC este un circuit (dispozitiv) liniar, pasiv, cu

elemente concentrate, care permite trecerea semnalului în ambele direcŃii.

Caracterul liniar al filtrului LC în această accepŃiune înseamnă că răspunsul filtrului LC

este acelaşi pentru un semnal de intrare de 1V sau de 10V. De asemenea, înseamnă că filtrul

LC poate accepta simultan la intrare mai multe semnale sinusoidale, fără a produce

intermodulaŃia (mixarea) acestora.

Filtrele LC pot fi considerate circuite cu elemente concentrate, deoarece inductanŃele şi

capacităŃile din componenŃa lor au dimensiuni fizice mult mai mici decât lungimile de undă la

care lucrează filtrele.

Caracterul pasiv al filtrelor LC rezidă în faptul că ele nu au şi nici nu necesită în structura

lor surse de alimentare pentru a realiza funcŃia de transfer pentru care au fost proiectate.

182

În ceea ce priveşte răspunsul în frecvenŃă al unui filtru LC, trebuie spus că acesta nu

distorsionează o formă de undă sinusoidală; el îi poate modifica doar amplitudinea sau faza.

Cele mai utilizate circuite selective cu elemente LC sunt:

- circuite acordate derivaŃie (circuite singulare)

- circuite cuplate (filtre de bandă), constituite din mai multe circuite acordate singulare.

În fig. 11.3. sunt prezentate câteva filtre de bandă LC tipice utilizate în AFI.

a) b)

Cf

k

k

C2

L2L1

C1

L1

Lc

C2

C3

C1

L1L2L1 L2

C2

c) d)

k

C2

L2L1

Lc

e)

Cf

Lc1

Lc2

f)

Fig. 11.3. Circuite selective LC tipice utilizate în etajele AFI

Caracterizarea circuitelor selective din fig. 11.3 este următoarea:

a) Circuit acordat derivaŃie, cu intrare pe priză pe bobină şi ieşire prin cuplaj inductiv (cu

transformator) cu ajutorul inductanŃei de cuplaj LC;

b) Filtru de bandă cu două circuite acordate, cu cuplaj prin inductanŃă mutuală (factorul

de cuplaj K ≠ 0). Se foloseşte cuplajul critic sau uşor peste critic. Adaptarea de impedanŃă se

face cu ajutorul prizelor pe bobine;

c) Filtru de bandă cu două circuite acordate, cuplate capacitiv prin capacitatea Cf, cele

două circuite acordate fiind ecranate între ele (factorul de cuplaj K = 0);

d) Filtru de bandă cu două circuite acordate cuplate inductiv, la care adaptarea cu

etajul următor se face prin divizor capacitiv;

e) Filtru de bandă cu două circuite acordate cuplate inductiv, la care adaptarea cu

etajul următor se face prin cuplaj inductiv (cu transformator), cu ajutorul inductanŃei de cuplaj LC.

183

f) Filtru de bandă cu circuite acordate cuplate capacitiv (prin Cf), adaptarea la etajul

următor făcându-se prin cuplaj inductiv (prin transformator), cu ajutorul inductanŃei de cuplaj LC.

Comparativ cu circuitul acordat derivaŃie singular, filtrul de bandă format din 2 circuite

acordate cuplate prezintă în banda de trecere un palier aproape constant, iar flancurile în afara

benzii de trecere sunt mai abrupte, asigurând o selectivitate superioară.

0

A(f)

A0

0,707A0

f0

B3dB

fa)

0

A(f)

A0

0,707A0

f0

B3dB

f

b)

Fig. 11.4. Caracteristica de selectivitate a circuitului acordat derivaŃie (a)

şi a filtrului de bandă cu 2 circuite derivaŃie cuplate (b)

În fig. 11.5 este prezentat un filtru de bandă Cebâşev cu 3 circuite acordate, cuplate

capacitiv, adaptarea la etajele anterior şi următor făcându-se prin priză mediană, respectiv prin

cuplaj inductiv (prin transformator).

Cf Cf

Fig. 11.5. Filtru de bandă Cebâşev cu 3 circuite acordate

Calculul benzii de trecere Bn

• Banda de trecere globală a unui AFI cu n circuite acordate singulare (fig. 11.6) se

calculează cu formula:

n1,2

bBn =

În care b este banda de trecere a unui circuit acordat singular, iar n – numărul de circuite

acordate singulare.

184

n1

n2 n3

k=1C1

T1

T2

Fig. 11.6. Schema simplificată a AFI cu 1 circuit acordat

• Banda de trecere globală a unui AFI cu n filtre de bandă dublu acordate (fig. 11.7) se

calculează cu formula:

4

fn

n1,1

bB ≅

în care simbolurile au următoarea semnificaŃie:

bf – banda de trecere a unui filtru de bandă

n – număr de circuite acordate (filtre)

Bn – banda de trecere globală.

k=1

L1

T1

T2

L2

Fig. 11.7. Schema simplificată a unui AFI cu filtru

de bandă dublu acordat

11.2. Filtre piezoceramice

În ultimii ani, în receptoarele moderne se utilizează tot mai mult filtrele (piezo)ceramice

(FC), în locul filtrelor clasice realizate cu circuite LC. Filtrele ceramice au fost dezvoltate folosind

tehnologii similare celor folosite la construcŃia cristalelor de cuarŃ şi a filtrelor electromecanice.

Ele prezintă câteva avantaje care le fac să fie preferate în multe situaŃii: gabarit redus, lipsa

reglajelor etc. Caracteristica lor de selectivitate este foarte stabilă în funcŃie de temperatură şi

se aseamănă cu cea a unui filtru clasic realizat cu componente LC, având însă pante mult mai

abrupte.

Filtrele (piezo)ceramice sunt alcătuite din structuri piezoceramice, cu două sau mai multe

rezonatoare serie sau paralel, cuplate între ele (fig. 11.8), realizate iniŃial din cristale de cuarŃ

sau sare Rochelle, iar în prezent, de regulă din titanat de bariu sau titanat-zirconat de plumb

(PZT în literatura de specialitate de limbă engleză).

185

Fig. 11.8. Filtru ceramic: construcŃia fizică

şi circuitul electric echivalent

Un astfel de filtru funcŃionează pe baza efectului piezoelectric direct şi invers: oscilaŃiile

electrice se transformă în oscilaŃii mecanice şi din nou în oscilaŃii electrice.

Fig. 11.9. Filtru piezoceramic monolitic: simbol, circuitul electric

echivalent şi structură fizică

Comparativ cu filtrele clasice, filtrele ceramice oferă o serie de avantaje notabile:

- asigură o selectivitate foarte mare, datorită factorului de calitate Q ridicat (≈ 1000);

- au dimensiuni foarte mici şi nu necesită reglaje;

- prezintă o siguranŃă în funcŃionare superioară celor clasice cu elemente LC

- filtrele ceramice, montate în schemele de AFI cu tranzistoare sau cu circuite

integrate simplifică schema, întrucât nu permit trecerea componentei continue de la un etaj la

altul, deci nu mai sunt necesare condensatoare de cuplaj.

Dezavantajele filtrelor ceramice sunt următoarele:

1. De multe ori, un singur filtru ceramic nu satisface cerinŃele impuse privind calităŃile

AFI, datorită neuniformităŃii în banda de trecere şi neliniarităŃii pronunŃate ale caracteristicii de

fază. De aceea, de multe ori, producătorii oferă capsule în care sunt conectate în serie două

filtre ceramice cu frecvenŃele centrale uşor decalate. Prin împerecherea celor două module se

obŃin caracteristici globale de amplitudine şi de fază convenabile.

186

2. Atenuarea (de inserŃie) în banda de trecere a filtrului este relativ mare, afectând

sensibilitatea lanŃului de amplificare. Compensarea acestor pierderi se realizează printr-o

amplificare corespunzătoare mai mare impusă elementelor active din lanŃ.

3. Un filtru (piezo)ceramic trebuie privit ca un cuadripol a cărui impedanŃă de intrare este

de ordinul 102Ω - 1KΩ iar cea de ieşire tipic de 390Ω. Pentru a funcŃiona corect trebuie neapărat

realizată adaptarea pentru transferul maxim de putere atât la intrare cât şi la ieşire.

În fig. 11.10 este prezentat modul de conectare a unui FC la un amplificator integrat.

Acest mod de conectare este tipic şi poate fi întâlnit în foarte multe AFI, frecvenŃa de rezonanŃă

a filtrelor fiind, de exemplu 455KHz, 6,5MHz, 10,7MHz etc.

Zi=390 ohm

A

FCFC

a) b)

390

22nF

Fig. 11.10. Folosirea filtrelor ceramice în scheme de AFI

a) cu circuite integrate; b) cu tranzistoare

Pentru compensarea atenuării de inserŃie introdusă de un filtru ceramic este necesar să

se mărească amplificarea întregului lanŃ de FI, prin introducerea unui etaj de amplificare

suplimentar, aşa cum se poate observa din fig. 11.11.

A

FC

+Ec

390

22nF

Fig. 11.11. Compensarea atenuării de inserŃie a filtrului ceramic

11.3. Filtre de bandă cu selectivitate concentrată

În etajele de recepŃie (dar şi de emisie) ale echipamentelor de radiocomunicaŃii cu BLU,,

selecŃia benzii laterale dorite, obŃinută la ieşirea din mixer (schimbător de frecvenŃă), se face cu

ajutorul unor filtre de bandă. Acestea trebuie să asigure o atenuare cât mai mare a benzii

laterale nedorite (min. 60 dB) precum şi a frecvenŃei purtătoare. Ele determină în mare măsură

selectivitatea receptorului.

187

Parametrii fundamentali ai unui filtru de bandă:

a) Banda de trecere (B3dB)

b) Neuniformitatea atenuării în banda de trecere ∆b0 = (1 – 3)dB;

c) Atenuarea în banda de trecere b0 (de inserŃie);

d) Panta filtrului S [dB/Hz]: 13

f1f3

ff

AAS

−

−=

e) FrecvenŃa centrală (de referinŃă);

f) Simetria filtrului;

g) Coeficientul de rectangularitate;

h) Timpul de propagare de grup.

3dB

b0

60dB

A [dB]

B60dB

B3dB

f1 f2f3 f4 f0

∆∆∆∆bo

Zona de trecere

f0

Pantafiltrului S

Fig. 11.12. Caracteristica atenuare-frecvenŃă a unui filtru de bandă

În prezent, în aparatura de radiocomunicaŃii pentru transmisii BLU se folosesc mai multe

tipuri de filtre de bandă: filtre tip LC, filtre cu cuarŃ, filtre piezoceramice, filtre electromecanice.

a) Filtre de bandă LC

Au la bază circuite acordate (celule) formate din inductanŃe şi capacităŃi. De obicei se

folosesc inductanŃe cu Q > (100 – 300). O atenŃie deosebită trebuie acordată stabilităŃii termice

a filtrului. De aceea se folosesc condensatoare şi miezuri de ferită de bună calitate.

Filtrele cu celule LC se pot realiza după mai multe scheme: filtre de tip K; filtre de tip m;

filtre combinate, în trepte (iterative) etc.

U1 U2

C1 C1 C1C1 C1

C2 C2C2/2C22

2L L L 2L

Fig. 11.13. Filtru de bandă LC cu selectivitate concentrată

188

Elementele filtrului se calculează cu formulele de mai jos, în care f1 şi f2 reprezintă

frecvenŃele de tăiere inferioară, respectiv superioară, iar R este rezistenŃa de sarcină a filtrului:

Rff

ffC

21

1214π

+=

Rfff

fC

)( 122

12

−=π

21

12

4

)(

ff

RffL

π

−=

201

Bff −=

202

Bff +=

U1 U2

Fig. 11.14. Filtru LC folosit pentru selecŃia unei benzi laterale

Dezavantajele filtrelor LC sunt evidente: gabarit mare, scheme complexe, reglaje dificile,

măsuri speciale de compensare la variaŃiile de temperatură.

b) Filtre cu cristale piezoelectrice

Un filtru trece-bandă pentru frecvenŃe intermediare având o foarte bună selectivitate

poate fi realizat cu ajutorul unor rezonatori piezoelectrici (de ex. cristale de cuarŃ). Materiale

cele mai folosite sunt: cuarŃul, dar şi sarea Seignette, turmalina, titanatul de bariu şi altele.

