1

Pa

ge1

P

ag

e1

P

ag

e1

LABORATOR TMRF Lucrarea nr.1

CALIBRAREA ANALIZORULUI VECTORIAL

DE REŢELE

1. Noţiuni introductive despre parametrii S Analizorul vectorial de reţele (VNA)1este destinat măsurării la semnal

mic a parametrilor S, de tip vectorial, ai dispozitivelor de tip uniport sau diport.

Matricea S a unui diport, măsurat într-un sistem de măsură care are ca impedanţă de referinţă o valoare de regulă reală Z0 = 50Ω2 este:

2221

1211

SS

SSS ====

1)

În baza acestei relaţii, cei patru parametri S sunt:

0|1

221

0|1

111

2

2

====

====

====

====

a

a

ab

S

ab

S

0|2

222

0|2

112

1

1

====

====

====

====

a

a

a

bS

a

bS

2)

care se grupează astfel în mod natural în două perechi: pentru prima măsurare generatorul este plasat la poarta 1, iar sarcina adaptată la poarta 2, iar pentru a doua măsurare generatorul şi sarcina adaptată se inversează, ca în figura 1.

S11,S21 S22,S12 VNA-ul comută automat

generatoarele şi sarcinile Figura 1.Modul de măsură al parametrilor S pe un VNA clasic cu 2

porţi3

1 Vector Network Analyzer 2Există şi alte valori pentru impedanţa de referinţă, dar 50Ω asigură cele mai fiabile conectoare şi cabluri coaxiale; mediul ambiental al unui laborator RF/MW conţine de regulă peste 90% instrumente şi aceesorii concepute pentru valoarea standard de 50 Ω, care este rodul unei îndelungate activităţi inginereşti de optimiizare 3Existăşi VNA cu mai multe porţi, cu intrări diferenţiale,etc.

[Type text]

Pa

ge2

În termeni de puteri, parametrii S din relaţia (2) pot fi rescrişi astfel:

0|1

12

21

0|1

12

11

2

2

====

====

====

====

inc

inc

Pinc

ies

Pinc

r

P

PS

PP

S

0|2

22

22

0|2

12

12

1

1

====

====

====

====

inc

inc

Pinc

r

Pinc

ies

P

PS

PP

S

3)

2. Fundamente ale părţii de hardware RF/MW/IF a VNA

In relaţiile şi figurile de mai sus mărimile notate cu a sunt unde incidente, iar cele notate cu b unde reflectate sau emergente de la porţi, coeficienţii de tip Sii sunt de reflexie, iar cei de tip Sij sunt de transmisie de la poarta j la poarta i.

Se presupune implicit că aparatul dispune de un set de dispozitive apte a preleva în mod uniform pe tot domeniul frecvenţelor de operare al instrumentului eşantioane de puteri foarte mici din cele patru unde de mai sus, pentru a nu perturba proprietăţile dispozitivului de măsurat DUT4.

Dispozitivele respective, nesingulare, sunt de tip cuploare direcţionale cu cuplaj slab sau power-splittere, toate de bandă ultralargă.Totuşi chiar şi cele mai performante dispozitive au erori de amplitudine şi fază, mai ales pe un domeniu de frecvenţe extins. De exemplu, VNA-ul analizat în cadrul acestei lucrări de laborator are domeniul frecvenţelor de operare 9KHz÷8,5 GHz.

O altă componentă importantă a sistemului de hardware este sintetizorul de frecvenţă, aşa numitul generator vobulat – sweep generator - care asigură semnal de putere constantă pe domeniul frecvenţelor de operare. Este vorba despre un generator în trepte discrete de frecvenţă, al căror număr este selectabil după secvenţa 201, 401, 801, 1601.

Selectarea domeniului de frecvenţă are loc în două moduri echivalente: • Start: f1 şi Stop: f2, sau

• Center:2

210

fff

++++==== şi Span 12 ff −−−−====

Este evident că, oricât de perfect ar fi un asemenea generator, apar erori inevitabile de amplitudine şi fază ale semnalului generat. Aparatul mai conţine un generator similar şi sincron de urmărire (tracking generator), al cărui scop este similar oscilatorului local într-un receptor superheterodină, acela de a crea prin schimbări de frecvenţă un semnal de frecvenţă

4 Device Under Test

[Type text]

Pa

ge3

intermediară fixă, mult mai uşor de prelucrat sub raportul filtrării zgomotului şi al măsurării precise a nivelului de putere.

Aparatul lucrează în regim emisie/recepţie alternativ, ca în figura 1, necesitând un comutator electronic cu dezechilibre minime de fază şi amplitudine.

Descrierea de mai sus, extrem de simplificată, din motive de economie de spaţiu, a unor părţi din schema bloc a VNA, pune în evidenţă faptul că măsurarea unor vectori conform relaţiilor (2) cu precizie de 0,1 dB pentru modul – magnitude – şi 0,50 pentru fază –phase – pe un domeniu de frecvenţă de 8,5 GHz5, nu este posibilă dacă erorile intrinseci ale părţii de hardware nu sunt corectate printr-un software adecvat.

3. Procedura de calibrare a VNA

Aparatul lucrează în divese laboratoare, la diverse frecvenţe şi nivele de putere.Dacă frecvenţa maximă este mai mică decât 18 GHz, atunci conectoarele uzuale de legătură cu lumea exterioară sunt de regulă de tip N mamă de panou. Există o gamă bogată de adaptoare la alte tipuri de conectoare, precum şi cabluri coaxiale de legătură corespunzând naturii specifice a aplicaţiei respective. În laboratorul nostru s-a considerat că majoritatea DUT sunt echipate cu conectoare SMA sau N, drept care chiturile de calibrare şi cablurile de conectare cu DUT sunt de acest tip.

Paşii procedurii de calibrare sunt exprimaţi explicit de meniul de calibrare, care solicită în primul rând selectarea kitului de calibrare şi apoi tipul de calibrare care se doreşte a fi făcut.

Primul pas îl constituie selectarea domeniului frecvenţelor de operare cu unul din cele două moduri descrise mai sus, de regulă full span şi a numărului de puncte discrete la care are loc calibrarea, de obicei maxim, adică 1601.

