1

Introducere

Datorită ponderii convertoarelor electromecanice în echipamentele industriale, acestea

ocupă un rol important privind cunoştinţele în pregătirea unui specialist care conduce procese

tehnice.

Energia electrică, aceptată la intrare de motoarele electrice, este de o anumită formă şi

anumiţi parametri. Din această cauză a apărut necesitatea unor interfeţe (echipamente) între

sursa de energie electrică şi motor care să adapteze parametrii energiei la receptor şi totodată

să dozeze fluxul energetic în scopul reglării anumitor variabile din sistemul de acţionare

(viteză, cuplu, poziţie, etc.). Aceste echipamente poartă denumirea de convertoare şi trebuie

să realizeze o conversie electric-electric într-o manieră controlată. Odată cu apariţia

dispozitivelor semiconductoare de putere s-au realizat convertoarele statice numite şi

convertoare electronice de putere.

Convertoarele statice sunt echipamente de putere care permit conversia unei energii de

curent alternativ într-o energie de curent continuu sau a unei energii de curent continuu într-o

energie de curent alternativ. Există, de asemenea, convertoare statice care furnizează la ieşire

acelaşi tip de energie cu cea de la intrare schimbînd numai unii dintre parametrii acesteia, cum

ar fi amplitudinea în tensiune, amplitudinea în curent, frecvenţa etc.

Convertoarele statice sunt echipamente complet statice şi din acest punct de vedere

aduc incontestabile avantaje faţă de alte sisteme care realizează aceleaşi funcţiuni. În favoarea

convertorului static sunt o serie de argumente evidente şi nicidecum de neglijat, cum ar fi: o

uzură mai redusă (deci o durată de funcţiune incontestabil de mare), o întreţinere mai sumară

şi la intervale mai mari. Deasemenea, randamentul energetic este întotdeauna mai bun.

Cu toate acestea se pot enumera şi unele dezavantaje ale utilizării convertoarelor

statice: în condiţiile actuale convertoarele statice se realizează la un cost destul de înalt, pentru

întreţinerea lor este necesar un personal cu calificare superioară, deasemenea sunt mai puţin

robuste la funcţionarea cu şocuri de sarcină, în asemenea cazuri fiind necesare întotdeauna

supradimensionări care se soldează cu o creştere corespunzătoare a preţului de cost. Din acest

punct de vedere convertoarele statice concurează cu alte grupuri de maşini electrice.

În lucrarea dată se studiază un convertor static de frecvenţă cu circuit intermediar de

curent continuu.

2

Cap. 1. Convertoare Statice

1.1. Generalităţi

Convertoarele statice de putere sunt echipamente statice complexe care au rolul de a

modifica parametrii energiei furnizate de sursa (valoare, formă, frecvenţă a tensiunii) ţinând

cont de cerinţele impuse de receptor. În general sunt intercalate între sursa de energie şi

receptor. Ele pot fi, de asemenea, montate între două surse de energie pentru a face posibilă

funcţionarea simultană a acestora. Convertorul static are rol de receptor din punct de vedere al

sursei de energie şi rol de sursă de energie din punct de vedere al sarcinii.

Partea de putere a convertorului se realizeză cu dispozitive semiconductoare de putere

comandabile cum ar fi tiristoarele şi tranzistoare şi/sau necomandabile cum ar fi diodele.

Când aceste dispozitive funcţionează în regim de comutaţie, au rolul unor întrerupătoare,

rezultând un regim permanent format dintr-o succesiune periodică de regimuri tranzitorii.

Închiderea şi deschiderea succesivă a acestor întrerupătoare se face dupa o logică impusă de

principiul de funcţionare a convertorului. Această logică este asigurată de schema electronică

de comandă. Deci toate convertoarele conţin o parte de putere (forţă) şi o parte de comandă.

Convertoarele asigură conversia unor cantităţi importante de energie. Aceasta impune

ca, principalul lor criteriu de dimensionare să fie randamentul. Acest fapt determină diferenţe

între electronica de putere şi electronica de semnal, unde scopul principal este obţinerea unui

semnal de ieşire fidel.

1.2. Clasificarea convertoarelor statice

Echipamentele cu electronică de putere se pot clasifica în raport cu parametrii energiei

electrice de la intrare, respectiv de la ieşire. Cum în majoritatea cazurilor alimentarea se

realizează de la reţea, clasificarea se face în funcţie de tensiunea/curentul de la ieşire.

Astfel avem următoarele categorii de bază:

1. Ieşire în curent continuu sau tensiune continuă:

a. la curent sau tensiune constante (stabilizate);

b. la curent sau tensiune variabile.

2. Ieşire în curent alternativ sau tensiune alternativă:

a. la frecvenţă constant şi curent sau tensiune variabile;

b. la frecvenţă şi curent sau tensiune variabile.

3

Echipamentele cu electronică de putere au în alcătuire, în general, mai multe

convertoare statice “decuplate” între ele prin intermediul unui element de stocare a energiei

capacitiv sau inductiv (Fig. 1.1).

Fig. 1.1 Structura unui echipament cu electronică de putere.

Din acestă cauză puterea instantanee de la intrare nu trebuie sa fie egală cu puterea

instantanee de la ieşire.

Astfel convertoarele statice sunt celulele de bază ale echipamentelor cu electronică de

putere iar clasificarea lor se poate face după dupa cum urmează:

a. convertoare alternative-continuu cunoscute sub denumirea de redresoare. La

redresoare fluxul de energie este orientat de la partea de curent alternativ la partea de curent

continuu;

b. convertoare continuu-alternativ sau invertoare. La invertoarele autonome fluxul de

energie este orientat de la partea de curent continuu a intrării la partea de curent alternativ. La

ieşire găsim una sau mai multe tensiuni alternative reglabile ca valoare efectivă şi ca

frecvenţă;

c. convertoare continuu-continuu un exemplu ar fi chopperele. La choppere fluxul de

energie este orientat dinspre partea de curent continuu a intrării la partea de curent continuu a

ieşirii. Tensiunea de ieşire este reglabilă ;

d. convertoare alternativ-alternativ sau variatoare de tensiune alternative, respectiv

cicloconvertoare, convertoare matriciale etc. La variatoarele de tensiune alternative fluxul de

energie este orientat de la partea de curent alternativ a intrării spre partea de curent alternativ

a ieşirii. Frecvenţa tensiunii de ieşire este aceeaşi cu cea a tensiunii de intrare, dar valoarea sa

efectivă poate fi modificată. Fluxul de energie este orientat de la partea de curent alternativ a

intrării la partea de curent alternativ a ieşirii. Frecvenţa tensiunii de ieşire poate fi modificată

în raport cu cea a tensiunii de intrare, ca şi valoarea sa efectivă.

4

O altă clasificare a convertoarelor statice poate fi efectuată după modul în care are loc

comutaţia dispozitivelor de putere ce le compun:

a. convertoare cu comutaţie naturală de la reţea. În acest caz dispozitivele de putere sunt

trecute în stare blocată cu ajutorul reţelei de c.a. de la care se alimentează, deschiderea

realizându-se prin sincronizare de fază în raport cu forma de undă a tensiunii sau a curentului

de alimentare;

b. convertoare cu comutaţie forţată. În acest caz dispozitivele de putere sunt complet

comandabile, starea lor de conducţie fiind dictate exclusiv prin comandă;

c. convertoare cu rezonanţă. În acest caz dispozitivele de putere sunt “asistate” de

circuite rezonante, comutaţia realizându-se la trecerea prin zero a curentului sau tensiunii pe

dispozitiv.

Comutaţia reprezintă trecerea succesivă a curentului de la o cale de curent la altă cale

de curent a parţii de putere.

O cale de current, prin definiţie, conţine un singur întrerupător (un singur dispozitiv

semiconductor de putere). Prin comutarea între stările închis şi deschis înţelegem că un

întrerupător trebuie sa aibă aplicată la bornele sale o tensiune convenabilă, tensiunea

numindu-se "tensiune de comutaţie".

Redresoarele, variatoarele de tensiune alternativă şi cicloconvertoarele sunt

convertoare cu comutaţie "naturală", deoarece tensiunea de comutaţie se găseşte în partea de

forţă, furnizată de reţeaua alternativă. Blocajul tiristoarelor sau al diodelor în convertoarele cu

comutaţie naturală se face la trecerea naturală prin zero a curentului care le străbate.

Chopperele şi invertoarele autonome sunt convertoare cu comutaţie "comandată".

Convertoarele matriciale sunt o clasă specială de convertoare statice ce s-au dezvoltat

în ultimul timp. Acestea pot inlocui stadiile multiple de conversie şi stocare a energiei

electrice printr-o legatură “matricială”, cu ajutorul unor module de dispozitive de putere ce

pot asigura parcurgerea bidirecţională de curent, conectate de la fiecare fază a intrării la

fiecare fază a ieşirii.

Acest tip de convertor are câteva caracteristici particulare:

a. poate asigura circulaţia bidirecţională de putere;

b. în lipsa oricărui element de stocare de energie (presupunând randamentul

convertorului unitar), puterea activă instantanee la intrare trebuie sa fie egală cu

corespondenta ei de la ieşire. Având în vedere faptul că parametrii energiei electrice de la

intrare şi cei de la ieşire sunt de regulă diferiţi, puterile reactive momentane nu pot fi egale.

5

c. intrarea şi ieşirea pot avea orice formă (c.c. sau c.a.), cu unele restricţii: dacă intrarea

este o sursă de tensiune, ieşirea trebuie să fie o sursă de curent, sau invers; altfel există riscul

conectării în paralel a două surse de acelaşi tip, operaţiune ce poate conduce la distrugerea

convertorului.

1.3. Invertoare. Introducere

Invertoarele sunt convertoare statice ce transformă energia de curent continuu in

energie de curent alternativ de o anumită formă, amplitudine şi frecvenţă. Invertoarele se pot

utiliza ca surse de tensiune alternativă de siguranţă sau pentru alimentarea şi reglajul vitezelor

maşinilor electrice alternative.

Invertorul fiind alimentat de o sursă de curent continuu, pentru a face întreruperea

fluxului de energie continuă (a curentului sursei), este nevoie de ventile comandabile sau

ventile semicomandabile. Pentru ventilelele comandabile atât intrarea în conducţie cât şi

ieşirea din conducţie se poate face prin comandă la momente de timp potrivit alese. Pentru

ventilele semicomandabile aprinderea se face prin comandă caz în care stingerea se asigură

obişnuit prin utilizarea unor circuite auxiliare sau prin modul de funcţionare al schemei. Ca

ventile semicomandabile ale invertoarelor sunt tiristoarele sau ventile din familia acestora

(GTO, MCT, triac), iar comandabilele sunt tranzistoarele, bipolare sau cu efect de câmp, (în

special tranzistoarele MOS), tranzistoarele cu grilă izolată (IGBT).

Fig. 1.2 Schema bloc a unui invertor

Deoarece invertoarele comandate necesită comenzi, acestea trebuie să fie formate din

două părţi principale:

schema (circuitul, blocul) de forţă

schema (circuitul, blocul) de comandă

6

În general alimentarea circuitului de forţă şi cea a circuitului de comandă sunt

separate. În majoritatea cazurilor se asigură o izolare galvanică totală intre forţă şi comandă,

fie prin transformatoare de separare a impulsurilor de comandă, fie prin cuplaj optic

(optocuploare, fibră de sticlă). Scopul este protecţia circuitului de comandă faţă de tensiunile

mari din circuitul de forţă dar şi protecţia la perturbaţii a aceluiaşi circuit de comandă.

În Fig. 1.2. este prezentată schema bloc a unui invertor în varianta cea mai întâlnită.

Invertoarele pot fi apreciate urmărind: puterea şi frecvenţa maximă, solicitarea

ventilelor, comportarea la variaţie a parametrilor sarcinii, gama de reglaj a puterii şi

frecvenţei, preţul.

O altă clasificare a invertoarelor se poate face după modul de comutare al

dispozitivelor electronice astfel:

invertoare cu comutaţie de la sarcină cu comandă prin reacţie autooscilantă –

comutaţia dispozitivelor electronice se face cu o frecvenţă apropiată de frecvenţa de rezonanţă

a sarcinii;

invertoare cu comutaţie cu comandă externă la care comutaţia este realizată de circuite

de comandă, în conformitate cu valorile parametrilor ce se doresc să se obţină la ieşirea

invertorului.

Clasificarea invertoarelor cu comandă externă se face după mai multe criterii:

După numărul de faze obţinute la ieşirea invertorului:

invertoare monofazate

invertoare trifazate

Dupǎ tipul circuitului intermediar întâlnim douǎ clase de invertoare:

Invertoare de curent dacǎ circuitul intermediar este o inductivitate de

valoare importantǎ ce imprimǎ caracter de sursǎ de curent, (Fig. 1.3);

Invertoare de tensiune dacǎ circuitul intermediar are o capacitate de valoare mare ce

imprimǎ caracter de sursǎ de tensiune, (Fig. 1.4).

Fig. 1.3 Convertor static cu circuit intermediar de curent

7

Fig. 1.4 Convertor static cu circuit intermediar de tensiune

După tipul sarcinii avem :

invertoare de bandă largă;

invertoare de bandă ingustă (rezonante).

După forma semnalului de ieşire avem:

invertoare cu semnal dreptunghiular ;

invertoare cu semnal dreptungiular modulat în durată;

invertoare cu semnal sinusoidal;

invertoare cu sinteză dreptungiulară care aproximează sinusoide prin trepte.

După modul de comandă al dispozitivelor semiconductoare întâlnim:

invertoare comandate cu undă plină (tensiunea de ieşire este de formă

dreptunghiulară);

invertoare comandate pe principiul modulării în durată a impulsurilor de comandă,

denumite PWM (Pulse Width Modulation = modularea pulsurilor în laţime).

