semnale digitale

144
1 SEMNALE DIGITALE Se pot transmite mesaje prin aprinderea de focuri (la români),cu fum (la amerindieni), cu fanioane (sistem folosit încă la comunicaŃia între nave), cu oglinzi, cu lumină de diferite culori (vezi semnalizarea auto), cu biciul (la tracŃiunea animală) ẟi .... pot fi imaginate tot felul de modalităŃi pentru transmiterea mesajelor. Există o ramură a ẟtiinŃei care are drept obiectiv comunicarea în sisteme tehnice ẟi o altă ramură privind comunicarea interumană. Omul comunică atât verbal cât ẟi nonverbal (prin mimică, gesturi, poziŃie a corpului, prin modul de a se îmbrăca, ẟ.a.). În cadrul sistemelor tehnice comunicarea are loc prin intermediul semnalelor, care sunt purtătoare ale mesajului. Prin semnal se înŃelege o mărime fizică, de orice tip ar fi, care se modifică în timp pentru a transmite un mesaj. Semnalul analogic este un semnal a cărui variaŃie în timp este continuă (poate fi exprimat prin mărimi electrice, hidraulice, pneumatice, mecanice sau orice alte mărimi). Trecerea de la o valoare la alta a semnalului se face printr-o infinitate de valori. Altfel spus dacă luăm două momente de timp în care semnalul are valori precizate, pentru un timp (oricare ar fi acesta) între cele două vom găsi o valoare a semnalului.

Upload: liolya-svetenco

Post on 08-Jul-2016

262 views

Category:

Documents


3 download

DESCRIPTION

Semnale digitale

TRANSCRIPT

Page 1: Semnale digitale

1SEMNALE DIGITALE

Se pot transmite mesaje prin aprinderea de focuri (la români),cu fum (la amerindieni), cu fanioane (sistem folosit încă la comunicaŃia între nave), cu oglinzi, cu lumină de diferite culori (vezi semnalizarea auto), cu biciul (la tracŃiunea animală) i .... pot fi imaginate tot felul de modalităŃi pentruẟ transmiterea mesajelor.Există o ramură a tiinŃei care are drept obiectiv comunicarea în sistemeẟ tehnice i o altă ramură privind comunicarea interumană.ẟOmul comunică atât verbal cât i nonverbal (prin mimică, gesturi, poziŃie aẟ corpului, prin modul de a se îmbrăca, .a.).ẟ

În cadrul sistemelor tehnice comunicarea are loc prin intermediul semnalelor, care sunt purtătoare ale mesajului.

Prin semnal se înŃelege o mărime fizică, de orice tip ar fi, care se modifică în timp pentru a transmite un mesaj.Semnalul analogic este un semnal a cărui variaŃie în timp este continuă (poate fi exprimat prin mărimi electrice, hidraulice, pneumatice, mecanice sau orice alte mărimi). Trecerea de la o valoare la alta a semnalului se face printr-o infinitate de valori. Altfel spus dacă luăm două momente de timp în care semnalul are valori precizate, pentru un timp (oricare ar fi acesta) între cele două vom găsi o valoare a semnalului.Un semnal analogic spunem că este semnal continuu dacă în orice moment de timp are aceea i valoare. În caz contrar este ẟ semnal variabil (în timp). Un semnal variabil în timp v(t) este semnal periodic, de perioadăT [s], dacă pentru orice moment de timp t, avem îndeplinită egalitatea

v(t + T ) = v(t ).

Altfel spus, după T secunde regăsim aceea i valoare a semnalului. Preluând ẟvalori ale unui semnal analogic la momente de timp discrete, ca în figura 1.1, (proces numit e antionareẟ ) obŃinem un semnal discret.

5

Page 2: Semnale digitale

v(t)

V3

V2

t

T

Fig 1.1.

Valoarea semnalului la un moment de timp se nume te ẟ e antionẟ .În figura 1.1 semnalul variabil în timp este reprezentat cu linie punctată iar e antioanele sunt dreptunghiuri de lăŃime egală cu ẟ perioada T de e antionare ẟ i înălŃime egală cu valoarea e antionului. Astfel al doileaẟ ẟ e antion are valoarea ẟ V2 iar al treilea are valoarea V3.Momentele de timp la care se preiau e antioane sunt distanŃate între ele cuẟ un interval de timp T. Semnalul discret, obŃinut în urma e antionării, esteẟ un semnal periodic cu frecvenŃa dependentă de perioada semnalului

f = 1

[Hz]T

numită frecvenŃa de e antionareẟ .

1.1. Semnale numerice

Un semnal discret este o mulŃime formată din valori ale semnalului la diferite momente de timp (perechi timp – valoare a semnalului). [9] Spre exemplu, în cazul semnalului din figura 1.1, semnalul discret este format din perechi (t1,V1), (t2,V2), (t3,V3), .a.m.d. Momentele de timp sunt în relaŃiaẟ

tk+1 = tk + T ,

iar valorile semnalului sunt exprimate prin intermediul unui număr din domeniul de variaŃie a amplitudinii semnalului V ∈[Vmin ,Vmax ].

Un semnal digital este un semnal discret la care valoarea semnalului se află într-o mulŃime finită V ∈{Vmin ,V2 ,V3 ,...,Vmax }.Elementele mulŃimii se numesc e antioaneẟ ale semnalului.

6

Page 3: Semnale digitale

Dacă ne interesează cât de repede se poate face e antionarea într-un anumitẟ sistem (circuitul care realizează e antionarea se cheamă convertor analog –ẟ numeric CAN) atunci trebuie să precizăm perioada T de e antionare - adicăẟ trebuie să precizăm intervalele de timp la care sunt prelevate e antioaneleẟ semnalului.Există convertoare analog – numerice care au nevoie de un interval de timp pentru e antionare de 10 ẟ µ s i altele care au nevoie numai deẟ10 ns pentru conversia semnalului analogic în semnal numeric.

De fapt timpul de conversie este format din timpul necesar preluării e antionului din semnalul analogic la care se adună timpul necesarẟ convertirii e antionului într-o valoare numerică.ẟTimpul de conversie depinde de domeniul semnalului analogic i deẟ precizia cu care semnalul este exprimat în valori numerice. Astfel timpul de conversie este mai mic dacă domeniul de valori numerice este 0,..., 16 decât dacă domeniul de valori este 0,..., 256. Primul domeniu poate fi exprimat cu 4 biŃi iar al doilea cu 8 biŃi. Pentru identificarea unui bit este necesar un interval de timp, care timp este proporŃional cu numărul de biŃi. În primul caz precizia reprezentării e antionuluiẟ (analogic) printr-un

semnal numeric este de 1 V iar în al doilea caz 1 V , unde V este domeniul de variaŃie al semnalului analogic.

Spre exemplu pentru un interval de variaŃie al semnalului analogic deV = 1600 mV, dacă reprezentarea se face cu 4 biŃi (exprimând numerele

0,...,15), avem o precizie de 1600mV

=100mV. 16

Unei tensiuni din domeniu 0,...,99 mV îi corespunde semnalul numeric 0000, iar unei tensiuni din domeniul 1000,...,1099 mV îi corespunde semnalul numeric 1010 în exprimarea binară (10 în sistem zecimal). Altfel spus dacă la ie irea CAN avem semnalul numeric 1010 atunci la intrareaẟ convertorului poate fi o tensiune de 1 V = 1000 mV sau una de 1,1 V = 1.099 mV sau oricare altă tensiune din domeniul 1.000,...,1.099 mV .

În condiŃiile când conversia s-ar face pe 8 biŃi ( precizia este1600mV

= 6,25mV ) domeniul de incertitudine în care se află semnalul 256

analogic de intrare ar scădea de 16 ori. Semnalul numeric 1010 0000 = A0H (H de la hexazecimal )= 160Z (Z de la zecimal) reprezintă semnalul analogic 160 * 6,25mV =1000mV care corespunde unui semnal de intrare din domeniul 1.000,...,1.006 mV.

16 256

Page 4: Semnale digitale

7

Page 5: Semnale digitale

Dacă semnalul digital nu este prelucrat de acela i circuit (convertorulẟ analog – numeric) atunci semnalul digital trebuie transmis, prin intermediul unui canal de comunicaŃie , până la circuitul care va efectua prelucrările.

Transmiterea semnalului numeric se face printr-un mediu de comunicaŃie care poate fi:

- o configuraŃie de conductori electrici,- fibra optică,- un mediu lichid, solid sau un mediu gazos (spre exemplu prin

atmosferă).Observăm faptul că mediul de comunicaŃie reprezintă un element fizic prin care se propagă semnalele de la sursă (emiŃător) la receptor.

Printr-un mediu de comunicaŃie pot fi transmise semnale provenind de la diferite surse, ceea ce înseamnă că în cadrul unui mediu de comunicaŃie se definesc mai multe canale de comunicaŃie.

Spre exemplu prin intermediul a doi (sau patru) conductori torsadaŃi pot fi transmise multe convorbiri telefonice.

Un alt exemplu se referă la cablul coaxial prin intermediul căruia se transmit mai multe canale de televiziune la foarte mulŃi abonaŃi .

Separarea canalelor de comunicaŃie între ele , în cadrul mediului dat, se face prin mai multe procedee (în timp, în frecvenŃă, în fază sau în spaŃiu) [5,8,54].

• Separarea canalelor în frecvenŃă - se poate face alocândfiecărui canal un alt domeniu de frecvenŃe. Spre exemplu în cazul televiziunii prin cablu se alocă fiecărui canal 6 MHz (standard USA) în domeniul de frecvenŃe 55,..., 997 MHz, obŃinând astfel 158 canale TV. În cazul UPC – România canalele sunt distanŃate între ele cu 7 MHz începând cu 112,25 MHz i terminând cu 727,25 ẟ MHz – unde, spre exemplu, PRO TV are alocat canalul 189,25 MHz. De notat că alocarea canalelor pentru diferite programe TV o face operatorul de cablu, care poate schimba alocarea după cum îi vine mai bine.

• Separarea canalelor în fază - se poate face alocând fiecăruiao altă fază a semnalului. Două canale folosesc o aceea i frecvenŃă dar fazaẟ este diferită. Spre exemplu pentru transmiterea semnalelor binare, în cazul modulaŃiei digitale BPSK( Binary Phase Shift Keying) , se folose te unẟsemnal sinusoidal care are faza −

π pentru a transmite zero logic i fazaẟ

2+

π pentru a transmite unu logic.

2• Separarea canalelor în timp – în sensul că un utilizator va

folosi canalul (pentru a- i transmite propriile semnale) un interval de timp, ẟapoi face o pauză prestabilită (când alŃi utilizatori folosesc canalul), după

Page 6: Semnale digitale

8

Page 7: Semnale digitale

care utilizatorul preia canalul pentru a- i transmite semnalele încă unẟ interval de timp .a.m.d. Spre exemplu fiecare frecvenŃă din cadrulẟ sistemului GSM, permite definirea a 8 canale de comunicaŃie. Fiecare utilizator folose te frecvenŃa (pentru comunicare) un interval de 577 ẟ µs ,face o pauză de 7*577 µs = 4.039µs (când folosesc frecvenŃa ceilalŃiutilizatori) i preia frecvenŃa un nou interval de 577 ẟ µs pentru comunicare,

.a.m.d.ẟ• În cadrul transmisiunilor terestre i a transmisiilor prinẟ

sateliŃi ale semnalului există i o ẟ separare spaŃială a canalelor în sensul că se folosesc antene directive care trimit semnalul în altă direcŃie a spaŃiului, către un alt utilizator. Comunicarea este posibilă pentru că semnalul destinat altui utilizator ajunge la receptor cu valori mult mai mici ale puterii decât semnalul destinat receptorului în cauză.