Avantaje tipice pe care le prezintă sunt un astfel de filtru de bandă sunt:

- gabarit mic;

- pantă abruptă a caracteristicii de frecvenŃă (S = 0,6dB/Hz);

- Q foarte ridicat (de ordinul 103 - 104);

- stabilitate extrem de ridicată în timp;

- impedanŃe de intrare şi ieşire ridicate.

Deoarece banda de trecere a unui singur cristal este foarte îngustă, de obicei se

folosesc scheme cu mai multe cristale piezoelectrice, precum şi scheme în care sunt conectate

inductanŃe şi capacităŃi de lărgire a benzii.

Cristalele folosite în practică sunt lame cu tăietura X – 18,5O şi oscilaŃii longitudinale,

care asigură un coeficient de temperatură în jur de –20x10-6/oC.

În fig. 11.15 este prezentat un astfel de filtru de bandă pentru amplificatoare de frecvenŃă

intermediară.

Fig. 11.15. Structură tipică de filtru de bandă cu cristale piezoelectrice

189

Caracteristica unui astfel de filtru se apropie de caracteristica ideală a unui FTB.

Dezavantajele filtrelor cu cristale piezoelectrice sunt următoarele:

- parametrii filtrului se modifică în urma procesului de îmbătrânire

- sunt sensibile la şocuri şi vibraŃii

- uneori necesită incinte termostatate.

În fig. 11.16 sunt prezentate câteva filtre de bandă cu cristale piezoelectrice, folosite în

amplificatoarele de FI din radioreceptoare.

Fig. 11.16. Filtru de bandă pentru AFI, realizat cu cristale piezoelectrice:

schema electrică şi caracteristica de atenuare

c) Filtre electromecanice (Electro Mechanical Filters)

Aceste filtre se bazează pe proprietăŃile rezonatoare ale volumelor mecanice, prevăzute

la capete cu traductoare electromecanice magnetostrictive destinate conversiei oscilaŃiilor

electrice în oscilaŃii mecanice şi invers.

Filtrele electromecanice de bandă sunt realizate în prezent pentru frecvenŃe relativ joase,

de regulă cuprinse între 30KHz – 500KHz.

Aceste filtre sunt inferioare ca performanŃe celor piezoceramice pentru că:

- au panta mai puŃin abruptă (cca. 0,3dB/Hz);

- selectivitatea este de cca. 60dB;

190

- atenuarea în banda de trecere este de cca. 2dB;

- neuniformităŃi în bandă de cca. 3dB.

ConstrucŃia filtrului electromecanic (FEM) constă din (fig. 11.17):

- un lanŃ de rezonatoare mecanice legate între ele prin cuplaje mecanice

corespunzătoare de cca. 1mm lungime;

- la capete sunt prevăzute cu traductoare magnetostrictive formate din miezuri

asemănătoare rezonatoarelor şi având bobinate inductanŃe de introducere şi respectiv

extragere a semnalului.

Un astfel de sistem poate conŃine până la 10 – 12 rezonatori care pot fi de diferite forme:

lamelari; discuri φ 8,5 mm/1,86 mm; bare etc. În funcŃie de numărul de rezonatori se poate

obŃine o bandă mai largă sau mai îngustă.

Fig. 11.17. Filtru electromecanic (FEM)

FuncŃionare

Când din exterior se introduce o frecvenŃă ce corespunde ca valoare cu frecvenŃa de

rezonanŃă proprie a lamelelor sau barelor, sistemul intră în oscilaŃie mecanică, caracterizată

prin modificarea periodică a dimensiunilor structurii. Indiferent de tipul rezonatoarelor folosite,

toate FEM funcŃionează la fel: energia electrică de HF indusă în elementul traductor de la

intrare este transformată de acesta în energie mecanică care trece prin rezonatorii filtrului iar de

aici, traductorul de ieşire converteşte oscilaŃia mecanică în semnal electric.

Selectivitatea filtrului depinde de rezonatorii folosiŃi, factorul de calitate ai acestora având

valori cuprinse între 8.000 şi 20.000. Rezonatorii pot fi comparaŃi cu nişte circuite oscilante

serie, iar legăturile dintre ei – cu condensatori (vezi schema electrică echivalentă a unui FEM).

Rezonatoarele sunt distanŃate la cca. 1mm şi sunt cuplate cu 3 conductoare de 0,25mm.

MagneŃii permanenŃi de la capetele FEM au rolul de a mări randamentul filtrului.

La capetele construcŃiei mecanice se conectează nişte condensatoarele derivaŃie care

au rolul de a înlătura rezonanŃele parazite care ar putea apărea în sistem.

Fig. 11.18. Schema echivalentă a unui FEM

191

Avantajele FEM:

- coeficient de temperatură destul de bun;

- dimensiuni de gabarit incomparabil mai mici decât filtrul de bandă cu elemente LC;

- caracteristică de trecere foarte bună (pante abrupte).

Dezavantajele FEM:

- proces de fabricaŃie pretenŃios (dimensiunile sunt de ordinul µm);

- necesitatea unei ecranări bune împotriva câmpurilor electromagnetice;

- protecŃie redusă la şocuri şi vibraŃii;

- necesitatea folosirii de materiale influenŃate puŃin de temperatură (de ex. invarul)

În ultimele decenii s-au realizat filtre micro-electromecanice (MEM Filters), cu

performanŃe superioare atât în ceea ce priveşte frecvenŃele de lucru (care ajung la ordinul

zecilor de megaherzi), cât şi caracteristica amplitudine-frecvenŃă.

d) Filtre cu undă de suprafaŃă (FUS – SAW)

Cercetările din domeniul componentelor active au impus eforturi sporite pentru realizarea

unor circuite de selectivitate cât mai performante. Astfel, din anii 1963 – 1965 se fabrică filtre

ceramice FI -MA pe frecvenŃe în jurul valorii de 450 - 500KHz, având o bandă de trecere de 3 –

6KHz şi o selectivitate 12 – 15dB la ± 9KHz.

Din anii ’70 se fabrică filtre ceramice pentru FI - MF (pe frecvenŃa de 10,7MHz) şi pentru

calea de sunet din receptoarele TV (pe frecvenŃele de 4 – 4,5 – 5,5 – 6 – 6,5 MHz). Banda de

trecere este de 200 – 300KHz/3dB iar selectivitatea este de 20 – 30dB/±300KHz, fiind din acest

punct de vedere mult superioare filtrelor LC cu două circuite acordate.

În anul 1977 a fost realizat un filtru de selectivitate concentrată bazat pe efectul undelor

mecanice de suprafaŃă care se propagă la suprafaŃa unei plăcuŃe (substrat) din material cristalin

piezoelectric cum este cuarŃul sau din oxizi de metale rare: Li, Nb, Ta, cum este, de exemplu,

niobatul de litiu (LiNbO3), tantalat de litiu (LiTaO3) etc. Aceste materiale au proprietatea de a

transmite cu pierderi reduse undele mecanice de suprafaŃă (acustice). De aceea, filtrele de

acest tip se numesc filtre cu undă (acustică) de suprafaŃă (FUS) sau, în limba engleză, Surface

Acoustic Wave - SAW.

ConstrucŃie şi funcŃionare

La capetele unui cristal din materialele mai sus amintite se realizează prin fotocoroziune

două traductoare numite traductoare interdigitale. Acestea se obŃin prin fotocoroziunea unui

strat de Al depus în vid şi au forma a 2 piepteni care se întrepătrund (fig. 11.19).

La aplicarea unui semnal electric pe traductorul de intrare (traductor electro-mecanic)

prin efectul piezoelectric, suprafaŃa substratului de sub traductor intră în mişcare ondulatorie.

Undele generate sunt unde acustice de suprafaŃă care se propagă pe suprafaŃa cristalului şi

192

ajung la traductorul de ieşire (traductor mecano-electric) care sesizează aceste unde şi le

transformă prin efect piezoelectric în semnale electrice.

Fig. 11.19. Structura unui FUS cu traductoare interdigitale

Prin dimensionarea celor două traductoare (de intrare şi de ieşire) şi prin poziŃionarea lor

reciprocă (distanŃa D), semnalele de anumite frecvenŃe vor avea un regim preferenŃial de

transfer faŃă de altele, în acest fel obŃinându-se caracteristica de selectivitate dorită în gama de

frecvenŃe pentru care a fost proiectat filtrul SAW. De asemenea, parametrii fizici ai substratului

piezoelectric care determină viteza de propagare a undelor pe suprafaŃa sa, contribuie la

caracteristica de selectivitate a filtrului.

Cristalul este încapsulat într-o capsulă metalică sau din material plastic cu 5 terminale

(pini): 2 terminale pentru intrare; 2 terminale pentru ieşire; 1 terminal pentru masă (fig. 11.20).

Fig. 11.20. Tipuri constructive de filtre SAW

Avantajele FUS faŃă de filtrele clasice sunt:

- reproductibilitate foarte bună a caracteristicii de selectivitate

- caracteristică de selectivitate cu pante abrupte

- tehnologii de reglare mult simplificate

- dimensiuni de gabarit reduse

Dezavantajele filtrelor SAW:

- atenuare de inserŃie mare (10 –12dB), ceea ce impune folosirea unui etaj

amplificator suplimentar pentru a compensa această atenuare;

- introduc zgomot suplimentar care înrăutăŃeşte factorul de zgomot al receptorului;

193

- nu sunt încă standardizate constructiv şi ca parametri şi din această cauză, de

regulă, nu sunt interschimbabile.

Modul tipic de înserare a unui filtru SAW într-un circuit de RF, de videofrecvenŃă sau de

frecvenŃă intermediară este prezentat în fig. 11.21.

SAW

- Ec

1

2 3

5

4

A

Fig. 11. 21. Conectarea unui filtru SAW în circuit

Caracteristica tipică atenuare-frecvenŃă a unui filtru SAW (trece-bandă) este prezentată

în fig. 11.22. În figură sunt puse în evidenŃă caracteristicile principale ale filtrului: frecvenŃa

centrală f0, banda de trecere la 3dB, banda de trecere la XdB, nivelul pierderilor de inserŃie,

atenuarea în banda de tăiere (stop-band) etc.

Fig. 11.22. Caracteristica atenuare-frecvenŃă a unui filtru SAW

193

Capitolul 12

12. CIRCUITE DE DEMODULARE (DETECłIE)

GeneralităŃi

Demodularea (detecŃia) reprezintă procesul invers modulaŃiei, adică procesul prin care,

din semnalul de radiofrecvenŃă purtător de informaŃie se extrage semnalul modulator, adică

informaŃia propriu-zisă. Reamintim pe scurt cum funcŃionează un lanŃ de radiocomunicaŃii: la

emisie, informaŃia conŃinută în semnalul de joasă frecvenŃă (AF) este transpusă prin modulaŃie

în domeniul frecvenŃelor radio pentru a putea fi radiat în eter. La recepŃie, din acest semnal de

radiofrecvenŃă trebuie extras semnalul care conŃine informaŃia, adică semnalul modulator.

Această funcŃie este îndeplinită de etajul demodulator (detector).

În funcŃie de tipul de modulaŃie folosit la emisie, la recepŃie se folosesc diverse tipuri de

demodulatoare (detectoare): demodulatoare MA, demodulatoare MF etc.