La ieşire invertoarele cu semnal dreptunghiular au amplitudinea tensiunii de ieşire fixă

şi nu se modifică, iar frecvenţa e variabilă. Această modificare se realizează utilizând un

redresor comandat sau un chopper pentru alimentarea invertorului.

Invertoarele de tensiune pot fi:

Cu tensiune continuǎ, caz în care redresorul este comandat şi realizeazǎ variaţia

tensinunii continui la intrarea invertorului, acesta având funcţia de a produce

variaţia frecvenţei;

Cu tensiune continuǎ constantǎ, atunci când redresorul este necomandat, invertorul având

funcţia de a produce o tensiune de ieşire de frecvenţǎ şi amplitudine variabile. Acest mod

de funcţionare are ca reprezentant tipic procesul modulaţiei în duratǎ a impulsurilor de

comandǎ.

8

Fiecare invertor poate fi realizat în diferite variante, o altă clasificare putând fi facută

dupǎ tipul circuitelor de stingere astfel:

Invertoare cu circuite de stingere individuale cu tiristor auxiliar;

Invertoare cu stingere autonomǎ comandatǎ prin intrarea în conducţie a altui

dispozitiv;

Invertoare cu circuit de stingere comun.

1.4 Invertoare de curent

Invertoarele de curent sunt invertoare autonome legate cu sursa de alimentare printr-o

inductantă de netezire, astfel încât tiristoarele invertorului comută curentul. La invertoarele de

curent se folosesc tiristoare monooperaţionale. Pentru comutaţia tiristoarelor, de obicei se

cuplează în paralel cu sarcina un condensator de comutare. În funcţie de metoda de cuplare a

condensatorului la sarcină, aceste invertoare se numesc paralele. Schema invertorului de

curent monofazat în punte paralel este prezentată în Fig. 1.5. Curentul de intrare al

invertorului (curentul sursei E) se poate considera ideal netezit datorită inductanţei mari a

filtrului de netezire, . Cu ajutorul impulsurilor de la sistemul de comandă la cuplarea lui

şi se formează circuitul de trecere a curentului – – – – – . Sensul

curentului în diagonalele punţii este reprezentat în figură. Curentul îşi schimbă sensul la

cuplarea lui şi . Datorită comutării periodice asigurate de tiristoare, curentul de intrare se

transformă în diagonalele punţii în curent alternativ de formă dreptunghiulară.

În cazul sarcinii active tensiunea pe condensator, = se modifică exponenţial cu

constanta de timp = C şi, la sfârşitul intervalului, când sunt deschise tiristoarele şi ,

are polaritatea arătată în Fig 1.5.a, datorită constantei curentului i = . În momentul t2,

semnalul de comandă se aplică la electrozii de comandă ai lui şi . La deschiderea

acestora, condensatorul de comutare C este cuplat în paralel pe ambele tiristoare, şi ,

care anterior erau în conducţie. Polaritatea tensiunii pe condensator este astfel, că tensiunea pe

tiristoare este în acest caz inversă, curentul prin şi se întrerupe şi tiristoarele îşi refac

capacităţile lor de blocare. Când > , datorită reîncărcării condensatorului, tensiunea pe

tiristoare, , devine din nou pozitivă. Când = se produce din nou cuplarea lui şi şi

decuplarea lui şi .

9

Fig. 1.5 – Schema (a) şi diagramele de timp (b) la invertorul de curent

monofazat paralel în punte

În schema dată, când curentul de la un tiristor se transferă direct pe altul, are loc

comutaţia curentului cu o singură treaptă. Forma şi mărimea tensiunii de ieşire a invertorului

şi timpul de blocare a tiristoarelor depind de regimul invertorului, determinat de constanta de

timp : cu cât este mai mare , cu atât mai lent variază tensiunea pe sarcină, legea de variaţie

se apropie de cea liniară, iar forma tensiunii se apropie de cea triunghiulară. Tensiunea pe

diagonalele punţii, este egală în orice moment de timp cu tensiunea pe tiristorul închis.

Astfel, când tiristorul este deschis, ( fiind tensiunea pe tiristorul ), iar

când este deschis tiristorul , .

Când se neglijează pierderile în inductanţă valoarea medie a tensiunii este egală cu

E. Având în vedere că :

(1.1)

10

La creşterea lui (spre exemplu la creşterea lui ) are loc creşterea palierului negativ

al curbei (curba haşurată din Fig. 1.5.b) şi, datorită faptului că ., se observă

creşterea palierului pozitiv şi mărirea tensiunii pe sarcină, . Din această cauză, caracteristica

externă, pe intervalul respectiv este rapid descrescătoare (Fig 1.6.a).

Având în vedere randamentul invertorului , să exprimăm puterea în sarcină prin

puterea cedată de sursa E:

(1.2)

unde este valoarea efectivă a primei armonici a curentului dreptunghiular (Fig. 1.5.b) şi

este unghiul de defazare dintre curentul I şi tensiunea . Din descompunerea curentului i în

serie Fourier se obţine . Înlocuind această valoare în relaţia (1.2), se obţine:

(1.3)

Unghiul poate fi determinat din schema echivalentă din Fig. 1.6.b, care arată

circuitul prin care trece curentul . Diagrama fazorială pentru schema echivalentă este

reprezentată în Fig. 1.6.c.

Fig.1.6 – Caracteristica externă (a) schemele echivalente (b, d) şi diagramele de timp (c, e) ale

invertorului de curent

11

Coeficientul de sarcină, B, este egal cu raportul dintre curentul în sarcină, şi

curentul prin condensatorul C. Astfel avem relaţia:

(1.4)

Din diagrama vectorială din Fig. 1.6.c, rezultă:

(1.5)

Introducând relaţia (1.5) în (1.3) se obţine ecuaţia caracteristicii externe (Fig. 1.6.a):

(1.6)

Pe baza valorii coeficientului de sarcina, B, se poate determina tensiunea relativă de

ieşire,

şi durata de timp pentru decuplarea tiristoarelor,

. În acelaşi fel, se poate

construi caracteristica externă a invertorului de curent pentru sarcina activ-inductivă, în care

scop se construieşte schema electrică, se determină unghiul şi valoarea şi se introduce

in relaţia (1.3). Se pastrează caracterul abrupt de scădere a caracteristicii externe.

O deficienţă a invertoarelor de curent o reprezintă dependenţa puternică a tensiunii pe

sarcină in funcţie de caracteristicile acesteia. Pentru stabilizarea tensiunii pe sarcină se

folosesc diferite soluţii, dintre care cea mai răspândită este schema invertorului de curent cu

aşa-numitul regulator inductiv-tiristor (Fig. 1.7).

Fig. 1.7 – Invertor de curent cu regulator inductiv-tiristor

12

In schema invertorului de curent monofazat in punte paralel se introduce suplimentar

convertorul reglabil de tensiune variabilă cu sarcină inductivă (elementele , , L).

Curentul consumat de acesta are intotdeauna prima armonică defazată faţă de tensiunea .

Ampltudinea primei armonici a curentului depinde de unghiul de comanda , care este egal

cu defazarea impulsurilor de comandă pe (sau ) în raport cu momentul de schimbare a

polarităţii tensiunii .

În Fig. 1.6.d este prezentată schema echivalentă iar în Fig. 1.6.e diagrama fazorială a

invertorului din Fig. 1.7. Pe diagrama fazorială apare componenta suplimentară a curentului

. Prin reglarea acestuia, datorită modificării unghiului cu ajutorul sistemului de comandă,

se stabileşte curentul pentru care unghiul de defazare, , dintre curentul i şi tensiunea de

sarcină ramâne neschimbat; în acest fel, în conformitate cu expresia (1.3), tensiunea pe

sarcină va fi constantă indiferent de modificarea curentului de sarcină. Comparând diagramele

fazoriale din Fig. 1.6.c şi 1.6.e, se constată că, la cea de-a doua, curentul de sarcină scade (

creşte), dar datorită curentului , unghiul rămâne constant şi , ceea ce este

reprezentat cu linie punctată în Fig. 1.6.a. La scăderea curentului in sarcină, unghiul de

comandă creşte şi se micşorează.

Fig. 1.8 – Invertor de curent trifazat în punte

13

La invertorul din Fig. 1.7 se poate stabiliza unghiul la alt nivel, de exemplu prin

mărirea sa în comparaţie cu valoarea arătată în diagramele din Fig. 1.6.c şi 1.6.e. În acest caz,

tensiunea de ieşire a invertorului, pentru aceeaşi tensiune E, va fi mare, însă stabilitatea sa la

schimbările parametrilor sarcinii se va păstra. Invertoarele de curent se folosesc frecvent

pentru funcţionarea în sarcină trifazată. În Fig. 1.8 se arată schema invertorului de curent

trifazat paralel în punte. Tiristoarele invertorului funcţionează în pereche, în aceeaşi ordine ca

şi la redresorul trifazat în punte.

Invertoarele de curent cu regulator inductiv-tiristor se utilizează frecvent în industrie,

De exemplu la agregatele de alimentare fără întrerupere, puterea acestora putând atinge sute

de kilowati. Forma tensiunii de ieşire este apropiată de cea sinusoidală, ceea ce uneori permite

utilizarea lor fără filtre în partea de curent alternativ. La construcţia invertoarelor de curent cu

frecvenţă de ieşire variabilă apar dificultăţi în funcţionarea la frecvenţe joase, pentru că, prin

micşorarea frecvenţei, este necesară mărirea capacităţii condensatoarelor de comutaţie. Pentru

evitarea acestor dificultăţi se elaborează scheme modificate de invertoare de curent, la care

comutaţia curentului de la un tiristor la altul se face in două etape, în care scop, în schemă se

introduc tiristoare ajutătoare. Soluţii mai simple se asigură insă în aceste cazuri cu

invertoarele de tensiune.

1.5 Invertorul de tensiune

Invertoarele de tensiune sunt convertoare autonome, în care tensiunea variabilă în

sarcină se formează ca rezultat al cuplării periodice a acesteia cu ajutorul comutatoarelor la

sursa de curent continuu; prin intermediul lor, se asigură polaritatea alternativă a impulsurilor

de tensiune în sarcină. Invertoarele de tensiune se construiesc cu dispozitive comandate

(tranzistoare, tiristoare bioperaţionale, monooperaţionale, înzestrate cu circuite de comutaţie).

Schema tipică a unui invertor trifazat de tensiune care alimentează o sarcină inductivă

activă (de ex. motor de c.a.) este redată în Fig. 1.9 a), unde dispozitivele electronice de

comutaţie comandate sunt simbolizate de întrerupători. Se vede invertorul are trei braţe

corespunzător celor trei faze ale tensiunii de ieşire. Fiecare braţ conţine două comutatoare,

unul conectat la bara pozitivă a sursei de c.c., celălalt conectat la bara negativă. Se observă în

schemă prezenţa diodelor de curent invers legate în paralel cu fiecare dispozitiv de comutaţie,

care în anumite etape de funcţionare a invertorului asigură cale de închidere spre sursă a

curenţilor din fazele sarcinii. Dioda de multe ori nu apare ca şi o componentă discretă ci este

integrată în dispozitivul de comutaţie.

14

Pentru generarea sistemului trifazat de tensiuni comanda comutatoarelor se face

decalat cu π/3 în secvenţa numerotării dispozitivelor (T1-T2-T3-T4-T5-T6) rezultând un

decalaj de 2π/3 între comutatoarele din partea pozitivă a punţii T1-T3-T5 şi acelaşi decalaj de

2π/3 între comutatoarele din partea negativă a punţii T2-T4-T6 cum se vede pe Fig. 1.9 b).

Liniile îngroşate reprezintă starea de conducţie a dispozitivelor. Din condiţia că nu pot fi

comandate simultan cele două comutatoare de pe acelaşi braţ al invertorului (pentru a evita

scurtcircuitarea sursei), rezultă că durata maximă cât poate conduce un comutator este π

radiani. Cu această strategie de comandă tensiunea de linie pe bornele sarcinii se va compune

din pulsuri de amplitudine Ud respectiv -Ud separate de o pauză. Tensiunile de fază vor fi

compuse din pulsuri de ±2Ud /3 şi ±Ud /3 fără pauze cum se vede pe Fig. 1.9b).

a)

b)

Fig. 1.9. a) Schema de principiu a unui invertor trifazat de tensiune şi

b) diagrama de comandă (sus), şi formele de undă a tensiunii de linie între fazele R-S (mijloc), a

tensiunii de fază şi a curentului din faza R (jos).

Valoarea efectivă a fundamentalei tensiunii de linie este:

dU

π

6

ef1U ,

iar valoarea efectivă a tensiunii de linie este :

dU

3

2

efU

id

uRS

Ud

T1

iT1 iD1

D6

T

D3T3

iT3 iD3

D4

iD4

T4

iT4

D1

iD6iT6

T6

T5

iT5 iD5

D2

iD2

T2

iT2

D5

R

C

S

2

Ud

2

Ud

uST

uR uS uT

+

-

t

t

uRS

Ud

2

T1T3

T5

T2T4 T6T6

T1T5

com

anda

NP

t

-Ud

0t

uR,iR2Ud/3

Ud/3

0

-2Ud/3

-Ud/3

uRf1 uR

iR

15

Se vede, valoarea efectivă a tensiunii alternative aplicate sarcinii poate fi modificată

prin modificarea amplitudinii tensiunii Ud a sursei de c.c. de alimentare a invertorului (de

exemplu, prin folosirea unui redresor comandat), deci prin modulare de amplitudine.

Frecvenţa tensiunii sarcinii este stabilită de frecvenţa secvenţei impulsurilor de comandă.

1.5.1 Invertoare monofazate de tensiune

O primă variantă de stingere este cunoscută sub numele de invertor Bedford –

McMurray, Fig. 1.10, fiind un invertor cu stingere autonomă. Circuitele de stingere sunt

realizate din semibobinele cuplate magnetic 2L şi capacităţile 41 C...,C , identice ca valoare.