De fapt toate procedeele descrise pot fi privite ca tehnici de acces a utilizatorului la mediul de transmisie (la un canal de comunicaŃie din cadrul mediului fizic de transmisie dat).

Dacă avem de transmis semnale digitale printr-un canal de comunicaŃie nu ne mai interesează perioada T i nici frecvenŃa, ci ne interesează cât deẟ multe semnale (simboluri) putem transmite în unitatea de timp.

Se define te ẟ debitul (rata) semnalelor transmise printr-un canal de comunicaŃie (de al emiŃător la receptor)

Rs= 1 [simboluri/secundă].

Tca invers al timpului necesar transmiterii unui simbol.Dacă fiecare simbol este reprezentat cu m – biŃi atunci debitul (rata) de bit a semnalelor este de m ori mai mare

R = m [biŃi/secundă = b/s =bps ].b T

Spre exemplu dacă avem un debit de download, din reŃeaua Internet, de 54 kBps (Bytes), presupunând că simbolurile sunt reprezentate pe 8 biŃi, rezultă că avem un debit de bit de 54x8 = 432kbps .

Digit provine din limba latină (digitus) fiind tradus prin deget. În matematică i în cadrul tiinŃei calculatoarelor termenul digit a intrat caẟ ẟ neologism în limba română tehnică (nu se traduce) desemnând un simbol prin intermediul cărora se reprezintă, în sistem poziŃional, numerele.

Deoarece mâna are zece degete s-a adoptat, în majoritatea zonelor geografice, drept bază de numeraŃie baza 10, cu simbolurile 0,...,9. În alte zone coexistă sistemul de numeraŃie în baza 12.

Page 8: Semnale digitale

9

Page 9: Semnale digitale

Limitările tehnologice de implementare a simbolurilor i criteriile deẟ funcŃionare fără erori au impus, în cadrul circuitelor digitale, numai sistemul binar (numit i boolean) cu simbolurile 0 i 1.ẟ ẟ

Exemplul 3. Sistemul de numeraŃie fiind poziŃional fiecărei poziŃii îi este alocată o pondere. Astfel numărul 127, citit una sută două zeci iẟ

apte unităŃi, specifică ponderile alocateẟ

127= 1*102 + 2*101 + 7*100

Constatăm că ponderea este o putere a bazei i cre te de la dreapta spreẟ ẟ stânga.

Prin gruparea a patru cifre binare pot fi evidenŃiate 16 combinaŃii, care definesc sistemul hexazecimal, cu simbolurile 0,1,....,9,A,B,C,D,E,F (unde A este 10, B este 11 .a.m.d.).ẟ

Acela i număr zecimal se exprimă în hexazecimal ẟ127 (zecimal) = 7*161+ 15*160 = 7F (hexazecimal)

Exemplul 4. Ponderea în sistem binar fiind o putere a bazei 2 combinaŃia 1101 se poate converti în zecimal, folosind puteri crescătoare de la dreapta spre stânga, astfel

1101=1*20+0*21+1*22+1*23= 1+4+8= 13.

În sistem hexazecimal cifra 13 se exprimă prin litera D.Cel mai mare număr care poate fi exprimat cu 4 cifre binare este

1111=1*20+1*21+1*22+1*23= 1+2+4+8= 15,

care în sistem hexazecimal se exprimă prin litera F.Constatăm că prin intermediul a patru cifre binare (n=4) putem

exprima numere până la 15 ( 15 = 2n-1=24 -1 =16-1= 15).Generalizând – cel mai mare număr care poate fi exprimat prin

intermediul an cifre binare este 2n − 1.

Cu 8 cifre binare obŃinem numere din domeniul 0,..., 255. În hexazecimal, fiind două grupuri de câte patru cifre binare (digiŃi),cel mai mare număr exprimat este FF (255 în sistem zecimal).Pentru exemplul 1 exprimarea în binar a numărului

127 Z (zecimal) = 7F H (hexa),

Page 10: Semnale digitale

10

Page 11: Semnale digitale

se obŃine comod plecând de la numărul exprimat în hexazecimal iẟ codificând în binar fiecare cifră (hexazecimală). Cifra 7 este 0111 iar cifra F este 1111 ceea ce conduce la 7F H = 0111 1111 (binar).

În cazul sistemelor de transmisie a datelor (în comunicaŃii, în transferul de date dintre calculatoare, .a.) se folosesc i alte baze, având 3,ẟ ẟ 4, 8, 16 i chiar mai multe simboluri (spre exemplu 256 simboluri pentruẟ accesul la Internet prin cablu CATV). Numai că o cre tere exagerată aẟ numărului de simboluri cre te probabilitatea de modificare de cătreẟ perturbaŃii, a mesajului.Din acest punct de vedere, al transmiterii informaŃiei, alfabetul poate fi considerat un sistem de transmitere a informaŃiei cu 28 de simboluri.

1.2. InfluenŃa reactanŃelor de intrare a circuitului asupra semnalelor numerice

În circuitele digitale valorile zero „0” i „1” logicẟ pot avea diferite reprezentări, în funcŃie de circuitele (mecanice, pneumatice, hidraulice, electomecanice, electronice .a.) cu care se implementează.ẟ

De cele mai multe ori, adică atunci când circuitul este electronic, cele două valori logice sunt domenii de tensiune delimitate de nivele impuse de standardul adoptat - tensiuni având drept referinŃă punctul de masă al circuitului. În cazul sistemelor de automatizare electronice, cele două valori logice sunt reprezentate uneori i prin nivele de curent.ẟ

Pentru că „1” logic este reprezentat printr-un nivel mare de tensiune, un circuit aflat în această stare, spunem că este în starea „H” (high), altfel este în starea de valoare joasă a tensiunii „L” (low).

Nivelele de tensiune până la care un circuit se află într-o stare binară depind de valoarea sursei de curent continuu, de tehnologia de realizare a porŃilor (circuitelor) i de punctul din care privim circuitul (de la intrareaẟ acestuia sau de la ie irea lui).ẟ

Circuitele digitale primesc la intrare i furnizează la ie ire semnaleẟ ẟ dreptunghiulare care se modifica cu o frecvenŃă dată.Se consideră, prin convenŃie, nivelul de tensiune mică drept „0 logic”, iar palierul impulsului este „1 logic”.Tot prin convenŃie se poate considera „1 logic” tranziŃia L → H i „0ẟ logic” tranziŃia H → L.

Numai că semnalul dreptunghiular este o idealizare, deoarece semnalul nu poate ajunge instantaneu la nivelul de valoare mareH (high), îi trebuie un timp numit timp de cre tere Tẟ r . Nu poate scădea instantaneu la nivelul corespunzător lui „0 logic” L (low) , îi trebuie un timp de cădere Tf , ca în figura 1.2.[22]

Page 12: Semnale digitale

11

Page 13: Semnale digitale

V

0,9V

0,1V

t

Tr Tf

T = 1 f

Fig 1.2.

Cum vom stabili, în cele ce urmează, timpul de cre tere al semnaluluiẟ de la intrarea unui circuit impune anumite caracteristici circuitului.[6,7]

Un semnal periodic va(t)cu pulsaŃia ω , oricare ar fi forma acestuia, poate reconstituit din mai multe semnale sinusoidale

n

va (t) =V0 + ∑Vak sin(kωt + ϕk )1

cu amplitudinea Vak i faza ẟ ϕk , calculate conform relaŃiilor

Btgϕ k = K ; Vak = AK

2 + BK2 .

AK

Termenii Ak i ẟ Bk provin din dezvoltarea în serie FourierAK= 2

∫ va (t)sin kωtdt ,BK= 2

∫ va (t)cos kωtdt

.

T T

În cadrul sumei termenul corespunzător valorii k = 1, având pulsaŃia semnalului original, se nume te ẟ fundamentală. Altfel spus fundamentala este o sinusoidă a cărei frecvenŃă este egală cu frecvenŃa semnalului original va (t).

Termenul V0 este componenta de curent continuu (valoarea medie a semnalului).

Page 14: Semnale digitale

12

Page 15: Semnale digitale

Celelalte sinusoide din dezvoltare au frecvenŃe multiplu al frecvenŃei fundamentalei ( 2f, 3f,..., nf) i se numesc ẟ armonici ale semnalului.

Exemplu: Să calculăm primii termeni ai dezvoltării în serie Fourier pentru un semnal dreptunghiular cu amplitudinea de 3 V, factorul de umplere k=20% ,frecvenŃa f = 100 Hz (perioada T =10 ms = 0,01 s), reprezentat în figura 1.3. [4]Folosind formulele

Ak = 0.201∫0

0.0023 sin(k2π100)t dt ,Bk

= 2∫0.00

2

3 cos(k2π100)t dt

0.01 0

obŃinem pentru k=1 i k=2 următoarele valoriẟ

A1=0,6599 , B1=0,9082 ⇒ V1 = 1,1226 VA2=0,8637 , B2=0,2806 ⇒ V2 = 0,9081 VV0 = 0,6 V.

Fig 1.3.

Ceea ce înseamnă că forma de undă dreptunghiulară, cu amplitudinea de 3 V, se poate descompune într-o componentă de curent continuu i oẟ sumă de două sinusoide una cu frecvenŃa de 100 Hz, amplitudine de 1,1226 V i alta cu frecvenŃa de 200 ẟ Hz, amplitudine de 0,9081 V , la care se adaugă alŃi termeni de frecvenŃe mai mari (300 Hz, 400 Hz,..., .a.m.d.) iẟ ẟ amplitudini mai mici.

Spectrul de frecvenŃă al unui semnal este o diagramă în care pe abscisă sunt marcate frecvenŃa fundamentală i frecvenŃele armonicilor ẟ fk iar pe ordonată sunt marcate valorile amplitudinii Vak .Dacă reprezentarea este în scară logaritmică obŃinem o diagramă Bode, ca în figura 1.4.

Page 16: Semnale digitale

13

Page 17: Semnale digitale

log( Vak ) V1

0 dB-20dB/dec

-40dB/dec

f1 f2 log( f )

Fig 1.4.

FrecvenŃa f2 este frecvenŃa la care armonica are o amplitudine scăzută cu 20 dB faŃă de amplitudinea fundamentalei

20log( V2 ) = −20

⇒ V2

= 10−1

⇒ V = 1 V ,

V V 2 10 11 1

adică amplitudinea armonicei este de 10 ori mai mică decât amplitudinea fundamentalei. Pentru frecvenŃe mai mari (ca f2) amplitudinile armonicilor vor fi de 100 ori mai mici decât amplitudinea fundamentalei (scăderea fiind de 40 dB/dec).

Notă: Raportul a două mărimi de acela i fel, spre exemplu raportul aẟ două tensiuni, este o mărime adimensională

AV = V2 .V1

Dacă valoarea amplificării este mare raportul a două tensiuni în dB se exprimă prin logaritmul valorii, astfel

AV = 20log(V2 ) [dB] .V1

Se folose te ẟ dB pronunŃat “decibel”.De notat că o scădere de 3 dB corespunde la un raport de 1 = 0,709 , adică

2avem relaŃia V2 = 0,709V1 .

14

Page 18: Semnale digitale

În cazul raportului de puteri o scădere de 3 dB corespunde la unraport de 1 = 0,5 , adică avem relaŃia P = 0,5P , pentru că, prin definiŃie,

2 2 1

raportul de puteri în dB este

AP = 10log(P2 ) [dB]P1

Exemplul 1: Un factor de amplificare de 40 dB al unui sistem, exprimă faptul că semnalul de la ie irea acestuia este de 100 = 10ẟ 2 ori mai mare decât valoarea semnalului aplicat la intrare

20log( V2) = 40dB ⇒ log( V2)= 2 ⇒ (V2 )=10 2 ⇒ V = 10

2V .