După cum s-a arătat în Capitolul 1, în prezent în radiocomunicaŃiile comerciale se

utilizează două clase de modulaŃie a semnalelor:

a) ModulaŃia liniară, în categoria căreia intră următoarele tipuri de modulaŃie:

- modulaŃia de amplitudine MA, care poate fi:

- MA – BLD + P

- MA – BLD - PS

- MA – BLU

- MA – RBL (25%)

b) ModulaŃia neliniară, în categoria cărora intră următoarele tipuri de modulaŃie:

- modulaŃia de frecvenŃă MF

- modulaŃia de fază MP

Indiferent de tipul sau de structura demodulatorului folosit, acesta trebuie să satisfacă o

serie de cerinŃe obligatorii:

- Randament de detecŃie cât mai mare;

- Distorsiuni introduse cât mai mici;

- Nu trebuie să perturbe funcŃionarea etajelor între care este conectat. În general, etajul

demodulator se introduce după ultimul etaj FI, deci aceasta presupune ca rezistenŃa de

amortizare pe care o introduce să fie cât mai mare;

- Tensiunea reziduală de frecvenŃă intermediară şi armonicile ei de la ieşirea

demodulatorului trebuie să fie cât mai mici posibile.

194

În general, etajele demodulatoare nu contribuie la mărirea sau micşorarea selectivităŃii

receptorului. În schimb, etajul demodulator contribuie într-o măsură semnificativă la:

- sensibilitatea globală a receptorului

- realizarea RAA (în mod direct)

- realizarea sistemului MUTING

O clasificare generală a demodulatoarelor ar fi:

- demodulatoare (detectoare) de amplitudine

- demodulatoare de frecvenŃă

- demodulatoare de fază.

12.1. Demodularea (detecŃia) semnalelor MA

Există două metode generale de demodulare a semnalelor MA:

a) DetecŃia necoerentă – aplicabilă numai semnalelor MA cu BLD cu purtător, adică

acelor semnale modulate a căror înfăşurătoare (anvelopă) reprezintă semnalul modulator.

b) DetecŃia coerentă (sincronă), care poate fi folosită pentru demodularea oricărui tip de

semnale MA. Acest tip de detecŃie prezintă avantaje în ceea ce priveşte protecŃia la perturbaŃii

şi se aplică în special în cazul transmisiunilor MA – BLD - PS, MA – BLU şi MA – RBL. Acest

procedeu implică formarea la receptor a unui semnal sinusoidal local cu frecvenŃă egală cu a

purtătoarei şi în fază cu acesta, deziderat destul de greu de obŃinut.

Tipurile de detectoare MA folosite în prezent pe scară largă sunt:

- detectorul de anvelopă (necoerent) folosit pentru detecŃia semnalelor MA – DBL şi

MA - RBL

- detectorul sincron (coerent) - care poate fi folosit pentru detecŃia oricărui tip de

semnal cu modulaŃie de amplitudine.

Principiul general care stă la baza procesului de detecŃie (demodulare) necoerentă (de

anvelopă) este următorul:

Semnalul purtător de informaŃie (modulat în amplitudine) se aplică la intrarea unui

element cu caracteristică neliniară, de regulă o diodă cu joncŃiune p-n. Semnalul aplicat va

conŃine frecvenŃe purtătoare ωp şi una sau ambele benzi laterale, deci va conŃine spectrul

semnalului modulator ωm, adică cel puŃin combinaŃiile ωp ± ωm (fig. 12.1).

Din circuitul neliniar, prin fenomenul de intermodulaŃie, apar componente spectrale cu

frecvenŃe egale cu combinaŃiile liniare ale frecvenŃelor de intrare, adică componente spectrale

de forma (kωp ± jωm). Printre acestea se regăsesc şi frecvenŃele joase:

ωm; 2ωm…..(în general ωm << ωp)

195

Un FTJ plasat imediat după circuitul neliniar şi având o caracteristică de frecvenŃă

adecvată, va trebui să selecteze numai componenta ωm, care reprezintă semnalul modulator.

Acesta este rezultatul final al detecŃiei.

Fig. 12.1. Demodularea unui semnal MA

Pentru realizarea funcŃiei de detecŃie este esenŃială curbura caracteristicii elementului

neliniar utilizat. De obicei, această caracteristică este exponenŃială sau pătratică şi prezintă în

anumite cazuri (de exemplu pentru un grad de modulaŃie m = 1) dezavantaje care nu pot fi

neglijate şi care uneori fac filtrarea imposibilă.

Tensiunea (semnalul) MA supus detecŃiei are, de regulă, o expresie de forma:

ttmUU pmpp ωω cos)cos1(max +=

Upmax – valoarea maximă a semnalului purtător de pulsaŃie ωp

m – coeficientul de modulaŃie

ωm, ωp – frecvenŃa unghiulară (pulsaŃia) a semnalului modulator, respectiv purtător.

În cazul ideal, în urma detecŃiei trebuie să se obŃină la ieşirea detectorului un semnal

teoretic identic cu semnalul modulator, adică un semnal de forma:

Udet = Um max cosωmt

Um max – valoarea maximă a tensiunii modulatoare de la ieşirea detectorului.

Fig. 12.2. Demodularea (detecŃia) de amplitudine: semnalul modulat

şi spectrele celor două semnale - modulat şi modulator

Circuitneliniar

Combinatiiliniare

de frecvenŃăFTJ

ωωωωm

ωωωωp

ωωωωp + ωωωωm

ωωωωp - ωωωωm

196

Parametrii principali ai detectorului

1. Coeficientul de transfer în tensiune – raportul dintre amplitudinea tensiunii utile de la

ieşirea detectorului şi amplitudinea înfăşurătoarei semnalului la intrare.

2. Coeficientul de distorsiuni neliniare – raportul dintre valoarea armonicilor superioare

ale tensiunii de la ieşire şi cea a tensiunii cu frecvenŃa de modulaŃie.

3. Distorsiunile de fază şi frecvenŃă datorate caracterului complex de intrare al Z

demodulatorului şi al sarcinii acestuia.

4. ImpedanŃa de intrare pentru semnale nemodulate, dată de raportul dintre amplitudinea

tensiunii de la intrarea demodulatorului şi amplitudinea primei armonici a curentului de HF de la

intrarea detectorului. Această impedanŃă are un caracter complex – capacitiv-rezistiv.

5. ImpedanŃa de intrare pentru semnale MA, dată de raportul dintre variaŃia amplitudinii

∆Um a anvelopei tensiunii cu pulsaŃia ωp şi variaŃia curentului ∆Im cu pulsaŃia ωp:

m

m

inI

UZ

∆

∆=

Acest parametru arată calitatea reproducerii semnalului modulator pentru sarcinile cu

caracter complex.

6. Coeficientul de filtrare a tensiunii de înaltă frecvenŃă HF, determinat de raportul dintre

tensiunea de HF de la ieşire şi tensiunea de HF de la intrare.

Filtrarea tensiunii de HF după detectare este necesară pentru a nu permite penetrarea

acestei tensiuni în etajele de amplificare care urmează după detector. În caz contrar pot apărea,

de regulă prin sursa comună de alimentare cu energie electrică, fenomene de autooscilaŃie

datorită cuplajelor parazite dintre aceste etaje amplificatoare şi etajele de HF.

12.1.1. Detectorul MA cu diodă

Este unul din cele mai simple şi mai folosite detectoare MA, deoarece lucrează bine la

semnale mici şi nu introduce distorsiuni mari de neliniaritate. FuncŃionarea sa se bazează pe

folosirea caracteristicii statice curent - tensiune a unei diode semiconductoare cu joncŃiune p-n.

Aceasta, în conducŃie directă, prezintă o neliniaritate pronunŃată în zona de început a

caracteristicii pentru că, după cum se ştie, caracteristica statică în conducŃie directă a diodei

semiconductoare este exponenŃială.

În radioreceptoarele superheterodină se foloseşte un detector de anvelopă de bandă

îngustă, cu diodă, care poate fi de două tipuri (fig. 12.3):

a) detector serie

b) detector derivaŃie

În ambele cazuri, semnalul de HF este semnalul de FI modulat cu semnalul de joasă

frecvenŃă şi se aplică prin circuitul acordat derivaŃie

197

Fig. 12.3. Detectoare cu diodă

FuncŃionare

În cazul aplicării unui semnal MA – DBL, condensatorul Cd se va încărca în timpul

semialternanŃei pozitive (+) cu o tensiune care este proporŃională cu amplitudinea instantanee.

Pe durata semialternanŃei negative (-) se produce descărcarea condensatorului Cd pe rezistorul

Rd. Dacă constanta de timp CdRd este aleasă judicios, la ieşirea filtrului trece-jos se obŃine

semnalul modulator (anvelopa de modulaŃie), peste care se suprapune o componentă având

frecvenŃa semnalului purtător (frecvenŃa intermediară).

Fig. 12.4. Diagrama de semnal a procesului de demodulare MA - DBL

În cazul detecŃiei cu diode semiconductoare, impedanŃa de intrare a detectorului MA

depinde de:

- impedanŃa de sarcină a detectorului

- rezistenŃa în conducŃie inversă a diodei detectoare

Din acest punct de vedere, detectorul de tip paralel prezintă o rezistenŃă de intrare mai

mică, lucru care îl face mai puŃin utilizat.

Distorsiuni

În cazul detectoarelor cu diode, apar 3 tipuri de distorsiuni:

a) Distorsiuni datorită neliniarităŃii caracteristicii (iD, uD) a diodei semiconductoare.

Acestea se manifestă în cazul semnalelor mai mici de (0,2 – 03)V şi se numesc distorsiuni de

neliniaritate.

b) Distorsiuni datorită constantei de timp neadecvate a elementelor FTJ care este folosit

pentru separarea componentelor de JF. Acest tip de distorsiuni se numesc distorsiuni de

LiCi

D

Cd Rd UdetUi

id

fi

Li

Cd

Ui

iR

fi

FI FI

D

Ci Udet

198

neurmărire şi se datoresc constantei de timp neadecvate a elementelor FTJ. Astfel, atunci când

descărcarea condensatorului se face mai lent decât scăderea anvelopei, tensiunea Udet(t) de la

ieşirea detectorului nu mai urmăreşte anvelopa (fig. 12.5 c). Invers, în cazul unei constante de

timp prea mici, filtrarea este insuficientă, pulsaŃiile tensiunii FI fiind prea mari.

Intuitiv, pentru o constantă de timp RdCd dată, distorsiunile apar dacă:

- ωm este mare, adică semnalul modulator variază rapid în amplitudine;

- gradul de modulaŃie m al purtătoarei este mare (apropiat de 1).

CondiŃia matematică pentru evitarea distorsiunilor de neurmărire este:

112−≤

mCR ddmMaxω (12.1)

mMaxω - pulsaŃia (frecvenŃa) maximă din spectrul semnalului modulator;

m – gradul de modulaŃie;

RdCd – elementele filtrului FTJ de la ieşirea detectorului.

Fig. 12.5. Distorsiuni de neurmărire care apar la demodulatorul cu diodă

ObservaŃii

1. În cazul m = 1 este inevitabilă apariŃia distorsiunilor de neurmărire.

2. Cu cât ωm este mai mare, cu atât limita superioară a constantei RC este mai mică.

c) Distorsiuni datorate sarcinii pe care lucrează detectorul. Această sarcină:

- poate fi impedanŃa de intrare a etajului de amplificare următor, care este de regulă

cuplat printr-un condensator (acesta blochează componenta continuă);

- poate fi impedanŃa unui FTJ folosit la intrarea unui circuit de RAA (care păstrează

componenta continuă, proporŃională cu amplitudinea purtătoarei la recepŃie).

În ambele cazuri, funcŃionarea detectorului este influenŃată de sarcină.