Se consideră, Fig. 1.11, că invertorul este comandat cu undă dreptunghiulară. Sarcina

Z este de tip R+L, ceea ce face ca variaţia curentului de sarcină (t)0

i să fie de forma din Fig.

1.11. Pe intervalul [0, t2] sunt comandate tiristoarele T1 şi T4. Pe primul interval [0, t1],

0(t)0

i , conducţia se închide prin diodele D1 şi D4. Există evident relaţia:

03

i2

i

ii

4i

1i

5i

(1.7)

Pe intervalul [t1, t2], T1 şi T4 intră în conducţie, 0(t)0

i , relaţia (1.7) rămânând valabilă.

Fig. 1.10. Invertor monofazat Bedford - McMurray

Pe întreg intervalul [0, t2], condensatoarele C1 şi C4, având practic tensiune nulă la

borne, sunt descărcate. În acelaşi timp, condensatoarele C3 şi C4 sunt încărcate, cu polaritatea

din desen, la valorile:

16

dV

3C

u2

Cu (1.8)

În momentul t2, când primesc comanda de intrare în conducţie T2 şi T3,

condensatoarele C3 şi C4 se descarcă rapid prin tiristoare şi semibobinele 2L . Ca urmare a

cuplajului magnetic dintre semibobine, în anozii tiristoarelor T1 şi T4 se aplică tensiunile de

inducţie mutuală negative din semibobinele 2L , forţând ieşirea din conducţie a acestora.

În continuare, conducţia şi blocarea se produce asemănător, inversându-se rolul

condensatoarelor şi tiristoarelor.

Invertorul poate fi folosit şi cu regimurile de comandă PWM, cu precauţia de

frecvenţă de comutare, care să permită regimurile tranzitorii de încărcare şi descărcare a

capacităţilor.

Fig.1.11 Formele de undă pentru invertorul Bedford – McMurray

17

O a doua variantă de stingere, Fig. 1.12, este cunoscută sub numele de invertor

McMurray, fiind un invertor cu stingere independentă.

Fig.1.12. Invertorul McMurray.

În Fig. 1.12 se recunoaşte imediat invertorul monofazat în punte format din tiristoarele

T1,…, T4, diodele D1, …, D4. Circuitele acumulatoare de energie L-C sunt conectate pentru

stingerea prin tiristoare auxiliare 41 ii T,...,T , de putere mult mai mică decât cele ale

invertorului.

Fig. 1.13. Diagrama de semnale pentru invertorul McMurray.

18

Diagramele de forme de undă pentru comandă şi ieşire sunt prezentate în Fig. 1.13.

În Fig. 1.13, a şi b sunt prezentate intervalele de comandă pentru perechile de tiristoare T1, T4,

respectiv T2, T3. În Fig. 1.13, c şi d sunt redate comenzile pentru tiristoarele auxiliare. Se

constată că la 0t sunt comandate simultan perechile de tiristoare 1i1 TT şi

4i4 TT . Prin

T1 şi T4 se închide curentul de sarcină )t(i0 , respectiv se furnizează tensiunea )t(v0 pe

aceasta, Fig. 1.13 – e, sarcina fiind de tipul R+L. În acelaşi timp prin perechile 1T , 1i

T ,

respectiv, 4T , 4iT începe încărcarea condensatoarelor 1C şi 2C , tensiunea pe 1C , )(tu

1C

fiind prezentată în Fig. 1.13–f. Circuitul LC fiind oscilant, tiristoarele 2iT ,

3iT se

autoblochează în momentul în care circuitul de încărcare se anulează, moment când:

dV

2C

u1

Cu , (1.9)

Următoarea etapă are loc la:

Δt2

T1t (1.10)

Comanda tiristoarelor principale este întreruptă înainte de 2

T din motive cunoscute, al

evitării scurtcircuitării sursei, numită şi conducţie „în cros” („în cruce”). Simultan sunt

comandate în impuls tiristoarele auxiliare 1i

T şi 4iT . Condensatoarele C1 şi C2 se descarcă

prin 1D şi 1i

T , respectiv, D4 şi 4iT , furnizând aşa-numitul „curent de comutaţie” Ci .

Curentul printr-o diodă va fi:

0i

Ci

Di (1.11)

În acelaşi timp tiristoarele principale 1T şi 4T se blochează datorită căderii de tensiune

de la bornele diodelor antiparalel cu acestea. În acelaşi timp condensatoarele C1 şi C2 încep să

se descarce. La trecerea prin zero a tensiunii pe condensatoare, curentul de comutaţie, ca

urmare a caracterului oscilant al circuitului LC, este nenul păstrând în conducţie tiristoarele

auxiliare 1i

T şi 4iT . Tensiunea pe condensatoarele C1 şi C2 schimbă de sens, acestea

reîncărcându-se la dV cu polaritatea schimbată faţă de cea din Fig. 1.12. La sfârşitul

intervalului Δt , practic T1 şi T4 se blochează şi intră în conducţie, primind comandă, 2T şi 3T .

Curentul de reîncărcare a condensatoarelor C1 şi C2 comută pe 2T şi 3T , închizându-se de la

dV prin 1i

T , 4iT . În felul acesta, condensatoarele sunt pregătite pentru blocarea conducţiei

tiristoarelor 2T şi 3T la sfârşitul perioadei T.

19

Cel de al doilea impuls de comandă furnizat de perechile 1i

T , 4iT , respectiv,

2iT ,

3iT , are rol la amorsarea conducţiei prin invertor, având ca rol asigurarea încărcării

condensatoarelor la începerea funcţionării invertorului.

Schema este mai avantajoasă decât cea a invertorului Bedford – McMurray ca urmare

a faptului că prin tiristoarele principale circulă numai curentul de sarcină, curentul de

comutaţie nu depinde de sarcină, iar randamentul conversiei superior ca urmare a circuitului

de închidere a curenţilor de comutaţie. Schema poate să funcţioneze şi la frecvenţe mari, până

la 5 KHz, precauţiile fiind aceleaşi ca mai sus.

1.5.2 Invertoare trifazate de tensiune

Pentru invertoarele trifazate de tensiune se utilizează variantele monofazate cu

stingere autonomă sau independentă, cu adaptările necesare funcţionării trifazate.

Pentru invertoarele cu stingere independentă există mai multe variante:

Cu circuit de blocare separat pe fiecare fază şi condensator unic.

Această schemă provine de la invertorul monofazat McMurray, Fig. 1.12, prin

adăugarea celui de al treilea braţ, identic cu primele două, pentru asigurarea funcţionării

trifazate. În principiu, funcţionarea invertorului şi proprietăţile sunt cele ale invertorului

McMurray.

Cu circuit de blocare separat şi condensator divizat, Fig. 1.14. în figură este

prezentat numai un braţ, corespunzător fazei A de ieşire. Celelalte braţe, pentru fazele B şi C

sunt identice. Funcţionarea invertorului este asemănătoare cu cea a invertorului McMurray,

diagrama de comandă fiind prezentată în Fig. 1.15. Diferenţa constă în faptul că există câte un

condensator separat pentru blocarea conducţiei fiecărui tiristor principal, C2, pentru T1, C1

pentru T2.

Fig. 1.14. Invertor cu circuit de blocare separat şi condensator divizat.

20

Fig. 1.15. Diagrama de comandă pentru invertor

Cu circuit de blocare şi condensator unic, Fig. 1.16. Condensatoarele C0 au rolul de

a crea punctul median 0 al sursei dV . Este deci necesar ca:

C0

C (1.12)

Tiristoarele auxiliare 61 ii T,...,T au rolul de a conecta sursa de blocare pe tiristoarele

principale 61 T,...,T , după o diagramă asemănătoare cu cea din Fig. 1.15, extinsă pentru

trifazat.

Fig. 1.16. Invertor de tensiune cu circuit de blocare şi condensator unic.

21

Tiristoarele 'T şi "T au rolul de a permite supraîncărcarea condensatoarelor C cu o

polaritate sau alta. Blocarea conducţiei unui tiristor se realizează în doi timpi, ca la tiristorul

McMurray. În primul timp se descarcă condensatorul C pe ansamblul tiristor – diodă aflat în

conducţie, iar în timpul al doilea se reîncarcă C cu polaritatea inversată, pregătitor pentru

blocarea următorului tiristor succesiv electric. Inductivitatea "L are rolul de a evita variaţia

bruscă, gradientul mare al curentului de comutaţie la trecerea acestuia de pe circuitul de

blocare, tiristorul principal, perioada de recuperare. Varianta păstrează toate proprietăţile

invertorului McMurray. Se realizează şi o variantă la care condensatorul C este divizat în

două condensatoare egale ca în schema 1.14, în acest caz nemaifiind necesare cele două

condensatoare C0.

Stingerea autonomă se realizează de asemenea în mai multe variante:

Schema cu condensator de blocare pe fiecare fază derivă din cea a invertorului

Bedford – McMurray, în sensul că se completează schema invertorului monofazat din Fig.

1.10 cu un al treilea braţ identic pentru generarea fazei C. Funcţionarea este asemănătoare, cu

diferenţa generării unei comenzi trifazate, de tip undă dreptunghiulară sau PWM.

Schema cu condensator de blocare între faze este prezentată în Fig. 1.17.

Fig. 1.17. Invertor cu condensator de blocare între faze.

Condensatoarele de blocare sunt 6212 C,...,C , conectate între fazele invertorului.

Bobinele L sunt identice şi cuplate magnetic. Se presupune că, condensatorul 13C este

încărcat într-o fază anterioară cu polaritatea din desen. Blocarea lui 1T se produce la intrarea

în conducţie a tiristorului 3T , succesiv electric lui 1T . Condensatorul 13C se descarcă prin

22

circuitul 1T şi 3T . Curentul de descărcare are sens contrar celui de sarcină prin 1T şi ca

urmare va produce blocarea conducţiei acestuia. Reîncărcarea condensatorului 13C cu aceeaşi

polaritate se realizează în continuarea descărcării prin circuitul borna +, 3T , 13C , '1D , 1L ,

4L , 1D , pe seama energiei acumulate în circuitul oscilant 1L , 2L , 13C . Diodele de tip 'D au

rol dublu.

Pe de o parte, la anularea curentului de încărcare, când datorită caracterului oscilant al

circuitului 1L , 4L , 13C , tensiunea pe condensator este maximă, blochează curentul de

încărcare păstrând condensatorul încărcat la tensiunea maximă. Pe de altă parte se evită

descărcarea acestora pe impedanţa sarcinii. Dezavantajul principal al schemei constă în faptul

că inductivităţile circuitelor de încărcare ale condensatoarelor, 61 L,...,L , sunt parcurse de

curentul de sarcină, deci vor avea o dimensiune importantă, iar încărcarea condensatoarelor va

fi influenţată de curentul de sarcină. Asemănător se realizează şi invertoare de curent cu

stingere autonomă.

1.6 Invertoare PWM

1.6.1 Concepte fundamentale ale invertoarelor PWM de tensiune

În invertoarele PWM, tensiunea continuă de intrare este menţinută constantă, acest

lucru se poate realiza utilizând un redresor cu diode, ce redresează tensiunea sursei de

alimentare. Invertorul trebuie sa controleze amplitudinea şi frecvenţa tensiunii alternative de

ieşire, acest lucru obţinându-se utilizând modularea în durată (PWM) a impulsurilor cu care se

comandă comutatoarele invertorului si din această cauză aceste invertoare mai sunt numite

invertoare PWM. În cazul invertoarelor amplitudinea tensiunii de ieşire (tensiunea este

sinusoidală) şi frecvenţa trebuie să fie controlate impreună.

Semnalele de comutaţie se obţin în urma comparării undei sinusoidale de frecvenţă

dorită cu o undă triunghiulară. Frecvenţa undei de formă triunghiulară stabileşte frecvenţa de

comutaţie a invertorului şi este in general păstrată constantă impreună cu amplitudinea sa.

Pentru ilustrarea conceptelor fundamentale referitoare la invertoarele PWM de

tensiune, se consideră structura de bază prezentată în Fig. 1.18. Acest invertor este format

dintr-un singur braţ (notat A), iar sarcina este conectată între punctual median al braţului şi

punctual median al divizorului capacitiv de la intrare. Dacă capacităţile condensatoarelor sunt

egale şi de valori suficient de mari, atunci potenţialul punctului O (măsurat faţă de punctual

N) este constant şi egal cu

, indiferent de sensul şi mărimea curentului de sarcină .

23

Fig. 1.18 Invertor monofazat “braţ de punte”

Astfel tensiunea de ieşire a convertorului este dictată de starea instantanee a

dispozitivelor, existând, următoarele variante:

(a)

, dacă în conducţie şi blocat;

(b)

, dacă în conducţie iar blocat.

Fig. 1.19 Modularea PWM sinusoidală

24

Comanda PWM a braţului invertorului are în vedere compararea unui semnal periodic

triunghiular cu o tensiune de control sinusoidală (a cărui frecvenţă este

egală cu frecvenţa dorită la ieşire), conform Fig. 1.19.

Starea dispozitivelor braţului este dictată de comparaţia dintre şi în

maniera următoare:

conduce iar este blocat dacă ;

conduce iar este blocat dacă .