V1 V1 V12 1

Exemplul 2: Undele sonore sunt unde de presiune.Pentru a exprima în dB sunetul se folose te ca referinŃă pragul de ẟaudibilitate, care poate fi reprezentat de presiunea sonoră minimă i ẟanume , astfel

p =10log( p

) [dB] = [dB SIL] p

0

unde SIL (Sound Intensity Level) întăre te faptul că se referă la sunete. ẟPresiunea acustică minimă (de referinŃă) este 20 µPa , i corespunde ẟpresiunii care acŃionează asupra timpanului datorită zborului unui ŃânŃar aflat la 3 m de ascultător.MenŃionăm câteva alte puteri acustice:

- 40 dB, lini tea nopŃii;ẟ- 95 dB, zgomot puternic, nesănătos;- 120 dB, zgomot (presiune acustică) care perforează timpanul;- 163 dB, zgomot care sparge geamurile.

Valoarea frecvenŃei f2 , la care avem o cădere de 20 dB a caracteristicii, se calculează în funcŃie de timpul de cre tere astfel:ẟ

f = 1 = 1 .2 πT 3.14T

r r

Ca idee, dacă timpul de cre tere este de 2 ẟ ns impulsul trapezoidal va avea armonici cu amplitudini semnificative până la frecvenŃa de 160 MHz.[6]

Page 19: Semnale digitale

15

Page 20: Semnale digitale

Energia semnalului se distribuie pe componentele spectrale ale acestuia (pe fundamentală i armonici) în funcŃie de valoarea amplitudiniiẟ componentei.

Se define te ẟ frecvenŃa de tăiere ft ca fiind acea frecvenŃă (a armonicii) sub care se afla majoritatea energiei semnalului. Altfel spus energia armonicilor cu frecvenŃa mai mare ca ft este prea mică i poate fiẟ neglijată în calculul energiei totale.FrecvenŃa de tăiere

ft = 0,5

= 1

Tr 2Tr

depinde de timpul de cre tere al semnalului ẟ Tr i nu depinde de frecvenŃaẟ semnalului. Avem ft ≈ 1.57 f2 .

Două semnale diferite, chiar de aceea i frecvenŃă, au alteẟ amplitudini ale armonicilor (energia semnalului este altfel repartizată) . Rezultă că dacă schimbam amplitudinea unei armonici, sau eliminam o parte din armonici (cum este cazul în majoritatea situaŃiilor) semnalul nu va mai fi identic cu semnalul original, va fi altul, cu alta formă de variaŃie în timp.

Se impune ca circuitul electronic (digital sau nu) prin care trece semnalul sa nu distorsioneze forma acestuia. CondiŃia de nedistorsionare a semnalului impune ca respectivul circuit să permită trecerea frecvenŃelor cel puŃin până la frecvenŃa de tăiere ft.

Daca circuitul are frecvenŃă de trecere mai mică decât ft (trec numai armonicile cu frecvenŃe joase) vor fi afectate semnalele cu viteza mare de variaŃie in timp, adică vor fi afectate fronturile semnalului (la cre terea iẟ ẟ descre terea acestuia) - în sensul că viteza de variaŃie scădea.ẟ

Daca circuitul nu permite trecerea frecvenŃelor joase se va modifica modul de procesare a semnalelor lent variabile in timp, la limită va fi afectată componenta continuă (respectiv palierul impulsurilor din figura 1.2.).

Analiza circuitelor digitale se poate face în frecvenŃă cu transformata Fourier, prin intermediul transformatei Laplace (folosind ecuaŃiile diferenŃiale ale circuitului) sau pe baza răspunsului în timp a circuitului la aplicarea unui semnal treaptă.

Deoarece semnalele sunt de regulă dreptunghiulare i cum un semnalẟ dreptunghiular poate fi realizat cu ajutorul a două semnale treaptă, analiza circuitelor digitale se face la semnal treaptă. Se determină răspunsul sistemului la aplicarea unui semnal treaptă.

De remarcat că se utilizează semnalul treaptă real, adică semnalul care are o viteză de cre tere finită (cre te într-un timp ẟ ẟ Tr de la zero la valoarea finală).

Page 21: Semnale digitale

16

Page 22: Semnale digitale

Din acest punct de vedere elementele de circuit pot fi privite astfel:

- rezistorul, este elementul de circuit care, după aplicarea unui semnal treaptă de tensiune, menŃine valoarea finală a semnalului până la o nouă schimbare a stării semnalului aplicat;

- inductivitatea, la aplicarea treptei î iẟ cre te rapid tensiuneaẟ apoi tensiunea scade până la zero i a a rămâne;ẟ ẟ

- capacitatea, după aplicarea semnalului î iẟ cre te valoarea tensiuniiẟ de la zero până la valoarea finală a semnalului treaptă, într-un timp dependent de valoarea capacităŃii i de valorile celorlalte elementeẟ de circuit, după care tensiunea rămâne constantă.

Spre exemplu un condensator de trecere (de conectare a sursei de semnal la circuitul digital), având capacitatea C = 500 pF, are o reactanŃă diferită la diferite momente de timp de la aplicarea unui semnal de tip treaptă, vezi circuitul din figura 1.5 i tabelul 1.ẟSe calculează tensiunea care ajunge la circuitul digital (reprezentat prin impedanŃa de intrare cu R = 10 Ω ) căruia i se aplică un semnal treaptă cu Vi = 1 V pentru un timp de cre tereẟ Tr = 1 ns.

Tabelul 1.t [ns] ft [MHz] XC [Ω ] Vo [V]1 500 0,6 1,005 100 3,2 0,9525 20 15,9 0,5390 6 57,3 0,17200 2,5 127,4 0,08

CVo

Vi

R

Fig 1.5.

Conform divizorului de tensiune avem expresia tensiunii

Page 23: Semnale digitale

17

Page 24: Semnale digitale

V =R V = R V , XC = 1 = 1 ,Zo i 2 2 i ωC 2πfk C

R + XC

cu care se obŃin valorile din tabelul 1.FrecvenŃa ft , la care se calculează reactanŃa condensatorului, este

frecvenŃa de tăiere ( ft = 0 5

).T

Se constată că la aplicarea treptei tensiunea de la intrarea circuitului se stabile te la valoarea tensiunii de palier ẟ V0 = Vi = 1,0V odată cu cre tereaẟ treptei (până la timpul Tr = 1 ns) .

Vo [V]

1

0,53

t [ns]

1 25 200

Fig. 1.6.

Cu trecerea timpului semnalul la intrarea circuitului tinde către zero, condensatorul blocând transferul semnalului, vezi figura 1.6.După 200 ns la intrarea circuitului a rămas numai 8% din valoarea tensiunii de intrare.

De fapt tabelul 1 i graficul din figura 1.6 exprimă soluŃia ecuaŃieiẟ diferenŃiale a circuitului

Ri +V =u(t ) ⇒ RC dVC +V = u(t ) ,C dt C

obŃinută prin înlocuirea expresiei curentului i a tensiuniiẟ

i = C

dVC , V = Ri.

Cdt

Se nume te ẟ constantă de timp a circuitului produsul τ = RC [s] .

Page 25: Semnale digitale

18

Page 26: Semnale digitale

SoluŃia ecuaŃiei diferenŃiale este:−

t

VC (t) = VCf − (VCf −VCi )e τ ,unde VCf este valoarea finală a tensiunii pe condensator iar VCi este valoarea iniŃială (la care era încărcat condensatorul în momentul aplicării semnalului de intrare).Tensiune pe sarcină este:

V0 = Vi −VC

Pentru exemplul din figura 1.5 constanta de timp este:

τ = RC = 10*500*10−12 = 5000*10−12 = 5*10−9 = 5 ns ,

iarVCi = 0 iẟ VCf = 1 V.

Tensiunea pe condensator, după ce intrarea s-a stabilizat (după 1 ns,), are o variaŃie exponenŃială

V (t) = 1− (1− 0)e−

t = 1− e−

t ,τ τ

C

tinzând către valoarea finală (adică spre 1,0 V), iar tensiune de ie ire tinzândẟ către zero volŃi.

Timpul în care se atinge regimul permanent este, prin definiŃie, acel timp în care tensiunea pe condensator ajunge la 90% din valoarea finală (VCf = 1 V). Avem:

−t f − t f

0,9 = 1−e τ

⇒ e τ = 0,1 ⇒

t f = −τ ln(10−1 ) = τ ln(10)=2,3τ

De obicei se aproximează considerându-se că s-a atins regimul permanent după un timp de t f = 3τ .Pentru exemplul nostru tf = 3*5 = 15 ns.

Dacă se fac calculele pe baza reactanŃei condensatorului se obŃine un timp final mult mai mare decât cel determinat pe baza ecuaŃiei diferenŃiale a circuitului, vezi tabelul 2.

În concluzie forma de undă la intrarea unui circuit digital, cuplat prin condensator la un generator de tensiune dreptunghiulară, depinde de constanta de timp τ a circuitului RC i de perioada ẟ T a semnalului de la intrare.

Page 27: Semnale digitale

19

Page 28: Semnale digitale

Tabelul 2.

t [ns] ft [MHz] Vo [V] Vo [V]cu XC cu ec. dif.

1 500 1,00 1,005 100 0,95 0,4512,5 40 0,78 0,115 33 0,72 0,0625 20 0,53 0,090 6 0,17 0,0200 2,5 0,08 0,0

În figura 1.7 este prezentat circuitul a) la cre terea impulsului aplicatẟ la intrare (de la zero) i b) la căderea în zero a semnalului de intrare (de laẟ valoarea E).

În primul interval de timp ( Tu )condensatorul se încarcă cu polaritatea din figură până la VC = E i rămâne a a până la căderea în zero aẟ ẟ impulsului de intrare.

VC

VC

C C

+ - + -Vi=E i

R VR>0 V

i=0 i R VR<0

a) b)Fig. 1.7

EcuaŃiile sunt exponenŃialeV (t) = V − (V −V )e− t = E − (E −

0)e−t = E(1−

e−t) ,τ τ τ

C Cf CfCi

(t) = V −V (t) = E −V = Ee−

t .V R τ

iC C

La căderea impulsului în zero tensiunea de la intrare va fi nulă iẟ condensatorul fiind încărcat (în intervalul anterior) la VCi = E se descarcă prin rezistorul R până la VCf = 0, conform ecuaŃiilor

Page 29: Semnale digitale

20

Page 30: Semnale digitale

V (t) = V − (V − V )e− t = 0 − (0 − E)e−

t = Ee−

t ,τ τ τ

C Cf CfCi

(t) = V − V (t) = 0 − V = −Ee−

t .V R τ

iC C

În figura 1.8 sunt prezentate formele de undă, asociate tensiunii de intrare Vi i tensiunii de pe rezistorulẟ R (adică tensiunea care ajunge la intrarea

circuitului digital) .SituaŃia prezentată în figura 1.8 este corectă în condiŃiile în care τ

<< Tu , pentru că semnalul pe condensator ( i pe sarcină) are timp săẟ ajungă la valoarea finală. Dacă τ >> Tu , condensatorul nu are timp să se încarce la valoarea finală ( la E) în timpul cât sursa de semnal este conectată la bornele circuitului, adică până la căderea semnalului.

Vi

E

t

Tu

VRT

E

t

-E

Fig. 1.8.

Valoarea tensiunii la care se încarcă condensatorul, notată E1, se calculează la timpul Tu când semnalul de intrare se anulează

−T

u

VC (Tu ) = E(1− e τ ) = E1 .Tensiunea pe rezistor

− t

VR (t) = E − VC (t) = Ee τ

Page 31: Semnale digitale

21

Page 32: Semnale digitale

are o formă exponenŃial scăzătoare, de la E la E2 = E – E1 (pentru t de la 0 la Tu).La momentul imediat următor (după Tu) impulsul de intrare este în zero (ca în figura 1.8,b), condensatorul este încărcat la valoarea E1 i tensiuneaẟ acestuia se aplică rezistorului R cu borna negativă, ceea ce înseamnă că tensiunea efectuează un salt de la VR = E2 = E – E1 la valoarea negativă VR = - E1.