De regulă – cu excepţia antenelor sau altor uniporţi6 - se solicită calibrarea simplă de tip diport. Următoarea secvenţă propusă de meniu este:

3.1 Calibrareapentrucoeficienţii de reflexie

• Scurtcircuit la poarta 1, marcat S (Short Circuit) S11 = -1

5Existăşi VNA-uri mai performante- de exemplu de 20 GHz, 100 GHz, etc. 6Deşi chiar în privinţa antenelor se pot concepe măsurători de tip diport, pentru directivitate, polarizaţie în cruce, etc.

[Type text]

Pa

ge4

• Gol la poarta 1, marcat O (Open Circuit) S11 = 1

• Sarcină adaptată la poarta 1, marcată L (load) S11 = 0

• Scurtcircuit la poarta 2, marcat S (Short Circuit) S22 = -1

• Gol la poarta 2, marcat O (Open Circuit) S22 = 1

• Sarcină adaptată la poarta 2, marcată L (load) S22 = 0 Fiecare standard este fixat la capătul cablulului de măsură de la poarta

respectivă cu ajutorul unei chei dinamometrice, pentru a se asigura pe de o parte cuplul de strîngere corect şi pe de alta precizia planului de referinţă la care se fac calibrările şi la care se vor face ulterior şi măsurătorile.

După ce standardul a fost corect fixat, se apasă push-buttonul respectiv, care produce achiziţia de date pentru tipul respectiv de calibrare7. Operaţiunea apare ca bifată (checked) şi se trece la următoarea. După efectuarea celor şase calibrări de reflexiv, care se referă la parametrii S11 şi S22, apăsarea butonului Return produce achiziţia generală de date şi face posibilă trecerea la calibrarea parametrilor S12 şi S21, pentru care este obligatorie calibrarea de transmisie – transmission- şi opţională calibrarea de izolare – isolation.

3.2 Calibrarea pentru coeficienţii de transmisie

După selectarea modului de calibrare Transmission meniul aparatului indică necesitatea conectării porţilor 1 şi 2 printr-un dispozitivpasiv cu transmisie totală, aşanumita trecere sau thru (engleză americană), care este un banal adaptor SMA mamă-mamă a cărui lungime este recomandabil a fi egală cu dublul conectoarelor mama utilizate în chitul de calibrare. • Trecerea între porţile 1 şi 2 (thru) S21 = 1 După conectarea standardului se achiziţionează datele de calibrare a

transmisiei prin acţionarea butonului corespunzător şi apoi a butonului Return

3.3 Calibrarea opţională pentru coeficienţii de izolaţie

Există diporţi a căror caracteristică de transfer prezintă o dinamică foarte largă, de exemplu fitre cu rejecţii de peste 80 dB, la care măsurătoarea

7 Se înregistrează în memorie vectorii eroare la fiecare din frecvenţele măsurate, în fapt un fel de hartă error magnitude-phase vectors, asemăntoare mult utilizatei EVM (error-vector-magnitude), cu care lucrează majoritatea sistemelor modern de transmisii de date

[Type text]

Pa

ge5

răspunsului în frecvenţă este afectată de factorul de ecranare imperfect al cablurilor coaxiale de măsură. (screening factor < 100%) În această situaţie se impune o calibrare de izolaţie, pentru care ambele cabluri coaxiale de măsură sunt terminate pe sarcini adaptate. Puterile sunt trimise aproape integral către aceste sarcini, iar aparatul achiziţionează date despre scurgerile (leakage) dintre cele două cabluri, urmând a le folosi doar pentru corecţia unor semnale foarte slabe între cele două porţi, de genul celor menţionate mai sus.

După ce toate procedurile de mai sus au fost efectuate corect, acţionarea butonului Done activează integral trimiterea tuturor datelor într-o bancă de date din memoria părţii de software şi aparatul este gata de a fi utilizat corect în domeniul de frecvenţă pentru care a fost calibrat, sau în orice subdomeniu al acestuia8.

Calibrarea poate fi stocată în memoria calculatorului pentru utilizări ulterioare sau colective, cu condiţia nemodificării cablurilor de măsură.

4. Locul şi rolul VNA într-un laborator de cercetare

Analizorul vectorial de reţele este unul dintre cele mai scumpe aparate dintr-un laborator de cercetare dezvoltare RF/MW. Este de cel puţin două ori mai scump decât un analizor scalar şi de patru ori mai scump decât o combinaţie generator/analizor de spectru, care par a face aceleaşi lucruri. Este de multe ori unicul aparat de acest tip din laborator, în timp ce celelalte sunt de cinci-zece ori mai numeroase. Este aparatul cu care se face proiectare, celelelalte sunt pentru a verifica producţia de serie demarată de VNA. Trebuie astfel gestionat încât să fie disponibil în aceeaşi zi mai multor proiectanţi, dar locul de muncă din jurul lui şi accesoriile proprii trebuie menţinute într-o ordine exemplară. O greşeală frecventă constă în economisirea banilor pentru cablurile de măsură sau pentru accesorii. Aceste componente nu pot fi fabricate în condiţii improvizate şi au un impact major asupra funcţionării aparatului în parametrii garantaţi de fabricant.

8Aparatul nu poate fi utilizat corect pentru un domeniu mai mare decât cel pentru care a fost calibrat

[Type text]

Pa

ge6

Aspecte practice

1. Se va capta o diagramă Smith şi graficele parametrilor S11 înainte şi după operaţia de calibrare, pentru toate cele trei standarde din chitul de calibrare de la o poartă (e.g. 1)

2. Se va capta o diagramă polară şi graficele parametrilor S21 înainte şi după operaţia de calibrare, pentru standardul thru din chitul de calibrare

3. Se va anexa o scurtă listă a accesoriilor, exterioare aparatului, cu care a fost efectuată lucrarea

4. Se va utiliza un aparat foto (poate fi şi telefon), pentru fotografierea platformei şi a accesoriilor.

1

LABORATOR TMRF Lucrarea nr.2 MĂSURAREA PUTERII

1.1.Calibrarea Power-metrului.

Senzorul de putere trebuie manipulat cu mare atenţie întrucât se distruge dacă puterea aplicată depăşeşte 1W. Paşii parcurşi pentru calibrare sunt următorii:

1) Se decuplează senzorul; nicio putere aplicată la senzor

2) Se apasă tasta “Freq/Cal” (frecvenţa de calibrare)

3) Se setează frecvenţa de calibrare la valoarea de 8GHz

4) Se apasă tasta zero k “0k” (zero/calibrare)

5) Se apasă tasta zero “0”.Observăm o fluctuaţie datorită zgomotului de la intrare. Unele faze ale procesului de calibrare necesită un anumit timp.Pe ecran apare o clepsidră.Trebuie să aşteptăm până dispare aceasta.