În continuare se definesc următoarele noţiuni:

semnalul triunghiular se numeşte undă purtătoare (modulată) iar frecvenţa

acestui semnal, egală cu frecvenţa de comutaţie a dispozitivelor, se numeşte frecvenţă

purtătoare ;

tensiunea de control se numeşte undă modulatoare, iar frecvenţa acesteia,

egală cu frecvenţa dorită la ieşire, se numeşte frecvenţă modulatoare ;

indicele de modulare în amplitudine, definit ca fiind raportul dintre amplitudinea

tensiunii de control şi amplitudinea semnalului triunghiular;

indicele de modulare in frecvenţa, definit ca fiind raportul dintre frecvenţa purtătoare

si frecvenţa modulatoare:

Funcţionarea structurii de bază de invertor PWM poate fi rezumată la următoarele

concluzii:

1. Tensiunea instantanee de ieşire nu este sinusoidală, deci va conţine o

componentă fundamentală şi armonici superioare. Teoretic, frecvenţele armonicilor sunt date

de relaţia:

(1.12)

Conform ecuaţiei (1.12), armonicele de ieşire apar in benzi de frecvenţă centrate în

jurul frecvenţei de comutaţie şi a multiplilor acesteia. În plus, pentru valori

impare ale lui j, armonicile apar numai pentru valori pare ale lui k, în timp ce pentru valori

pare ale lui j, armonicile există numai pentru valori impare ale lui k. În general, în literatura

de specialitate sunt date în tabele valorile normate ale armonicilor

, în funcţie de

indicele de modulare . Aceste tabele se folosesc pentru a determina amplitudinile

armonicilor de ieşire în funcţie de tensiunea de intrare (în acest caz

).

25

2. Amplitudinea componentei fundamentale este egală cu

, dacă este

îndeplinită condiţia .

Dacă este suficient de mare, atunci tensiunea sinusoidală de control este

cvasiconstantă pentru o perioada de comutaţie

. Rezultă că, pentru o perioadă de

comutaţie, valoarea medie a tensiunii de ieşire este dată de relaţia:

(1.13)

Deoarece tensiunea de control variază sinusoidal de la o perioadă de comutaţie la alta,

rezultă că se poate defini o “tensiune medie instantanee de ieşire”, definite de ecuaţia (1.13)

care de fapt este egală cu componenta fundamentală a tensiunii de ieşire . Înlocuind

în ecuaţia (1.13) expresia tensiunii de control , se obţine:

(1.14)

În concluzie, dacă amplitudinea componentei fundamentale variază liniar cu

indicele de modulare în amplitudine . Din acest motiv, gama de variaţie a lui între 0 şi

1 se mai numeşte şi gama liniară.

3. Indicele de modulare în frecvenţă trebuie să fie întreg impar

Dacă în Fig. 1.19. ( se consideră ca origine a timpului trecerea prin

zero spre valori negative a fundamentalei, atunci tensiunea instantanee de ieşire

prezintă atât simetrie impară ( ), cât şi simetrie impară la jumătate de

perioadă de comutaţie

. Din acest motiv, tensiunea instantanee

de ieşire va conţine numai armonici impare. În plus, coeficienţii termenilor în cosinus din

dezvoltarea în serie Fourier sunt nuli, deci vor exista numai armonici impare în sinus.

4. Datorită influenţei reduse a armonicilor superioare asupra uni motor, se recomandă

obţinerea unui indice de modulare în frecvenţă cât mai ridicat, fapt ce necesită utilizarea unor

dispozitive semiconductoare rapide (IGBT, MOSFET).

5. Pentru valori reduse ale lui , este necesară sincronizarea tensiunii de control cu

semnalul triunghiular, de unde apare denumirea de comandă PWM sinusoidală sincronizată.

În plus, se recomandă ca trecerile comune prin zero ale semnalelor şi

să se facă cu pante de semne contrare (ca în Fig. 1.19).

26

1.6.2 Supramodularea

Un neajuns al comenzii PWM prezentate, pentru care , este că amplitudinea

maximă a fundamentalei este egală cu

. Acest inconvenient poate fi depăşit prin creşterea

indicelui de modulare în amplitudine peste 1, rezultând de aici aşa-numita supramodulare.

La valori mari ale lui , egalitatea dintre semnalul triunghiular şi tensiunea de

control are loc numai la trecerile comune prin zero ale acestora. Din acest motiv, tensiunea

instantanee de ieşire degenerează într-o formă de undă alternativă dreptunghiulară, conform

Fig. 1.20.

Din analiza Fourier, amplitudinea fundamentalei este:

(1.15)

Amplitudinea armonicii de ordin al h va fi:

(1.16)

unde h ia numai valori impare.

Dezavantajul principal al supramodulării este un conţinut important de armonici joase.

În plus, amplitudinea fundamentalei nu va mai varia liniar cu conform dependenţei din

Fig. 1.21.

Fig. 1.20

27

Fig. 1.21

1.6.3 Invertoarele PWM trifazate

O sarcină trifazată poate fi alimentată prin intermediul a trei invertoare monofazate

în punte, comandate astfel încât componentele fundamentale ale tensiunilor de ieşire ale

acestora să fie decalate între ele cu electrice. Acest mod de alimentare impune accesul la

nulul sarcinii sau folosirea unui transformator de ieşire. În plus, această soluţie necesită

dispozitive semiconductoare de putere controlabile.

Din motivele mai sus amintite, cea mai cunoscută şi utilizată structură de invertor

PWM trifazat are în vedere folosirea a numai 6 dispozitive de putere controlabile aranjate

într-o topologie cu 3 braţe, conform Fig. 1.22.

Conform Fig. 1.22., sarcina trifazată este conectată la ieşirile celor 3 braţe, notate cu

A, B şi C. Dacă sarcina are neutrul accesibil, atunci există posibilitatea conectării acestuia

conform legăturii reprezentată în Fig. 1.22. cu linie punctată. Pentru a obţine tensiuni

alternative, filtrul capacitiv de la intrare este înlocuit cu un divizor capacitiv şi simetric, iar

fazele sarcinii vor fi conectate între bornele de ieşire ale braţelor invertorului şi punctul

median 0 al divizorului capacitiv. În consecinţă, invertorul trifazat este format din trei

invertoare monofazate ce funcţionează cu defazare de electrice între ele.

28

Fig. 1.22

În continuare, se consideră cazul în care sarcina trifazată are neutrul izolat. În mod

analog cu funcţionarea invertoarelor monofazate, obiectivul invertoarelor trifazate este de a

obţine şi controla în amplitudine şi frecvenţă trei tensiuni de linie ce formează un sistem

trifazic simetric. Pentru aceasta, controlul PWM ale acestor invertoare se realizează prin

compararea unui semnal triunghiular periodic cu trei tensiuni de control de aceeaşi

frecvenţă şi amplitudine dar decalate între ele cu electrice, conform formelor de undă

din Fig. 1.23.

Dacă se consideră ca origine a timpului trecerea prin zero spre valori pozitive a

tensiunii , atunci:

π

π

(1.17)

29

Fig. 1.23

În Fig. 1.23 este pus în evidenţă modul de obţinere al tensiunii instantanee de linie

Comparaţia dintre şi controlează braţul A, în timp

ce braţul B este controlat de comparaţia dintre şi . Valorile medii ale tensiunilor

şi sunt egale şi se vor anula reciproc în tensiunea de linie care nu va conţine

componenta continuă.

Funcţionarea invertorului trifazat din Fig. 1.23. poate fi rezumată la următoarele

concluzii:

1. Dacă atunci valoarea efectivă a fundamentalei tensiunii de linie la ieşirea

unui invertor trifazat este egală cu 0,612 .

Din Fig. 1.22. tensiunile şi pot fi exprimate în funcţie de potenţialul

punctului median fictiv O al divizorului capacitiv:

(1.18)

30

Rezultă că:

(1.19)

Astfel putem scrie următoarea relaţie:

(1.20)

În concluzie, dacă valoarea efectivă a componentei fundamentale a tensiunii

de linie variază liniar cu indicele de modulare în amplitudine. În mod analog cu cele discutate

la invertorul monofazat, gama de variaţie a lui între 0 şi 1 se numeşte gama liniară.

2. Indicele de modulare în frecvenţă trebuie să fie întreg impar şi multiplu de 3

Un indice de modulare în frecvenţă impar va conduce la apariţia, în spectrul

tensiunilor fictive şi , numai de armonici impare în sinus. Având in vedere că

diferenţa de fază dintre fundamentalele tensiunilor şi este de electrice, rezultă

că diferenţa de fază dintre armonicile de ordin din cele două tensiuni este de ( ).

Dacă este multiplu de 3, atunci această diferenţă de fază devine deci armonicile de

ordin se anulează în tensiunea de linie.

3. Datorită influenţei reduse a armonicilor superioare asupra unui motor, se recomandă

obţinerea unui indice de modulare în frecvenţă cât mai ridicat, fapt ce necesită utilizarea unor

dispozitive semiconductoare rapide (IGBT, MOSFET).

4. Pentru valori reduse ale lui , este necesară sincronizarea tensiunii de control cu

semnalul triunghiular, de unde apare denumirea de comandă PWM sinusoidală sincronizată.

În plus, se recomandă ca trecerile comune prin zero ale semnalelor şi

să se facă, cu pante de semne contrare (ca în Fig. 1. 23).

31

Cap. 2. Maşina asincronă

2.1. Generalităţi. Construcţia maşinilor asincrone

Maşina asincronă este cel mai des folosită în acţionările industriale în regim de

funcţionare ca motor datorită simplităţii construcţiei şi fiabilităţii mari în exploatare. Prima

variantă constructivă de maşină asincronă este atribuită lui Galileo Ferraris care a realizat în

anul 1885 un motor asincron bifazat cu rotorul din cupru masiv. În anul 1890 Dolivo

Dobrowolski realizează primele motoare asincrone, capabile să fie folosite în acţionări

industriale şi a căror construcţie, în principiu, este asemănătoare cu a motoarelor fabricate în

prezent.

Maşina asincronă se compune dintr-un stator prevăzut cu o înfăşurare monofazată sau

polifazată şi un rotor realizat în două variante constructive: bobinat şi cu înfăşurare în

scurtcircuit sub formă de colivie simplă sau multiplă. În Fig. 2.1 este prezentat un rotor în

scurtcircuit, secţionat (a) şi înfăşurarea în colivie (b).

Fig 2.1. Rotor în scurtcircuit şi colivie rotorică.

Principalele elemente componente ale rotorului în colivie sunt: 1 – ax; 2 – crestături

rotorice; 3 – inele de scurtcircuitare; 4 – bare cu rol de conductoare active; 5 – miezul

feromagnetic; 6 – aripioare pentru ventilaţie prinse de inelele de scurtcircuitare. Barele sunt

realizate din cupru sau aluminiu turnat sub presiune în crestături de diverse forme.

32

Motorul asincron cu rotor bobinat are atât statorul cât şi rotorul prevăzut cu câte o

înfăşurare polifazată, în mod obişnuit înfăşurare trifazată. Condiţia obligatorie pentru

realizarea conversiei electromecanice a energiei este egalitatea numărului de poli la cele două

înfăşurări. Accesul la rotor se face prin intermediul inelelor de contact confecţionate din

bronz, la care sunt legate capetele înfăşurării pe care calcă trei perii din grafit şi la care se

leagă un reostat de pornire ce urmează să fie scurtcircuitat când rotorul ajunge la viteza de

regim.

Fig. 2.2 Secţiune transversală printr-un motor cu rotorul în scurtcircuit;

În Fig. 2.2 este prezentată o secţiune longitudinală în motorul asincron cu rotorul în

scurtcircuit. Principalele părţi componente sunt: 1 – ax; 2 – scuturi cu lagăre; 3 – înfăşurarea

statorului; 4 – carcasa; 5 – miezul feromagnetic al statorului; 6 – inel de ridicare; 7 – miezul

feromagnetic; 8 – înfăşurarea rotorică.

Fig. 2.3 Secţiune transversală printr-un motor cu rotorul bobinat.

33

În Fig. 2.3 este prezentată o secţiune longitudinală în motorul asincron cu rotorul

bobinat. Principalele părţi componente sunt: 1 – ax; 2 – scuturi cu lagăre; 3 – înfăşurarea

statorului; 4 – carcasa; 5 – miezul feromagnetic al statorului; 6 – inel de ridicare; 7 – miezul

feromagnetic; 8 – înfăşurarea rotorică; 9 – perii; 10 – inele.

În afara elementelor constructive principale, maşina asincronă are, în funcţie de

destinaţie, de sistemul de răcire, de tipul şi forma constructivă, de putere şi tensiune, o serie

de elemente constructive şi accesorii necesare unei bune funcţionări. Chiar în cele două figuri

(fig. 2.2 şi fig. 2.3) se pot observa canale de ventilaţie radiale (statorul şi rotorul au circuitul

feromagnetic realizat din pachete de tole) şi axiale precum şi ansamblul plăcilor de borne.

Sistemul de ventilaţie este în strânsă legătură cu tipul de protecţie al motorului iar

soluţia adoptată este impusă în primul rând de puterea motorului. Sistemul de ventilaţie axial,

inclus în tipul de ventilaţie interioară, se aplică la motoare asincrone cu puteri de câteva sute

de kW şi este prezentat schematic în Fig. 2.4. Principalele părţi component sunt: 1 – ax; 2 –

lagăr; 3 – scut; 4 - orificiu de evacuare a aerului; 5 - miez stator; 6 - înfăşurare stator; 7 –

colivie rotor; 8 - inele de scurtcircuitare; 9 - fereastră de admisie; 10 - fereastră de evacuare.

Aerul intră prin partea opusă acţionării şi se ramifică pe trei căi: canale stator,

întrefier, canale rotor. La puteri mari se folosesc şi schimbătoare de căldură.

Fig. 2.4 Secţiune printr-un motor cu ventilaţie axială unilaterală.

34

2.2. Principiul de funcţionare a motoarelor asincrone

Motorul asincron trifazat este fără îndoială cel mai folosit motor în acţionări electrice,

fiindcă:

se poate cupla direct la reţeaua alternativă trifazată de alimentare;

este robust, sigur în funcţionare;

la sarcini nominale, viteza de rotaţie este practic constantă, independentă de sarcină;

la aceeaşi putere şi turaţie este maşina cea mai ieftină (faţă de motoarele de curent

continuu cu aproximativ 50%), are greutatea şi momentul de inerţie cel mai mic.