Vi

E

Tu Tu t

TVC

E1

tT

u Tp TV

R

EE2

t

Tu

Tp

T

-E1

Fig. 1.9.

Condensatorul se descarcă de sarcina acumulată în primul interval exponenŃial, după ecuaŃia

− E )e−

t= E e− t .V (t) = 0 − (0 τ τ

C 1 1

Timpul de descărcare (până la 10% din valoarea la care s-a încărcat) este Tp = 2,3 τ . Dacă timpul de pauză (T-Tu) este mic decât Tp condensatorul nu are timp să se descarce de toată sarcina.

22

Page 33: Semnale digitale

Circuitele digitale prezintă la intrare o capacitate, datorată atât elementelor din structura circuitului cât i capacităŃilor dintre electroziẟ (capacitatea dintre pinii de acces).

Semnalul digital, similar celui din figura 1.2, furnizat de ie irea unuiẟ circuit digital se aplică pe o sarcină rezistiv –capacitivă, ca în figura 1.10.

R

Vi C Vo

Fig. 1.10.

Valoarea iniŃială a tensiunii pe condensator VCi = 0 i valoarea finalăẟ VCf = 1V se înlocuiesc în ecuaŃia încărcării condensatorului, rezultând aceea i valoare a timpului de încărcare ( ca i la circuitul din figura 1.5).ẟ ẟ

Acest timp final, reprezentând timpul după care circuitul ajunge la valoarea finală, trebuie înŃeles ca o întârziere a răspunsului circuitului la aplicarea semnalului de intrare.

În cazul de mai sus s-a aplicat o treaptă de 1 V la t = 1 ns i peẟ condensator s-a obŃinut această tensiune după un timp de 15 ns. Se constată că pentru primul interval de 15 ns, ie irea circuitului nu se modifică, rămâneẟ în starea anterioară.De fapt, dacă luăm în consideraŃie faptul că cele două stări logice nu se obŃin la valorile extreme ale amplitudinii semnalului de intrare, întârzierea reală a circuitului va fi mai mică. Spre exemplu dacă unu logic are ca limită inferioară nivelul de 0,5 V, atunci întârzierea (vezi tabelul 2) va fi mai mică de 5 ns. Răspunsul circuitului digital se face cu o întârziere faŃă de momentul de timp la care s-a aplicat impulsul de la intrare (datorită sarcinilor capacitive).Dacă frecvenŃa de lucru a circuitului este mare, există posibilitatea ca intrarea să se modifice din nou înainte ca CD să furnizeze un răspuns pentru semnalul care s-a aplicat iniŃial.

În figura 1.11 este prezentat semnalul ideal Vi , furnizat de un generator, i tensiunea care ajunge la intrarea circuitului digital.ẟ

Datorită sarcinilor capacitive la intrarea circuitului ajunge semnalul Ve. Constatăm că fronturile impulsului au fost afectate. La cre tereaẟ impulsului, pe durata Tr capacitatea se încarcă iar la căderea impulsului,

Page 34: Semnale digitale

23

Page 35: Semnale digitale

într-un timp Tc , capacitatea se descarcă de sarcina pe care o avea pe palierul impulsului.

Vi

VM

t

T

Ve

VM

t

Tr Tc

T

Fig. 1.11.

Timpii de încărcare / descărcare sunt mari pentru valori mari de capacitate, motiv pentru care uneori se folosesc circuite speciale pentru îmbunătăŃirea fronturilor numite regeneratoare.

Problema modificării fronturilor impulsului de către circuitele RC (cu rezistor i capacitate) poate fi privită i prin prisma ẟ ẟ benzii de trecere a circuitului. Structura RC este un filtru trece – jos, care permite trecerea frecvenŃelor joase i atenuează frecvenŃele înalte.ẟSemnalul dreptunghiular se descompune într-o sumă de sinusoide de diferite frecvenŃe. Dacă nu trec o parte din frecvenŃele înalte, va fi afectată viteza de variaŃie a semnalului ( acesta ajunge într-un timp mai mare la valoarea de regim, adică la palier) - fronturile semnalului nu vor mai fi abrupte (semnalul în timpul Tr cre te i în timpul ẟ ẟ Tc scade).Regeneratorul are sarcina de a cre te amplitudinea semnalului (valoareaẟ palierului) i de a îmbunătăŃi fronturile impulsului de la ie ire faŃă de celẟ ẟ de la intrare. ÎmbunătăŃirea se referă la formarea unor fronturi cât mai abrupte (cre tere i scădere rapidă a semnalului). Referindu-ne la figuraẟ ẟ 1,11 regeneratorul prime te la intrare semnalul notat ẟ ve (t) i furnizează laẟ ie ire semnalul notat cu ẟ vi (t) .

Page 36: Semnale digitale

24

Page 37: Semnale digitale

1.3. Parametrii circuitelor logice integrate

Termenul de tehnologie, în cazul circuitelor numerice integrate, nu se referă numai la procesul de realizare a circuitului ci i la elementele cuẟ ajutorul căruia se realizează circuitele logice din componenŃa integratului. Din acest punct de vedere există tehnologii : [4,6]

- bipolare, care au în componenŃă tranzistori bipolari ;- unipolare, care au în componenŃă tranzistori cu efect de câmp.

Pentru a mic ora efortul de implementare a dispozitivului, în cadrul fiecăreiẟ clase de tehnologii, circuitele numerice au fost grupate în serii (familii) de circuite integrate numerice standardizate, diferenŃiate prin gradul de integrare i caracteristicile electrice.ẟ

Principalele serii de circuite integrate numerice sunt:

- în tehnologia bipolară, seriile TTL (Transistor Transistor Logic) i ECL (ẟ Emitter Coupled Logic);

- în tehnologia unipolară, seriile CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor), NMOS (N- channel MOS) , PMOS (P - channel MOS);

- în tehnologie combinată unipolară i bipolară pe aceea iẟ ẟ pastilă de siliciu, seria BiCMOS (Bipolar Complementary MOS).

De fapt paragraful se referă la elementele prin intermediul cărora un circuit logic CL este inclus într-o familie de circuite integrate logice standardizate sau în altă familie.

Caracteristcile interfetei electrice a standardului se exprimă luînd drept element de bază circuitul logic inversor al familiei respective, pentru care se specifică:

• Caracteristica statică de transfer;• Marginile de imunitate la perturbaŃii statice;• Capacitatea de încărcare;• Timpul de propagare;• Consumul de putere.

Caracteristica statică de transfer este familia de curbe care exprimă dependenŃa tensiunii de ie ire a circuitului în funcŃie de valorile pe care leẟ ia tensiunea de la intrare.

Page 38: Semnale digitale

25

Page 39: Semnale digitale

Se obŃine o familie de curbe, ca in figura 1.12, deoarece cifrei „1” logic la intrare nu îi corespunde un singur nivel de tensiune ci un domeniu de tensiuni (la fel i pentru „0” logic). Se definesc mărimile: [13,14,15,16]ẟ

– VILmin - nivelul de tensiune minim pentru ‘0’ logic la intrare,– VILmax - nivelul de tensiune maxim pentru ‘0’ logic la intrare,– VIHmin - nivelul de tensiune minim pentru ‘1’ logic la intrare,– VIHmax - nivelul de tensiune maxim pentru ‘1’ logic la intrare,– VOLmin - nivelul de tensiune minim pentru ‘0’ logic la ie ire,ẟ– VOLmax - nivelul de tensiune maxim pentru ‘0’ logic la ie ire,ẟ– VOHmin - nivelul de tensiune minim pentru ‘1’ logic la ie ire,ẟ– VOHmax - nivelul de tensiune maxim pentru ‘1’ logic la ie ire.ẟ

Fig. 1.12.

”Pentru ”, folosit mai sus, trebuie înŃeles “pentru ca circuitul să interpreteze respectiva valoare de tensiune drept 0 sau 1 logic i să acŃionezeẟ corespunzător”.Nivelele de tensiune notate cu cifre definesc zona de funcŃionare normală în absenŃa perturbaŃiilor (VIL2 - VIL1 si VIH2 - VIH1) iar cu acolade s-au marcat zonele permise.

26

- VILmax) reprezintă zona de tranziŃie.

Page 40: Semnale digitale

Intervalul (VIHmin

Page 41: Semnale digitale

Marginea de imunitate la perturbaŃiile statice reprezintă valoarea maximă a tensiunii perturbatoare care însumată cu semnalul util aplicat la intrare, în cazul cel mai defavorabil, nu conduce la schimbarea comportării circuitului (în sensul că dacă la intrarea inversorului se aplica “0” ie irea devine “1”ẟ chiar i în prezenŃa unui semnal perturbator).ẟMarginea de imunitate la perturbaŃii garantată de producător se define te prin diferenŃa nivelelor logice:ẟ

– pentru „0” logic M L = VIL max −VOLmax ,

– pentru „1” logic M H = VOH min −VIH min .

Capacitatea de încărcare a circuitelor logice se exprimă prin factorul de încărcare la intrare FI (Fan-In) i respectiv factorul de încărcare la ie ireẟ ẟFO (Fan-Out).În cazul cel mai defavorabil curenŃii absorbiŃi de circuit de la intrare se notează IIL, IIH iar curenŃii furnizaŃi de ie ire se notează ẟ IOL, IOH.Fiecare circuit conectat la ie irea circuitului logic în discuŃie absoarbe unẟ curent. Suma curenŃilor absorbiŃi nu trebuie să depă ească curentulẟ maxim pe care îl poate furniza ie irea respectivă.ẟ

Capacitatea de încărcare a ie irii circuitului ẟ FO (Fan-Out) reprezintă numărul maxim de porŃi logice ce pot fi conectate la ie ire fără degradareaẟ nivelelor logice (fără ca nivelul de tensiune furnizat de ie irea porŃii pentruẟ starea “1” să scadă sub pragul VOHmin) . Din punctul de vedere al intrării circuitului situaŃia se prezintă similar (pentru Fan-In).

Capacitatea de încărcare a circuitelor logice FO se exprimă matematic prin valoarea cea mai mică dintre:

I OL I OH max( , ) , I

IL I

IH

unde paranteza dreaptă semnifică partea întreagă a expresiei.

Timpul de propagare exprimă întârzierea cu care se stabile te ie irea laẟ ẟ valoarea corespunzătoare semnalului aplicat la intrare.

Deoarece intrarea nu se modifică instantaneu ci intr-un timp finit tr

măsurarea timpului de propagare se face, ca in figura 1.13. i anumeẟ între momentul când intrarea ajunge la 50% din valoarea finală i momentulẟ când ie irea ajunge la 50% din valoarea finală.ẟ

Page 42: Semnale digitale

27

Page 43: Semnale digitale

Se obŃin două întârzieri (timpi de propagare): tpHL - corespunzător căderii ie irii din H în L, ẟ tpLH - corespunzător cre terii semnalului de ie ire din L înẟ ẟ starea H.

Fig. 1.13.

Uneori se calculează timpul mediu de propagare, ca medie aritmetică a celor doi timpi.

Consumul de putere, este în directă legătură cu valoarea tensiunii sursei de alimentare de curent continuu, a a încât se impune precizarea i aẟ ẟ altor elemente:

– tensiunea de alimentare (notată VCC sau VDD );– curenŃii absorbiŃi de circuit, când ie irea este în starea ‘1’ẟ

logic (ICCH), respectiv în starea ‘0’ logic (ICCL);– curentul cu ie irea în scurtcircuit (ẟ IOSC);– puterea medie consumată (Pmed).