6) Conectăm senzorul la “Power reference output”.Puterea de referinţă este de 0dBm (1mW). Se afişează o valoare de 0.08dBm. Nu mai există fluctuaţie.

7) Se apasă butonul “Cal”. Pe ecran apare o clepsidră.Trebuie să aşteptăm până dispare aceasta.

8) Se afişează o valoare de 0.08dBm.

7) Pentru verificarea funcţionării, se conectează senzorul la un generator de semnal, care se setează pe frecvenţa de 2.5 GHz , semnal nemodulat şi un nivel de ieşire de 0dBm.

Generatorul decuplat (Off) : -28dBm

Generatorul cuplat (On): -1dBm

1.2.Determinarea dependenţei erorii de măsură a puterii de dezadaptarea senzorului de putere la impedanţa sursei de semnal.

Se utilizează montajul din figura 1. Sursa de semnal este analizorul vectorial de reţele, care se conectează, prin cablu coaxial, la un dispozitiv de adaptare cu şurub mobil în ghid de undă. Celălalt capăt al dispozitivului de adaptare se conectează la senzorul de putere al măsurătorului de putere.

2

Analizor vectorial de reţele Măsurător de putere Port 1 Port 2 Şurub mobil de acord Senzor putere

Figura 1.Schema bloc a montajului de măsură

Analizorul vectorial de reţele se setează astfel (vezi lucrarea TMRF nr.1): Center frequency = 8GHz, Span = 0 , Sweep time = 10 s. Output power = 0dBm

Se face apoi calibrarea (1 Port calibration) utilizând setul de calibrare pentru conector de tip N – female.

Analizorul de reţele afişează coeficientul de reflexie la poarta 1, 11S în

format logmag (dB)

1.2.1.Se reglează şurubul mobil, acţionând succesiv asupra celor două variabile (înălţimea şurubului şi poziţia sa) până la obţinerea unei valori

11S = -30dB. Se citeşte indicaţia măsurătorului de putere P(dBm).Se

reglează din nou şurubul mobil pentru obţinerea celorlalte valorilor din tabel. Rezultatele se trec în Tabelul 1 Tabelul 1 Nr.

11S [dB] P[dBm] K[dB] K ε r [%]

1 -30 0 1 2 -20 3 -10 4 -6 unde: Ki[dB] = Pi[dBm] – P1[dBm] (i =2…4)

K = [ ]

1010K dB

; 1

100ε

−=r

K[%]

3

1.2.2.Se repetă măsurătorile, pentru o frecvenţă f = 8,5GHz. Rezultatele se vor trece într-un nou tabel, având aceeaşi structură ca Tabelul 1

2. Întreb ări

2.1.De ce puterea măsurată cu montajul din figura 1, chiar pentru cazul adaptării foarte bune ( 11S = -30dB) este mai mică decât puterea de ieşire

a analizorului vectorial de reţele (0dBm) ?

2.2.Care este atenuarea structurii formate din dispozitivul de adaptare cu şurub mobil + cablul de conectare la analizorul vectorial de reţele ?

1

LABORATOR TMRF Lucrarea nr.3 MĂSURAREA FRECVENŢEI 1.Setarea frecvenţmetrului (Frequency Counter) pentru diferite funcţiuni.

1.1.Măsurarea frecvenţei.

Se apasă tasta Freq.Ch 2

Se apasă tasta RUN .Pentru oprirea operaţiunii, se apasă tasta SINGLE .

1.2.Monitorizarea frecvenţei pentru a semnala depăşirea limitelor impuse.

Se apasă tasta Freq.Ch 2

Tasta Upr&Low → UPPR:1100.0MHz (Se apasă tasta ← de atâtea ori,

până ce unitatea de măsură afişată devine MHz, apoi se setează valoarea frecvenţei). După setare se apasă tasta E (Enter). LOWR: 990MHz → E

Limit Mode → LIM TEST: ON → E ON FAIL: GO ON → E →

SHOW : GRAPH → : X :

În acest moment se conectează la intrarea aparatului (Conectorul CHANNEL 2) un generator nemodulat, având frecvenţa de 1GHz, nivelul 0dBm. Dacă se modifică frecvenţa, pe graficul de pe ecran se observă steluţa (X) care se deplasează între cele două repere (:) iar dacă se depăşesc limitele, se deplasează în afara reperelor.

1.3.Scalare şi deplasare.

Această aplicaţie se utilizează pentru afişarea rezultatului în alte unităţi de măsură, de exemplu Rotaţii/minut în loc de Hz (Scalare cu factorul 60). De asemenea, dacă se doreşte afişarea frecvenţei de acord a unui receptor superheterodină, la care i se măsoară frecvenţa oscilatorului local (deplasare, offset cu valoarea frecvenţei intermediare).

Dacă este necesar, de exemplu, ca faf = (2· fm +100)MHz , se vor efectua următoarele setări:

2

Scale&Offset → SCAL : 2.000 → E → OFFS : 100.0 MHz → E →

SET RE : NO → E → MATH : ON → E → MATH HELP : NO →

E → 2,100.000,000 MHz

1.4.Efectuarea de calcule statistice

Aparatul poate fi setat să facă un număr N de măsurători, după care să calculeze valoarea medie sau deviaţia standard şi să le afişeze.

STATS → SHOW : STD DEV E → N : 20 E STATS : ON E USE :

AL MEAS E ON SINGLE : 1 E → 93.8 [Hz]

1.5.Desfăşurarea lucrării.

Determinarea deviaţiei standard a frecvenţei în funcţie de raportul semnal/zgomot la intrarea aparatului.

Se conectează la intrarea frecvenţmetrului un generator de semnal nemodulat cu frecvenţa de 1GHz. Se setează nivelul semnalului de la ieşirea generatorului conform Tabelului 1.Se măsoară la fiecare valoare a nivelului semnalului deviaţia standard (câteva valori –aparatul măsoară în permanenţă şi la fiecare 20 de măsurători calculează deviaţia standard şi o afişează) .Rezultatele se trec în tabel.

