platforma met

UNIVERSITATEA DIN PITEŞTIFACULTATEA DE ELECTRONICĂ, COMUNICATII ŞI CALCULATOARE

ÎNDRUMAR DE LABORATOR

MASURARI ELECTRICE SIELECTRONICE

Mihai OPROESCU

UNIVERSITATEA DIN PITEŞTIFACULTATEA DE ELECTRONICĂ, COMUNICATII ŞI CALCULATOARE

ÎNDRUMAR DE LABORATOR

MASURARI ELECTRICE SIELECTRONICE

Mihai OPROESCU

PITEŞTI

CUPRINS

Lucrarea de laborator numarul 1 - Osciloscopul L1-1

Lucrarea de laborator numarul 2 - Masurari dinamice cu ajutorul

osciloscopului

L2-1

Lucrarea de laborator numarul 3 - Aparate de masura bazate pe a. Circuite de

baza cu AO

L3-1

Lucrarea de laborator numarul 4 - Masurarea intensitatii curentului, tensiunii,

puterii, rezistentei, capacitatii, inductantei folosind multimetre

L4-1

Lucrarea de laborator numarul 5 - Masurarea dispozitivelor semiconductoare

folosind osciloscopul

L5-1

L1-1

Lucrarea de laborator numarul 1

OSCILOSCOPUL

Lucrarea are drept scop însusirea de catre studenti a manevrarii si utilizarii corecte a

osciloscopului catodic, precum si a modalitatilor lui de folosire în anumite metode de

masurare si testare care au la baza acest aparat modern de masurat.

Osciloscopul catodic este un aparat electronic destinat vizualizarii si masurarii

tensiunilor electrice si marimilor fizice care se pot transforma în tensiuni electrice variabile în

timp, în general cu caracter periodic. Tensiunea electrica a semnalului de intrare este

vizualizata pe ecranul unui tub catodic prin devierea convenabila a unui fascicol de electroni

emis de catodul tubului, obtinîndu-se astfel o reprezentare bidimensionala (tensiune-timp).

Datorita calitatilor sale ca: lipsa de inertie a fascicolului de electroni permitînd

studierea semnalelor de frecventa foarte mare, pîna la ordinul sutelor de MHz, consumul de

energie extrem de redus pe seama circuitului supus masurarii, datorita impedantelor de intrare

considerabile, de ordinul MΩ sau zecilor de MΩ, precum si sensibilitatea ridicata,

osciloscopul catodic este larg utilizat în diverse scopuri, fiind de neînlocuit în altele, avînd

largi aplicatii în industrie, cercetare, proiectare, depanare de echipamente, medicina (în

componenta unor aparate specializate) etc.

Osciloscoapele moderne sînt diversificate si ofera posibilitati multiple în ceea ce

priveste numarul de semnale care pot fi vizualizate simultan, frecventa acestora, persistenta

imaginii, dilatarea imaginii pe anumite portiuni care prezinta interes pentru utilizator,

decalarea imaginilor, analiza dependentei dintre doua semnale temporale, trasarea unor curbe

caracteristice, analiza spectrala, masurarea unor parametri specifici marimilor variabile în

timp (valori de vîrf, valori efective, perioada, frecventa) etc.

În acest sens, principalele tipuri de osciloscoape se pot clasifica dupa cum urmeaza:

- cu unul sau mai multe canale;

- de joasa frecventa (pîna la 10 MHz) sau de înalta frecventa;

- cu functionare în timp real sau cu timp translatat (cu esantionare);

- cu persistenta redusa a imaginii (< 2 ms), medie ( 2 ms < 2 s), mare ( 2 s) sau cu

memorie;

- cu una sau mai multe baze de timp;

L1-2

- de uz general (universale) sau specializate (caracterio-grafe, analizoare de spectru,

monitoare medicale etc).

Ulterior, functiile de baza ale osciloscopului au fost completate cu functii noi, ce au la

baza tehnologiile din domeniul electronicii digitale, care permit sporirea preciziei masurarilor

si analiza digitala a tensiunilor masurate, prezentarea rezultatelor sub forma numerica pe

panoul frontal, cu ajutorul unor celule de afisare specializate sau chiar pe ecranul

osciloscopului, precum si posibilitati de transmitere la distanta a datelor, codificate numeric,

în vederea stocarii si prelucrarii pe un calculator de uz general sau specializat.