199

Fig. 12.7. Sarcina pe care lucrează detectorul:

a) amplificator de AF); b) FTJ pentru RAA

12.1.2. DetecŃia coerentă (sincronă) a semnalelor MA

Demodularea semnalelor MA cu purtătoarea suprimată

DetecŃia semnalelor MA-PS şi MA-BLU nu este posibilă cu detectoarele de anvelopă cu

diodă prezentate până acum. După detecŃie semnalul ar apărea puternic distorsionat,

neinteligibil pentru că în acest tip de modulaŃie, purtătoarea este suprimată şi se emite numai o

singură bandă laterală. Distorsiunile care ar apărea în cazul unui detector obişnuit nu se

datorează lipsei uneia din benzile laterale ci lipsei purtătoarei. De aceea, este necesară

refacerea purtătoarei în receptor. De fapt, se reface un semnal asemănător celui modulat în

amplitudine cu două benzi laterale.

În principiu, la recepŃie, purtătoarea poate fi generată cu ajutorul unui oscilator

suplimentar numit oscilator de bătăi (Beat Frequency Oscillator - BFO) şi apoi este adiŃionată la

semnalul modulat recepŃionat. FrecvenŃa BFO trebuie sincronizată foarte bine cu purtătoarea

redusă, care serveşte ca referinŃă. Reglajul frecvenŃei şi mai ales al amplitudinii semnalului

generat de BFO sunt critice. Această metodă este dificil de implementat şi de regulă se

utilizează un alt procedeu de refacere a purtătoarei, descris în cele ce urmează.

Principiul detecŃiei sincrone (coerente) este următorul:

- semnalul modulat în amplitudine vi(t) se multiplică cu purtătoarea, adică cu un semnal

nemodulat v0(t) având aceeaşi frecvenŃă şi fază. Această operaŃie se realizează într-un etaj

special de amestec (mixare) numit multiplicator analogic (MA);

- din spectrul semnalului rezultat în urma multiplicării analogice, care conŃine combinaŃii

ale frecvenŃelor semnalului purtător şi modulator, cu ajutorul unui filtru trece-jos (FTJ), se

extrage spectrul de frecvenŃe al semnalului modulator, care este semnalul util (fig. 12.8).

Fig. 12.8. Principiul detecŃiei sincrone (coerente)

D

CdUifi

RiAAFUdetRd

Cc D

CdUifi

RiRAAUdetRd

C1

C2

R1

MA FTJvm(t)

v0(t)

vi(t) vD(t)

200

Dacă semnalul de frecvenŃă intermediară modulat în amplitudine are forma:

ttmfVt ii 0cos)](1[)( ων += (12.1.)

unde notaŃiile au următoarea semnificaŃie:

vi – amplitudinea instantanee a semnalului de frecvenŃă intermediară;

m – gradul de modulaŃie;

f(t) – semnalul modulator;

ω0 – pulsaŃia componentei de FI;

atunci semnalul aplicat la cealaltă intrare a multiplicatorului analogic MA este )(0 tν , adică

purtătoarea refăcută:

tVt 000 cos)( ων = (12.2.)

Semnalul vD de la ieşirea multiplicatorului analogic, după dezvoltare în serie Fourier este:

]2ωωaucare[termenimf(t)][1Vπ

K(t)(t).νν(t)ν 0i

M

0iD ≥++== (12.3.)

unde KM este câştigul multiplicatorului analogic.

Folosind un filtru trece-jos (FTJ) adecvat, termenii având pulsaŃia ω ≥ 2ω0 vor fi eliminaŃi

datorită alurii căzătoare a caracteristicii de frecvenŃă a FTJ. Rezultă că la ieşirea

demodulatorului sincron se obŃine numai partea care interesează din semnalul modulat în

amplitudine, adică semnalul modulator vm(t):

)](1[)( tmfVK

t iM

m +=π

ν (12.4.)

Practic, înseamnă că o schemă de detector sincron va conŃine:

- un multiplicator analogic MA care realizează mixarea semnalelor;

- un circuit pentru refacerea purtătoarei CRP (de obicei un amplificator limitator acordat

pe frecvenŃa purtătoarei ω0);

- un filtru-trece-jos FTJ pentru extragerea semnalului modulator.

Fig. 12.9. Schema bloc a unui detector sincron:

AFI – amplificator de frecvenŃă intermediară; MA – multiplicator analogic;

CRP – circuit pentru refacerea purtătoarei; FTJ – filtru trece-jos

Principiu detecŃiei sincrone (coerente) poate fi implementat folosind un multiplicator

echilibrat cu transconductanŃă variabilă realizat cu celule Gilbert (fig. 12.10): pe o intrare se

AFI MA FTJ

CRP

f0

f0

f0m vD(t) vm(t)

201

aplică semnalul de frecvenŃă intermediară modulat vi(t), iar pe cealaltă putătoarea refăcută vo(t).

La ieşirea multiplicatorului se obŃine un semnal vD(t) care va conŃine anvelopa semnalului

modulat. Aceasta poate fi extrasă folosind un FTJ cu o caracteristică adecvată.

Fig. 12.10. Schema de principiu a unui multiplicator

analogic dublu echilibrat (celulă Gilbert)

Detectorul sincron prezentat în fig. 12.10 poate fi folosit pentru demodularea oricărui tip

de semnal modulat în amplitudine, la nivele de semnal mult mai mici decât cele posibile cu un

detector convenŃional cu diodă.

Avantajele detecŃiei sincrone:

- liniaritate foarte bună şi deci intermodulaŃie redusă;

- distorsiuni reduse chiar la semnale de nivel redus;

- nivele reduse la ieşire ale purtătoarei şi armonicelor ei.

Refacerea purtătoarei

Există câteva metode de refacere a purtătoarei în cazul semnalelor MA-PS pentru

realizarea detecŃiei coerente. Două metode des folosite sunt descrise mai jos:

a) Semnalul recepŃionat care conŃine banda de frecvenŃă (ωp ± ωm) este aplicat unui

dispozitiv cu caracteristică de transfer pătratică, la ieşirea căruia se obŃine un semnal care

conŃine şi frecvenŃa 2ωp. Acest semnal este filtrat, se extrage frecvenŃa 2ωp, se divizează cu 2

(folosind tehnici numerice) şi în final se obŃine semnalul de frecvenŃă (pulsaŃie) ωp – adică

purtătoarea (fig. 12.11).

b) În cazul unui semnal MA - BLU se poate recurge la soluŃia emiterii unui semnal pilot

suplimentar de frecvenŃă ωp şi putere relativ redusă. Acest semnal va fi extras la recepŃie cu un

filtru de bandă foarte îngustă (realizat, de pildă, cu cristal de cuarŃ).

202

Toate aceste scheme sunt foarte performante, dar complicat de realizat şi presupun în

plus şi o atenŃie deosebită la corecŃia fazei.

Fig. 12.11. Schema bloc de refacere a purtătoarei semnalului MA-DBL-PS

12.1.3. Detectorul de produs

Este destinat demodulării semnalelor MA-BLU (SSB). Banda laterală transmisă conŃine

toate datele necesare refacerii semnalului modulator iniŃial, adică frecvenŃa şi amplitudinea.

Detectorul de produs este, de fapt, echivalentul modulatorului echilibrat de la emisia MA-

BLU care realizează suprimarea purtătoarei. Rolul detectorului de produs este de a reface

semnalul modulator.

Cel mai simplu detector de produs este detectorul de produs cu diode în inel (fig. 12.12).

Fig. 12.12. Detector de produs cu diode în inel

FuncŃionare

Semnalul BLU (SSB) obŃinut din ultimul transformator de frecvenŃă intermediară (T1) se

mixează cu semnalul produs de un oscilator local (numit şi BFO) folosit pentru refacerea

purtătoarei. Aceste două semnale se introduc într-un demodulator echilibrat cu diode în inel prin

două transformatoare de RF simetrice cu priză mediană (T1 şi T2).

Circuitul funcŃionează astfel: semnalul puternic dat de oscilatorul pentru refacerea

purtătoarei comută alternativă în conducŃie şi blocare câte două diode din cele 4. Astfel, când

diodele D1 şi D4 conduc, diodele D2 şi D3 sunt blocate şi invers. Semnalului BLU din

secundarul transformatorului T1 poate circula pe traseul transformatorul de ieşire T2 –priza

madiană-masă numai atunci când diodele conduc. Dacă nu există semnal BLU, atunci la ieşire

apare numai semnalul dat de oscilator. În acest mod, în fapt, semnalul BLU se mixează cu

semnalul dat de oscilatorul pentru refacerea purtătoarei. În urma mixării, la ieşire se obŃine un

semnal complex care conŃine, pe lângă purtătoarea refăcută şi spectrul semnalului modulator.

Cu ajutorul unui FTJ cu caracteristică adecvată se extrage semnalul modulator.

u1=ku2 FTB2ωωωωp

LIM 2FTBωωωωp

u1 u2u0(t)

ωωωωp

u(t)

ωωωωp

203

Detectoarele de produs realizate cu tranzistoare au performanŃe superioare.

În fig. 12.13 este prezentat un detector de produs realizat cu o pereche diferenŃială de

tranzistoare JFET. Semnalul SSB este aplicat pe poarta tranzistorului Q1, iar semnalul (mult

mai puternic) dat de oscilatorul pentru refacerea purtătoarei comută în conducŃie şi blocare

tranzistorul Q2. Astfel, când Q2 este adus în saturaŃie, semnalul BLU care apare în drena lui Q1

este şuntat, iar când Q2 este blocat, acest semnal apare în drena lui Q1. Filtrul trece-jos din

drenă este folosit pentru extragerea semnalului modulator.

Fig. 12.13. Detector de produs echilibrat cu JFET

În fig. 12.14 este prezentat un detector de produs realizat cu un tranzistor MOSFET cu

poartă dublă. Pe poarta G1 a MOSFET se aplică semnalul BLU de la amplificatorul de frecvenŃă

intermediară. Tranzistorul MOSFET este comutat în blocare sau conducŃie de semnalul produs

de oscilatorul pentru refacerea purtătoarei, care este aplict pe poarta G2. La ieşire, în drena

tranzistorului, este plast un filtru trece-jos pentru extragerea semnalului modulator din semnalul

complex rezultat prin mixarea semnalului BLU cu cel dat de oscilatorul pentru refacerea

purtătoarei.

Fig. 12.14. Detector de produs realizat cu MOSFET cu poartă dublă

204

12.2. Demodularea semnalelor MF

Dacă modulaŃia de amplitudine MA se caracterizează prin gradul de modulaŃie m care

reprezintă, în procente, variaŃia în amplitudine a semnalului de radiofrecvenŃă, modulaŃia

frecvenŃă MF se caracterizează prin deviaŃia de frecvenŃă ∆f care indică cu câŃi KHz se schimbă

frecvenŃa semnalului modulat în momentul de modulaŃie maxime.

ModulaŃia de frecvenŃă MF (ca şi modulaŃia de fază MP) are un mare avantaj faŃă de

modulaŃia de amplitudine MA şi anume acela că semnalul MF este mult mai puŃin afectat de

semnalele perturbătoare (parazite) care influenŃează, de obicei, amplitudinea şi nu frecvenŃa

sau faza semnalului recepŃionat.

Deoarece în procesul modulaŃiei de frecvenŃă nu este afectată amplitudinea semnalelor

modulate, în receptoarele MF se poate face o limitare substanŃială în amplitudine a semnalelor

recepŃionate, înainte ca acestea să fie aplicate demodulatorului. În acest mod creşte

sensibilitatea receptorului şi se îmbunătăŃeşte raportul semnal/zgomot S/Z.

Parametrii demodulatorului MF

1. Sensibilitatea demodulatorului - este raportul dintre amplitudinea tensiunii demodulate

Vm şi deviaŃia de frecvenŃă ∆f a semnalului modulat:

]/[ HzVf

US m

∆=

Sensibilitatea este dependentă de frecvenŃă: la creşterea frecvenŃei sensibilitatea scade

deci apar distorsiuni liniare.