Tabelul 1

Nivelul [dBm]

Deviaţia standard [Hz

0

-20

=30

-40

-50

-60

1

LABORATOR TMRF Lucrarea nr.4 MASURAREA DISTORSIUNILOR DE INTERMODULATIE ALE

ANALIZORULUI DE SPECTRU 1.Fenomene neliniare la amplificatoarele de microunde.

Curentul de ieşire al unui tranzistor este o funcţie de semnalul de intrare, care poate fi exprimată sub forma unei serii Taylor: 2 3

0 1 2 3 ... nni I a u a u a u a u= + ⋅ + ⋅ + ⋅ + ⋅ (1)

Dacă la intrare este prezent un singur semnal de frecvenţă unghiulară ω:

cosu U t= ⋅ ω

atunci neliniarităţile se manifestă prin armonicile semnalului, armonica de ordinul n fiind asociată termenului n

na u⋅ şi crescând cu n dB pentru creşterea cu 1dB a semnalului de la intrare. Într-adevăr: cosn n n n

na u a U tω⋅ = ⋅ ⋅ → k·U· cos (nωt) (2)

în care k rezultă prin aplicarea formulei lui Moivre şi a dezvoltărilor trigonometrice adecvate. Panta n dB/dB rezultă din relaţia: log lognU n U= ⋅ (3)

Dacă la intrare este prezent un semnal sumă a două semnale de frecvenţe unghiulare 1ω şi 2ω : 1 1 2 2cos cosu U t U tω ω= ⋅ + ⋅ (4)

atunci, în afară de armonicile celor două frecvenţe de la intrare,la ieşire mai sunt prezente şi produsele de intermodulaţie ale căror frecvenţe sunt combinaţii lineare ale frecvenţelor de intrare. Produsele de intermodulaţie de ordinul n sunt asociate termenului n

na u⋅ şi au forma:

1 1 2 2( cos cos )n nn na u a U t U tω ω⋅ = ⋅ ⋅ + ⋅ →

1 2 1 2cos( )l mlmk U U l t m tω ω∑ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ± ⋅ (5)

unde n = l + m

2.Metoda celor două tonuri

Pentru generarea şi măsurarea produselor de intermodulaţie prin această metodă se utilizează montajul din figura 1.Nivelul semnalelor

2

poate fi reglat individual prin atenuatoarele 1 şi 2 sau simultan pentru ambele semnale cu atenuatorul 3. Atenuatoarele individuale sunt utilizate pentru egalizarea semnalelor de intrare în dispozitivul sumator, care este de tip Wilkinson.Rolul acestuia este de a separa cele două generatoare, prin izolaţia sa, de regulă mai bună decât 25 dB.Se pot utiliza şi alte dispozitive care asigură separarea generatoarelor, de exemplu cuploare directive sau izocirculatoare. Atunci când nivelul puterii la intrarea în dispozitivul de măsurat este variat cu atenuatorul 3, se observă că panta de variaţie a nivelului unui produs de intermodulaţie de ordinul n este n dB/dB Analizor de spectru A1 f1 f2 ω1 Sumator Wilkinson A3

A2 2f1-f2 2f2-f1 ω2 Fig.1.Montaj pentru măsurarea produselor de intermodulaţie prin metoda celor două tonuri.

Dacă este variată atenuarea individuală, iar combinaţia liniară selectată are cifra l pentru semnalul ω1 şi m pentru ω2, pantele individuale de variaţie ale nivelului produsului de intermodulaţie vor fi respectiv l dB/dB şi m dB/dB, pentru fiecare din cele două componente. Regula pentru produsele de intermodulaţie este dată de relaţia:

1 2 1 2log( ) log logl mU U l U m U⋅ = ⋅ + ⋅ (6)

care, pentru 1 2U U U= = devine:

1 2log( ) log log ( ) log logl mU U l U m U l m U n U⋅ = ⋅ + ⋅ = + ⋅ = ⋅ (7)

3.Punctele de intersecţie ale produselor de intermodulaţie de ordinul 3

Dacă se aplică analizorului suma a două semnale de puteri egale, dar de frecvenţe diferite , neliniaritatea acestuia are ca efect apariţia produselor de intermodulaţie, care pot fi măsurate cu montajul din figura

3

1 şi reprezentate în funcţie de nivelul lor comun de la intrare. Cele mai importante produse de intermodulaţie sunt cele de ordinul 3, cu acronimul IMD3 (Intermodulation Distorsions 3rd order), despre care am arătat că au o pantă de variaţie de 3 dB/dB.

Atât curbele -de fapt dreptele- POUT = f(PIN) cât şi IMD 3 = f(PIN) sunt măsurabile fizic până la un nivel rezonabil de mare al puterii de intrare, după care pot fi prelungite pe baza pantelor lor cunoscute de 1dB/dB, respectiv 3dB/dB. Intersecţia celor două drepte are loc în punctul de intersecţie de ordinul 3, cu acronimul OIP3 (Output Intersection Point 3rd order). Acesta reprezintă nivelul teoretic al puterii de ieşire la care intermodulaţiile de ordin 3 date de metoda celor două tonuri ar fi egale cu puterea semnalului pe frecvenţele fundamentale. În figurile 2a şi 2b sunt reprezentate graficele unui amplificator cu G =10dB, OP 1dB =35dBm şi OIP3 = 45dBm

a) b)

Fig.2. Punctul de intersecţie de ordinul 3 (OIP3) Porţiunile îngroşate reprezintă zonele direct măsurabile, iar cele subţiri zonele obţinute prin extrapolare (prelungire). IIP3 (Input Intersection Point 3rd order) este acronimul pentru nivelul de putere de la intrarea dispozitivului şi este legat de OIP3 prin valoarea câştigului:

IIP3(dBm) = OIP3(dBm) – G(dB) (8)

4

Diferenţa în dB (acronim dBc - dB carrier - decibeli faţă de purtătoare) dintre nivelul fundamentalelor şi cel al produsului de intermodulaţie este aşa numitul raport de rejecţie al produsului de intermodulaţie, acronim ORR3 (Output Rejection Ratio 3rd order). Este evident că diferenţa în dB între două drepte, una cu panta de 1dB/dB şi una cu panta de 3dB/dB, este o dreaptă cu panta 2dB/dB. Este de asemenea evident, conform definiţiei OIP3, că la acest nivel, ORR3=0dBc În aplicaţiile practice se cere să se determine nivelul maxim al semnalelor pentru care produsele de intermodulaţie nu depăşesc o valoare dată, de exemplu -60dBc. Nivelul maxim de putere de la ieşire pentru care această condiţie este îndeplinită este dat de relaţia:

3

( ) 3( )2

= −out

ORRP dBm OIP dBm (9)

Aşadar, pentru a avea ORR3=60dBc, în cazul a două purtătoare, este necesar ca nivelul de putere de la ieşire să fie inferior cu 30dB nivelului OIP3.