Datorita comutaŃiei circuitului logic dintr-o stare în alta se consumă o putere suplimentară, exprimată prin puterea necesară încărcării iẟ descărcării capacităŃilor parazite CP de la ie ire:ẟ

PCom = fCPVCC2 ,

putere dependentă de frecvenŃa f a semnalului de comutare. Puterea totala absorbita de la sursa de curent continuu este:

PT =

P

med +

P

Com .

Page 44: Semnale digitale

28

Page 45: Semnale digitale

1.4. Nivele de semnal în circuite integrate TTL

Circuitele integrate TTL (Transistor Transistor Logic), sunt realizate cu tranzistori bipolari cu cuplaj direct (fără condensator de cuplaj între etaje).

• Sursa de alimentare în curent continuu a circuitelor TTL este standardizată la valoarea VCC = 5 V (±0,25 V ).

• Semnalele de la intrarea porŃii din domeniul VIH = 2 V,..., 5 V sunt interpretate drept „1” logic

• Semnalele de la intrarea porŃii din domeniul VIL =0V,..., 0,8 V sunt interpretate drept „0” logic, ceea ce înseamnă că

VIHmin = 2 V , VILmax = 0,8 V.

• Domeniul 0,8 V,..., 2 V dintre cele două nivele limită se nume teẟ domeniul de incertitudine, pentru că un nivel de tensiune din acest domeniu aplicat la intrare va determina la ie irea porŃii un semnalẟ logic aleatoriu (uneori „0” i alteori „1” fără a putea fi precizat).ẟ

• Semnalele de la ie ireaẟ porŃii au următoarele nivele limită:

VOLmax= 0,4 V, VOHmin= 2,4 V.

• Producătorii de circuite integrate garantează, în condiŃii date, anumite valori limită pentru nivelele logice. Spre exemplu se garantează

VILmax = 0,5 V, VOHmin = 2,7 V .

• DiferenŃa, în modul, dintre ie irea garantată a porŃii i nivelul logicẟ ẟ standardizat reprezintă marginea de zgomot a porŃii, care pentru „1” logic este MH (high-level noise margin) iar pentru „0” logic esteML (low-level noise margin)

M H = 2,7 − 2 = 0,7V M L = 0,8 − 0,5 = 0,3V .

Marginea de zgomot mai mare pentru “1” logic sugerează recomandarea folosirii unui semnal de comutare a circuitului activ în zero logic. Comutarea ie irii circuitului are loc dacă semnalul deẟ intrare efectuează tranziŃia din “1” logic în “0” logic.

Page 46: Semnale digitale

29

Page 47: Semnale digitale

Succesiv au intrat în producŃie 7 familii (serii) de circuite integrate TTL i anume:ẟ

• normală, notată 74xxx pentru aplicaŃii comerciale iẟ 54xxx pentru aplicaŃii militare;

• rapidă (High Speed) notată 74Hxxx este ie ită din uz;ẟ• de mică putere (Low Power) notată 74Lxxx, este ie ită din uz;ẟ• Schottky notată 74Sxxx pentru seria standard;• Schottky 74LSxxx pentru seria de mică putere;• Schottky 74ALSxxx pentru seria de mică putere performantă;• Schottky 74ASxxx pentru seria performantă (Advanced).

Pentru poarta normală (ẞI-NU) avem următorii curenŃi asociaŃi nivelelor logice:

IIH = 40 µA , IIL = -1,6 mA, IOH = -800 µA, IOL = 16 mA.

Factorul de încărcare este FO =10, ceea ce înseamnă că la ie irea porŃiiẟ TTL normale se pot cupla maximum 10 intrări de porŃi logice.Timpii de propagare specificaŃi în datele de catalog sunt:

tPHL = 8 ns, tpLH =12ns.

Consumul de putere este format din puterea de curent continuu (în jur de 10 mW) la care se adaugă puterea datorată capacităŃilor parazite.Pentru o capacitate parazită de CP = 15 pF puterea suplimentară este de 0,4

mW la frecvenŃa de lucru de 1 MHz i cre te la 7,5ẟ ẟ mW pentru frecvenŃa de operare de 20 MHz .

Seriile Schottky performante, notate 74ALSxxx iẟ 74ASxxx folosesc tehnologii diferite pentru realizarea circuitului logic, fără a modifica schema electrică. PerformanŃele sunt prezentate în tabelul 3.

Tabelul 3.

Seria tp [ns] Pd [mW]AS 1.7 8ALS 4 1.2

CurenŃii de intrare sunt IiLMax = 2 mA i ẟ IiHMax = 0,2 mA iar tensiunea de ie ire are valorile ẟ U0LMax = 0,5 V, U0Hmim = 2,7 V.

Page 48: Semnale digitale

30

Page 49: Semnale digitale

1.5. Nivele de semnal în circuite integrate ECL

Familia ECL (emitter-coupled logic) este implementată cu tranzistoare NPN care comută un curent mai mic decât curentul de saturaŃie. Cre tereaẟ vitezei de propagare se face constructiv prin utilizarea unui etaj diferenŃial ca circuit de bază i prin mic orarea numărului de etaje ale circuitului logic.ẟ ẟ Familia ECL se realizează în două variante, anume seria 10 K i ẟ seria 100K.În tabelul 4 sunt prezentate principalele caracteristicile standard ale celor două serii.

Tabelul 4.

Parametrul 10K 100KVEE [V] -5,2 -4.5tP [ns] 2,0 0,75Pd [mW] 24 40

Seria 100K se alimentează la o sursă de c.c. negativă Vcc = -4,5 V, determinând nivelele logice V0L = -1,74 V, V0H = -0,9 V.Caracteristica statică este prezentată în figura 1.14.

Fig. 1.14.

Există variante ale seriei 100K de viteză mare:- 101xx (tP = 3,5 ns) ,- 102xx (tP = 2,5 ns),- ECL in Pico Seconds (tP = 0,1,...,0,5 ns).

Page 50: Semnale digitale

31

Page 51: Semnale digitale

Notă. Seria ECL in Pico Seconds folose te tensiuni de alimentare pozitiveẟ VEE = 0V iẟ VCC = +5V, a a încât nivelele logice sunt pozitive.ẟ

1.6. Nivele de semnal în circuite integrate MOS

Tensiunea de alimentare a circuitelor integrate MOS , spre deosebire de TTL, poate fi dintr-un domeniu de tensiuni, de regulă VCC = 3,...,15 V. Un circuit MOS alimentat la o sursă de curent continuu cu valoarea VCC = 5V are nivele logice limită impuse:

VIHmin = 3,5 V pentru „1” logic, VILmax = 1,5 V pentru „0” logic.

Producătorii garantează la ie irea porŃiiẟ

VOHmin = 4,95 V pentru „1” logic, VOLmax = 0,05 V pentru „0” logic,

ceea ce determină margini de zgomot cu valorile

M H = 4,95 − 3,5 =1,45V pentru „1” logic,M L = 1,5 − 0,05 = 1,45V pentru „0” logic.

Notă: De fapt producătorii de circuite MOS spun că asigură nivele de

tensiune pentru „1” logic VCC − 0,05 V iẟ pentru „0” logicVGND + 0,05 V = 0 + 0,05V = 0,05V , dar se poate conta pe 10% dinvaloarea sursei de alimentare.Spre exemplu un circuit CMOS alimentat la o sursă de c.c. cu valoarea VCC = 15 V are nivelele limită impuse i anume:ẟ

VIHmin = 11,0 V pentru „1” logic, VILmax = 4,0 V pentru „0” logic,

cu marginile de zgomot :

M H = 14,95 −11,00 = 3,95V ,ML = 4,00 − 0,05 = 3,95V .

PorŃile integrate MOS se clasifică pe baza tehnologiei de realizare a tranzistorului unipolar în:

- P-MOS, au în componenŃă tranzistori cu canal P- N-MOS, au în componenŃă tranzistori cu canal N

Page 52: Semnale digitale

32

Page 53: Semnale digitale

- C-MOS (Complementary MOS), au în componenŃă atât tranzistori cu canal P cât i tranzistori cu canal N;ẟ

- Bi-CMOS (Bipolar CMOS), au în componenŃă i tranzistoriẟ bipolari.

PorŃile PMOS i porŃile ẟ NMOS nu au fost standardizate ci numai intră în componenŃa unor circuite integrate care implementează diferite funcŃii logice.Tehnologia de realizare a tranzistorilor MOS conduce la performanŃe mai bune pentru NMOS, motiv pentru care PMOS se întâlnesc numai la realizarea structurilor complementare de tipul CMOS.

Serii C-MOS

În cazul seriei normale 4000 tensiunea de prag este VT = 1,0 V.Seria normală 4000 pentru circuite logice CMOS, la tensiuni de alimentare

VDD = 3,...,15 V (fără a depă i 18ẟ V), are nivelele logice:

la ie ireẟ V0Hmin =VDD – 0,5 V, V0Lmax = 0,05 V,la intrare VIHmin = 0,7 VDD , VILmax = 0,3 VDD,

Deoarece tranzistorii au tensiuni de prag VT = 1,5,…,1,0 V tensiunea de alimentare nu poate fi scăzută sub 2 V (VDD ≥ VTp + VTn = 2VT ).Marginea de zgomot este aceea i :ẟ

ML =V

ILmax- V

0Lmax = 0,3

V

DD,

MH

=V0Hmin

- VIHmin

= 0,3 V

DD.

Timpul de propagare iẟ puterea disipată în regim static depinde de materialul porŃii:

tp = 60 ns , Pd ≤ 10µW , pentru poarta de Al,

tp = 40 ns, Pd ≤ 1µW , pentru poarta de Si.

Timpul de propagare limitează frecvenŃa de operare a circuitului la aproximativ 10 MHz (pentru tp = 100 ns).

Factorul de bran ament ẟ (n) reprezintă numărul maxim de porŃi care pot fi cuplate la ie irea unei porŃi logice. Este limitat de regimul dinamic alẟ circuitului la n = 50 i nu de valoarea curentului absorbit de intrăriẟ

Page 54: Semnale digitale

33

Page 55: Semnale digitale

(n = I0

=4mA = 1000 ).

Ii max

1µA

Seria rapidă CMOS 74HC i 74HCT ẟ (High speed – CMOS)

Circuitele din seria rapidă asigură timpi de propagare de tp = 9 ns la VDD = 5 V (faŃă de seria normală la care tP > 40,...,60ns ) la o putere disipată dePd = 2.75µW .Cele două marcaje (HC , HCT) din seria rapidă CMOS diferă prin valoarea tensiunii de alimentare.Pentru HC VDD =2,...,6 V iẟ pentru seria HCT VDD =4,5,...,5,5 V. În plus seria HC nu poate fi comandată de circuite TTL (dar poate comanda sarcini TTL) pe când seria HCT poate fi comandată de circuite TTL i poateẟ comanda sarcini TTL (spunem că este TTL compatibilă).

Seria rapidă CMOS 74AHC, 74AHCT , 74ACT(Advanced – CMOS)

Există serii realizate în tehnologie CMOS dar la care intrarea nu respectă standardul nivelelor logice de mai sus. Astfel există serii CMOS cu intrări TTL numite 74FCT (Fast – CMOS), 74ACT 74AHCT(Advanced - High speed – CMOS) .a. [19]ẟ

Circuitele AHC folosesc o sursă de alimentare VDD= 2,0,...,5,5 V.Sunt caracterizate prin tP = 5 ns, la Pd = 0.55µW , ceea ce permite circuitului să funcŃioneze până la frecvenŃe de 160 MHz. Ie irea în curent aẟ circuitului are valori mari, de până la I0max = 24 mA.