Fie un stator de maşină asincronă având o înfăşurare trifazată cu doi poli. Cele trei

faze ale înfăşurării trifazate ocupă fiecare câte o treime din crestăturile statorului. Unghiul

dintre conductoarele de ducere şi întoarcere ale aceleiaşi faze va fi de geometrice

(pentru a avea aceeaşi poziţie în câmp) iar unghiul dintre conductoarele de ducere ale unei

faze şi conductoarele de ducere ale fazei următoare va fi de geometrice.

Pentru simplificare vom reprezenta înfăşurarea trifazată statorică ocupând doar două

crestături pentru fiecare fază (una pentru conductorul de ducere iar cealaltă pentru

conductorul de întoarcere) ca în Fig.2.5. Începuturile înfăşurărilor de fază se marchează cu A,

B, C iar sfârşiturile cu X, Y, Z. Literele mari se utilizează pentru stator iar cele mici pentru

rotor. Conexiunea înfăşurării trifazate poate fi în stea sau în triunghi. Convenim să

considerăm un curent pozitiv atunci când pătrunde prin conductoarele de început ale fazei şi

părăseşte înfăşurarea fazei prin conductoarele de sfârşit.

Fig. 2.5. Explicativă la producerea câmpului magnetic învârtitor.

35

La momentul =0, curentul =0, şi şi figurăm pe desen sensurile

acestor curenţi. Trasăm, utilizând regula burghiului drept, spectrul liniilor de câmp ale

câmpului magnetic produs de aceşti curenţi. Pentru acest moment, spectrul liniilor de câmp

este acela al unui solenoid (bobină), având drept axă, axa înfăşurării fazei A. Câmpul, în

interiorul solenoidului, are direcţia A – X.

La momentul curentul >0, şi . Procedând în acelaşi mod

determinăm din nou poziţia câmpului (fig. 2.5.). Acum direcţia va fi Z – C. Procedând în

acelaşi mod pentru celelalte momente: , , … , se poate observa că în timpul unei

perioade T, a curentului – în planul i(t) – câmpul magnetic execută în spaţiu o rotaţie.

Unghiurile t determinate în planul timpului se măsoară în grade electrice iar unghiurile din

spaţiu se măsoară în grade geometrice.

Cele prezentate corespund cazului când maşina are 2 poli (N şi S) deci o singură

pereche de poli (p = 1).

Dacă fiecare fază ar avea două bobine ocupând câte un sfert din periferia indusului,

astfel încât curenţii să producă alternativ poli N şi S la periferia statorului, câmpul magnetic ar

avea două perechi de poli (p = 2). În acestă situaţie între conductoarele de ducere şi de

întoarcere vor fi:

,

iar între conductoarele de ducere a unei faze şi conductoarele de ducere a fazei următoare vor

fi:

.

În general, pentru un număr oarecare, p, de perechi de poli, unghiurile corespunzătoare

vor fi ( ) şi respectiv (120 ).

Din cele prezentate rezultă că legătura dintre un unghi măsurat în grade electrice şi un

unghi măsurat în grade geometrice este:

(2.1)

Derivând relaţia (2.1) rezultă:

, cu se obţine: (2.2)

unde: este pulsaţia curentului alternativ de frecvenţă ; este viteza unghiulară a

câmpului magnetic învârtitor.

Exprimând relaţia (2.2) în funcţie de frecvenţa f1 şi de turaţia n1 exprimată în rot/min

se obţine:

(2.3)

36

În concluzie: o înfăşurare trifazată imobilă parcursă de un sistem trifazat simetric de

curenţi produce un câmp magnetic învârtitor care se roteşte în spaţiu cu turaţia ,

unde este frecvenţa curentului alternativ de alimentare a înfăşurării iar p este numărul de

perechi de poli ai câmpului magnetic învârtitor.

Fig. 2.6. Funcţionarea motorului asincron

Miezul rotoric de formă cilindrică este realizat tot din tole de oţel electrotehnic, de

grosime 0,5 mm, la periferia căruia sunt practicate în mod uniform crestături în care se

plasează înfăşurarea rotorică (Fig. 2.7).

Fig. 2.7 Formele de crestături ale motorului asincron cu rotorul în scurtcircuit

Înfăşurarea rotorică prezintă următoarele forme constructive:

înfăşurare trifazată formată din trei înfăşurări de fază conectate de obicei în stea,

decalate la periferia rotorului cu unghiul 2π/3p, alcătuite din bobine plasate în crestături.

37

Capetele libere ale înfăşurărilor de fază sunt legate fiecare la câte un inel din material

conductor. Cele trei inele sunt izolate unul faţă de celălalt şi toate faţă de arborele rotoric, dar

se rotesc solidar cu rotorul. Pe fiecare inel freacă câte o perie legată la bornele din cutia de

borne a maşinii. Aceste maşini se numesc cu rotorul bobinat;

înfăşurare rotorică sub forma unei colivii de veveriţă, adică a unui ansamblu de bare

din material conductor care umple crestăturile rotorice de formă adecvată şi scurtcircuitate la

ambele capete. Aceste maşini se numesc cu rotorul în scurtcircuit sau în colivie şi se

construiesc în trei variante principale, prezentate şi în Fig. 2.7.

Câmpul magnetic învârtitor al statorului induce în înfăşurarea trifazată a rotorului în

repaus, tensiuni electromotoare, care în cazul circuitului rotoric închis, dau naştere unui

sistem trifazat de curenţi, cu pulsaţia .

Forţele Lorentz, care acţionează asupra conductoarelor înfăşurării rotorice parcurse de

curent şi aflate în câmpul învârtitor statoric, produce cuplul electromagnetic Mem în sesul

câmpului învârtitor. Când > , rotorul începe să se rotească în sensul câmpului învârtitor

statoric şi accelerează cât timp > . La o viteză unghiulară a rotorului Ω< , pulsaţia

tensiunii electromotoare induse şi a curenţilor din înfăşurările de fază al rotorului va fi:

(2.4)

Întroducem noţiunea de alunecare, definită prin relaţia

, (2.5)

şi rezultă că atunci când motorul asincron este în mişcare

respectiv (2.6)

Sistemul trifazat de curenţi, de frecvenţă , din înfăşurarea trifazată din rotor, produce

la rândul lui un câmp magnetic învârtitor, care se roteşte faţă de rotor cu viteza unghiulară

sau cu turaţia

(2.7)

Dar rotorul se roteşte cu viteza unghiulară Ω faţă de stator şi ca urmare câmpul

învârtitor rotoric se va roti faţă de stator cu viteza unghiulară:

(2.8)

Rezultă: în întrefierul motorului asincron avem câmpul învârtitor statoric care se

roteşte faţă de stator cu viteza unghiulară de sincronism şi câmpul învârtitor rotoric care se

roteşte faţă de stator tot cu . Cele două câmpuri se compun într-un câmp învârtitor rezultant

de flux Φ, care se roteşte faţă de stator cu viteza unghiulară de sincronism Ω .

38

Viteza unghiulară Ω a rotorului în regim de motor nu poate atinge viteza de

sincronism, fiindcă acest lucru ar duce la anularea tensiunii electromotoare induse în

înfăşurările de fază şi implicit al curenţilor şi al cuplului electromagnetic, dar în regim

nominal de funcţionare este apropiată de

2.3 Caracteristica mecanică a motorului asincron

Valoarea în modul a cuplului critic în regim de generator este mai mare decât a

cuplului critic în regim de motor.

Expresia turaţiei maşinii asincrone

(2.9), arată că turaţia

poate fi modificată prin variaţia alunecării s, prin modificarea numărului de perechi de poli p

si schimbarea frecvenţei de alimentare . Dependenţa n=f(M) reprezintă caracteristica

mecanică a motorului asincron. Ea se deduce din funcţia M=f(s), trasată in figura 2.8.

Regimurile de funcţionare ale m. a. trifazate:

pentru maşina funcţionează ca motor, cuplul fiind pozitiv;

pentru maşina lucrează ca generator, cuplul fiind negativ;

pentru maşina este în regim de frână, cuplul fiind pozitiv.

Corespondenţa punctelor P, Q, N şi O se realizează prin relaţia:

(2.10)

4

Fig. 2.8 Caracteristica cuplu-alunecare, M=f(s), a maşinii asincrone trifazate

sN scr1 scr2

generator motor frână

s

Q1 Mcr1

M

MN N

1

S

S'

N'

3

2

5 MP

Mr=ct

P

O

Mcr2 Q2

s=1

s=-1

(d)

|Mcr2|> Mcr1

39

De exemplu, pentru s=0, rezultă n= iar cuplul M este nul. Porţiunea trasată cu linie

plină este zona de funcţionare stabilă. Pentru maşinile de lucru, caracteristicile mecanice au o

formă apropiată de curba 2, adică la creşterea vitezei, cuplul creşte datorită suprapunerii peste

cel rezistent - constant a unui termen variabil, crescător cu viteza. Pentru aceste tipuri de

acţionări, condiţia de funcţionare stabilă se exprimă matematic astfel:

.

Dacă maşina de lucru posedă cuplu rezistent variabil după curba 3, punctul de

funcționare I nu este stabil, întrucât la o creştere a lui Mr viteza diminuându-se, cuplul M

scade mărind şi mai mult diferenţa între Mr şi M, fapt ce atrage o nouă diminuare a vitezei

ş.a.m.d., până când punctul de funcţionare ajunge în P – motorul se opreşte. Pe această

porţiune a caracteristicii, de funcţionare instabilă este valabilă relaţia:

.

Pentru aceeaşi maşină de lucru, cu caracteristica 3, punctul de funcţionare notat cu S

este stabil întrucât comportarea maşinii este similară cu cea corespunzătoare punctului N.

Aşadar, pentru acţionarea maşinilor de lucru cu ajutorul cuplului rezistent variabil în limite

reduse cu turaţia, motorul asincron funcţionează stabil pe porţiunea ONQ a caracteristicii

mecanice şi are funcţionare instabilă doar pe timpul pornirii sau al opririi cu blocare a

rotorului pe porţiunea QIP (figura 2.9.b). Dacă pe arbore este cuplată o maşină de lucru cu

caracteristica 3, atunci motorul asincron nu porneşte. Dacă a funcţionat în punctul N şi

ulterior a fost încărcat cu o sarcină având caracteristica 3, punctul de funcţionare se

deplasează în S, motorul lucrează în suprasarcină o anumita perioada de timp, existând un

pericol de supraîncălzire. Dacă motorul funcţionează în N şi maşina de lucru are caracteristica

4 atunci motorul decroşează, punctul de funcţionare descrie curba NSQIP, se calează şi doar

intervenţia protecţiei îl salvează de la o supraîncălzire, ajungând până la distrugerea termică a

izolaţiei înfăşurărilor, cu urmări grave.

Deoarece alunecarea nominală este mică, nN este apropiată de n1, caracteristica

mecanică este rigidă, sau dură. Datorită caracteristicii mecanice dure pe care o posedă,

motorul asincron trifazat este preferabil pentru acţionări la viteze aproximativ constante.

40

2.4. Pornirea motoarelor asincrone trifazate

Pornirea motoarelor asincrone este un proces tranzitoriu care se petrece atunci când

viteza rotorului creşte de la valoarea 0 până la o valoare apropiată de sincronism (sau valoarea

nominală). În ceea ce priveşte alunecarea, aceasta variază de la 1 până în apropierea lui 0. În

timpul pornirii, mărimile de natură electrică, magnetică şi mecanică au anumite variaţii în

timp, expresiile lor analitice fiind date de sistemul de ecuaţii diferenţiale ce caracterizează

ansamblul maşină electrică – maşină de lucru.

În mod deosebit se pun probleme legate de mărimea cuplului de pornire şi de valoarea

curentului absorbit de la sursă pe timpul pornirii.

De cele mai multe ori se impune condiţia ca pe timpul pornirii cuplul electromagnetic

al maşinii să fie cât mai mare, oricum mai mare decât cuplul rezistent, fiind astfel posibilă

accelerarea rotorului şi a părţii mobile a maşinii de lucru. Sunt situaţii în practică unde se cere

ca pe timpul pornirii cuplul să se menţină la valori apropiate sau chiar egale cu cuplul maxim

pe care îl furnizează motorul (la unele compresoare, mori pentru minereuri, cereale etc.).

Există şi situaţii, cum sunt anumite maşini textile, unde un cuplu ridicat de pornire provoacă

accelerări importante ale lanţului cinematic, fapt care conduce la ruperea firelor textile, de

exemplu, defecţiune care necesită repornirea motorului.

În ceea ce priveşte valoarea curentului de pornire, aceasta trebuie să fie cât mai mică

pentru a nu produce căderi ale tensiunii care pot deranja consumatorii racordaţi la aceeaşi

reţea de la care se alimentează şi motorul asincron pornit. Cu cât reţeaua este mai puternică în

raport cu motorul cu atât mai puţin este sesizabil şocul curentului de pornire, de către

consumatorii învecinaţi.

Fig. 2.9 a) Caracteristica M=f(s); b) Caracteristica mecanicăn=f(M).

0

n

P

Q

N nN

nQ

MP

b)

Mcr

O

MN

n1

M

S

I

1

2

3

4

=

O

0 s

M

P

Q

N

sN scr 1

MP

a)

Mcr

MN

=

41

În general, la motoarele de construcţie normală în colivie raportul se situează

în domeniul de valori de la 4 la 7.