4.Desfăşurarea lucrării

4.1.Setări generatoare

Tabelul 4.1

f1 = 996MHz Pin = -10dBm

f2 = 1004MHz Pin = -10dBm

4.2.Setări analizor spectru

Tabelul 4.2

Frecvenţa centrală CF 1000MHz

Extinderea baleiajului Span 30MHz

Lărgimea de bandă RBW 30kHz

Banda video VBW 3kHz

Atenuarea la intrare Atten. 30dB

5

4.3.Distorsiunile de intermodulaţie

Tabelul 4.3

Pout f1 = 996MHz dBm

IMD3 f = 2f1 - f2 = 988MHz dBm

ORR3 = Pout –IMD3 dB

OIP3 = Pout + ORR3/2 dBm

4.4.Influenţa nivelului semnalului de intrare asupra distorsiunilor de intermodulaţie Tabelul 4.4

Atenuator [dB] ORR3 30 40

1

LABORATOR TMRF Lucrarea nr.5 MĂSURAREA PUTERII IMPULSURILOR RADAR CU ANALIZORUL DE SPECTRU 1.Măsurarea puterii de vârf şi a duratei impulsului.

Pentru acest scop, analizorul de spectru trebuie setat la o bandă de rezoluţie RBW şi o bandă video VBW suficient de largi pentru ca timpul de răspuns să se încadreze în durata impulsului.

Timpul de răspuns al filtrului este aproximativ egal cu inversul lărgimii de bandă a filtrului:

1 TSET [s] = (1) RBW [Hz]

Analizorul de spectru este setat la Span Zero şi pe ecran se va vedea variaţia puterii în funcţie de timp , ca în figura 1

Center 900MHz Span 0

Fig.1.Vizualizarea formei şi măsurarea duratei impulsului

Timpul de baleiaj (Sweep Time) se alege astfel încât să permită vizualizarea unui singur impuls.

Analizorul de spectru utilizează un trigger video pentru a se obţine o imagine stabilă a formei impulsului.

Pentru măsurarea lăţimii impulsului, se plasează 2 markeri, 1 şi 2. Lăţimea impulsului se defineşte de obicei ca durata dintre punctele la care nivelul

2

semnalului este la 50% din nivelul mediu al tensiunii pe durata impulsului. In consecinţă, markerii 1 şi 2 trebuie plasaţi la -6dB sub nivelul de vârf (figura 1).

Pentru măsurarea puterii de vârf, se utilizează detectorul de vârf (Peak Power)

2.Măsurarea puterii medii.

Puterea medie poate fi calculată cu relaţia:

PMEAN = PPEAK + 10 • log(T0 • PRF) [dBm] (2)

unde :

PMEAN = puterea medie a succesiunii de impulsuri

PPEAK = puterea de vârf

T0 = durata impulsului

PRF = frecvenţa de repetiţie a impulsurilor

Datorită modulaţiei în impulsuri, semnalul de ieşire al emiţătorului radar este răspândit pe o bandă largă (figura 2)

Center 900MHz Span 7.5MHz

Ch Pwr.BW = 1.5MHz Chanel Power =

Fig.2.Măsurarea puterii canalului cu lărgimea de bandă Ch.Pwr.BW

Analizorul de spectru utilizează un program de calcul a puterii pentru o lărgime de bandă dată. Puterea se calculează integrând valorile puterii reprezentate de pixelii graficului în domeniul benzii de frecvenţă a canalului. (IBW= Integrated BandWidth). În fiecare punct de măsură, puterea trebuie măsurată ca valoare medie, acest lucru necesitând un detector de putere medie (Detector RMS). Cea mai mare parte a energiei este conţinută în lobul principal şi lobii adiacenţi ai spectrului sinx/x, deci utilizând o lărgime de bandă a canalului suficientă pentru a capta lobul principal şi câţiva lobi laterali ai

3

semnalului, se poate măsura puterea medie (figura 2 – banda canalului este mărginită de două linii verticale , cu simbolul C0)

3.Desfăşurarea lucrării

3.1.Setarea generatorului de impulsuri de radiofrecvenţă:

Frecvenţa = 900 MHz Puterea de ieşire = -40 dBW Modulaţia = Externă, AM

3.2.Setarea generatorului de funcţii care furnizează semnalul de modulaţie:

(vezi Tabelul 1)

Durata impulsului T0 = 3µs Perioada de repetiţie T = 40 µs / 100 µs / 400 µs Amplitudinea U = 0/15 V

3.3.Setarea analizorului de spectru pentru măsurarea puterii de vârf şi a duratei impulsurilor:

Frecvenţa centrală CF = 900 MHz Span = 0 Hz Banda de rezoluţie RBW =1 MHz Banda video VBW = 30 kHz Shift Sweep > Sweep Time =20 µs

Shift Sweep > Detection > Peak

Shift Sweep > Trigger Type > Video > Mannual Trigger

În acest moment, impulsul trebuie să arate ca în figura 1. Se selectează markerul 1 şi se amplasează pe flancul stâng al impulsului, la -6dB faţă de valoarea maximă. Deplasarea markerului de face utilizând butonul rotativ.Se selectează apoi markerul 2 şi se amplasează pe flancul drept, tot la nivelul de -6dB. Diferenţa dintre timpul afişat de cei doi markeri este durata impulsului T0. Se selectează apoi markerul 3 care se amplasează la mijlocul palierului superior al impulsului. Acest marker va afişa puterea de vârf a impulsului, M3 = Peak Power [dBm]

3.4.Setarea analizorului de spectru pentru măsurarea puterii medii a impulsurilor .