Circuitele AHCT folosesc o sursă de alimentare VDD= 4,5,...,5,5 V. Nivelele logice pentru tensiunea de alimentare VDD = 4,5 V sunt:

la ie ire ẟ V0Hmin =VDD – 0,1 V, V0Lmax = 0,1 V,la intrare VIHmin = 2,0 V , VILmax = 0,8 V,

cu marginea de zgomot MH = 2,4 V i ẟ ML = 0,7 V .

Ie irea în curent ẟ a circuitului este de I0max = 8 mA, putând comanda numai două porŃi logice TTL (dar poate comanda foarte multe porŃi logice MOS, spre exemplu mai mult de 50 porŃi).Timpul de propagare este tP = 3,7 ns, ceea ce permite circuitului să funcŃioneze până la frecvenŃe de 170 MHz.

Page 56: Semnale digitale

34

Page 57: Semnale digitale

De fapt seria rapidă (Advanced) a fost gândită în scopul înlocuirii seriei rapide în condiŃiile utilizării unor surse de alimentare de tensiune continuă redusă

ViL max

0.35µm

Page 58: Semnale digitale

(VDD= 3,3 V) pentru cre terea performanŃelor în regim dinamic i în regimẟ ẟ static.Pentru VDD= 3,3 V ie irea în curent a circuitului este de ẟ I0max = 4 mA.

Seriile CMOS cu tensiune de alimentare “redusă” LV (Low Voltage) în scopul utilizării în scheme electronice de comandă alimentate la tensiuni mai joase de 5 V (tensiuni de alimentare standardizate VDD = 3 3V , VDD = 2 5V , VDD = 1 8V ), de regulă pentru aparate portabile a căror sursă de energie este un acumulator.

ApariŃia seriilor cu tensiuni de alimentare reduse are o justificare tehnologică în sensul că scăderea ariei pe care sunt implementaŃi tranzistorii conduce la scăderea fiabilităŃii circuitului logic alimentat latensiuni mari. Astfel un CI realizat în tehnologia nu va maifuncŃiona stabil la 5 V ci numai la o tensiune de alimentare de 3,3 V, iar unul realizat în tehnologia 0.25µm va trebui alimentat la 2,5 V.

În categoria seriilor cu tensiune redusă se încadrează circuitele 74LV(Low Voltage), 74LVC, 74ALVC (Advanced Low-Voltage CMOS), 74AVC (Advanced Very-low-voltage CMOS), 74AUC (Advanced Ultra low voltage CMOS).

În tabelul 5 sunt prezentate principalele caracteristici ale circuitelor din seria cu tensiune de alimentare redusă.

Tabelul 5.

Circuitul 74LV 74LVC 74ALVC 74AVC 74AUCDomeniul VDD [V] 2 7,...,5 5 2 7,...,3 6 2 3,...,3 6 1.65,....2 3 0,8,…,2,7

tP [ns] 9,…,14 4,…6.5 2.2,…,4 3.2 / 1.9 1.59 5 3

I0max [mA] 8 24 24 8 8VDD [V] 3.3 3.3 3.3 1.8 V/ 2.5 V 1.8

Notă. Timpul de propagare i curentul din tabelul 5 sunt pentru tensiuneaẟ de alimentare precizată în ultima linie.

Scăderea tensiunii de alimentare modifică valorile tensiunilor asociate nivelelor logice. Spre exemplu în cazul circuitelor din seria 74ALVC, pentru o tensiune de alimentare de VDD = 3,3 V , valoarea maximă de „0”logic este = 0 8V iar valoarea minimă asociată stării „1” logic este

Page 59: Semnale digitale

35

Page 60: Semnale digitale

ViH min = 2 0V . Timpul de propagare a semnalului de la intrare la ie ire ẟeste de tP = 2 2ns .

Seriile 74LCX i ẟ 74VCX diferă prin valorile permise ale tensiunilor de alimentare, prima are VDD =3V ,...,5V iar a doua VDD =1 8V ,...,3 6V .

1.7. Nivele de semnal în circuite integrate BiCMOS

Tehnologia BiCMOS implementează circuite i porŃi logice capabile săẟ furnizeze curenŃi mai mari sarcinii (decât circuitele realizate în tehnologie MOS). Etajele de intrare, care prelucrează semnalele în scopul realizării funcŃiei logice a circuitului, sunt în tehnologie MOS iar etajele de ie ireẟ sunt realizate în tehnologia bipolară (tranzistorii bipolari pot să furnizeze curenŃi mai mari decât tranzistorii MOS).

În tabelul 6 sunt prezentate principalele caracteristici ale circuitelor din seria BiCMOS, pentru câteva familii.

Tabelul 6.

Circuitul 74ABT 74BCT 74LVT 74ALVT 74ALBDomeniul VDD [V] 4,5,…,5,5 4,5,…,5,5 2,7,…,3,6 2,3,…,3,6 3,0,…,3,6tP [ns] 3 4 4 3.5 2I0H/I0L [mA] 32/-64 12/-12 64/-32 24/-12 25/-25tP iẟ I0max pentru 3.3 V 5 V 3,3 V 2.5 V 3,3 VVDD =

Principalele familii de circuite integrate BiCMOS sunt : 74ABT (Advanced BiCMOS Technology) , 74FCT (Fast CMOS Technology) ,74BCT (BiCMOS Technology), 74LVT (Low-Voltage BiCMOS Technology), 74ALVT (Advanced Low-Voltage BiCMOS Technology), MB (Multibyte)

i ẟ 74ALB (Advanced Low-voltage BiCMOS).

În tehnologia BiCMOS s-au implementat i circuite ẟ cu tensiune de alimentare “redusă”. Astfel seria 74ALVT (Advanced Low Voltage BiCMOS ) este realizată care pentru tensiuni de alimentare deVDD =3V,...,3 6V , are timpi de propagare de tP = 2ns i furnizează la ie ireẟ ẟ (pentru oricare din stările logice) un curent de 25 mA.

De notat faptul că circuitele integrate, din familiile mai sus enunŃate, pe lângă funcŃiile logice corespunzătoare tipului de poartă mai au implementate i alte funcŃii ( spre exemplu funcŃia „ẟ Bus Hold”, funcŃia „Power up Tristate” sau funcŃia „Pull up”).

Page 61: Semnale digitale

36

Page 62: Semnale digitale

1.8. Scheme electronice ale circuitelor logice caracteristice seriilor de circuite digitale

Circuitul caracteristic al unei tehnologii MOS este inversorul (circuitul care primind la intrare “0” logic forŃează ie irea în “1” logic i invers “1” logicẟ ẟ la intrare determină “0” logic la ie ire).ẟCircuitul caracteristic al unei tehnologiilor TTL este poarta ẞI-NU.

Inversorul în tehnologie CMOS

Inversorul CMOS are în componenŃă doi tranzistori complementari unul cu canal n (Tn ) i celălalt cu canal ẟ p (Tp ), conectaŃi ca în figura 1.15. Caracteristicile statice de transfer pentru tranzistorii Tn i ẟ Tp suntprezentate în figura 1.16. [46]Conform caracteristicilor statice constatăm că în domeniulnici un tranzistor nu este în conducŃie. Tehnologic cele două tensiuni de prag sunt egale ( i de semn contrar) ẟ VTp = VTn = VT .

+VDD

Sp +VDD

Gp Tp

Dp Tp

Dn

GnTn T

n V0

SnV0

Vi

Vi

−VTp <

V

GS <

V

Tn

Page 63: Semnale digitale

a) b) Fig. 1.15.

Schema inversorului din figura 1.15 este prezentată a) cu reprezentarea normală a tranzistorilor i ẟ b) cu reprezentarea simplificată a tranzistorilor MOS, reprezentare care va fi folosită în continuare.

Page 64: Semnale digitale

37

Page 65: Semnale digitale

Notă: În cadrul figurii 1.16, pe lângă caracteristicile statice ale tranzistorilor MOS, sunt prezente simbolurile tranzistorilor într-o variantă simplificată (variantă similară tranzistorilor cu joncŃiuni).

iD

iD

- VTp

VGSp

VTn V

GSn =Vi

Fig. 1.16.

Tensiunea VGSp este ceea ce rămâne din tensiunea de alimentare după ce s-a scăzut tensiunea Vi aplicată la intrarea inversorului, diferenŃă luată cu semnul minus.

• Dacă Vi = 0 tranzistorul Tn este blocat iar VGSp = - VDD iar tranzistorul Tp este în conducŃie. Ie irea este în “1” logic iẟ ẟ Tp furnizează curent circuitului conectat la ie irea inversorului.ẟ

• Dacă Vi > VT tranzistorul Tn este în conducŃie iar VGSp are valori mai mici decât VT ceea ce face ca Tp să se blocheze.

Se constată că cei doi tranzistori conduc pe rând curentul electric de conducŃie.De fapt caracteristica statică a inversorului, pe lângă cele două zone stabile a iẟ b (prezentate mai sus) în care un tranzistor este blocat iar celălalt în conducŃie, are în compunere i zona de tranziŃie ẟ c , ca în figura 1.17.

V0

a b

c Vi

Fig. 1.17.

Page 66: Semnale digitale

38

Page 67: Semnale digitale

Zona de tranziŃie corespunde, la cre terea tensiunii de intrare, comutăriiẟ tranzistorului Tn din blocare în conducŃie i comutării tranzistorului ẟ Tp din conducŃie în blocare.

Inversorul în tehnologie BiCMOS

In figura 1.18 este prezentată schema de principiu a unui inversor în tehnologie BiCMOS. [44, 46]FuncŃia de inversor este implementată prin intermediul tranzistorului Tn de tipul MOS cu canal n. Grupul de tranzistori T1 i ẟ T2 constituie un montaj Darlington care asigură amplificarea în curent (de hf 1hf 2 ori) a curentuluifurnizat bazei tranzistorului T1 de rezistorul R (conectat la sursa de alimentare).Dacă tensiunea aplicată la intrare Vi este mare (“1” logic) tranzistorul Tn este în conducŃie determinând o cădere de tensiune pe rezistorul R (conectat la sursa tranzistorului) suficient de mare pentru a aduce în zona de conducŃie tranzistorul T3 . Tensiunea de pe ie irea inversorului ẟ V0 este tensiunea colector – emitor a tranzistorului T3 , de valoare mică, ceea ce corespunde nivelului “0” logic.

+VDD

RC

RT

1T2

Tn R1

Vi T3 V0

R

Fig. 1.18.

Dacă tensiunea Vi aplicată la intrarea inversorului este mică (“0” logic) tranzistorul Tn este blocat. Prin rezistorul R (conectat la sursa de alimentare VDD ) în baza tranzistorului T1 se injectează un curent care comandă tranzistorul T2 . Tensiunea V0 la ie irea inversorului este dependentă deẟ curentul I0 absorbit de sarcină V0 = VDD − RC I0 .

39

Page 68: Semnale digitale

O altă schemă de principiu pentru un inversor BiCMOS folose te doiẟ tranzistori MOS, ca în figura 1.19.

+VDD

TpT2

R2

Tn

Vi

T1 V0

R1

Fig. 1.19.

Dacă Vi este mare (“1” logic) tranzistorul Tn este în conducŃie determinând o cădere de tensiune pe rezistorul R1 suficientă pentru a aduce în zona de conducŃie tranzistorul T1, ceea ce face ca ie irea ẟ V0 să fie în “0” logic. Curentul de sarcină I0L se va închide prin tranzistorul T1 către masă. Tranzistorul Tp este blocat de tensiunea de intrare i ẟ T2 est blocat de Tp.