Raportul curentului de pornire, se poate deduce şi prin metoda grafică dacă se

dispune de diagrama cercului. Motorul asincron cu colivie prezintă unele avantaje în raport cu

motorul cu rotorul bobinat, anume: construcţie mai robustă, preţ mai mic (mai ales la puteri

unitare reduse), funcţionare mai sigură (fiabilitate crescută). În ceea ce priveşte caracteristicile

de pornire, motorul cu rotorul în colivie este inferior, în mod deosebit datorită faptului că are

cuplu redus, pentru un anumit curent absorbit de la reţea; în schimb la pornirea motorului cu

rotor bobinat este necesar un reostat suplimentar, ceea ce înseamnă, de cele mai multe ori, o

investiţie însemnată. Dacă puterea reţelei este mare comparativ cu a motorului pornit, şocul de

curent la pornire nu este resimţit de consumatorii învecinaţi, iar motorul cu rotor în colivie

porneşte fără a fi necesară vreo instalaţie suplimentară. Când reţeaua impune o limită a

curentului de pornire atunci se diminuează tensiunea corespunzătoare aplicată statorului, cu

preţul micşorării şi a cuplului de pornire. Pentru porniri în sarcină mare se folosesc tipuri

speciale de motoare în scurtcircuit: cu bare înalte sau cu colivie dublă.

2.4.1 Pornirea motoarelor asincrone cu rotorul bobinat

În ultimul timp motoarele asincrone cu rotor bobinat se utilizează în general la puteri

mari în acţionări cu viteză reglabilă în gama: .

Pornirea motoarelor asincrone cu rotor bobinat (MAB) se efectuează folosind

rezistenţe reglabile în circuitul rotoric. Prezenţa acestor rezistenţe creează posibilitatea

diminuării curentului absorbit de motor la pornire şi menţinerea sa la o valoare acceptabilă din

punct de vedere al reţelei.

Pentru a justifica această afirmaţie se calculează raportul dintre curenţii , pentru s=1

şi pentru , în situaţia naturală când rotorul are numai rezistenţa sa

proprie şi se obţine relaţia (2.11):

În situaţia pornirii, când se înseriază pe circuitul rotoric o rezistenţă raportată de ,

acelaşi raport devine:

42

Aşadar, prin înserierea de rezistenţe în circuitul rotoric, curentul de pornire devine

<70% din valoarea curentului de la pornirea directă. În relaţiile de mai sus s-au considerat:

În ceea ce priveşte cuplul de pornire se poate dovedi că valoarea sa este mai mare

decât MN pentru un anumit domeniu de valori ale lui . Se poate justifica această afirmaţie

dacă se porneşte de la expresia:

(2.13)

şi se înlocuieşte s cu 1 (pornire), adică:

(2.14)

Se analizează funcţia , care pleacă din 0 pentru 0

2R şi tinde spre 0 pentru

2R tinzând la infinit. MP are valori pozitive pentru 0

2R , deci admite un maxim pentru

, care se obţine din egalarea cu zero a derivatei, adică dacă x

2R , rezultă:

(2.15)

Fig. 2.10 Pornirea motoarelor asincrone cu rotor bobinat

2

1

a)

L3

L2

L1

MAB

3~

K

Rp1

Rp2

Rp3

C

0

3 0 s

M/MN

2

b)

1,5

1

0,5

P R T V

Q S U

N 0 1 2 3

sN sU sS sQ

C pe plot 0 C pe 1 C pe 2 C pe plot 3

1

MPmax

43

Aşadar, rezistenţa totală raportată, la pornire, trebuie să fie de aproximativ 2

R6,1 ,

sau rezistenţa exterioară înseriată pe o fază rotorică trebuie să fie de 2R5,1 (la care se va

adăuga rezistenţa proprie 2

R a fazei rotorice).

Valoarea pozitivă a alunecării critice:

(2.16)

Din comparaţia acestei relaţii cu cea a alunecării critice (2.16), se constată că:

(2.17)

Rezultă că rezistenţa rotorică raportată trebuie să fie astfel calculată încât, la pornire,

alunecarea critică să fie 1, ceea ce înseamnă că la s=scr1=1 maşina să aibă cuplul

electromagnetic egal cu Mcr1, pornirea având loc cu cuplul maxim pe care îl poate furniza

motorul.

În figura 2.10 b) este prezentată o familie de caracteristici M=f(s), (în mărimi relative,

M/MN), la un motor al cărui cuplu critic este Mcr=2MN, pentru diverse valori ale rezistenţei

rotorice. Iniţial cursorul reostatului este în contact cu ploturile, rezistenţa înseriată fiind Rp3,

care sumată cu R2 şi raportată la stator îndeplineşte condiţia (2.17),adică:

(2.18)

Punctul de funcţionare se află în P, motorul posedă cuplul maxim Mpmax sub acţiunea

căruia rotorul accelerează, turaţia creşte iar s scade, punctul de funcţionare se deplasează pe

curba 3, din P spre Q. Când s devine sQ se trece cursorul C pe ploturile 2, punctul de

funţionare trece brusc din Q în R pe noua caracteristică M=f(s), notată cu 2 – corespunzătoare

rezistenţei rotorice Rp2 (sau celei totale raportate 2

Rp2

R ); motorul accelerează în

continuare, punctul de funţionare descrie porţiunea RS a curbei 2. Când s=sS se efectuează o

trecere a cursorului C de pe plotul 2 pe plotul 1, punctulde funţionare trece din S în T, apoi

parcurge porţiunea TU şi în sfârşit când s=sU se efectuează o trecere a lui C de pe plotul 1 pe

0 iar punctul de funcţionare va descrie porţiunea VN a caracteristicii naturale 0, stabilindu-se

în N când cuplul rezistent este egal cu cel nominal. Din analiza figurii 2.10 b) se constată că

pe intervalul pornirii, cuplul maşinii s-a menţinut între 2 valori prescrise N

1,5MN

2M , unde

2MN este egal chiar cu Mcr. Este necesară urmărirea în permanenţă a alunecării sau a turaţiei

astfel încât să se facă trecerile succesive ale cursorului C pe ploturile respective respectându-

se condiţia ca Mmin să nu fie mai mic decât cel impus: 1,5MN.

44

Cazul analizat este particular, întrucât valoarea maximă a cuplului pe timpul pornirii

este chiar Mcr. Se poate ca pe timpul pornirii să se menţină Mmax la o valoare ridicată dar mai

mică decât Mcr.

2.4.2 Pornirea directă a motoarelor asincrone cu colivie (cu rotorul în scurtcircuit)

Se foloseşte schema din figura 2.11 a). Pornirea constă în închiderea comutatorului

tripolar K. În locul acestuia se poate utiliza un contactor cu autoreţinere şi acţionare prin

buton de la distanţă.

În figura 2.11b) se prezintă caracteristica M=f(s) a unui motor asincron cu colivie din

bare rotunde fără refularea curentului. Se constată că Mp – cuplul de pornire este mai mic

decât cel nominal MN. Aceste motoare se pornesc în sarcini reduse sau la gol. În ceea ce

priveşte curentul de pornire, valoarea acestuia este de 4–7 ori mai mare ca a curentului

nominal şi este egală cu:

scZ3

1NU

1scI (2.19)

unde Zsc este impedanţa de scurtcircuit pe fază, iar U1N este tensiunea de linie nominală. Se

consideră motorul cu înfăşurare statorică conectată în stea.

În ceea ce priveşte cuplurile de pornire şi curenţii de pornire, aceste mărimi depind

esenţial de tipul rotorului. În figura 2.11 c) se prezintă caracteristicile cuplurilor de pornire

relative M/MN pentru două tipuri de rotoare: cu colivie din conductoare rotunde – curba a şi

cu colivie dublă – curba b. Pe abscisă s-a luat viteza relativă n/n1. Pentru motorul cu rotor

având colivie dublă, cuplul de pornire este de valoare ridicată apropiată de cea critică.

a)

M

3~

L1

L2

L3

K

Fig. 2.11 Pornirea directă a motoarelor asincrone trifazate

s

Mp

N

scr 1

P

MN

M

Mcr

0

b)

I1/I1N

1

2

3

4

5

M/MN

1

2

I1

M

6

a

b

c

d

n/n1

1 0 0,5

c)

45

În legătură cu curenţii de pornire aceştia sunt de 4 I1N la rotorul cu colivie dublă şi de

6,2 I1N la rotorul cu colivie din conductoare rotunde. Variaţiile acestor curenţi de la n=0 la

1nn sunt date prin curbele c, respectiv d. Pornirea directă a motoarelor asincrone conduce

la curenţi mari prin înfăşurări, care provoacă supraîncălziri ale acestora. Dacă frecvenţa

pornirilor este redusă aceste fenomene termice nu sunt periculoase pentru maşină.

2.5. Reglarea turaţiei motoarelor asincrone trifazate

Procedeele de reglare a turaţiei motoarelor asincrone rezultă din expresia turaţiei:

şi constau în:

variaţia frecvenţei a tensiunii de alimentare;

modificarea numărului de perechi de poli, p;

modificarea alunecării, s, prin modificarea rezistenţei rotorice.

2.5.1 Reglarea turaţiei prin modificarea frecvenței de alimentare

Prin modificarea frecvenţei tensiunii de alimentare a maşinii asincrone se poate obţine

o variaţie a turaţiei de sincronism şi, în funcţie de cuplul rezistent, se modifică turaţia

rotorului în scurtcircuit. Acest procedeu, al cărui domeniu de aplicaţie se lărgeşte în ultimul

timp, foloseşte un motor cu construcţie simplă de preţ redus şi robust, dar necesită un

convertor şi o comandă adecvată. Performanţele convertoarelor statice de frecvenţă depind de

caracteristicile semiconductoarelor pe care le folosesc.

Componentele electronice existente pe piaţă răspund aproape în totalitate nevoilor

industriale atât din punct de vedere tehnic cât şi din punct de vedere economic. Progresele

înregistrate în domeniul microprocesoarelor permit implementarea unor comenzi performante

cu costuri reduse.

În raport cu alte soluţii tehnice, procedeul variaţiei vitezei motoarelor asincrone cu

rotor în colivie asociate cu convertoare de frecvenţă, prezintă printre altele şi avantajele:

reducerea exploatării proceselor industriale prin creşterea comenzii motorului de

acţionare;

optimizarea consumului de energie electrică;

creşterea securităţii şi siguranţei acţionării.

46

Pentru obţinerea unor tensiuni de valori efective şi frecvenţe variabile aplicate

motorului, pornind de la tensiuni de valori efective şi frecvenţe constante, furnizate de reţeaua

industrială de 50Hz se utilizează fie un convertor direct fie un convertor indirect sub forma

unei cascade redresor-invertor. Convertoarele indirecte pot fi invertoare de tensiune sau

invertoare de curent. Invertorul este un dispozitiv electronic care transformă curentul continuu

în curent alternativ de frecvenţă variabilă. Alegerea unei soluţii dintre cele trei enumerate mai

sus este dictată de: puterea motorului, plaja de frecvenţe ce se cere a fi obţinută şi existenţa

unor condiţii specifice privind reversibilitatea funcţionării.

Invertorul de tensiune este indicat pentru asocierea cu motorul asincron, datorită

faptului că inductanţa motorului se comportă ca un filtru trece – jos, iar curenţii au un conţinut

de armonici inferior celui al tensiunilor furnizate. Cel mai des folosit invertor de tensiune este

cel cu modulaţie în lăţime a impulsurilor, MLI, sau PWM care permite modificarea atât a

valorii tensiunii cât şi a frecvenţei de ieşire. Schema de principiu este prezentată în figura

2.12. Se cunosc mai multe procedee de MLI, dintre care se enumeră: modulaţia sinus –

triunghi, modulaţia vectorială, modulaţia în delta.

Folosirea invertorului de tensiune pune frecvent şi problema reversibilităţii; dacă

motorul asincron funcţionează în regim de generator, curentul activ de la intrarea în invertor

se inversează, iar circuitul plasat la intrarea în invertor trebuie să fie capabil să permită

această circulaţie inversă.

În cazul când ondulorul este alimentat de la o reţea de c.c., constituită din

acumulatoare, care funcţionează reversibil în ceea ce priveşte curentul, problema este

rezolvată. Dacă, de exemplu reţeaua de c.c. este de tip urban – substaţie pentru alimentarea

unor motoare de tracţiune, recuperarea energiei furnizate de una sau mai multe maşini, care

ajung în regim de generator, se realizează cu celelalte maşini conectate la aceeaşi substaţie.

Când invertorul este alimentat, pornind de la reţeaua industrială conectată pe un redresor fix

(necomandat) nereversibil în curent, recuperarea nu este posibilă figura 2.12 a). Pentru a

elimina acest neajuns, se adoptă diverse soluţii: - alimentarea ondulorului de tensiune prin

două redresoare cu tiristoare montate în antiparalel şi care se deblochează la inversarea

rolurilor (figura 2.12 b), - utilizarea unui singur redresor şi plasarea la ieşirea sa a unui

inversor compus din două perechi de tiristoare comandate care asigură circulaţia curentului în

ambele sensuri, - utilizarea unui redresor cu modulaţie a lăţimii impulsurilor ce alimentează

ondulorul de tensiune, tot cu MLI, acestea putându-şi schimba între ele rolurile când maşina

funcţionează în regim de generator asincron

47

Invertorul de curent are schema de principiu din figura 2.13 şi prezintă avantajul de a

fi alimentat printr-un simplu redresor clasic. Din cauza inductanţei sale, motorul asincron nu

este facil de alimentat prin invertor de curent, întrucât la aplicarea de impulsuri ale curenţilor

apar supratensiuni pronunţate pe aceste inductanţe.

Fig. 2.12 Invertoare de tensiune: a) ireversibil; b) reversibil

L1

L2

L3

Lf Cf

Ud

MA

id

Inv

Filtru

Redr

a)

Lf Cf

L1

L2

L3

id

Ondulor de tensiune

(invertor)

Redr.1

Filtru

Redr.2

b)

Cf Lf

Ud

1

1'

3

2' 3'

2

Ud' Ud

Lf

L3 L2, L1, Redr.

Filtru activ

C

M.A.

Inv.

id

Fig. 2.13 Schemă de alimentare a motorului asincron cu invertor de curent

+

-

48

Limitarea supratensiunilor se poate realiza, într-o variantă, prin utilizarea de una sau

mai multe capacităţi care se opun variaţiei bruşte a tensiunii la borne.