În lucrarea de fata se va studia osciloscopul catodic universal, de joasa frecventa, cu

persistenta redusa, în variantele cu un canal si cu doua canale. Acesta este cel mai simplu tip

de osciloscop, a carui studiere prezinta o deosebita importanta deoarece se obtin informatii si

deprinderi necesare folosirii si altor tipuri de osciloscoape, mai complicate din punct de

vedere structural si functional.

A. OSCILOSCOPUL CATODIC CU UN CANAL

I. Principiul lucrarii

Principiul de functionare al osciloscopului catodic consta în devierea fluxului de

electroni, pe doua directii perpendiculare una pe cealalta, astfel:

- pe axa Ox (axa timpului) devierea se face cu o tensiune liniar variabila în timp,

simulînd astfel trecerea uniforma a timpului;

- pe axa Oy cu o tensiune care reproduce tensiunea de intrare, înmultita cu un factor

de proportionalitate variabil, aflat la alegerea utilizatorului prin comutatorul de deviatie pe

verticala.

Durata baleierii de la stînga la dreapta a ecranului este impusa de utilizator, pe baza

reglajelor de care dispune (coeficientii de baleiaj pe orizontala), osciloscopul fiind astfel

construit încît imaginile succesive aparute pe ecran sa se suprapuna perfect, dînd astfel

impresia unei reproduceri statice a tensiunii periodice care se vizualizeaza.

Schema functionala a unui osciloscop de uz general, monocanal, de joasa frecventa

este prezentata în fig.3.1 (schema corespunde osciloscopului tip E-0102, fabricatie I.E.M.I.).

Elementul principal al osciloscopului este tubul catodic TC, care este un tub electronic

cu vid înaintat si care consta din:

- un catod C care emite electroni;

- un sistem de accelerare AC, focalizare F si astigmatism A;

L1-3

- o grila G de comanda a intensitatii spotului;

- un sistem de deflexie pe orizontala XX;

- un sistem de deflexie pe verticala YY;

- un anod de postaccelerare PA;

- o bobina de rotire trasa pentru asigurarea orizontalitatii;

- un ecran fluorescent E pe care apare un punct luminos de culoare verde în locul de

incidenta a fascicolului de electroni.

Fig.3.1.

L1-4

Semnificatiile si functiunile realizate de celelalte blocuri componente ale

osciloscopului sînt urmatoarele:

CI - este circuitul de intrare cu rol de atenuare si totodata asigura o impedanta mare de

intrare (prin folosirea unui tranzistor cu efect de cîmp), la bornele caruia se aplica semnalul de

studiat; semnalul se poate aplica fie direct, fie prin intermediul unui condensator pentru

eliminarea componentei continue, în functie de pozitia comutatorului K1; de asemenea, o a

treia pozitie a comutatorului glisant K1 permite punerea intrarii osciloscopului la masa,

asigurîndu-se în acest fel pozitionarea spotului pe ecranul tubului catodic în absenta

semnalului de intrare;

PV - este preamplificatorul pentru deflexia pe verticala care asigura o amplificare

simetrica a semnalului;

AV - este amplificatorul de deflexie pe verticala, avînd, ca si preamplificatorul, o

banda larga de frecvente (010 MHz), asigurînd un nivel corespunzator pentru semnal astfel

încît sa se obtina o buna sensibilitate;

AS - este un amplificator simetric de sincronizare cu rolul de a asigura un nivel

corespunzator al semnalului care comanda circuitul formator CF; are în compunere un etaj

diferential a carui referinta poate fi modificata din exterior, asigurîndu-se astfel nivelul de

basculare a circuitului formator CF în functie de amplitudinea semnalului de intrare, precum

si în functie de polaritatea frontului pe care se face sincronizarea;

CF - este un circuit formator de semnal care genereaza semnale dreptunghiulare de

frecventa semnalului de studiat;

CP - este circuitul poarta care asigura semnalul necesar circuitului de stingere a

spotului CSS precum si sincronizarea bazei de timp cu frecventa semnalului de studiat;

GTLV - este blocul generator de tensiune liniar variabila care, aplicata prin

intermediul amplificatorului de deflexie pe orizontala placilor XX, creaza baza de timp;

tensiunea bazei de timp este de forma unor dinti de fierastrau asigurînd periodicitatea imaginii

de pe ecran;

CR - este circuitul de retinere care asigura limitarea valorii maxime a tensiunii liniar

variabile corespunzator pozitiei spotului la extremitatea din dreapta a ecranului si apoi

revenirea pe pozitia din stînga a acestuia. Pe pozitia autosincronizare CR asigura functionarea

în absenta semnalului de intrare, în acest caz aparînd pe ecran o linie continua (situatie

întîlnita în cazul sincronizarii automate);