2. ImpedanŃa de intrare a demodulatorului, care, de obicei, este asimilată unei rezistenŃe

conectată în paralel cu un condensator. Aceasta exercită un efect de şuntare a sarcinii etajului

ce atacă demodulatorul. În acest mod, demodulatorul influenŃează amplificarea etajului

precedent şi deci sensibilitatea receptorului.

3. Stabilitatea parametrilor este dependentă de schema aleasă şi de calitatea

componentelor.

4. Dificultatea de reglare

5. Distorsiunile

Uzual, în receptoarele moderne, din demodulatoarele MF se extrage şi o informaŃie

referitoare la modul în care a fost făcut acordul pe post, informaŃie cu ajutorul căreia se poate

realiza bucla de CAF.

Principalele tipuri de demodulatoare MF sunt:

- demodulatoare cu circuite acordate, din categoria cărora fac parte:

- detectorul cu circuit oscilant dezacordat (slope detector)

- discriminatorul de frecvenŃă cu două circuite acordate cuplate

- detectorul de raport

205

- discriminatorul Foster-Seeley (detectorul sensibil la fază)

- detectorul în cuadratură (cu coincidenŃă)

- detectorul cu circuit PLL.

Dintre acestea, detectoarele cu circuite acordate au fost folosite mult timp în

receptoarele comerciale, datorită simplităŃii lor. Cele mai performante detectoare de frecvenŃă

sunt însă ultimele două tipuri, care se realizează, de regulă, sub formă integrată.

12.2.1. Detectorul de raport

A avut mult timp cea mai largă utilizare în practică deoarece nu este sensibil la variaŃiile

de amplitudine ale semnalului detectat. În fig. 12.13 este prezentată schema unui detector de

raport simetric.

FuncŃionare

InductanŃele L1, L2 care formează cu condensatoarele C1, C2 două circuite derivaŃie

acordate pe frecvenŃa intermediară fi (frecvenŃa semnalului de frecvenŃă intermediară modulat).

sunt cuplate mutual, fiind realizate pe carcase aşezate la o anumită distanŃă una de alta.

Tensiunile U1 şi U2 care apar la bornele lor sunt în fază.

Fig. 12.13. Detector de raport

InductanŃa L3 este strâns cuplată cu L1 fiind bobinată pe aceeaşi carcasă. Tensiunea U3

de la bornele ei va fi defazată cu 90o faŃă de tensiunea U1.

În schemă sunt distincte două circuite simetrice:

- circuitul D1 – L3, 1/2L2, D1, C3:R3, masă C5, L3

- circuitul D2 - L3, 1/2L2, D2, C4:R4, masă, C5, L3.

Tensiunile aplicate pe fiecare dintre aceste două circuite sunt formate din tensiunile U3 şi

½ din tensiunea care apare pe inductanŃa L2 (½ U2).

206

În funcŃionarea detectorului de raport se disting 3 situaŃii (fig. 12.14):

a) Dacă fs = fi, atunci tensiunile U2 şi U3 sunt defazate cu 90o. În cele două circuite se

aplică tensiuni egale cu tensiunile UD1, UD2 care dau naştere curenŃilor ID1, ID2. Aceşti curenŃi

străbat condensatorul C5 în contrasens, astfel că tensiunea la bornele lui este nulă.

Fig. 12.14. Diagramele vectoriale ale tensiunilor detectorului de raport

a) fs = fi ;b) fs < fi ; c) fs > fi

b) Dacă fs < fi, între tensiunile U3 şi U2 există un defazaj diferit de zero, proporŃional cu

deviaŃia de frecvenŃă instantanee. Tensiunile UD1 şi UD2 nu vor mai fi egale şi va rezulta un

curent ID2 > ID1. Condensatorul C5 se va încărca cu o tensiune pozitivă faŃă de masă, datorită

diferenŃei celor 2 curenŃi.

c) Dacă fs > fi, va rezulta că UD1 > UD2 şi ID1 > ID2, deci condensatorul C5 se va încărca cu

tensiune negativă faŃă de masă.

Concluzii

1. În pauza de emisie fs = fi , iar tensiunea la bornele condensatorului C5 este nulă. În

funcŃie de valoarea instantanee a frecvenŃei semnalului de frecvenŃă intermediară modulat (fi ±

∆f), tensiunea pe condensatorul C5 urmăreşte deviaŃia de frecvenŃă ∆f, fiind proporŃională cu ea,

deci la bornele condensatorului C5 se obŃine semnalul modulator de JF. Grupul R5 C6 formează

un FTJ de dezaccentuare cu constanta de timp τ = 50µs.

2. Tensiunea sumă (UC3 + UC4) de la bornele condensatoarelor C3, C4 rămâne constantă,

schimbându-se numai raportul în care este divizată tensiunea pe cele două capacitoare. De

aceea acest demodulator a primit denumirea de detector de raport.

3. Tensiunea UCE care apare pe condensatorul CE poate fi folosită pentru circuitul de

RAA. Ea rămâne aproximativ constantă, modificându-se numai raportul UAM/UMB, în funcŃie de

deviaŃia de frecvenŃă ∆f.

Avantajele detectorului de raport sunt:

- este relativ simplu;

- nu mai necesită un etaj anterior de limitare a semnalului pentru a elimina modulaŃia

de amplitudine parazită, rolul acestui etaj fiind preluat de condensatorul CE;

- performanŃele obŃinute sunt medii.

UD1

UD2

U3

1/2U2

1/2U2

1/2U2

1/2U2

U3

UD2

UD1 1/2U2

1/2U2

U3UD2

UD1

207

12.2.2. Discriminatorul de fază

După cum arată şi numele, discriminatorul de fază este un circuit care furnizează la

ieşire o tensiune proporŃională cu diferenŃa de fază dintre cele două oscilaŃii aplicate la intrarea

sa. El conŃine, de fapt, două detectoare de anvelopă de tip serie alăturate, care au ca sarcină

grupuri identice RC (Rd1Cd1, Rd2, Cd2).

Tranzistorul amplificator T are ca sarcină două circuite oscilante cuplate - L1C1 şi L2C2 –

care sunt acordate pe frecvenŃa purtătoarei (frecvenŃa intermediară) fi.

Circuitele acordate cuplate permit, în esenŃă, transformarea oscilaŃiei MF într-o oscilaŃie

MA care este apoi demodulată de grupurile D1, Cd1, Rd1 şi D2, Cd2, Rd2.

Bobina L este conectată prin condensatoarele C, Cd2 şi prin sursa de alimentare Ec în

paralel pe circuitul acordat L1C1, deci la bornele ei vom regăsi tensiunea U1.

Fig. 12.15. Discriminatorul de fază

Tensiunile fazoriale UI şi UII care apar pe diodele D1 şi D2 sunt date de relaŃiile:

UI = U1 + U2;

UII = U1 + U3 (12.2)

La rezonanŃă, deci când fs = fi, amplitudinile tensiunilor pe diode sunt egale:

|UI| = |UII|

şi astfel tensiunea de ieşire este nulă: Uout = 0

Dacă fs ≠ fi, atunci |UI| ≠ |UII| şi tensiunea de ieşire Uout este proporŃională cu abaterea

frecvenŃei faŃă de cea de acord.

Dezavantajele schemei sunt:

- este sensibilă la eventualele modulaŃii parazite de amplitudine

- este necesară introducerea unui etaj suplimentar de amplificare în scopul limitării

amplitudinii semnalului modulat în frecvenŃă, pentru a se elimina modulaŃia de amplitudine

parazită.

208

ObservaŃii

1. Tensiunile U2 respectiv U3 se aplică în antifază pe cele două diode detectoare D1 şi D2

iar tensiunea U1 (de pe inductanŃa L) se aplică în fază pe diode. Rezultă că tensiunea sumă

aplicată pe cele două diode va fi funcŃie de defazajul dintre componentele U2 şi U3.

2. Detectorul sensibil la fază poate fi monoalternanŃă sau dublă alternanŃă. Detectorul

sensibil la fază dublă alternanŃă are nu numai o sensibilitate dublă faŃă de cel monoalternanŃă

dar şi alte avantaje.

3. În funcŃionarea acestui tip de detector sensibil la fază se remarcă o dependenŃă

puternică a semnalului de ieşire de tensiunea de alimentare şi de aceea ce impune o decuplare

(filtrare) cât mai bună a acesteia.

12.2.3. Demodulatorul cu coincidenŃă (în cuadratură)

Este o schemă modernă de detecŃie realizată, de obicei, cu circuite integrate, dar care

poate fi realizată şi cu componente discrete.

Principiul de funcŃionare al demodulatorului se bazează pe folosirea unui multiplicator

analogic (cu celule Gilbert) la intrările căruia se aplică:

- semnalul MF amplificat şi limitat

- semnalul MF trecut printr-un circuit de defazare care introduce un defazaj monoton

dependent de frecvenŃa instantanee a semnalului MF.

În acest fel, la intrarea demodulatorului se aplică practic două semnale MF identice, care

au aceeaşi frecvenŃă (pulsaŃie) ω instantanee, dar sunt defazate în funcŃie de deviaŃia de

frecvenŃă ∆f.

FuncŃionare

Demodulatorul cuprinde 3 etaje diferenŃiale care, împreună cu o reŃea de defazare,,

realizează un multiplicator analogic cu rol de detector sensibil la fază.

ReŃeaua de defazare L1, R1, C2, C1 este acordată pe frecvenŃa intermediară fi. Când fs =

fi, tensiunea U2 este defazată cu 90o faŃă de tensiunea U1. Acest defazaj diferă în funcŃie de

diferenŃa dintre cele două frecvenŃe – frecvenŃa instantanee a semnalului fs şi frecvenŃa

intermediară fi. De regulă, circuitrul se proiectează astfel încât defazajul dintre aceste două

tensiuni U1 şi U2 să aibă valoarea aproximativ egală cu deviaŃia de frecvenŃă maximă (ϕ ∼

∆fmax).

Tranzistorul T1 conduce când U1> 0 iar T2 conduce când U1< 0. Corespunzător, grupurile

T3, T4 şi T5, T6 vor conduce când tranzistoarele T1, respectiv T2 conduc.

Extragerea semnalului de AF se face prin două grupuri de integrare (filtrare) R4C3 şi

R5C4, cu ajutorul cărora tensiunea în impuls din colectoarele tranzistoarelor T3 şi T6 este filtrată

209

şi transformată în tensiune de joasă frecvenŃă. RezistenŃa R1 asigură un factor de calitate Q

corespunzător al circuitului acordat L1C2, necesar pentru deviaŃia maximă de frecvenŃă ∆fmax.

Fig. 12.16. Demodulatorul în cuadratură

ObservaŃii

1. Tensiunile U1 şi U2 de la intrarea pentru semnalul MF sunt sinusoidale datorită

circuitului de defazare, iar curenŃii de colector au forma de impuls dreptunghiular cu

amplitudinea I0, dată de generatorul de curent constant I0 din emitoarele tranzistoarelor T1, T2.

2. Grupurile R4C3 şi R3C4 realizează în acelaşi timp şi dezaccentuarea.

3. Avantajele acestui tip de detector sunt preŃul de cost redus şi o manoperă de reglaj

mult simplificată.

4. Deoarece caracteristica de fază a circuitului defazor L1C2 este neliniară, se preferă

explorarea acestei caracteristici numai în intervalul π/4 - 3π/4, care este zona de liniaritate

maximă. În acest mod se micşorează distorsiunile de neliniaritate ale detectorului.