Când se folosesc tiristoare convenţionale comandate pe poartă, pentru amorsare sunt

necesare circuite auxiliare de comutaţie (de stingere). Acestea conţin condensatoare cu dublul

rol: de comutare a curentului de pe o fază pe alta a maşinii şi de stingere a tiristoarelor prin

evacuarea purtătorilor minoritari.

În ultimul timp, în acţionările de putere cu motoare asincrone şi invertoare de curent se

folosesc dispozitive semiconductoare tip GTO şi mai ales tranzistoare IGBT a căror amorsare

şi blocare se realizează prin comenzi adecvate aplicate pe electrozii lor. Pentru eliminarea

unor "asimetrii" ale acestor dispozitive semiconductoare este necesară înserierea lor cu diode.

O soluţie de compensare a caracterului inductiv al motorului constă în montarea de

condensatoare, C, în paralel direct la bornele motorului (2.13). Pentru a folosi condensatoare

de valoare mai mică este indicată tehnica MLI pentru comanda invertorului Inv. Este posibilă

apariţia unor armonici de curenţi de la Inv, care ar putea creşte mult dacă se îndeplinesc

condiţiile de rezonanţă. Se va considera maşina asincronă cu rotor în colivie alimentată în

stator cu tensiuni şi curenţi sinusoidali, de frecvenţă variabilă. Se consideră maşina simetrică,

cu parametrii constanţi în regim permanent sinusoidal, armonicile superioare de timp ale

curenţilor şi tensiunilor de frecvenţă variabilă, furnizate la ieşire de convertoarele electronice

fiind neglijate.

Dispozitivele care realizează condiţiile impuse, privitoare la tensiuni, frecvenţe,

curenţi pot fi invertoarele de tensiune prezentate în figura 2.12 la care s-a reprezentat numai

partea de forţă.

Pentru plasarea în condiţiile de flux rezultant (în întrefier) constant se va apela la

schema electrică echivalenta, unde se observă că s-au neglijat pierderile în fier fluxul total util

rezultant, adică:

(2.20)

Fig. 2.14 Scheme electrice echivalente – a) ; b) variante

I2' R2'/s

U1

I1 I10

b)

jXs2' jXs1 R1

E1 jXm

(j 1Lm)

I2'

R2'/s U1

I1

I10

j 1Ls2' j 1Ls1

Ls1

R1

j 1ψm= E1

a)

49

Menţinerea lui Ψm constantă este echivalentă cu păstrarea constantă a curentului I10 –

de magnetizare, deci problema se transferă la controlul curentului de mers în gol şi menţinerea

constantă a acestuia.

În cazul considerat, când pe timpul modificării frecvenţei f1, alunecarea se păstrează

constantă, rezultă că I1 se menţine constant. Valoarea acestui curent depinde de λ. Pentru

frecvenţe mai mari decât f1N, menţinerea constantă a fluxului Ψm se poate realiza numai dacă

se aplică statorului o tensiune U1>U1N. Acest fapt nu este admis cel puţin din două motive:

depăşirea tensiunii nominale pune în pericol înfăşurările maşinii întrucât se poate depăşi

tensiunea de străpungere a izolaţiei dintre spire; la valori ridicate ale tensiunii sunt puse în

pericol componentele electronice ale schemei de alimentare (convertorul).

Aşadar, peste f1>f1N, tensiunea se menţine la valoarea sa nominală U1N iar frecvenţa va

creşte, ceea ce înseamnă o scădere a raportului U1/f1, o diminuare a fluxului Ψm, o micşorare a

cuplului critic (deci a cuplului la care poate fi exploatat motorul în condiţii acceptabile).

În figura 2.16 a) se prezintă familia de caracteristici mecanice n=f(M) în mărimi

relative, în condiţiile variaţiei frecvenţei. Caracteristicile s-au trasat pe cât posibil pe

porţiunile lor stabile. Pentru f1<f1N s-au trasat curbele A, B, C şi D în condiţiile U/f=ct., ceea

ce implică Ψm=ct., şi Mcr=ct. -la cuplu constant.

M/McrN

B

A Mcr1

ω2

1

0,5

ΨmN

0,71ΨmN

Mcr2

ω1 ω2cr (sω1)

a)

Fig. 2.15 Caracteristici la flux rezultant constant: a) M=f( 2), b) n=f(m)

n

n1=60f1/p f1N

A B

O

(M/McrN)

f1 scade 1 m

MN

b)

50

Punctele corespunzătoare cuplului nominal arată că turaţia se poate modifica din

apropierea lui 0 până la n1N, aşa cum se petrece şi la motorul de c.c. cu excitaţie separată

(derivaţie). Capacitatea de suprasarcină a motorului este menţinută la aceeaşi valoare, întrucât

Mcr/MN=ct. Pentru tensiunea U1, cuplul M şi puterea activă P se prezintă dependenţele lor de

f1, în figura 2.16, - porţiunea de abscise cuprinse între 0 şi 1.

Pentru f1>f1N se menţine U1=ct. şi se creşte frecvenţa peste f1N. Se obţin caracteristicile

mecanice E, F, G, H, ale căror valori de cupluri maxime se diminuează o dată cu creşterea

frecvenţei. Justificarea a fost dată în figura 2.15 şi utilizează proprietatea: Mcr este

proporţional cu Ψm, care prin creşterea frecvenţei se micşorează.

2.5.2 Reglarea turaţiei prin modificarea rezistenţei rotorice

Variaţia alunecării s se realizează prin două procedee:

a. prin variaţia tensiunii de alimentare;

b. prin introducerea unei rezistențe suplimentare în circuitul rotoric al motorului;

c. prin introducerea de t.e.m. suplimentare în circuitul rotoric.

Fig.2.16 Caracteristicile motoarelor asincrone la comanda în frecvenţă

0

U1/f1=ct

U1 =ct

M =ct

U1

P

1 2 f1/ f1N

P =ct

P =var.

M

b)

M,U1,P

M =var.

F

I

C0

E

M/MN

1

0

2

2,5

1 2

G

H

J

naturală

f1/f1N= 2,5

2,25

2,0

1,75

1,5

1,25

1,0 C1

C2

U1=ct,

P=ct

a)

n/n1

A

C

B

D

U1/f1=ct,

Mcr=ct

0,75

0,5

0,25

51

Ultimele două metode (b. și c.) se pot aplica numai la motorul asincron cu rotorul

bobinat. Reglajul turației prin variația tensiunii de alimentare se aplică foarte rar datorită

următoarelor neajunsuri:

la reducerea tensiunii de alimentare se reduce momentul maxim al motorului şi

capacitatea sa de supraîncărcare;

domeniul de reglare este mic;

în reglarea reostatică se obţin pierderi suplimentare de energie.

Procedeul de variaţie a alunecării s – prin variaţia rezistenţei în circuitul rotorului, se

aplică motoarelor asincrone cu inele de contact. În acest sens, în circuitul rotorului se

introduce un reostat de reglare. Acest reostat de reglare este dimensionat pentru regimul de

funcţionare de lungă durată. Din egalitatea:

Ω

rezultă că la creşterea rezistenţei din circuitul rotoric, alunecarea s creşte proporţional, iar

turaţia rotorului motorului se reduce.

În figura 2.17 este dată familia de caracteristici mecanice reostatice. Din acestea se

observă că la momentul nominal cu cât rezistenţa circuitului rotoric este mai mare, cu atât

turaţia este mai mică ( ).Din aceeaşi figură se vede că la M redus domeniul de

reglare se reduce sensibil, adică atunci când motorul funcţionează la sarcină foarte mică,

reglajul de turaţie este aproape imposibil. Deşi prin acest procedeu de reglare cu creşterea

rezistenţei în rotor se reduce stabilitatea şi se amplifică pierderile de energie, el are largă

răspândire datorită execuţiei relativ uşoare şi domeniului larg de reglare. Se aplică la

macarale, trolii, poduri rulante etc.

Fig. 2.17 Caracteristicile mecanice n=f(M) pentru diferite rezistenţe

introduse în circuitul rotorului motorului asincron cu rotor bobinat

52

2.5.3 Reglarea turaţiei prin modificarea numarului de perechi de poli

Reglarea turaţiei motoarelor asincrone prin variaţia numărului perechilor de poli p ai

înfăşurării statorice se aplică de asemenea la motoarele cu rotor în scurtcircuit. La motoarele

cu inele de contact ea nu se aplică, deoarece comutarea perechilor de poli ai înfăşurării

statorice este necesară în înfăşurarea rotorică, complicându-se astfel construcţia motorului.

Pentru modificarea numărului perechilor de poli, motoarele cu rotor în scurt-circuit se

execută cu două înfăşurări separate cu număr diferit de perechi de poli, sau cu o înfăşurare, la

care se poate modifica numărul de poli. La al doilea procedeu, înfăşurarea fiecărei faze are

două semiînfășurări.

Fig. 2.18 a, b Explicative privind obţinerea de numere diferite de poli

pentru înfăşurările statorice

Atunci când aceste semiînfășurări sunt înseriate, se obţin patru poli (fig. 2.18 a), iar

când sunt puse în paralel se obţin doi poli (fig. 2.18 b). Neajunsul principal al acestui

procedeu de reglare este că se realizează reglarea în trepte şi construcţia motoarelor se

complică. Obişnuit motoarele se realizează pentru două turaţii.

Cel mai frecvent, motoarele asincrone cu rotorul în scurtcircuit, se utilizează în

acţionările electrice cu turaţie nereglabilă, pentru acţionarea pompelor, ventilatoarelor,

transportoarelor cu lanţuri şi cu bandă, maşinilor de excitaţie, troliilor de screpere, combinelor

de galerii, maşinilor de mărunțit (spart) cu acţionare nereglată a organului de spart ş.a.

În acţionările electrice de c.a. cu reglaj de viteză se utilizează mai ales motoare

asincrone cu inele de contact. În minele cu gaze şi praf, în scopul reglării acţionărilor electrice

sunt în special de perspectivă motoarele asincrone cu rotorul în scurtcircuit completate cu

convertoare de frecvenţă. Avantajul esenţial al acestor motoare în medii cu foc şi explozive

este că la acestea spre deosebire de motoarele de c.c. şi motoarele asincrone cu inele de

contact, lipsesc periile de contact.

53

Cap. 3. Convertorului static de frecvenţă cu circuit

intermediar de curent continuu

3.1 Descrierea convertorului static de frecvenţă cu circuit intermediar de

curent continuu

Convertoarele statice de frecvenţă (CSF) permit transformarea energiei de la reţeaua

trifazată de tensiune şi frecvenţă fixă într-o energie de curent alternativ cu tensiune şi

frecvenţă variabilă. Aceste circuite electronice constituie astfel, surse optime de alimentare a

motoarelor de curent alternativ – rotative sau liniare, asincrone sau sincrone – în sistemele de

acţionare cu viteză reglabilă.

Acţionările utilizând motoare asincrone cu rotorul în scurtcircuit, alimentate de la

convertoare statice de frecvenţă, au pătruns în cele mai diferite domenii datorită în special

avantajelor acestor motoare (robuste, uşoare, dimensiuni mici, inerţie redusă, întreţinere

uşoară, etc.).

Ansamblul convertor static – motor asincron cu rotor în scurtcircuit facilitează punerea

de acord a caracteristicii mecanice a motorului cu condiţiile impuse de maşinile de lucru cele

mai diferite. Astfel se poate asigura toate cerinţele impuse sistemelor de acţionare cum ar fi:

pornirea automată şi accelerarea controlată;

funcţionarea cu turaţie constantă sau cuplu constant;

reglarea automată după program a turaţiei;

schimbarea sensului de rotaţie;

frânarea automată;

gamă largă de reglare a vitezei cu fineţe deosebită a reglării;

sensibilitate redusă la variaţii în anumite limite a tensiunii şi frecvenţei de alimentare;

viteză mare de răspuns.

Conversia energiei de curent alternativ realizată prin intermediul unei forme de

energie de curent continuu, are limite de variaţie mai largi din punct de vedere al frecvenţei

tensiunii de ieşire. În acest caz, CSF este denumit convertor de frecvenţă cu circuit

intermediar de curent continuu şi este alcătuit din:

un redresor (comandat sau necomandat);

un circuit intermediar de curent continuu având caracter de sursă de curent continuu

sau de tensiune continuă sau variabilă;

un invertor care poate fi de tensiune sau de curent.

54

Fig. 3.1. Structura unui convertor static de frecvenţă.

3.2 Principiul de funcţionare al convertorului static de frecvenţă cu

circuit intermediar de curent continuu

Invertoarele sunt componentele de bază ale convertoarelor statice de frecvenţă cu

circuit intermediar de tensiune continuă, echipamente electronice de putere care stau la baza

acţionărilor electrice cu turaţie reglabilă cu motoare de curent alternativ. În structura acestor

sisteme de acţionare, invertorul are un rol decisiv în stabilirea performanţelor energetice şi

dinamice ale sistemului pentru un motor de acţionare dat.

Este bine cunoscut faptul că obţinerea unui randament energetic ridicat şi a unor

performanţe dinamice superioare pentru sistemul de acţionare în ansamblu, este condiţionată

de alimentarea motorului de curent alternativ cu tensiuni şi curenţi sinusoidali, de frecvenţe şi

amplitudini impuse de sistemul de reglare.

Spre deosebire de invertoarele de curent, invertoarele de tensiune prezintă o mare

flexibilitate în adoptarea unor tehnici de comandă cu modularea impulsurilor de tensiune în

durată (PWM) şi/sau amplitudine în vederea reducerii conţinutului de armonici de frecvenţă

joasă din undele de tensiune şi de curent ce alimentează motorul de acţionare.