Frecvenţa centrală CF = 900 MHz Span = 7.5 MHz Banda de rezoluţie RBW =10 kHz Shift Sweep > Sweep Time = 6.3s

4

Shift Sweep > Detection > RMS Shift Measure > Ch.Pwr > On > Ch.Pwr.W= 1,5 MHz. Puterea medie este afişată: Ch.Pwr = PMEAN [dBm] 3.5.Efectuarea măsurătorilor

Se setează generatorul de modulaţie conform Tabelului 1. Pentru fiecare setare se măsoară puterea de vârf, durata impulsului şi puterea medie. Rezultatele se trec în tabel. Tabelul 1 Setare generator modulaţie Măsurători

Durata impuls T0 [µs]

Perioada de repetiţie T [µs]

Amplitudine L/H [V]

Durata impuls T0 [µs]

Putere de vârf [dBm]

Putere medie [dBm]

3 40 0/15 3 100 0/15 3 400 0/15

1

LABORATOR TMRF Lucrarea nr.6 MASURAREA FACTORULUI DE ZGOMOT 1.1.Factorul de zgomot La ieşirea unui amplificator de microunde sau de radiofrecvenţă poate fi detectat un nivel de putere chiar şi atunci când la intrare nu se aplică nici un semnal. Aceasta este puterea de zgomot a amplificatorului şi este compusă din puterea de zgomot de la intrare, care este amplficată, plus puterea de zgomot proprie a amplificatorului. Un amplificator ideal ar amplifica, în egală măsură, şi semnalul şi zgomotul de la intrarea sa, păstrând în final acelaşi raport între puterea de semnal şi cea de zgomot. Un amplificator real va adăuga un zgomot suplimentar datorită propriilor sale componente, astfel că la ieşirea sa raportul semnal/zgomot va fi mai mic decât cel de la intrare. Degradarea raportului semnal/zgomot la trecerea semnalului prin reţeaua respectivă este factorul de zgomot F:

( )

( )i

o

S / NF

S / N= (1)

NF(dB) = 10·log ( )

( )i

o

S / N

S / N (2)

unde NF (Noise Figure) este factorul de zgomot în dB , Si, Ni sunt puterile de semnal şi de zgomot disponibile la intrarea reţelei So, No sunt puterile de semnal şi de zgomot disponibile la ieşirea reţelei Si/Ni Si/Ni Na + G·Ni Na +k·T0·B·G F = ——— = ————— = ————— = —————— (3) So/No G·Si G·Ni k·T0·B·G ———— Na + G·Ni unde Na este puterea de zgomot adăugată de reţea,

Pn max = k·T0·B este puterea maximă disponibilă de zgomot termic -23

k=1,38·10 [J/°K] este constanta lui Boltzmann, iar B este banda de zgomot, exprimată în Hz, T0 este temperatura G este câştigul amplficatorului

2

1.2.Temperatura de zgomot Uneori factorul de zgomot se exprimă prin numere foarte mici, cum ar fi de exemplu cazul receptoarelor de satelit care trebuie să fie extrem de sensibile (NF ≈ 0,6dB) . În aceste cazuri este mai comod să se utilizeze pentru caracteri-zarea proprietăţilor de zgomot o mărime, numită "temperatura de zgomot" Te. Aceasta este temperatura unei surse de zgomot termic care generează o putere de zgomot egală cu cea generată de dispozitivul respectiv atunci când la intrare este terminat pe o sarcină ideală fără zgomot. Na Na = k·Te·B·G → Te = ——— (4) k·B·G Te F = 1+ — → Te = T0(F–1) (5) T0 2. Măsurarea factorului de zgomot cu ajutorul analizorului de spectru Se conectează la intrarea analizorului de spectru o terminaţie adaptată (50 Ohmi). Se setează frecvenţa centrală, spanul şi se poziţionează un marker pe trasa de zgomot (Noise Marker). Atenuatorul de intrare se setează la valoarea A= 0 dB. Factorul de zgomot propriu al analizorului este :

NFas [dB] = Nout[dBm/Hz] – Nin[dBm/Hz] (6)

unde Nout[dBm/Hz] este densitatea spectrală a puterii de zgomot afişată de marker.

Nin = - 174[dBm/Hz] (7)

Se conectează la intrarea analizorului ieşirea amplificatorul care trebuie măsurat. La intrarea anplificatorului se conectează o terminaţie adaptată (50 Ohmi). Factorul de zgomot al sistemului (amplificator + analizor) este:

NFsys(dB) = N’out(dBm/Hz) - Nin(dBm/Hz) - G1(dB) (8)

unde N’out(dBm/Hz) este noua densitate a puterii de zgomot la ieşire, G1 este câştigul amplificatorului. Factorul de zgomot al amplificatorului este:

F1 = assys

1

F 1F

G

−− (9)

unde sysNF (dB)

10sysF 10= (10)

asNF (dB)

10asF 10= (11)

1G (dB)10

1G 10= (12)

3

3.Măsurarea factorului de zgomot prin metoda raportului Y La această metodă este necesar un analizor de spectru şi o sursă de zgomot de laborator. Cele mai răspândite surse de zgomot de bandă largă utilizează diode speciale, cu capacitate mică a joncţiunii, polarizate invers, la curent constant, în zona de străpungere în avalanşă.Sursele de zgomot de precizie au un atenuator la ieşire pentru a reduce eroarea de dezadaptare cauzată de impedanţa diferită a diodei în cele două stări de funcţionare: polarizată - "ON" sau nepolarizată - "OFF". Atunci când dioda nu este polarizată, puterea de zgomot de la ieşire, kTCB, va fi determinată în principal de zgomotul termic produs de atenuator, şi temperatura de zgomot a sursei,TC, este considerată "joasă". Atunci când dioda este polarizată, puterea de zgomot de la ieşire kTHB, va fi mai mare datorită contribuţiei zgomotului generat suplimentar de diodă şi temperatura de zgomot a sursei, TH este considerată "înaltă". Pentru a se putea face măsurători cu o asemenea sursă de zgomot, nivelul puterii de zgomot de la ieşire trebuie să fie bine calibrat şi specificat.Parametrul cu ajutorul căruia se caracterizează în mod uzual o sursă de zgomot este raportul de zgomot "în exces", ENR (Excess Noise Ratio). Acesta se defineşte conform relaţiei: TH – TC ENR[dB] = 10 log ——— (13) T0 Sursele de zgomot calibrate sunt însoţite de o caracteristică a ENR funcţie de frecvenţă. Atunci când se realizează calibrarea sursei de zgomot se presupune că TC = T0= 290°K. Dacă sursa de zgomot este utilizată la o altă temperatură fizică diferită de T0, atunci se vor aplica corecţiile corespunzătoare. Cu ajutorul unei asemenea surse de zgomot se poate determina factorul de zgomot al unui dispozitiv, folosind metoda parametrului Y. Se conectează sursa de zgomot la intrarea dispozitivului de măsurat, ca în figura 1 şi se măsoară la ieşirea acestuia puterile de zgomot, NOFF şi NON, corespunzătoare stărilor de polarizare ale sursei. Raportul acestor două puteri de zgomot este denumit "Raport Y" Analizor de spectru Sursa de Dispozitivul zgomot testat NON