L1-5

CSA - este circuitul de sincronizare automata care asigura stabilitatea imaginii pe

ecran prin generarea unei tensiuni de forma dreptunghiulara de aceeasi frecventa cu frecventa

semnalului de intrare, obligînd baza de timp sa lucreze în regim fortat, adica pe o frecventa

egala sau multiplu al frecventei semnalului de intrare; blocurile AS, CF, CP, CSA, GTLV

alcatuiesc blocul de generare si sincronizare ale bazei de timp (BGSBT) si, de obicei, în

schemele de principiu ale osciloscoapelor sînt prezentate sub denumirea generala de baza de

timp; în functie de pozitia comutatorului K2 baza de timp poate lucra în regim declansat sau

automat, cu sincronizare interioara sau exterioara, cele patru regimuri de lucru fiind alese în

functie de tipul aplicatiei;

AO - este amplificatorul semnalului pentru placile de deflexie pe orizontala, avînd

rolul de a asigura o buna sensibilitate a bazei de timp; de asemenea, prin intermediul

comutatorului K3, baza de timp poate fi scoasa din functiune aplicîndu-se placilor de deflexie

pe orizontala semnale externe (independente de cele aplicate placilor de deflexie pe verticala).

Blocul de alimentare BA este alcatuit din urmatoarele subansamble:

TR - transformatorul de retea care coboara tensiunea de 220 V la aproximativ 24 V

c.a. necesara blocului de redresare BR;

BR - blocul redresor care da la iesire o tensiune continua, filtrata dar nestabilizata de

24 V c.c.;

BS - blocul stabilizator care asigura la iesire o tensiune stabilizata de 20 V;

BCT - blocul convertor de tensiune care, primind la intrare o tensiune continua si

stabilizata de 20 V, asigura tensiunile de polarizare ale circuitelor electronice precum si înalta

tensiune pentru alimentarea tubului catodic;

CCA - este un circuit astabil care oscileaza pe frecventa de 1kHz, denumit si

calibrator, avînd rolul de a asigura impulsuri dreptunghiulare de amplitudine riguros

constanta (80 mV si 800 mV) necesare calibrarii circuitelor care asigura deflexia pe verticala

precum si corectiei frecventei bazei de timp.

Cu comutatorul K5 se poate asigura alimentarea fie de la retea, fie de la o baterie de

acumulatoare atunci cînd necesitatile de utilizare o impun.

Cu ajutorul osciloscopului catodic cu un singur canal pot fi efectuate o serie de

masurari cu caracter general sau specific. Astfel, prin utilizarea calibrarilor interne se pot

masura amplitudini si frecvente pentru semnale periodice cu eroare maxima de cca. 3 %, iar

L1-6

cu ajutorul unor calibratoare externe de referinta se poate mari precizia determinarilor prin

utilizarea unor metode de comparatie.

În afara utilizarilor curente sînt o serie de aplicatii specifice în care folosirea

osciloscopului catodic permite obtinerea unor rezultate rapide si precise. Dintre acestea, în

cadrul lucrarii de laborator, se vor studia cele mai reprezentative întîlnite în practica

masurarilor.

II. Aplicatii specifice ale osciloscopului catodic cu un canal

2.1. Masurarea frecventei prin metoda figurilor Lissajous

Metoda se utilizeaza în scopul determinarii cu precizie a unei frecvente necunoscute

atunci cînd se dispune de un generator sinusoidal etalon de frecventa variabila. Semnalul de

frecventa necunoscuta se aplica pe una din perechile de placi ale osciloscopului (fig.3.2), iar

pe cealalta se aplica semnalul de referinta (cu parametrii riguros cunoscuti). Daca cele doua

frecvente se afla într-un raport exprimabil prin numere întregi, pe ecranul osciloscopului se

obtine o curba închisa cunoscuta sub numele de figura Lissajous. Pentru demonstratie se

considera raportul celor doua frecvente ca fiind m/n,

astfel ca perioadele celor doua semnale vor fi:

T1 = mT si T2 = nT; T - perioada de referinta

(oarecare).

La momentul t0 spotul va avea coordonatele:

)102

sin(110 tmT

Ukx

)22

sin(22 otnTUkoy

(1)

Fig.3.2.