Dacă Vi este mică (“0” logic) tranzistorul Tp este în conducŃie determinând o cădere de tensiune pe rezistorul R2 suficientă pentru a aduce în zona de conducŃie tranzistorul T2, ceea ce face ca ie irea ẟ V0 să fie în “1” logic. Curentul de sarcină I0H se va închide prin tranzistorul T2 , sursa de alimentare VDD i sarcină.ẟRezistorii permit evacuarea sarcinii din bazele tranzistorilor bipolari determinând o cre tere a vitezei de comutare (din conducŃie în blocare).ẟ

Poarta logică fundamentală (ẞI-NU) a seriei TTL normale

Seria TTL normală are poarta logică fundamentală ẞI-NU realizată cu 4 tranzistori bipolari, conectaŃi ca în figura 1.20. [16, 36]Schema electronică se bazează pe tranzistorul multiemitor T1 care implementează funcŃia logică ẞI pentru intrările A i ẟ B. În condiŃiile în care vreuna din intrări este în zero logic un emitor este cuplat la masă iẟ tranzistorul este saturat.

Page 69: Semnale digitale

40

Page 70: Semnale digitale

Numai pentru ambele intrări în starea H emitorul este separat de masă i ẟtranzistorl este blocat.

Fig. 1.20.

- Rezistorul R1 stabile te curentul injectat în baza tranzistorului ẟ T1.- Tranzistorul T2 amplifică în curent semnalul furnizat de tranzistorul

multiemitor T1 i comandă (prin curentul care circulă prin rezistorulẟ R3) tranzistorul inversor T3 din etajul final i comandă (prin valoareaẟ potenŃialului colectorului) tranzistorul T4.

- Tranzistorul T4 are rol de sarcină activă pentru tranzistorul final asigurând o impedanŃă mică la tranziŃia din „0” în „1” a ie irii.ẟ

- Dioda D participă la formarea tensiunii bază - emitor a tranzistorului T4 împreună cu rezistorul R2 care stabile te potenŃialul bazei.ẟ

- Diodele D1 i ẟ D2 protejează tranzistorul multiemitor T1 la aplicareaunor tensiuni negative.

Prin convenŃie curentul este pozitiv dacă poarta absoarbe curent.

Din analiza funcŃionării schemei pentru diferite domenii ale tensiunii de intrare se obŃine caracteristica statică din figura 1.21.

În cadrul analizei consideram următoarele valori asociate unei diode i unui tranzistor tipic tehnologiei TTL :ẟ

VD = 0,75V , căderea de tensiune pe o dioda in conducŃie, VBE = 0,75V , pentru zona activa de funcŃionare, VBES = 0,8V , pentru zona activă de

Page 71: Semnale digitale

41

Page 72: Semnale digitale

funcŃionare la saturaŃie, VCES = 0,2V , căderea de tensiune colector – emitor pentru zona de saturaŃie.

Fig. 1.21.

• Pentru domeniul 0V< Vi < 0,65 V, tranzistorul T1 este saturat iar T2 este blocat – pentru ca tensiunea aplicata bazei este mică

VBE 2 =VCE1sat − R3 IE 2 = 0,2 − R2 IE 2 = 0,2V < 0,75V .

Va fi blocat i tranzistorul ẟ T3 deoarece curentul furnizat de T2 este foarte mic

VBE3 = R3 IE 2 = 0 < 0,75V .

SituaŃia apare în condiŃiile când la ambele intrări se aplica un potenŃial mic, corespunzător lui „0” logic ( A=0, B=0). Cu teorema a doua a lui Kirchoff pentru ochiul de ie ire se determină:ẟ

Ve = VCC − R2 IR 2 − VBE 4 − VD .Dar IR2 = IB4 = I

OH ,

βF 4 +1

pentru că tranzistorul T2 este blocat, iar curentul de colector al T4 estecurentul prin sarcina circuitului (IOH).Tensiunile pe diodă i intrarea tranzistorului în conducŃieẟ suntVD = VBE 4 = 0,75 V, ceea ce înseamnă că Ve = 3,4 V pe toata zona AB acaracteristicii.

• Pentru 0,65 V< Vi < 1,3 V, T2 începe să conducă u or,ẟ

Page 73: Semnale digitale

42

Page 74: Semnale digitale

intrând în regiunea activă normală. Amplificarea realizată pe porŃiunea BC

de tranzistorul T2 este − R2 . Pe dreapta BC a caracteristicii T4

R3

funcŃionează ca repetor pe emitor iar T3 este blocat.• Pentru 1,3 V < Vi < 1,5V, T3 începe să conducă, Ve scade mai

rapid obŃinând dreapta CD. Tranzistorii T2, T4 i ẟ T3 conduc în regiunea activă normală. Cre te consumul de la sursa de alimentare.ẟ

• Pe zona 1,5 V < Vi < 2,25 V, T3 este saturat T4 iar este blocat. Tensiunea de ie ire pentru regiunea ẟ DE este Ve = VCEsatT 3 = 0,2V .

Poarta logică fundamentală a seriei Schottky standard

În figura 1.22 este prezentată schema electrică a porŃii logice fundamentală (ẞI-NU) a seriei Schottky standard. [37]

Fig. 1.22.

Circuitul respectă topologia porŃii standard (din figura 1.20) dar cu înlocuirea elementelor:

- tranzistorilor NPN cu tranzistori Schottky,

Page 75: Semnale digitale

43

Page 76: Semnale digitale

- rezistorului R3 cu un rezistor neliniar format din grupulR3

' , R3'' ,T6 ,

- tranzistorului T4 cu un montaj Darlington, format cu T5,T4 iẟ rezistorul R5 .

Rezistorul neliniar are o valoare mică la comutarea tranzistorului T3 din saturaŃie în blocare, asigurând evacuarea rapidă a sarcinii stocate în baza acestuia i are o valoare mare când ẟ T3 prime te comanda de comutare înẟ conducŃie (astfel nu se consumă din curentul de comandă care se injectează în baza lui T3).

Timpul de propagare scade la tp = 3 ns pentru o putere consumată pe poartăPd = 20 mW.Pentru poarta standard a seriei Schottky avem următorii curenŃi asociaŃi nivelelor logice:

IIH = 50 µA , IIL = - 2 mA, IOH = - 500 µA, IOL = 20 mA.

(faŃă de curenŃii porŃii TTL standard IIH = 40 µA , IIL = -1,6 mA, IOH = - 800 µA, IOL = 16 mA).

Tranzistorul Schottky este format dintr-un tranzistor NPN care în paralel cu joncŃiunea colector - bază are o diodă Schottky.

Dioda Schottky aflată în conducŃie are o cădere de tensiuneVsh =0,3,...,0,4 V ceea ce înseamnă că joncŃiunea colector – bază a tranzistorului NPN nu mai poate fi polarizată direct (are nevoie de o tensiune în jurul valorii de 0,65 V), adică tranzistorul nu mai poate fi adus la saturaŃie.În aceste condiŃii se mic orează sarcina electrică stocată în zona bazei iẟ ẟ tranzistorul se blochează rapid.

ObservaŃie: Reamintim că un tranzistor este la saturaŃie dacă ambele joncŃiuni sunt polarizate direct.

Dioda Schottky are caracteristica statică a unei diode PN dar este realizată prin contactul dintre o semiconductoare i o zonă metalică (dinẟ aluminiu).În figura 1.23a este prezentat simbolul tranzistorului Schottky, iar în figura 1.23b este prezentată implementarea acestuia pe pastila de siliciu.

Page 77: Semnale digitale

44

Page 78: Semnale digitale

Fig. 1.23a.

Fig. 1.23b.

Poarta logică fundamentală a seriei Schottky de mică putere

Seria Schottky de mică putere, notată cu 74LSxxx are ce mai largă arie de utilizări. În figura 1.24 este prezentată schema electrică a porŃii ẞI-NU, din seria Schottky de mică putere.

Constatăm că circuitul ẞI nu este realizat cu tranzistor multiemitor, ci cu ajutorul diodelor DA, DB , a rezistorului R1 i cu un tranzistor ẟ T1 defazor.

Rezistorul R5 este conectat la ie ire ( i nu direct la masă) pentru a elimina oẟ ẟ sursă de consum, când ie irea este în starea „1” logic.ẟPuterea disipată pe o poartă este Pd = 2 mW, pentru un timp de transfer tp = 9,5 ns.

CurenŃii absorbiŃi de intrări sunt IIH = 20 µA , IIL = - 0,4 mA, iar tensiunile de la ie ire sunt ẟ U0LMax = 0,5 V, U0Hmin = 2,7 V.

45

Page 79: Semnale digitale

Fig. 1.24.

Poarta logică fundamentală a seriei ECL

Familia ECL (emitter-coupled logic) este implementată cu tranzistoare NPN bipolare care comută un curent mai mic decât curentul de saturaŃie.Cre terea vitezei de propagare se face constructiv prin utilizarea unui etajẟ diferenŃial ca circuit de bază i prin mic orarea numărului de etaje aleẟ ẟ circuitului logic. În figura 1.25 este prezentat etajul diferenŃial cu ie ireaẟ V0 i sursa de curent constant (realizată cu ẟ T4) .Sursa de curent constant furnizează un curent prin divizorul din bază

ID=VEE − 2VD

= 5 2 − 2 * 0.65

= 0.624 mA .

R7 + R8 4.98 + 0.907

PotenŃialul bazei este

VB4 = 2VD + R8 ID

46

Page 80: Semnale digitale

VB4 = 2* 0.65 + 4.98* 0.624 = 4 6 V .

Fig. 1.25.

Cu care avem potenŃialul de referinŃă

VR = VB4 − VBE4 = 4 6 − 0.65 = 3.95V .

Curentul i tensiunea pe ẟ R3 sunt

VR3 = VR − VBE2 = 3.95 − 0.65 = 3 3 V

I3 = V

R −V

BE2 , I3 = 3.95

0.65

= 4 2 mA .R3 0.779

Toate valorile au fost determinate având drept referinŃă sursa negativă de tensiune VEE.Dacă drept referinŃa se ia masa (GND) valorile devin

VB4 = −5 2 + 4 6 = −0 6V ; VR = −5 2 + 3.95 = −1.25V; VR3 = −1 9V

Valorile se menŃin cât timp T1 este blocat

Page 81: Semnale digitale

47

Page 82: Semnale digitale

VBE1 = VA −VR3 < 0.65 V ,adică avem

VA < VR3 + 0.65 = 3 3 + 0.65 = 3.95 = VR .

Înseamnă că se va comuta curentul de pe un tranzistor pe altul atunci când potenŃialul punctului A este mai mic (conduce T2 i ie irea ẟ ẟ V0 este la potenŃialul Vcc1 ) sau mai mare (conduce T1) decât potenŃialul de referinŃă. În figura 1.26 este prezentată poarta NOR (SAU NEGAT) a familiei ECL cu două intrări.Se remarcă faptul că a doua intrare (B) a fost conectată în paralel cu prima (A) pentru ca oricare tranzistor (T1 sau T3) să poată prelua curentul care circulă prin rezistorul R3 .

Fig. 1.26.

Ie irea circuitului se face prin intermediul unui repetor realizat cuẟ tranzistorul T5 .

EXPLICAłII la seriile MOS

Tehnologia de realizare a tranzistorilor MOS conduce la performanŃe mai bune pentru NMOS, motiv pentru care PMOS se întâlnesc numai la realizarea structurilor complementare de tipul CMOS.

Tranzistorii MOS cu canal n, utilizaŃi la realizarea porŃilor NMOS sau (CMOS) se prezintă în figura 1.27, unde avem :

Page 83: Semnale digitale

48

Page 84: Semnale digitale

a) MOS cu canal iniŃial cu sărăcire iẟb) MOS cu canal indus cu îmbogăŃire.

Fig. 1.27.

Sunt preferaŃi tranzistorii cu canal indus (1.27b) deoarece polaritatea tensiunii de intrare VGS este aceea i cu polaritatea tensiunii de la ie ire ẟ ẟ VDS.

Fig. 1.28.