Funcţionarea invertoarelor de tensiune fără modulaţia impulsurilor, prin conducţia

continuă a dispozitivelor de comutaţie pe duratele corespunzătoare unor unghiuri de 120 el.

sau 180 el, prezintă dezavantajul unui conţinut ridicat de armonici de frecvenţă joasă în unda

tensiunii de ieşire, precum şi dezavantajul datorat imposibilităţii reglării tensiunii concomitent

cu reglarea frecvenţei numai prin intermediul invertorului.

Undele de tensiune obţinute la ieşirea invertorului sunt cvasisinusoidale, compuse din

impulsuri dreptunghiulare de durate egale cu durata de conducţie a semiconductoarelor de

putere. Astfel au o pondere însemnată a armonicilor impare 5, 7, 11, etc. care determină

cupluri oscilante ce înrăutăţesc performanţele dinamice ale motorului alimentat. În plus, la

reglarea vitezei motorului de acţionare (sincron sau asincron) se impune modificarea continuă

a tensiunii concomitent cu frecvenţa. Acest lucru nu se poate obţine cu ajutorul invertorului,

55

fiind necesară o sursă de tensiune continuă reglabilă, redresor comandat sau chopper în

circuitul de curent continuu.

În figura 3.2. este prezentată configuraţia unui convertor de frecvenţă cu circuit

intermediar de curent continuu pentru alimentarea unui motor asincron.

Fig. 3.2. Schema unui convertor cu circuit intermediar de curent continuu

Reglarea vitezei maşinii asincrone impune pe lângă variaţia frecvenţei fs care se

realizează în CFCI prin metode specifice de comandă pentru contactoarele statice şi variaţia

tensiunii Us, pentru a se evita saturarea (Us/fs=const.).

Există pentru îndeplinirea acestui deziderat, în principal trei metode distincte:

variaţia tensiunii continue Ucc la intrarea invertorului;

variaţia tensiunii Us la ieşirea din invertor;

variaţia tensiunii în invertor prin utilizarea tehnicilor PWM.

Prima metodă permite obţinerea unei forme constante a tensiunii la ieşirea

invertorului, indiferent de amplitudinea ei, dar impune folosirea redresorului comandat, ca

sursă de tensiune continuă reglabilă, pe calea de curent continuu.

Se utilizează cu precădere în schemele de reglare care funcţionează pe baza

controlului orientat după câmp, iar contactoarele statice ale invertorului sunt tranzistoare.

Dacă invertorul este realizat cu tiristoare, la variaţia în limite largi a tensiunii, capacitatea de

comutare scade pe măsura scăderii tensiunii de încărcare a condensatoarelor de stingere, din

care cauză, în unele aplicaţii se folosesc surse suplimentare de curent continuu pentru

încărcarea condensatoarelor de stingere.

A doua metodă se utilizează relativ rar în acţionările electrice reglabile, deoarece la

tensiuni reduse, conţinutul de armonici ale tensiunii la bornele maşinii este nesatisfăcător.

56

Metoda a treia este cea mai folosită atât în cazul controlului scalar, cât şi în cazul

controlului orientat după câmp, în acest ultim caz uneori împreună cu prima metodă.

Tehnicile de comandă PWM prezintă două avantaje esenţiale care le-au impus domeniul

metodelor de comandă folosite pentru invertoarele ce fac parte din convertoarele statice cu

circuit intermediar de curent continuu:

nu necesită componente suplimentare în invertor, blocul de comandă devenind însă

mai complex;

permit reducerea semnificativă sau chiar eliminarea armonicilor de frecvenţă de ordin

mic (cele mai apropiate de fundamentală), chiar la evoluţii în limite largi ale tensiunii şi

frecvenţei.

Reducerea conţinutului de armonici, în special a armonicilor de frecvenţă joasă şi

posibilitatea modificării în limite largi a tensiunii cu frecvenţa se obţin prin modulaţia în

durată a impulsurilor de tensiune, metodă consacrată sub denumirea de comandă PWM (Puls

Width Modulation). Metoda constă în fragmentarea duratelor de conducţie ale

semiconductoarelor de putere în vederea reducerii conţinutului de armonici din undele de

tensiune şi implicit de curent de la ieşirea invertorului ce alimentează motorul unui sistem de

acţionare electrică.

Metodele de comandă PWM (Puls Width Modulation) se aplică în aceeaşi măsură la

maşinile asincrone cât şi la cele sincrone. În această lucrare se va studia aplicarea acestor

tehnici de comandă maşinilor asincrone.

Configuraţia invertorului PWM pentru alimentarea unui motor asincron trfazat este

prezentată în figura 3.3.

Fig. 3.3. Invertor trifazat cu tranzistoare IGBT.

Modularea impulsurilor în durată (lăţime) constă în alimentarea maşinii cu un număr

de impulsuri de tensiune (curent) pe fiecare semiperioadă, durata fiecărui impuls fiind o

funcţie sinusoidală dependentă de poziţia unghiulară a impulsului în decursul semiperioadei.

57

Modularea se realizează prin compararea unui semnal de comandă (modulator), de

amplitudine Um şi frecvenţă fm variabile, a cărui formă este identică cu forma semnalului ce

se doreşte a fi obţinut la ieşirea invertorului, cu un semnal triunghiular (purtător), de

amplitudine Up şi frecvenţă fp fixe.

Caracterizarea acestui proces de modulaţie, cunoscut sub denumirea de modulaţie

PWM sinusoidală se face cu ajutorul a doi parametri:

gradul de modulaţie în frecvenţă, definit prin raportul dintre frecvenţa semnalului

purtător şi frecvenţa semnalului modulator fp/fm=m (m determină numărul de pulsuri pe

perioadă);

gradul de modulaţie în amplitudine al tensiunii, definit prin raportul dintre

amplitudinea semnalului modulator sinusoidal şi amplitudinea semnalului purtător

triunghiular Um/Up=k.

Principiul metodei, este ilustrat în figura 3.4.

Momentele în care unda modulatoare de frecvenţă fm şi amplitudine Um intersectează

unda purtătoare triunghiulară de frecvenţă fp şi amplitudine Up (figura 3.4 a), constituie

momente de comutare pentru contactoarele statice din invertor. Prin aceasta produc

impulsurile de tensiune modulate în durată după legea sinusoidală impusă de unda

modulatoare.

Cât timp unda modulatoare este mai mare decât unda purtătoare, contactoarele statice

corespunzătoare fazei şi polarităţii respective sunt închise, aplicând înfăşurării maşinii un

impuls de tensiune. Când unda purtătoare devine mai mare decât unda modulatoare, aceste

contactoare se vor deschide.

În funcţie de contactoarele care se închid, impulsurile de tensiune aplicate înfăşurării

maşinii vor fi de o polaritate sau alta, conform figurii 3.4 b), c), d).

Algoritmul de comutare pentru contactoarele din invertor, se observă în figurile 3.4.

e), f) şi g).

Pentru o undă triunghiulară de amplitudine şi frecvenţă constante, se poate modifica

amplitudinea fundamentalei undei de la ieşirea invertorului, prin modificarea amplitudinii

undei modulatoare Um (a indicelui de modulaţie k), păstrând frecvenţa acesteia constantă.

58

Fig. 3.4. Principiul modulãrii sinusoidale.

59

3.3. Simularea utilizând Matlab Simulink al convertorului static de

frecvenţă cu circuit intermediar de curent continuu

Schema de principiul şi modelul în mediul Matlab Simulink sunt prezentate în figurile

3.5, respectiv 3.6. Aceste scheme conţin blocuri de bază, cum ar fi inverotrul trizat, redresorul

trifazat comandat, motor asincron, generatorul de semnal PWM, regulatorul de tensiune

continuă.

Figura 3.5: Schema converoturului static de frecventa

Figura 3.6: Modelul Simulink al convertorului static de frecvenţă

60

Regulatorul de tensiune continuă este bazat pe un regulator PI şi un chopper cu

histerezis. Atunci când tensiunea continuă scade, regulatorul PI micşorează unghiul de

comandă. În caz că tensiunea continuă creşte, regulatorul PI mareşte unghiul de comandă.

Logica de comandă a chopperului este bazată pe un controller cu histerezis. Dacă tensiunea

atinge valoarea maximă admisă de banda de histerezis, figura 3.7, regulatorul de tensiune

continuă intră în modul frânare, şi chopperul este pornit. În modul chopper, regulatorul PI

devine regulator P, componenta integratoare devine nulă, deoarece dinamica chopperului este

foarte rapidă şi componenta integratoare nu işi are rostul. Dacă tensiunea atinge limita minimă

impusă de banda de histerezis, chopperul de frânare este oprit. Regulatorul de tensiune

continuă este prezentat în figura 3.8.

Figura 3.7: Principiul regulatorului cu histerezis

Figura 3.8: Regulatorul de tensiune continuă

61

Schema generatorului de semnale PWM este prezentată în figura 3.9.

Figura 3.9: Schema generatorului PWM

Parametri maşinii asincrone şi ai convertorului sunt prezentaţi în figura 3.10. Ca

mărime de intrate este selectat cuplul rezistent.

(a) (b)

Figura 3.10: Parametri nominali ai motorului asincron (a) şi ai invertorului (b)

62

Figura 3.11 prezintă rezultatele simulării convertorului de frecvenţă pentru comanda

maşinii asincrone. Cu toate că viteza iniţială de referinţă este de 1800rot/min, viteza motorului

nu urcă brusc la aceasta valoare, ci funcţionează în regim tranzitoriu până cand se stabilizează

la 1.3s. La momentul de timp t=2s, se aplică un cuplu de acceleraţie pe axul motorului. Se

observă creşterea vitezei. Deoarece viteza rotorului este mai mare decât viteza de sincronism,

maşina intră în regim de frană. Energia recuperată din frânare este transferată pe partea de

curent continuu, determinând creşterea tensiunii continue. Acest lucru determină regulatorul

de tensiune continuă să activeze chopperul de frânare, ceea ce determină ca tensiunea

continuă să scadă. La momentul t=3s, se aplică la motor un cuplu în trepte de la -11Nm la

11Nm. Se poate observa o oscilaţie a tensiunii continui şi vitezei. La momentul t=4s, cuplul

rezistent se elimină, astfel că regulatorul de curent continuu trece din modul frâna în modul

motor.

Figura 3.11: Rezultatele simulării controlului motorului asincron cu convertor de frecvenţă

63

Concluzii

La o comparaţie cu motoarele de curent continuu, a căror utilizare este limitată din

cauza dificultăţilor legate de producerea şi transportul energiei electrice în curent continuu,

cât şi de construcţia lor, precum şi faţă de motoarele sincrone la care reglarea turaţiei este

practic imposibilă iar funcţionarea presupune alimentarea înfăşurării de excitaţie în curent

continuu, motoarele asincrone se caracterizează prin aceea că:

- au avantajul funcţionării exclusiv în curent alternativ;

- este posibilă utilizarea la sarcini şi turaţii variabile;

- au construcţie şi funcţionare simplă;

- sunt robuste;

- pot fi întreţinute şi exploatate uşor.

La o comparaţie cu motoarele sincrone în schimb, motoarele asincrone au

dezavantajul consumului de energie reactivă inductivă, ceea ce duce la scăderea factorului de

putere şi deci la un consum suplimentar de energie electrică. De asemenea, pornirea lor este

legată de anumite dificultăţi privind mărimea cuplului şi a curentului, dar, prin măsurile care

se pot lua, larga lor utilizare nu este afectată.

Motoarele asincrone trifazate se pretează foarte bine la utilizarea pentru acţionări electrice, iar

progresele tehnologice survenite în construcţia şi comanda acestei familii de motoare le conferă atât

prezent cât şi viitor. În robotică de exemplu, au apărut motoare asincrone trifazate al căror stator

conţine poli din magneţi permanenţi din pământuri rare (samariu-cobalt, neodim-fier). Comutarea

înfăşurărilor este statică, iar echipamentul are rol dublu: de comutare a înfăşurărilor şi de furnizare,

prin impulsuri modulate în durată, a tensiunii medii necesare.

Utilizarea convertizoarelor de frecvenţă pentru reglarea turaţiei motoarelor asincrone

nu este o idee nouă. Însă noile tehnologii în acest domeniu fac această alternativă şi mai

atractivă datorită costurilor mai reduse. Utilizarea de motoarea asincrone cu reglarea variabilă

a turaţiei în sisteme cu convertoare de frecvenţă oferă un potenţial mare de economisire. Din

acest motiv, această tehnologie poate contribui în mod substanţial la respectarea acordurilor şi

al normelor locale şi internaţionale în domeniul economisirii de energie şi al scăderii emisiilor

de dioxid de carbon.

64

BIBLIOGRAFIE

1. Albu M., - Electronică de putere, Ed. Venus, IAȘI, 2007

2. Ionescu F., Floricău D. Nițu S., Jean Paul Delarue, Boguș C. – Electronica de putere.

Convertoare Statice, Ed. Tehnică, București, 1998;

3. Muntean N. – Convertoare Statice, Ed. Politehnică, Timișoara, 1998;

4. Diaconescu M.P., Graur I. – Convertoare Statice. Baze Teoretice. Elemente de Proiectare.

Aplicații, Ed. Gh. Asachi, IAȘI, 1996;

5. Mihai Puiu-Berizinţu, “Electronică Industrială de Putere Curs şi Lucrări Practice”, Ed.

Alma Mater, Bacău, 2007;

6. Mircea Gogu, Maşina asincronă”;

7. Simion A., Cojar M., Livadaru L., Mardarasevici G. – Mașini electrice, Ed. Shakti, IAȘI,

1998;

8. Cozma V., Popescu C., „Maşini electrice – Maşini asincrone”, Editura Sitech, Craiova,

2005;

9. Mircea Gogu, “Comanda motoarelor asincrone prin impulsuri modulate in durată(PWM)”;

10. Livinț Gh., Livinți P. – Algoritmi de comandă a acționărilor electrice prin metode

frecvențiale, Ed. Venus, IAȘI, 2003.