Fig. 12.17. Circuitul de defazare:

a) schema electrică; b) caracteristica de amplitudine şi de fază

U2R1L1

C1

C2

Rs

U1

3dB

0 ffi

∆∆∆∆fmax

U2/U1[dB]ϕϕϕϕ

1800

450

900

1350

210

12.2.4. Dezaccentuare. Preaccentuare

La emisia semnalelor MF sau MP, în scopul obŃinerii unei fidelităŃi cât mai bune şi a unui

raport semnal/zgomot cât mai mic, se foloseşte un procedeu special numit preaccentuare-

dezaccentuare.

Prin preaccentuare se realizează o amplificare neuniformă a spectrului semnalului audio,

acordându-se preferinŃă componentelor spectrale de frecvenŃă ridicată (acestea se amplifică

mai mult decât frecvenŃaele joase şi medii din spectrul semnalului modulator).

La recepŃie, prin dezaccentuare se realizează operaŃiunea inversă, de atenuare a

componentelor spectrale de frecvenŃă ridicată, astfel că, pe ansamblu, transmiterea semnalului

de la emiŃător la receptor să se facă cu distorsiuni de amplitudine cât mai mici

De obicei, preaccentuarea se aplică componentelor din partea superioară a spectrului

semnalului modulator (semnalul de audiofrecvenŃă), înainte de modulaŃie, în vederea

îmbunătăŃirii raportului semnal/zgomot (S/N) la recepŃie.

Fig. 12.18. Ilustrarea operaŃiilor de preaccentuare şi dezaccentuare

211

Capitolul 13

13. RADIOCOMUNICAłII CU BLU

13.1. GeneralităŃi. Principii de bază

Emisiunile radiotelefonice (telegrafice) cu undă purtătoare au constituit primul mod de

transmitere la distanŃă cu ajutorul undelor electromagnetice, a informaŃiilor. Şi azi, acest mod

continuă să fie utilizat pe scară largă în radiodifuziune, televiziunea radiodifuzată,

radiocomunicaŃii.

Este binecunoscut faptul că MA este un procedeu foarte uzitat şi azi în transmisiile

radio. Să presupunem că modulăm în amplitudine o oscilaŃie purtătoare sinusoidală, cu un

semnal de modulaŃie sinusoidal. Presupunând că se realizează o modulaŃie de 100%, se

observă că pe durata semiperioadelor pozitive, tensiunea purtătoarei se dublează ca

amplitudine şi scade la zero pe durata semialternanŃelor negative. Înseamnă că pe durata

semialternanŃelor pozitive, puterea la vârf de modulaŃie pe care ar trebui să o debiteze etajul

final al emiŃătorului ar trebui să fie de 4 ori mai mare decât în lipsa modulaŃiei. Deci emiŃătorul

va trebui să livreze vârfuri de putere de 400% faŃă de purtătoarea propriu-zisă.

Este evident că acest procentaj va fi mai scăzut dacă amplitudinea de modulaŃie este

mai mică. Dacă se realizează însă o supramodulaŃie, pe durata semialternanŃei pozitive

amplificatorul final se va satura, tăind vârfurile pozitive, iar pe durata semialternanŃei negative

purtătoarea va fi tăiată. Rezultatul va fi apariŃia unor distorsiuni puternice şi aşa numitul

„spletter”, adică semnalul va ocupa o bandă mult mai largă de frecvenŃă, perturbând serios

celelalte emisiuni. De aici condiŃia absolut necesară este ca gradul de modulaŃie în amplitudine

m să nu depăşească 100%.

Fig. 13.1. Semnal cu modulaŃie de amplitudine (MA)

212

Se ştie că în cazul MA, spectrul semnalului modulat cuprinde:

- purtătoarea

- două benzi laterale, una inferioară şi una superioară

Cele două benzi laterale sunt absolut identice, ele având doar spectrul inversat. În

plus, se remarcă faptul că din punct de vedere energetic, purtătoarea are cea mai mare

pondere. Dacă, de exemplu considerăm că avem un grad de modulaŃie de 100% (m = 1),

amplitudinea celor două componente laterale în cazul unui semnal sinusoidal este de 2

cmE.

Înseamnă deci că, presupunând că avem un emiŃător de 100W, la o modulaŃia de amplitudine

normală, vom obŃine în acest caz la ieşire o putere de 150W din care 100W pentru purtătoare şi

câte 25W pentru fiecare componentă laterală.

Fig. 13.2. Spectrul semnalului cu modulaŃie de amplitudine

MA - DBL+P

În concluzie, putem spune că:

1. Cea mai mare parte din puterea emisă în cazul semnalului MA-DBL+P nu este utilă,

întrucât purtătoarea nu conŃine nici un fel de informaŃie; ea se transmite chiar şi în absenŃa

semnalului modulator, de unde rezultă randamentul scăzut al acestui tip de transmisiune.

2. Pentru a realiza transmiterea informaŃiei este suficient să transmitem o singură

bandă laterală, ceea ce înseamnă că numai 25% din puterea emiŃătorului ar fi suficientă.

Într-adevăr, dacă se modifică emiŃătorul, astfel încât purtătoarea să fie redusă, se

constată că fiecare din benzile laterale au acum câte o putere de 50W, deşi puterea emiŃătorului

a rămas aceeaşi. Acest semnal este cunoscut sub numele de MA-DBL-PS (modulaŃie de

amplitudine cu purtătoarea suprimată) sau A3A. Deoarece puterea s-a dublat, înseamnă că

avem un câştig de 3dB faŃă de MA obişnuită.

Mergând mai departe cu modificarea emiŃătorului, se renunŃă la una din benzile

laterale deoarece ele sunt identice şi se constată că puterea efectivă radiată pentru această

singură bandă rămasă devine 100W, deci se dublează din nou, în total 6dB. Se obŃine astfel o

emisie cu bandă laterală unică BLU (SSB), care este simbolizată A3J.

213

Fig. 13.3. Semnal cu modulaŃie de amplitudine cu bandă laterală unică

(MA - BLU)

Acest sistem de emisie, folosit de cca. 80 ani, este o perfecŃionare, ca randament, a

sistemului MA-DBL+P. Deşi mai complicat constructiv, sistemul BLU (Single Side Band -

SSB) oferă nişte avantaje de necontestat, mai ales în condiŃii de propagare slabă.

Operativ, sistemul de transmisie cu BLU este net mai economic, întrucât sursa de

alimentare este solicitată numai în perioade foarte scurte, în ritmul şi la nivelul modulaŃiei.

O transmisie cu BLU presupune următoarele condiŃii de bază:

a) EmiŃătorul să fie prevăzut cu mijloace de suprimare a purtătoarei şi apoi, a uneia

din benzile laterale create (de obicei LSB).

b) Amplificarea întregului lanŃ trebuie să fie liniară, sistemul netolerând distorsiunile.

c) Receptorul pentru transmisii BLU presupune cerinŃe puŃin mai complicate. De fapt,

principala condiŃie este existenŃa unui circuit de demodulare adecvat care să permită refacerea

purtătoarei, întrucât numai aşa este posibilă extragerea semnalului modulator. Acest lucru se

realizează prin procedee diverse şi este perfect pus la punct în momentul de faŃă. În

receptoarele de trafic, capabile să recepŃioneze toate clasele de emisiuni, pentru refacerea

purtătoarei se utilizează un oscilator local (de bătăi) BFO care simulează purtătoarea şi care

permite şi recepŃia semnalelor radiotelegrafice nemodulate (CW). De obicei, detecŃia se

realizează cu un detector de produs.

ObservaŃii

1. Trebuie menŃionat că în cazul transmisiilor cu BLU, raportul semnal/zgomot S/Z se

îmbunătăŃeşte considerabil întrucât micşorarea lărgimii de bandă atrage după sine o creştere

corespunzătoare a acestuia.

2. S-a remarcat că în cazul fading-ului, semnalul BLU rămâne inteligibil până la

extincŃie (dispariŃie), în timp ce semnalul MA-DBL+P suferă distorsiuni din ce în ce mai

pronunŃate.

214

3. Rezumând, emisia BLU (SSB) presupune două condiŃii esenŃiale: suprimarea

purtătoarei şi suprimarea unei benzi laterale (inferioară sau superioară). De regulă, se preferă

suprimarea benzii laterale inferioare, cea superioară având spectrul neinversat.

13.2. Suprimarea purtătoarei

Prima caracteristică importantă a emiŃătoarelor BLU este absenŃa purtătoarei. De fapt

ea există, însă nivelul ei este extrem de redus.

Prin suprimarea purtătoarei care nu conŃine nici o informaŃie şi produce un consum de

putere inutil, se economiseşte cam 2/3 din putere.

În radiodifuziunea comercială nu se suprimă complet purtătoarea, ci se păstrează doar

un rest, care la recepŃie se filtrează şi se amplifică separat (refacerea purtătoarei).

Metodele de suprimare a purtătoarei se bazează pe folosirea:

a) modulatorului echilibrat

b) unui filtru cu o caracteristică extrem de abruptă.

a) Modulatoarele echilibrate sunt scheme de mixaj realizate cu diode semiconductoare

sau cu tranzistoare bipolare sau FET sau cu CI, în punte echilibrată. Într-una din diagonalele

punŃii se aplică semnalul de RF (purtătoare) iar în cealaltă diagonală semnalul modulat. La

ieşire se obŃine semnal care să conŃină numai suma şi diferenŃa acestor frecvenŃă, respectiv

cele două benzi laterale. În absenŃa semnalului modulator, la ieşire nu se obŃine nici un semnal.

Fig. 13.4. Suprimarea purtătoarei folosind un modulator

echilibrat cu diode în inel

215

b) Utilizarea metodei filtrării pentru suprimarea purtătoarei presupune utilizarea unor

filtre cu o caracteristică extrem de ascuŃită şi cu o bandă foarte îngustă.

Fig. 13.5. Spectrul semnalului cu modulaŃie de amplitudine

cu purtătoarea suprimată(MA - PS)

13.3. Suprimarea benzii laterale

Există 3 metode de suprimare a unei benzi laterale pentru a obŃine semnalul cu BLU:

1. metoda filtrării

2. metoda defazării

3. metoda Weaver (o combinaŃie a celor două metode)

a) Metoda filtrării este metoda clasică de a produce un semnal BLU şi este aplicată

pe scară largă în echipamentele de radiocomunicaŃii cât şi în telecomunicaŃii (telefonie cu

curenŃi purtători). Ea se bazează pe utilizarea unui filtru FTB cu caracteristică abruptă pentru a

separa una din cele două benzi laterale rezultate la ieşirea modulatorului echilibrat (superioară

sau inferioară). Întrucât în practică este destul de greu să se realizeze un astfel de filtru la

frecvenŃă înaltă (RF), se procedează astfel: semnalul BLD se obŃine la frecvenŃă joasă (10 –

30KHz) sau 440 – 490KHz (frecvenŃa intermediară), se filtrează una din cele 2 benzi şi apoi

semnalul BLU rezultat se deplasează la frecvenŃa dorită o dată sau de mai multe ori,

efectuându-se una sau două schimbări de frecvenŃă, ca la receptorul superheterodină.

Filtrele folosite pentru obŃinerea BLU pot fi:

- filtre cu inductanŃe (pentru domeniul 10 – 30KHz)

- filtre active (10 – 30KHz) (CW)

- filtre ceramice sau electromecanice (pentru domeniul 400 – 500KHz)

- filtre cu cuarŃ sau SAW ( pentru domeniul 5 – 10MHz)

- filtre cu undă acustică de suprafaŃă SAW (pentru domeniul 20 – 1000MHz)

216

- filtre cu rezonator elicoidal (în benzile de 50, 144 şi 222MHz)

Standardul profesional pentru valoarea atenuării unui filtru BLU este de 80dB la 1KHz.