La momentele tk = t0 + mT2 = t0 + nT1 = t0 + kmnT curba va trece tot prin punctul de

coordonate x0, y0, deci cînd raportul m/n este un numar rational spotul descrie o curba închisa,

avînd o miscare periodica, de perioada

T0 = mT2 = nT1 = mnT (2)

Pentru determinarea raportului celor doua frecvente se procedeaza în felul urmator:

printr-un punct A din interiorul domeniului delimitat de figura se duce o dreapta orizontala si

una verticala. Avînd în vedere modul de realizare a figurii de pe ecran, si anume prin

L1-7

compunerea a m perioade pe orizontala, respectiv a n perioade pe verticala de semnal

sinusoidal, în intervalul T0, rezulta ca, daca ramurile curbei nu se suprapun la ducerea si la

întoarcerea spotului, x va trece de 2n ori prin valorile extreme, iar y de 2m ori.

Asadar figura care se obtine pe ecranul osciloscopului va avea 2n puncte de intersectie

cu verticala dusa din A si 2m puncte de intersectie cu orizontala dusa prin acelasi punct. Deci

fx/fy = 2n/2m (3)

unde fx reprezinta frecventa semnalului aplicat placilor de deflexie pe orizontala, iar fy celor

de deflexie pe verticala.

În fig.3.3 sînt prezentate figurile Lissajous care se obtin pe ecranul osciloscopului

pentru diferite rapoarte m/n ale frecventelor semnalelor si a defazajului φ =φ2 - φ1 dintre

acestea. Cînd cele doua semnale au aceeasi frecventa:

x = k1U1sinωt

y = k2U2sin(ωt + φ) (4)

se demonstreaza usor (prin eliminarea parametrului t din cele doua ecuatii, obtinînd o curba

y=f(x)) ca pe ecranul osciloscopului apare o elipsa. Cînd φ = π/2 + 2kπ elipsa are semiaxele

situate de-a lungul axelor de coordonate. În acest ultim caz, daca este îndeplinita relatia:

k1U1 = k2U2 (5)

unde U1, U2 sînt amplitudinile semnalelor de intrare, iar 1/k1 si 1/k2 sînt coeficientii de

deviatie pe orizontala, respectiv pe verticala, elipsa devine cerc.

2.2. Masurarea frecventei prin metoda elipsei mobile

Cînd cele doua frecvente ale semnalelor care intervin în metoda figurilor Lissajous

difera putin se obtine o imagine instabila, cu aspectul unei elipse mobile. Se observa ca elipsa

degenereaza periodic, conform figurilor Lissajous în cazul raportului 1/1, dînd astfel impresia

ca frecventele celor doua semnale sînt egale, dar variaza defazajul.

L1-8

Fig.3.3.

Într-adevar, expresiile semnalelor mentionate în fig.3.3 pot fi rescrise în forma:

x = k1U1sinω1t (6)

y = k2U2sin(ω2t + φ) = k2U2sin[ω1t + ψ(t)]

unde ψ(t) =(ω2 - ω1)t + φ.

Se observa ca, în cazul în care ω1 ω2 se poate spune ca expresiile celor doua semnale

difera printr-un defazaj lent variabil în timp. Miscarea elipsei fiind periodica, se poate

determina perioada T a acesteia, considerînd momentele cînd elipsa degenereaza, de exemplu,

în dreapta de aceeasi înclinatie (s-a ales cazul dreptei deoarece aprecierea momentelor în care

o aceeasi figura este reprodusa identic se poate face cu mult mai mare fidelitate).

Fie t0 un astfel de moment, deci:

(ω2 - ω1)t0 + φ = 2kπ (7)

Dupa perioada T se revine la aceeasi situatie, dar defazajul s-a marit cu 2π, deci:

(ω2 - ω1)(t0 + T) + φ = 2kπ + 2π (8)

L1-9

Eliminînd t0 în cele doua ecuatii, se obtine:

f = 1/T = f2 - f1 (9)

adica diferenta dintre cele doua frecvente ale

semnalelor este egala cu inversul perioadei miscarii

elipsei mobile.

Metoda este, teoretic, foarte precisa. Totusi,

practic, erorile apar în modul cum se cronometreaza perioada T.

Pentru îmbunatatirea calitatii rezultatului se cronometreaza un numar mai mare de

treceri (n) ale elipsei prin pozitia în care aceasta degenereaza în dreapta, astfel

f = n/nT = fx - fe (10)

unde n este numarul de treceri prin pozitia considerata (în practica, n = 10 20), fe este

frecventa semnalului etalon iar fx cea a semnalului de etalonat.

În concluzie,

fx = fe f = fe 1/T. (11)

Cunoscînd frecventa etalon, se determina astfel, cu destula precizie, frecventa

necunoscuta.