Page 85: Semnale digitale

49

Page 86: Semnale digitale

Caracteristica statică de ie ire, din figura 1.28, permite evidenŃierea ẟregimurilor de funcŃionare ale tranzistorului:

- zona de blocare, este caracterizată prin anularea curentului de drenă (iD = 0 ). Regimul se stabile te pentru tensiuni de intrare mai mici ca ẟtensiunea de tăiere (VGS < VT ).

- zona de saturaŃie, este zona în care curentul de drenă (iD > 0 ) este comandat de valoarea tensiunii grilă – sursă (de la intrare)

(V GS −V )2

iD = kT

,2

unde k este o constantă specifică calităŃii realizării fizice a tranzistorului. Regimul se obŃine pentru (VGD > VT i ẟ VGS > VT ).

- zona rezistivă, în care tranzistorul se comportă ca o rezistenŃă (rezistenŃa dintre Drenă i Sursă) a cărei valoare este comandată de ẟvaloarea tensiunii aplicată între grilă i sursă. Regimul se obŃine pentru ẟtensiuni mici de alimentare (VGD < VT cu VGS > VT ). Nu este folosit în cazul circuitelor logice, decât ca zonă de tranziŃie.

Din punctul de vedre al realizării constructive ai tranzistorilorMOS ( cu canal p sau cu canal n) există caracteristici comune i anumeẟ faptul că :

- zona drenei i zona sursei sunt realizate cu acela i tip de ẟ ẟsemiconductor (de tipul N la NMOS i ẟ P la PMOS), ceea ce face ca să se închidă între sursă i drenă un curent de electroni în cazul ẟ NMOS i un ẟcurent de goluri în cazul PMOS;

- zona drenei este separată de zona sursei prin substratulrealizat de alt tip decât cele două zone (de tipul P la NMOS i ẟ N la PMOS);

- grila este separată de substrat prin intermediul unei zoneizolatoare (un oxid);

Inversorul în tehnologie NMOS

Cea mai simplă schemă de inversor în tehnologie NMOS se obŃine cu un tranzistor MOS cu canal indus în drena căruia se conectează un rezistor, ca în figura 1.29.Modificând valoarea tensiunii de intrare Vi se modifică tensiunea VGS = Vi iar curentul de drenă cre te conform caracteristicii statice de transfer dinẟ figura 1.27b.Tensiunea de ie ire calculată cu relaŃia:ẟ V0 = VDS = VDD − RDiD .

Page 87: Semnale digitale

50

Page 88: Semnale digitale

+VDD

RD V0

Vi T

Fig. 1.29.

Caracteristica de transfer a inversorului este prezentată în figura 1.30.

Fig. 1.30.Pentru tensiuni de intrare corespunzătoare valorii logice “0”

VGS = Vi <VT curentul iD prin tranzistor i prin ẟ RD este zero (vezi figura1.16b, zona pentru VGS < VT ) ceea ce face ca tranzistorul să fie blocat iẟtensiunea la ie ireẟ să rămână la potenŃialul sursei de alimentareV0H = V0 = VDS = VDD , adică face ca ie irea să fie ẟ“1”

logic.

Pentru tensiuni VGS > VT curentul iD cre te după o funcŃie pătratică cuẟtensiunea de intrare, motiv pentru care tensiunea de ie ire scadeẟV0 = VDS = VDD − RDiD , până la V0L.

La ie irea inversorului se va cupla intrarea unui alt circuit logic (deẟ tipul MOS) care intrare reprezintă o sarcină capacitivă CS pentru inversor (de valoarea capacităŃii de intrare a circuitului logic).Comutarea intrării inversorului din “0” în “1” logic (tranzistorul comută din blocare în conducŃie ) determină descărcarea capacităŃii CS prin tranzistor. Circuitul de descărcare este prezentat în figura 1.31a).

51

Page 89: Semnale digitale

Ie irea inversorului comută din “1” în “0” logic.ẟ

+VDD +VDD

i

RD RD

iC iC

iD

CS v0 CS v0

a) b) Fig. 1.31.

Tensiunea de ie ire se determină pe baza ecuaŃiilor circuitului ẟ(1.31a) iC = i + iD ,

dv 0 V DD − v

0 (V GS −V )2

i = C , i = , i = k T ,D 2C S dt RD

adică a ecuaŃiei diferenŃiale a circuitului:v0 + RDCS

dv0 = VDD + RDiD . dt

Forma de undă la descărcarea condensatorului este prezentată în figura 1.32 pe intervalul (0,Tu ).Circuitul de încărcare a capacităŃii CS , prin RD de la sursa de alimentare către VDD în intervalul în care tranzistorul este blocat, este prezentat în figura 1.31b). VariaŃia tensiunii de ie ire a inversorului este conformẟ variaŃiei tensiunii de pe condensator:

−t

v0 (t) = VDD (1− e RDCS ) ,

cu forma de undă prezentată în figura 1.32 pe intervalul (Tu, T).Viteza de comutare depinde de constanta de timp de încărcare a condensatorului τ = RDCS . Condensatorul ajunge repede la valoarea finală dacă rezistorul RD are valori mici.

Page 90: Semnale digitale

52

Page 91: Semnale digitale

O rezistenŃă RD de valoare mică determină un potenŃial ridicat al ie irii aflată în “0” logic (nerecomandat).ẟ

Vi

tV0

VDD

tTu T

Fig. 1.32.

Pentru a realiza cele două condiŃii contradictorii se înlocuie te ẟ RD cu o sarcină activă.(tranzistorul TS ).

Sarcina activă, din figura 1.33, este un tranzistor cu MOS cu canal iniŃial cu sărăcire la care grila este conectată la sursă. Se contată că avem un curent nenul prin tranzistor chiar la VGS = 0 V (vezi figura 1.27a).

+VDD

TS

TV

0

Vi

Fig. 1.33.

Page 92: Semnale digitale

53

Page 93: Semnale digitale

Tranzistorul TS se comportă ca o rezistenŃă având două valori distincte i anume o valoare mică atunci când tranzistorul ẟ T este în conducŃie (tensiune de intrare Vi corespunzătoare valorii “1” logic) i oẟ valoare foarte mare la blocarea tranzistorului T.

Sarcina activă va îmbunătăŃi fronturile impulsurilor de la ie ireaẟ inversorului.

La comutarea ie irii din “0” în “1” logic tranzistorul ẟ T va comuta din zona activă în blocare. Tranzistorul TS fiind în conducŃie va prezenta o rezistenŃă RS de valoare mică, rezistenŃă prin care se va încărca (rapid) capacitatea de intrare Cin a circuitului logic cuplat la ie irea inversorului.ẟRezistenŃa fiind mică, contanta de timp τ = RsCin va fi mică i viteza deẟ cre tere a tensiunii de ie ire va fi mare (timpul de stabilire a regimuluiẟ ẟ permanent este tC = 2 2τ ).

PorŃi logice speciale

PorŃi TTL cu colectorul în gol OC (open collector) sunt porŃi logice la care se elimină etajul de ie ire realizat de tranzistorul ẟ T4 sau de T4

i ẟ T5.La proiectarea schemelor logice cu circuite OC se impune conectarea ie iriiẟ circuitului logic la sursa de alimentare prin intermediul unui rezistor.Cu ajutorul acestui tip de porŃi se realizează funcŃia ẞI cablat, prin conectarea directă a mai multor ie iri. Ie irile se leagă împreună i printr-oẟ ẟ ẟ rezistenŃă de sarcină se conectează la sursa de alimentare.Erau utile la conectarea mai multor echipamente pe aceea i magistrală, darẟ asigurau timpi de propagare mari i stricau fronturile semnalelor.ẟMai nou se preferă utilizarea porŃilor logice cu trei stări.

PorŃile logice TTL cu trei stări (tri states) au ie irea în starea “0”ẟ logic, în starea “1” logic sau în starea de înaltă impedanŃă HZ (High Z). Pe lângă intrările de date circuitul are o intrare specifică E (Enable) care permite comutarea circuitului în starea de înaltă impedanŃă.O ie ire aflată în starea ẟ HZ este flotantă, nefiind influenŃată de modificarea intrărilor i nu afectează în nici un fel funcŃionarea circuitelor conectate înẟ punctul respectiv (la ie irea respectivă).ẟ

În figura 1.34 este prezentată schema de principiu a unui inversor TTL cu trei stări.

Dacă intrarea E este în „1” logic pe emitorul corespunzător al tranzistorului T1 se aplică un potenŃial ridicat care blochează joncŃiunea bază – emitor i totodată blochează dioda ẟ D2. Intrarea In va condiŃiona

Page 94: Semnale digitale

54

Page 95: Semnale digitale

conducŃia sau blocarea tranzistorului T1 i circuitul va funcŃionarea ca unẟ inversor (la ie irea ẟ Y se obŃine valoarea negată a intrării In).

Fig. 1.34.

Intrarea E este în „0” logic determină conducŃia tranzistorului T1 i aẟ diodei D2, care diodă în conducŃie va determina un potenŃial mic pe baza tranzistorului T4.

Tranzistorul T4 fiind blocat circuitul nu va furniza decât un curent foarte mic (zero) prin borna Y, ceea ce înseamnă că ie irea circuitului nu vaẟ afecta funcŃionarea circuitelor conectate la borna Y i spunem că circuitulẟ se află în starea de înaltă impedanŃă HZ.În tabelul 7 avem stările logice ale ie irii în funcŃie de starea celor douăẟ intrări.

Tabelul 7.

In E Y0 1 11 1 0x 0 HZ

SemnificaŃia literei “x” este “orice valoare logică”. Adică oricare ar fi starea intrării In, dacă E este zero, circuitul va fi în starea HZ.Notă: Există circuite care implementează cea de a treia stare i pentruẟ intrări.

Page 96: Semnale digitale

55

Page 97: Semnale digitale

În tabelul 8 sunt prezentate principalele caracteristici ale câte unui exemplar din fiecare familie de circuite logice integrate.

Tabelul 8.

Nr CI/ Param. VILmax

VIHmin

VOLmax

VOHmin

VCC tp Pd

[V] [V] [V] [V] [V] [ns] [mW]1 TTL 0.8 2 0.4 2.4 +5 1.7 - 12 1.2 - 42 10K ECL -1.74 -0.9 -5.2 2 243 100k ECL -1.475 -1.165 -1.620 -1.025 -4.5 0.4 40

SWGM4 MOS 1.5 3.5 0.05 4.95 +55 CMOS 0.3VCC 0.7VCC 0.05 VCC-0.5 V

CC 40 10−3

6 CMOS 0.8 2 0.1 4.4 4.5 3.7 0 5x10−3

74AHCT7 CMOS 0.8 2 0.55 2.4 3 2.2 0 4x10−3

74ALVCH245

8 CMOS 0.63 1.17 0 1.8 1.8 1.574AUC16374

9 BiCMOS 0.7 1.7 0.2 2.3 2.5 274ALVT16240

Reamintm semnificaŃia notaŃiilor din tabelul 8:

– VILmax - tensiunea maximă de la intrare, pe care CI o consideră încă drept ‘0’ logic;

– VIHmin - tensiunea minimă de la intrare, pe care CI o consideră încă drept ‘1’ logic;

– VOLmax - tensiunea maximă de ie ire,ẟ pe care o garanteazăproducătorul de CI pentru ‘0’ logic;

– VOHmin - tensiunea minimă de ie ire,ẟ pe care o garanteazăproducătorul de CI pentru ‘1’ logic;

– tp - timpul maxim în care CI î i modifică starea ie irii, după ce laẟ ẟintrare s-a aplicat un semnal de comandă la intrare;

– VCC - tensiunea sursei de c.c. de alimentare a CI (la care sunt evidenŃiaŃi parametrii din tabel);

– Pd - puterea maximă pe care o poate disipa capsula CI (fără vreo sursă de răcire).

Page 98: Semnale digitale

56