Fig. 13.6. Schemă bloc de emiŃător MA -BLU care ilustrează

obŃinerea semnalului BLU prin metoda filtrării

b) Metoda defazării

Purtătoarea obŃinută de la un oscilator de referinŃă este aplicată unor circuite la ieşirea

cărora se obŃin două semnale egale ca amplitudine şi frecvenŃă dar defazate cu 90o între ele.

Purtătoarea de informaŃie – semnalul modulat de AF - este de asemenea aplicat unei

reŃele care realizează 2 componente egale ca amplitudine dar defazate şi ele cu 90o între ele.

Câte o componentă de AF şi de RF este aplicată unui modulator echilibrat care va genera un

semnal MA-DBL-PS.

Ambele benzi ale semnalului MA-DBL-PS sunt aplicate unui circuit amplificator acordat

(reŃea de combinare). Fazele relative ale benzilor laterale rezultate sunt de aşa natură încât

unul din semnale este întărit, celălalt este anulat. Rezultatul este un semnal BLU.

Avantajele metodei:

- eliminarea uneia din benzile laterale poate să se facă chiar la frecvenŃa de lucru,

nemaifiind necesară heterodinarea;

- alegerea benzii dorite se face prin inversarea fazei semnalului audio aplicat

modulatoarelor echilibrate;

- metoda este aplicabilă la orice frecvenŃă.

Dezavantaje: necesitatea unei precizii absolute a sistemului atât în ceea ce priveşte

defazajul cât şi amplitudinea celor 2 componente. De exemplu, la o eroare de fază de 0,125o –

atenuarea benzii laterale este de 59dB, la 1o – 41dB iar la 5o de 20dB.

În general, este necesară o precizie minimă de ±1° la realizarea defazajului.

FTB FTB

fLSB USB USBLSB0

AAF

O

MODECH

FTBS

FTBI

SF FTB ARF

VFOGenerator

de BLUGenerator depurtatoare RF

EF

f

A

0

M

217

Fig. 13.7. Schema bloc a circuitului pentru obŃinerea

semnalului BLU prin metoda defazării

Două reŃele de defazare pentru semnale de RF şi AF sunt prezentate în fig. 13.8

Fig. 13.8. Circuite RC de defazare cu 90°:

pentru RF (stânga) şi AF (dreapta)

Un circuit de defazare pentru semnalele de RF realizat cu bistabili de tip D este

prezentat în fig. 13.9:

CK

D

Q

Q

CK

D

Q

Q

4f0

f0

f0

900

la modulatorul echilibrat 2

la modulatorul echilibrat 1

Fig. 13.9. Schemă de realizare a unui defazaj de 90o cu bistabili de tip D

R

C

C

R

la modulatorulechilibrat 1

la modulatorulechilibrat 2

AF

la modulatorul echilibrat 1

la modulatorul echilibrat 2

R1 R2

R3

R4

C1 C2

C3C4

RF

218

ReŃelele de defazaj realizate cu componente pasive trebuie realizate cu multă grijă,

folosind materiale de cea mai bună calitate. Defazajul realizat cu CI logice este, evident,

infailibil. Folosind circuite integrate ECL se poate lucra în tot spectrul undelor scurte (US).

c) Metoda mixtă de obŃinere a semnalului SSB este o combinaŃie a primelor două

metode, dar prezintă câteva avantaje:

- nu necesită filtre foarte selective

- nu necesită reŃele de defazaj de bandă largă

- nu necesită piese de precizie

- în cazul unor dereglări, produsele parazitare nu apar în exteriorul benzii transmise, ci

în interiorul acesteia

- reglajul sistemului este simplu.

Fig. 13.10. Schema bloc a unui circuit pentru obŃinerea BLU

prin metoda mixtă

Se utilizează două canale separate de modulaŃie. Semnalul de AF este aplicat în

paralel modulatoarelor echilibrate a căror frecvenŃă de comutare este de 1650Hz, centrată în

banda de 300 – 3000Hz.

După modulaŃie, cele 2 semnale MA-PS sunt identice dar defazate cu 90o. Filtrul FTJ

are frecvenŃa de tăiere mai mare de 1350Hz.

La ieşirea modulatoarelor echilibrate Mod ech 2 se obŃine un semnal cu banda dorită

de 449,7KHz.

În final, semnalul din Canalul A (banda dorită) este în fază cu banda dorită din Canalul

B iar benzile nedorite sunt în antifază. La ieşire se obŃine un semnal BLU pe 450KHz.

Suprimarea purtătoarei se face la audiofrecvenŃă, în primele modulatoare echilibrate.

AAF O 11650Hz

Modech. 1

Modech. 1

FTJ

FTJ

Modech.2

Modech. 2

A lin450KHz

0o

90o90o

0o

BLU

Canalul A

Canalul B

MO 2

448,35KHz

219

13.4. RecepŃia semnalelor BLU

RecepŃia semnalelor BLU-PS nu este posibilă cu un receptor obişnuit datorită faptului

că receptoarele obişnuite pentru emisiuni MA utilizează un tip de detecŃie (de anvelopă) care

este neadecvat pentru semnale BLU-PS, întrucât în acest caz lipseşte unda purtătoare. După

detecŃie, semnalele BLU apare puternic distorsionate, neinteligibile. Este deci necesară

refacerea purtătoarei în receptor.

13.4.1. Refacerea purtătoarei

Deşi frecvenŃa purtătoare nu poartă informaŃie şi produce un consum inutil de putere în

emiŃător, fără ea este imposibil să se realizeze detecŃia semnalelor BLU. Refacerea purtătoarei

la recepŃie este posibilă prin 2 metode:

a) Prima metodă constă în injectarea la intrarea receptorului a unui semnal de RF

produs de un generator foarte stabil, reglat în aşa fel încât să simuleze purtătoarea care

lipseşte din semnalul BLU. În acest mod, etajul detector al receptorului MA lucrează normal,

extrăgând semnalul modulator din diferenŃa dintre purtătoare şi semnalul BLU.

Semnalul injectat la intrarea receptorului trebuie dozat cu grijă pentru a nu satura

etajele de RF. Această metodă nu se utilizează în echipamentele moderne.

b) A 2-a metodă, utilizată la începuturile transmisiilor SSB aproape în exclusivitate în

radiotelegrafie, constă în refacerea purtătoarei chiar la etajul detector, cu ajutorul unui oscilator

local, numit oscilator de bătăi (BFO – Beat Frequency Oscillator), deoarece este folosit la

recepŃia semnalelor telegrafice A1 (CW – Continous Wave). FrecvenŃa acestui BFO este, de

obicei, cu cca. 1KHz mai mare decât ultima frecvenŃa intermediară fi rezultată la intrarea

detectorului. Ea se amestecă în demodulator cu frecvenŃa semnalului recepŃionat (semnal

telegrafic) şi la ieşirea acestuia apar suma şi diferenŃa acestor două frecvenŃe. Un filtru acordat

pe 1KHz va separa numai diferenŃa dintre aceste două semnale şi rezultatul va fi un sunet cu

frecvenŃa de 1KHz întrerupt în ritmul codului Morse.

De obicei, frecvenŃa BFO este reglabilă în limita ±5KHz faŃă de ultima frecvenŃă

intermediară (care ajunge la detector).

Pentru o bună detecŃie este necesar ca:

- nivelul semnalului furnizat de BFO să fie de 10 – 30 ori mai mare decât semnalul de

frecvenŃă intermediară care vine în detector;

- frecvenŃa generată de BFO trebuie să fie absolut egală cu frecvenŃa semnalului

purtător care ar fi trebuit să însoŃească semnalul BLU ajuns la detector;

- frecvenŃa BFO să fie foarte stabilă.

220

De regulă, BFO este cuplat la demodulatorul MA printr-un condensator de valoare

mică. Receptorul se pune pe modul de recepŃie “CW” şi apoi se modifică frecvenŃa BFO până

când audiŃia devine inteligibilă.

Evident, acest mod de lucru este rudimentar şi de aceea, în prezent se foloseşte o

metodă de refacere a purtătoarei cu care se obŃin rezultate mult mai bune. Acest lucru se

realizează cu ajutorul detectorului de produs.

Detectorul de produs

DetecŃia emisiunilor BLU folosind metoda clasică de detecŃie de anvelopă cu diodă

este nesatisfăcătoare în privinŃa distorsiunilor. De aceea se foloseşte detectorul de produs care

este destinat demodulării semnalelor BLU.

Principiul de funcŃionare a acestui circuit este următorul: semnalul BLU se mixează în

detector cu un semnal de frecvenŃă egală cu frecvenŃa purtătoarei. La ieşirea detectorului, cu

ajutorul unui filtru de bandă adecvat, se selectează numai diferenŃa acestor semnale, adică

semnalul modulator.

Un astfel de detector de produs este modulatorul echilibrat descris atunci când s-a

vorbit despre suprimarea purtătoarei. Într-o diagonală a punŃii de diode este introdus semnalul

BLU iar în cealaltă diagonală semnalul generat de un oscilator local OL. Cele 2 semnale se

aplică prin câte un transformator simetric. Pe prizele mediane ale celor două transformatoare se

obŃine semnalul de audiofrecvenŃă, care este semnalul modulator (semnalul util).

Fig. 13.11. Demodularea semnalelor BLU:

a) schema bloc a detectorului de produs; b) detector de produs

cu diode semiconductoare

221

13.5. Concepte de bază în construcŃia emiŃătoarelor

şi receptoarelor cu BLU

13.5.1. Heterodinarea

Este, de departe, cea mai utilizată metodă în construcŃia receptoarelor de trafic.

Schema simplificată a unui receptor BLU cu heterodinare este prezentată în fig. 13.12.

Fig. 13.12. Receptor BLU cu heterodinare

ObservaŃii

În schema bloc a receptorului BLU se remarcă existenŃa a cel puŃin 3 filtre:

- Filtrul de RF pe intrare – este un filtru de bandă centrat pe frecvenŃa semnalului de

RF recepŃionat. El rejectează toate frecvenŃele din afara benzii, evitând astfel supraîncărcarea

primului schimbător de frecvenŃă SF1. De obicei este un filtru LC.

- Filtrul de frecvenŃă intermediară (FI) este plasat între primul şi al 2-lea schimbător de

frecvenŃă. Este un filtru-trece-bandă (FTB) care lasă să treacă semnalul BLU dorit şi rejectează

celelalte semnale. Lărgimea de bandă a filtrului, indiferent de frecvenŃa intermediară fi, este de

3KHz, pentru a putea rejecta semnalele recepŃionate de la emiŃătoare BLU cu frecvenŃe

purtătoare apropiate. Filtrele de frecvenŃă intermediară pot fi:

- cu circuite LC, pentru gama 50 – 500KHz;

- electromecanice, pentru gama 400 – 500KHz;

- piezoceramice, pentru gama 400 – 500KHz;

- cu cuarŃ sau filtre SAW, pentru gama 3 – 10MHz.

- Filtrul de audiofrecvenŃă (AF), având banda de trecere 300Hz – 3000Hz, plasat între

detectorul de produs şi amplificatorul de audiofrecvenŃă rejectează produsele nedorite de

detecŃie, brumul de reŃea, zgomotul. De obicei, acest filtru este realizat cu elemente active

(tranzistoare bipolare, cu efect de câmp, amplificatoare operaŃionale).

Schema bloc a unui emiŃător SSB este prezentată în fig. 13.13.

ObservaŃii

Se remarcă existenŃa aceloraşi filtre în lanŃul microfon-antenă:

CI ARF SF 1Filtru

FI

VFO

Detprodus

Filtru

AF

BFO

AAF

FTB

222

- filtrul audio AF cu banda de trecere 300Hz – 3KHz care rejectează brumul de reŃea şi

semnalele audio din afara benzii transmise

- filtrul de frecvenŃă intermediară FI care lasă să treacă doar banda laterală inferioară

sau banda laterală superioară.

- filtrul de RF plasat între ultimul mixer şi antenă, care rejectează produsele nedorite de

modulaŃie.