2.3. Masurarea defazajelor prin metoda elipsei

Prin aplicarea pe placile de deflexie verticala si orizontala a doua semnale de frecvente

riguros egale, dar defazate cu unghiul φ, pe ecran se obtine o elipsa, ca în fig.3.4 (frecventele

egale se obtin prin utilizarea unui singur generator de semnal sinusoidal, în combinatie cu o

retea de defazare RC pe una din cai). Avem deci:

x = k1U1sinωt (12)

y = k2U2sin(ωt + φ)

Utilizînd, în continuare, notatia X = k1U1 si Y = k2U2, si eliminînd parametrul ωt între cele

doua expresii, se obtine relatia:

L1-10

)13(2sincos22

2

2

2

X

x

Y

y

X

x

Y

y

Cînd x = 0, deci sinωt = 0 si ωt = kπ rezulta

y = k2U2sin(kπ + φ) = Ysinφ (14)

adica

2b = 2Ysinφ (15)

Fig.3.4.

Întrucît amplitudinea semnalului corespunde elongatiei maxime a spotului fata de axa

Ox, rezulta ca

2a = 2Y (16)

si

)17(2

2sin

ab

a

b

Asadar

φ = arcsin(b/a) (18)

2.4. Ridicarea ciclului de histerezis la un material magnetic

Osciloscopul catodic permite vizualizarea ciclului de histerezis corespunzator

magnetizarii în curent alternativ a unui miez magnetic.

Aplicandu-se placilor de deflexie pe orizontala (XX) o tensiune în faza cu curentul

alternativ care strabate înfasurarea de magnetizare a miezului magnetic, iar placilor de

deflexie

verticala (YY) tensiunea de la bornele înfasurarii secundare (de masurare) se obtine pe

ecranul

osciloscopului o figura închisa care reprezinta curba de histerezis a miezului magnetic testat

(fig.3.5).

L1-11

Fig.3.5.

Deci

)19(1

)(1)(11 n

lthRtiRxu

unde:

h(t)=Hmsinωt este intensitatea cîmpului magnetic alternativ;

l - este lungimea circuitului magnetic presupus cu întrefier neglijabil;

n1 - este numarul de spire din înfasurarea primara.

Deviatia pe orizontala va fi

)20()(1

)(1 thxk

n

lthRxSxuxSx

Cum:

)21()(

222 dt

tdbmSn

dtdnu

unde:

Sm - este sectiunea miezului magnetic testat;

b(t) = Bm(t)sinωt este inductia magnetica;

n2 - este numarul de spire din înfasurarea secundara.

În ipoteza ca R2 >> 1/(ωC) rezulta

)22()(

2

2

2

22 dt

tdb

RmSn

R

ui

iar tensiunea la bornele condensatorului

L1-12

)23(0

)(2

2)(21

)( t

yutbCRmSn

dttiC

tcu

astfel ca

)24()()(2

2 tbyktbCRmSn

ySyuySy

Energia consumata pentru descrierea unui ciclu de histerezis este data de relatia:

W =hdb (25)

si, tinînd seama ca, prin aplicarea tensiunilor ux si uy, deviatiile spotului pe cele doua directii

sînt proportionale cu h(t) si b(t), rezulta ca aria curbei ce apare pe ecranul osciloscopului

reprezinta, la o anumita scara, însasi energia W. Cum aria curbei este:

A =xdy = KxKyhdb = KxKyW (26)

rezulta ca, la frecventa f a tensiunii de alimentare, puterea disipata prin histerezis de catre

materialul magnetic este:

)26(yKxK

AffWHP

unde

,2

2,1

11 CR

mSnySyK

nRxSxK

A-aria curbei obtinute pe ecranul osciloscopului.

2.5. Ridicarea caracteristicilor statice ale unor diode semiconductoare

Caracteristica statica a unei diode semiconductoare reprezinta dependenta dintre

curentul care o strabate si caderea de tensiune de pe aceasta ID= f(UD), unde ID este curentul

prin dioda, iar UD tensiunea la bornele diodei.

Procedura de vizualizare a acestei caracteristici consta în aplicarea pe placile de deflexie

verticala a unei tensiuni proportionale cu curentul ID, iar pe placile de deflexie orizontala a

tensiunii culese de pe dioda UD (fig.3.6).

L1-13

Fig.3.6.

Practic montajul se va alimenta la o tensiune alternativa care la dioda semiconductoare

obisnuita sa nu atinga valoarea tensiunii de strapungere Ustr care ar conduce la distrugerea

diodei

si nici a curentului maxim în conductie directa IDmax (limitarea curentului se asigura din

dimensionarea corecta a rezistentei de sarcina Rs), în timp ce la dioda Zener se va urmari

atingerea zonei Zener (tensiunea - Uz) fara a se depasi curentul invers maxim (-IDmax).