(NOFF,NON)IN DUT NOFF Fig.1.Montaj pentru măsurarea factorului de zgomot cu un analizor de spectru şi o sursă de zgomot calibrată

4

NON ∆N(dB) / 10

Y = —— = 10 (14) NOFF

în care ∆N(dB) = NON (dBm) – NOFF(dBm) La această măsurare, precizia dterminării nivelului absolut al puterii de zgomot la ieşirea dispozitivului nu este atât de importantă cât este precizia determinării diferenţei în dB între cele două valori NON şi NOFF.Valoarea calibrată a ENR reprezintă pentru sursa de zgomot de la intrare un nivel de zgomot de referinţă şi astfel se poate determina: ENR Na =k·T0·B·G· —— – 1 (15) Y–1 Factorul de zgomot ce poate fi calculat pe baza măsurătorii făcute este "Factorul de zgomot al sistemului", Fsys :

ENR Fsys = ——— (16) Y– 1

Atunci când factorul de zgomot este mult mai mare decât ENR, zgomotul dispozitivului tinde să mascheze variaţia zgomotului la ieşire datorită variaţiei zgomotului de la intrare. În acest caz raportul Y este foarte aproape de unitate. Măsurarea cu precizie a rapoartelor mici este dificilă. În aceste situaţii se poate opta pentru o sursă de zgomot cu ENR mai mare. Factorul de zgomot al unei cascade cu două etaje este dat de relaţia:

F2–1 Fsys = F1 + ——— (17) G1 din care se poate calcula factorul de zgomot al primului etaj:

F2–1 F1 = Fsys – ——— (18) G1

În cazul nostru, primul etaj este dispozitivul testat (DUT- device under test) iar al doilea etaj este analizorul de spectru. Cu relaţiile (14)…(18) se pot prelucra datele obţinute prin măsurători cu un program de calcul relativ simplu (Excel), iar rezultatele se trec în Tabelul 1 .

Factorul de zgomot al analizorului se calculează cu relaţia (6).

5

Tabelul 1

Frecvenţa [MHz]

ENR [dB] Sursa de zgomot

Podea zgomot Nout [dBm/Hz] Analizor

Câştig [dB] DUT

NF [dB] Analizor

∆ NON

-NOFF

[dB]

Y (lin)

ENR (lin)

Fsys (lin)

NFsys [dB]

F (lin) Analizor

Câştig (lin) DUT

F (lin) DUT

F [dB] DUT

1

LABORATOR TMRF Lucrarea nr.7

MĂSURAREA CIRCUITELOR PASIVE CU ANALIZORUL VECTORIAL DE RE ŢELE (VNA)

1.1 Calibrarea iniţială a VNA1

Se execută conform platformei TMRF1 sau se extrage din memorie o calibrare valabilă pentru domeniul de frecvenţă şi 1601 puncte.

1.2. Cuplor direcţional de măsură de 10 dB

DUT este în acest caz un triport2 pasiv, simetric şi reciproc, ceea ce face necesar şi suficient un set de trei măsurători:

• S11, S21, coeficienţi de reflexie la intrare şi cuplaj

• S11, S31, coeficienţi de reflexie intrare şi de transmisie la ieşirea directă Porţile neconectate la VNA vor fi terminate în fiecare caz pe sarcini adaptate.

Meniul Save/Recall va fi utilizat atât pentru capturi ecran: System/Dump Screen, Image3, cât şi pentru salvare fişiere diport: Save Snp, etc. Materialele grafice constituie parte a referatului asupra lucrării.

CLIN

TL4

F=2.5 GHz

E=90

Zo=Z1o Ohm

Ze=Z1e Ohm

CLIN

TL2

F=2.5 GHz

E=90

Zo=Z0o Ohm

Ze=Z0e Ohm

CLIN

TL3

F=2.5 GHz

E=90

Zo=Z1o Ohm

Ze=Z1e Ohm

Term

Term3

Z=50 Ohm

Num=3

Term

Term1

Z=50 Ohm

Num=1

Term

Term4

Z=50 Ohm

Num=4

Term

Term2

Z=50 Ohm

Num=2

Port

P3

Num=3

Port

P2

Num=2

Port

P4

Num=4

Port

P1

Num=1

VAR

VAR1

Z1e=Z0^2/Z1o

Z0e=Z0^2/Z0o

Z1o=46.8696 t o

Z0o=31.8834 o

Z0=49.99 t

EqnVar

Figura 1. Schema cuplorului direcţional de măsură simetric, cu trei secţiuni

Un principiu important în TMRF îl constituie predictibilitatea măsurătorii. În lipsa acestui principiu măsurătoarea nu poate fi validată.

1 Această etapă este obligatory înaintea oricărei măsurători cu VNA 2 Rezultat prin închiderea unei porţi a unui cuplor cuadriport standard pe impedanţa de referinţă 3 Se va utiliza eventual şi opţiunea Invert Colors pentru economie de toner

2

În cazul de faţă DUT este în un cuplor simetric cu linii cuplate cu trei secţiuni λ/4 la frecvenţa centrală, ca în Figura 1.

Perechile de linii marginale, au cuplaj k2, iar cea centrală k1. Drept urmare dispozitivul are o bandă mai largă, prezentând şi răspunsuri parazite în jurul

armonicilor impare ale frecvenţei centrale. Riplul relativ redus – vezi figura 2 -al cuplajului din banda de trecere recomandă utilizarea acestui dispozitiv drept dispozitiv de măsură.