Fig. 13.13. Schema bloc a unui emiŃător BLU (SSB)

13.5.2. Conversia directă

În ultima vreme au apărut receptoare radio bazate pe principiul conversiei directe.

Acest concept este cunoscut de mult, laboratoarele Bell aplicând acest principiu în transmisiile

experimentele SSB încă din anul 1915.

Receptoarele cu conversie directă sunt destinate, aproape exclusiv, recepŃiei

semnalelor telegrafice (CW) şi a emisiunilor BLU.

Principiul metodei

Semnalul de RF este convertit în semnal audio printr-o singură schimbare de

frecvenŃă, într-un demodulator de produs obişnuit, frecvenŃa necesară obŃinându-se cu ajutorul

unui filtru de bandă adecvat sau printr-o altă metodă. Semnalul audio obŃinut este apoi

amplificat până la nivelul necesar.

Avantajele metodei:

- nu este necesară refacerea purtătoarei, iar mixerul utilizat este un mixer pasiv cu

câştig redus;

- oscilatorul este separat şi foarte stabil;

- filtrarea benzii dorite se face în domeniul frecvenŃelor audio;

- receptorul cu conversie directă are o dinamică mult mai bună.

În plus, amplificarea de RF, filtrarea în bandă şi RAA pot fi plasate foarte uşor înainte

de mixer, cu rezultate foarte bune.

Dezavantajul metodei: semnalul şi zgomotul (al receptorului şi al antenei) din ambele

benzi apar în mod egal în semnalul de AF. Zgomotul “imagine” apare în exces şi degradează

FA AAFModech

Filtru

FI

OLBLU

AFI SF

OP

Filtru AFRF

223

raportul S/Z al întregului lanŃ. De aceea, problema reducerii zgomotului şi a frecvenŃei imagine

este o problemă majoră în receptoarele cu conversie directă.

Fig. 13.14. Schema bloc a unui receptor BLU cu conversie directă

MIX – detector de produs; FBI – filtru de bandă de intrare

Această problemă a rejecŃiei semnalului şi zgomotului imagine în receptoarele cu

conversie directă, cu ajutorul unui singur oscilator local OL este, de fapt, complicaŃia majoră

care apare în receptoarele cu conversie directă. Există însă o metodă care rezolvă această

problemă, prezentată în figura 13.15.

Fig. 13.15. Metoda de rejectare a semnalului imagine şi a zgomotului

În practică, se preferă să se utilizeze două defazoare cu ± 45o pentru semnalul

oscilatorului local, în loc de un defazor cu 90o. Schema bloc este prezentată în fig. 13.16.

Fig. 13.16. Schema bloc a unui receptor SSB cu conversie directă, utilizând

metoda de suprimare a imaginii

ARF MIX

FiltruSSB

FiltruCW

AAF

OL

FTB

MIX

MIX

FTJAF

FTJAF

DEF

DEF

- 45o+45o

AAF

AAF

OL

FiltruSSB

FiltruCW

AAFSemnal

RF

MIX

MIX FTJ

90o

90o OLRF

Semnal

224

Receptorul cu conversie directă, deşi simplu şi eficient, are câteva dezavantaje:

- semnalul audio furnizat la ieşirea detectorului de produs este foarte slab şi de aceea

este necesară o amplificare foarte mare. Aceasta face să apară foarte uşor o reacŃie (intrarea în

oscilaŃie) şi de aceea este necesară o proiectare şi o construcŃie foarte riguroasă;

- deoarece oscilatorul local OL lucrează pe o frecvenŃă foarte apropiată de cea a

semnalului recepŃionat, este foarte posibil ca el să radieze în antenă;

- oscilatorul local OL poate da o reacŃie prin sursă, rezultând un brum în etajele de AF

şi de aceea este necesar un filtraj foarte bun al sursei de alimentare.

13.6. Receptoare de trafic

Receptorul cu dublă schimbare de frecvenŃă

Un receptor de trafic, pe lângă alte cerinŃe, trebuie să îndeplinească două cerinŃe

principale:

- eliminarea frecvenŃei imagine (f0 ± 2fi)

- asigurarea unei selectivităŃi cât mai bune.

Aceste două deziderate impun două condiŃii contradictorii:

- pentru eliminarea frecvenŃei imagine, frecvenŃa intermediară trebuie să fie cât mai

înaltă;

- pentru asigurarea unei bune selectivităŃi, frecvenŃa intermediară trebuie să fie joasă.

Problema a fost rezolvată folosindu-se dubla schimbare de frecvenŃă. Acest principiu,

de bază în realizarea receptoarelor de trafic de performanŃă a evoluat în timp. Astfel, la început,

prima frecvenŃă intermediară era în jur de 4MHz iar cea de a 2-a, în jur de 450KHz.

Ulterior, au apărut receptoare de trafic la care, atât primul oscilator (VFO), cât şi cel de

al 2-lea, erau stabilizate cu cristale de cuarŃ. La aceste radioreceptoare, primul etaj de FI avea o

bandă de trecere de cca. 500KHz în jurul unei frecvenŃe intermediare fi ≅ 8MHz. A doua

frecvenŃă intermediară era în jur de 3MHz, iar selectivitatea era asigurată de un filtru cu cuarŃ.

A 3-a generaŃie de radioreceptoare cu dublă schimbare de frecvenŃă a încercat să

rezolve problema frecvenŃei imagine prin alegerea unei frecvenŃe intermediare fi foarte înalte, în

jur de 50MHz sau chiar 70MHz. A doua frecvenŃă intermediară în aceste radioreceptoare este

mult mai jos, în general în jur de 200KHz.

ApariŃia sintetizoarelor de frecvenŃă cu circuite PLL a creat posibilitatea ca

radioreceptoarele de trafic să poată să lucreze, de exemplu, într-o bandă de frecvenŃe de

1MHz, acordându-se în paşi (trepte) de numai 10Hz (!).

225

În fig. 13.18 este prezentată schema bloc a unui receptor SSB superheterodină cu

dublă schimbare de frecvenŃă, proiectat să poată recepŃiona semnale cu modulaŃie de

amplitudine cu dublă bandă laterală (AM-DBL +P), semnale cu bandă laterală unică (SSB),

precum şi semnale telegrafice (CW).

Fig. 13.18. Schema bloc a unui receptor SSB superheterodină cu

dublă schimbare de frecvenŃă

ObservaŃii

1. BFO este un oscilator suplimentar destinat refacerii purtătoarei la recepŃie, pentru

demodularea semnalelor SSB.

2. Să calculăm lăŃimile de bandă ce se pot obŃine cu un circuit oscilant având un factor

de calitate Q ≅ 50, pe frecvenŃa intermediară de 455KHz; 5500KHz şi 10,7MHz.

9,1KHz50455

B1 ==

110KHz50

5500B2 ==

214KHz50

10700B3 ==

3. LăŃimile de bandă pe care trebuie să le realizeze un radioreceptor de trafic sunt:

200 Hz – pentru A1A (telegrafie Morse - CW)

2KHz – A2A, B, C, D – BLD-PS

6KHz – A3C, E, F – BLD

1KHz – F1 A,B – telegrafie în unde medii (MF – Medium Frequency)

6KHz – F3 C, E, F – telefonie în unde medii (MF)

3KHz – A3J (J3E) - telefonie BLU (SSB) în unde medii (MF)

13.7. RAA în radioreceptoarele BLU

În cazul aparaturii de recepŃie cu BLU, după cum se ştie, suprimarea purtătoarei face ca,

la recepŃie, să nu se dispună decât de una din benzile laterale. În această situaŃie, singurul

CI ARF SF 1Filtru

FI 1

VFO1

Detprodus

Filtru

AF

BFO

AAF

FTB

SF 2

VFO2

SSB

CW

AM

226

element care indică variaŃiile de semnal de la intrare este această bandă laterală care, de

regulă, nu este constantă ca amplitudine: în procesul de modulaŃie, în momentele de pauză

semnalul scade până la zero, iar în timpul vorbirii are denivelări legate de natura textului

transmis, de intonaŃiile celui care vorbeşte etc. Cum semnalul de comandă pentru RAA se

obŃine din detecŃia benzii laterale, pentru ca RAA să fie eficace este necesar ca acesta să intre

rapid în funcŃie, fără să deformeze silabele, iar apoi să aibă o constantă de timp mare: 10 –

20ms pentru intrarea în funcŃie şi 5 – 20s pentru durata de acŃiune, astfel încât sistemul RAA să

fie insensibil la denivelările rapide şi mari ale semnalului apărute în procesul vorbirii.

Realizări practice de RAA

a) Metoda I – redresarea semnalului de AF obŃinut de la detector, amplificarea în c.c. şi

apoi dirijarea lui către etajele ARF şi AFI.

b) Metoda II – se foloseşte semnalul de FI, amplificat, detectat şi introdus într-un grup

RC unde sunt asigurate constantele de timp necesare.

Semnalul de FI poate fi preluat după primul etaj de AFI sau de altundeva din lanŃul AFI.

După prelucrare el este reintrodus în lanŃul etajelor de AFI şi uneori în etajele ARF.

BIBLIOGRAFIE

1. Băjeu, G., Stancu, Gh., Generatoare de semnale sinusoidale. Editura Tehnică, Bucureşti,

1979

2. BoghiŃoiu, I., Nanu, R., RadiocomunicaŃii cu bandă laterală unică, Editura Militară, Bucureşti,

1972

3. Carr, J., The Technician's Radio Receiver Handbook: Wireless and Telecommunication

Technology. Butterworth – Heinemann, Woburn, MA 01801-20041, USA, 2000

4. Cătuneanu,V., Strugaru, R. ConstrucŃia si tehnologia echipamentelor radioelectronice,

Editura Didactică şi Pedagogică, Bucureşti, 1979

5. Cipere, L., ş.a., Lucrări practice de depanare a radioreceptoarelor, Editura Didactică şi

Pedagogică, Bucureşti, 1985

6. Găzdaru, C., Constantinescu, C., Îndrumar pentru electronişti. Radio şi televiziune. Vol. 1.

Editura Tehnică, Bucureşti, 1986

7. Găzdaru, C., Constantinescu, C., Paul, C., Îndrumar pentru electronişti. Radio şi

televiziune. Vol. 2. Editura Tehnică, Bucureşti, 1987

8. Găzdaru, C., Constantinescu, C., Îndrumar pentru electronişti. Radio şi televiziune. Vol. 3.

Editura Tehnică, Bucureşti, 1987

9. Mateescu, A., Dumitru, N., Semnale si circuite de telecomunicaŃii, Editura Didacticã şi

Pedagogicã, Bucuresti, 1980

10. Mihalcea, A., Şerbănescu, A, Tabarcea, P., Sisteme moderne de comunicaŃii, Editura

Militară, Bucureşti, 1992

11. Nicolau, E., ş.a., Manualul inginerului electronist vol. III. Radiotehnică, Editura Tehnică,

Bucureşti, 1989

12. Poole, Ian, Newnes Guide to Radio and Communications Technology. Linacre House,

Jordan Hill, Oxford OX2, Burlington, MA 01803, 2003

13. Rhode, U., Whitaker, J., Communication Receivers. DSP, Software Radios and Design

Third edition. Mc Graw Hill Companies, 2004

14. Săndulescu, G. Antene pentru traficul de radioamatori, Editura Sport - Turism, Bucureşti,

1979

15. Spindel, E. Antene, Editura Tehnică, Bucureşti, 1983

16. Tabarcea, P., Ghiur, G. Tehnologii noi de telecomunicaŃii, Editura Militară, Bucureşti, 1989

17. *** The ARRL Handbook for radio amateurs, ARL, Newington, 1994, USA

18. *** The ARRL Handbook for radio amateurs, ARL, Newington, CT 06111, 2006, USA