III. Chestiuni de studiat

3.1. Deprinderea manevrarii corecte a osciloscopului.

3.2. Vizualizarea formelor de unda ale tensiunilor în diverse puncte ale unei retele

electrice de tip RC, pentru trei amplitudini si trei frecvente diferite ale semnalului de intrare.

Se va alimenta schema mai întîi de la un generator de semnal sinusoidal si apoi de la unul de

semnal dreptunghiular.

3.3. Masurarea amplitudinilor unor semnale sinusoidale si dreptunghiulare în

domeniul 0 10 V (cîte 5 determinari pentru fiecare tip de semnal).

3.4. Masurarea frecventelor prin utilizarea bazei de timp interne a osciloscopului

(metoda directa) pentru semnale sinusoidale si dreptunghiulare în domeniul 10 Hz 1 MHz

(cîte doua determinari pe fiecare gama a generatorului utilizat).

3.5. Masurarea frecventelor prin metoda figurilor Lissajous pentru rapoartele 1/1,

1/2, 1/3, 2/1, 3/1 ale frecventelor generatoarelor de semnal sinusoidal, luînd pe unul dintre

acestea drept etalon.

3.6. "Etalonarea" unui generator de semnal sinusoidal prin metoda elipsei mobile.

L1-14

3.7. Masurarea defazajului introdus de un circuit Rv, Cv prin metoda elipsei si

trasarea curbelor φ = F(Cv) pentru f = ct. si Rv = ct. si φ = F(Rv) pentru f = ct. si Cv = ct. Se

vor considera 10 valori ale parametrilor Cv, respectiv Rv.

3.8. Ridicarea ciclului de histerezis pentru un miez magnetic si determinarea

pierderilor prin histerezis.

3.9. Ridicarea caracteristicilor statice la o dioda redresoare si la o dioda Zener.

IV. Schemele de montaj si modul de lucru

4.1. Se citeste codul osciloscopului catodic care se utilizeaza în lucrare si se identifica

materialul de prezentare corespunzator din ANEXA B. Se studiaza semnificatia elementelor

componente, modul de functionare si de utilizare ale tipului de osciloscop care se foloseste

pentru efectuarea lucrarii de fata.

Pornirea osciloscopului se face din întrerupatorul de retea, avîndu-se grija ca intrarea

Y sa fie în gol (fara semnal), comutatorul tripozitional "CC, CA, GND" pe pozitia "GND"

(intrare la "masa"), comutatorul "V/DIV" (comutatorul coeficientilor deviatiei pe verticala) pe

pozitia 20 V/DIV (sensibilitate minima), comutatorul "TIMP/DIV" (comutatorul

coeficientilor de baleiaj) pe o pozitie intermediara, 1 ms/DIV, iar comutatorul

SINCRONIZARE pe pozitia AUTOMAT "INT+" sau "INT-".

Dupa aparitia spotului luminos se regleaza intensitatea acestuia din potentiometrul

"LUMINOZITATE" si i se ajusteaza grosimea din potentiometrele "FOCALIZARE" si

"ASTIGMATISM" pîna la minim (aproximativ 1 mm).

Daca se constata ca spotul nu este orizontal se actioneaza asupra potentiometrului

"ROTIRE TRAS", pîna cînd se realizeaza o suprapunere a dîrei luminoase peste una din

liniile orizontale ale caroiajului din fata ecranului tubului catodic.

4.2. Pentru vizualizarea si compararea unor semnale electrice diferite se foloseste

schema din fig.3.7, care este alimentata de la un generator de semnal atît sinusoidal cît si

dreptunghiular de tip VERSATESTER, fixînd amplitudinea la 10 Vef si frecventa la 1 KHz,

procedîndu-se la

L1-15

Fig.3.7.

vizualizarea formelor de unda în punctele A, B, D, E, în felul urmator:

-se conecteaza cablul de intrare în osciloscop la borna Y;

-se pozitioneaza comutatorul tripozitional "CC, CA, GND" pe pozitia "GND" si se

centreaza spotul cu ajutorul potentiometrelor de deplasare verticala sau orizontala a acestuia;

-dupa conectarea intrarii la una din bornele de masurat (A, B, D, E) se pozitioneaza

comutatorul tripozitional "CC, CA, GND" pe una din pozitiile "CC" sau "CA", se scade

treptat atenuarea semnalului aplicat pe Y din comutatorul "V/DIV" (stabilindu-se coeficientul

de deviatie pe verticala potrivit) pîna la încadrarea sa convenabila pe ecran, dupa care se

modifica frecventa bazei de timp, din comutatorul "TIMP/DIV" (alegîndu-se, astfel,

coeficientul de baleiaj) pîna cînd pe ecranul osciloscopului apare un numar mic, distinct, de

perioade ale semnalului.