-100

-50

-150

0

dB(S(1,2))

-80

-60

-40

-100

-20

dB(S(1,1))

-0.4

-0.2

-0.6

0.0

dB(S(1,3))

2 4 6 80 10

-100

-80

-60

-120

-40

freq, GHz

dB(S(1,4))

Poarta cuplată

Adaptarea la intrare

Poarta directă (principală)

Poarta izolată

Figura 2. Răspunsurile în frecvenţă ale cuplorului direcţional de măsură simetric, cu trei secţiuni (modulele |S11|, |S12|, |S13|, |S14| în dB)

1.3. Circulator

3

DUT este în acest caz un triport nereciproc, ceea ce face necesar un set de două măsurători: • S11, S21, S12, S22, coeficienţi de reflexie la intrare/ieşire, transmisie înainte (forward

transmission) şi izolaţie (isolation) • S22, S32, S33, S23, coeficienţi reflexie intrare/ieşire, transmisie înainte (forward

transmission) şi izolaţie (isolation), ca mai sus, dar mutate cu o poartă Aceleaşi observaţii ca mai sus referitoare la porţile neconectate la VNA şi achiziţia de date cu opţiunea Save/Recall.

1.4. Izocirculator

Izocirculatorul se obţine dintr-un circulator a cărui poartă 3 este terminată pe o sarcină adaptată.

DUT este în acest caz un diport nereciproc, ceea ce face necesar un set de două măsurători: • S11, S21, S12, S22, coeficienţi de reflexie la intrare/ieşire, transmisie înainte (forward

transmission) şi izolaţie (isolation) • Save/Recall în ambele variante

• 1.5. Power Splitter cu patru căi

DUT este în acest caz un pentaport simetric şi reciproc, ceea ce face necesar un set de două măsurători:

• S11, S21, S22, coeficienţi de reflexie la intrare/ieşire şi atenuare de inserţie

• S22, S23, coeficienţi de reflexie la ieşire şi atenuare de izolaţie între porţi adiacente4 • S22, S24, coeficienţi de reflexie la ieşire şi atenuare de izolaţie între porţi neadiacente5

• Save/Recall în ambele variante

• •

• Figura 4. Aspectul interior de microstrip meandrat al PCB şi aspectul ansamblului power-splitterului de măsură simetric, cu trei secţiuni şi 4 ieşiri

• 1.6. Filtru trece-bandă (band-pass filter BPF) de tip hair-pin

DUT este în acest caz un diport simetric şi reciproc, ceea ce face necesar un set de o măsurătoare:

• S11, S21, coeficienţi de reflexie la intrare şi atenuarea de inserţie • Save/Recall în ambele variante

4 Care provin de la acelaşi power splitter de ieşire 5 Care provin de la power splittere de ieşire diferite

4

• 1.7. Antenă log-periodică

DUT este în acest caz un uniiport simetric şi reciproc, ceea ce face necesar un set de o măsurătoare:

• S11, coeficientul de reflexie la intrare

• Save/Recall în ambele variante

• 1.8. Întrebări

8.1. Tipul echipamentului utilizat 8.2. Tipul chitului de calibrare 8.3. Tipuri de echipamente similare (explorare de informare) 8.4. Exemplu de aplicaţie circulator 8. 5. Exemplu de aplicaţie izocirculator 8.6. Exemplu de aplicaţie cuplor directional 8.7.Influenţa ecranului exterior asupra BPF 8.8. Exemplu de aplicaţie antenă log-periodică

1

LABORATOR TMRF Lucrarea nr.8

MĂSURAREA CIRCUITELOR ACTIVE CU ANALIZORUL VECTORIAL DE RE ŢELE

Se vor măsura două din componentele unui bloc de emisie MMDS (Microwave Multipoint Distribution System)

1.Măsurarea amplificatorului de frecvenţă intermediară

Paşii şi parametrii urmăriţi la acest punct sunt:

1.1.Setare analizor vectorial:

f0 = 520 MHz

∆f = 100 MHz

1.2.Calibrare analizor vectorial.

1.3.Conectarea obiectului de măsurat la analizor.

1.4.Tensiunea de alimentare: V0 = +10,4V /0,33A

Tensiunea de reglare a amplificării V AGC = (0…-2,2)V

1.5.Graficele parametrilor (înregistrare display)

11( )S f , 21( )S f

, 22( )S f

1.6.Graficul câştigului G = f (VAGC), pentru explorarea integrală a

domeniului de varaiaţie a tensiunii AGC (-2,2…0) V.

Datele experimentale se vor trece în Tabelul 1.

Tabelul 1

VAGC (V) -2,2 -2 -1,8 -1,5 -1,2 -0,8 -0,6 -0,3 0

G (dB)

2

2.Măsurarea blocului convertor de frecvenţă (up-converter)

Paşii şi parametrii urmăriţi la acest punct sunt: 2.1.Setare analizor vectorial:

f0 = 520 MHz

∆f = 0

Sweep Setup > Power > Port Coupled Off

Port 1 Power = - 40dBm

2.2.Conectarea porţii 1 a analizorului de reţele la poarta IF a blocului

convertor

2.3.Conectarea generatorului de măsură la poarta LO, f=1,98GHz şi

Pout=10 dBm

2.4.Setarea analizorului de spectru :

f0 =2.5GHz

∆f =100MHz

Amplitude > Ref.Level = 0dB

Input Atten. = 20dB

RBW = 100kHz

VBW = 30 kHz

Trace > Trace A Operation > Max. Hold (Peak Detection)

Marker > Peak Search

2.5.Conectarea analizorului de spectru la ieşirea RF a blocului convertor

Se măsoară:

Câştigul de conversie la fRF = 2,5 GHz

Parametrii de compresie la 1 dB OP1dB

Tabelul 2

Port1 VNA [dB] -40 -30 -20 -10

M1 Analizor Spectru [dB]

Câştigul de conversie G [dB]

3

3.Măsurarea subansamblului Amplificator de frecvenţă

intermediară + Convertor de frecvenţă

Paşii şi parametrii urmăriţi la acest punct sunt:

3.1.Interconectarea celor două blocuri de mai sus

3.2. Conectarea generatorului de măsură la poarta LO, f=1,98GHz şi

Pout=10 dBm

3.3.Setarea corespunzătoare a analizoarelor de reţele şi de spectru pentru înregistrarea caracteristicii de frecvenţă a subansamblului de măsurat Modificare la setarea analizorului de reţele: f0 = 520 MHz

∆f =100MHz

Time sweep = 100s

Port Power : Port Coupled Off

Port 1 Power = -30dBm

Setări la analizorul de spectru:

Center frequency: 2,5 GHz

Span : 100 MHz

RBW: 3 MHz

VBW: 1MHz

Sweep time: 1,4 s

Shift trace >Trace A Operation

Max Hold > A