În acest mod se procedeaza pentru toate punctele de testare (A, B, D, E), luîndu-se si

alte valori de frecventa si amplitudine de la generator.

Se verifica functionarea osciloscopului pentru pozitia AUTOMAT atît pe "INT+" cît

si pe "INT-", observîndu-se diferenta care apare pe ecran.

Pentru studierea functionarii osciloscopului cu baza de timp declansata se

pozitioneaza comutatorul de sincronizare pe pozitia DECLANAT "INT+" sau "INT-" si se

modifica nivelul de atac al formatorului de impulsuri folosind potentiometrul NIVEL pîna

cînd imaginea pe ecranul osciloscopului se stabilizeaza; se va observa, analog cu

functionarea pe regimul AUTOMAT, diferenta între pozitiile "INT+" si "INT-".

Operatiile enuntate mai sus se realizeaza atît pentru semnal sinusoidal cît si pentru

semnal dreptunghiular, observîndu-se diferenta dintre pozitiile "CC" si "CA" ale

comutatorului tripozitional "CC, CA, GND" pentru acelasi tip de semnal.

Atît la alimentarea cu semnale sinusoidale cît si la cea cu semnale dreptunghiulare,

pentru o frecventa si o tensiune a generatorului de semnal specificata în referat, formele de

L1-16

unda de pe ecranul osciloscopului se vor desena la scara, specificîndu-se pozitiile

comutatoarelor "CC, CA, GND", "V/DIV" si "TIMP/DIV".

4.3. Înainte de efectuarea unor masurari cantitative de amplitudine sau frecventa cu

osciloscopul, acesta trebuie etalonat. Etalonarea se face folosind calibratorul intern ale carui

legaturi sînt scoase în exterior la una sau doua borne, deasupra carora se gasesc

inscriptionate frecventa si amplitudinea semnalelor respective. La cele mai multe instrumente,

calibratorul are legatura la masa conectata în interior, astfel încît la intrare este suficient sa se

conecteze doar legatura "calda".

Etalonarea consta în obtinerea pe ecranul osciloscopului, prin masurare, folosind

coeficientii de deviatie pe verticala, coeficientii de baleiaj si caroiajul ecranului, a valorilor

inscriptionate în dreptul bornei calibratorului. Daca valorile nu corespund, se actioneaza

asupra potentiometrelor de etalonare, fie a bazei de timp, fie a amplificarii, dupa caz. Odata

etalonarea încheiata, nu se mai umbla la potentiometrul respectiv, pentru a nu deregla

osciloscopul.

În cazul în care osciloscopului i se furnizeaza semnal de la un generator de semnal

sinusoidal, pentru aflarea tensiunii vîrf la vîrf (dublul amplitudinii) se înmulteste numarul de

diviziuni ale caroiajului cuprinse între extremele pe verticala ale imaginii de pe ecran cu

coeficientul de deviatie pe verticala indicat de comutatorul V/DIV. Rezultatul se obtine în [V]

si reprezinta pentru o unda sinusoidala x(t) = 2Umsinωt valoarea în volti a dublului

amplitudinii 2Um, astfel ca

Uef = 2Um/(22,_). (28)

În mod analog se procedeaza la masurarea amplitudinilor pentru semnale de alta

forma (de exemplu dreptunghiulare). Pentru aflarea altor valori de interes, cum ar fi tensiunea

medie si tensiunea efectiva pentru aceste semnale, se tine seama de expresiile de definitie ale

acestora.

Rezultatele obtinute se compara cu valorile indicate de elementele de afisare ale

generatoarelor de semnal.

4.4. Pentru masurarea frecventelor prin utilizarea bazei de timp interne a

osciloscopului (procedeul uzual) se efectueaza urmatoarea succesiune:

-se încadreaza semnalul pe ecran astfel încît sa existe 1 3 perioade ale acestuia prin

alegerea corespunzatoare a pozitiei comutatorului TIMP/DIV;

L1-17

-se înmulteste numarul de diviziuni cuprinse într-o perioada a semnalului cu indicatia

data de comutatorul TIMP/DIV, obtinîndu-se astfel, în unitati corespunzatoare de timp,

perioada semnalului vizualizat. Cum frecventa este inversul perioadei, f = 1/T, se deduce

imediat valoarea acesteia.

Se procedeaza în acest fel mai întîi pentru semnale sinusoidale, luîndu-se cel putin 2

valori de masurat în fiecare gama a generatorului de masurat, dupa care se procedeaza similar

pentru un generator de semnale dreptunghiulare.

Fig.3.8.

4.5. Pentru masurarea frecventelor prin metoda figurilor Lissajous se foloseste

montajul din fig.3.8, în care GSS1 si GSS2 sînt generatoare de semnal sinusoidal.

Pentru desfasurarea lucrarii este necesar ca baza de timp interna a osciloscopului sa fie

scoasa din functiune, în acest scop comutatorul TIMP/DIV se pozitioneaza pe "X EXT" (baza

de timp externa). Dupa fixarea amplitudinii generatoarelor sinusoidale la 5 Vef si a

comutatorului V/DIV pe pozitia 1 V/DIV (pentru obtinerea unei imagini suficient de bine

încadrate pe ecran), se vor efectua masurari de frecventa considerîndu-se GSS1 ca generator

etalon, iar GSS2 ca generator de etalonat. Pentru aceasta, se fixeaza GSS1 la o anumita

frecventa si se variaza frecventa celui de-al doilea pîna cînd se obtine o figura Lissajous

stabila, nedepasindu-se raportul 1/3, respectiv 3/1 (pentru o interpretare corecta a figurii).

Se va determina clasa de precizie a celui de-al doilea generator, pentru primele 3

game de frecventa, la fiecare gama luîndu-se în consideratie punctele extreme si 3 puncte

intermediare.

Clasa de precizie se calculeaza cu relatia:

)29(100minmax

max)([%]

ff

fc

în care:(Δf)max - abaterea maxima de frecventa a celui de-al doilea generator fata de frecventa

celui considerat etalon,

L1-18

fmax - fmin - diferenta dintre frecventele extreme ale domeniului pe gama studiata.

4.6. Pentru masurarea abaterii de frecventa a generatorului GSS2 (etalonarea acestuia)

prin metoda elipsei mobile se foloseste acelasi montaj ca pentru figurile Lissajous (fig.3.8). Se

fixeaza GSS1 la o anumita valoare de frecventa,

iar pentru GSS2 se dau valori ale frecventei în jurul celei a generatorului GSS1, astfel încît

elipsa sa aiba o miscare observabila pe ecranul osciloscopului si sa se poata cronometra

intervalul de timp necesar trecerii acesteia prin pozitia în care degenereaza în dreapta, de

aceeasi înclinatie (pentru a se elimina erorile de citire), de un numar suficient de ori (de obicei

10). Pentru obtinerea unor rezultate concludente determinarile se vor face pe prima gama de

frecvente a generatorului, în care se considera 5 valori la GSS1, în jurul fiecarei valori etalon

luîndu-se cel putin 4 frecvente distincte ale generatorului de etalonat GSS2.

4.7. Pentru masurarea defazajelor prin metoda elipsei se va folosi un circuit defazor,

ca în fig. 3.9, in care:

GSS - generator de semnale sinusoidale;

Cv - cutie decadica de capacitati;

Rv - cutie decadica de rezistente 0,1 Ω 100 KΩ.

Se vor efectua masurari mai întîi cu Rv = ct (= 10KΩ), f=ct (= 1KHz) si Cv variabil

(din

Fig.3.9.

0,5 μF în 0,5 μF), apoi cu Cv = ct (=1 μF), f=ct (1 KHz) si Rv variabil (din 10 KΩ în 10 KΩ);

valorile date în paranteze sînt orientative pentru obtinerea unor rezultate semnificative.

4.8. Pentru ridicarea experimentala a ciclului de histerezis se executa montajul din

fig.3.10,

L1-19

Fig.3.10.

în care:

AT - autotransformator de 220 Vef c.a., 8 A, 50 Hz;

M - miez magnetic cu parametrii din figura;

V - voltmetru de c.a. clasa 1,5;

A - ampermetru de c.a. clasa 1,5.

Initial cursorul C al autotransformatorului se afla la zero. Se creste progresiv tensiunea

de iesire din autotransformator din 10 V în 10 V, desenîndu-se la scara curba obtinuta pe

osciloscop si notîndu-se indicatiile aparatelor. Cresterea tensiunii de alimentare a montajului

se va face pîna cînd curba obtinuta pe ecranul osciloscopului va avea forma ciclului de

histerezis conform fig.3.5, adica pîna la atingerea valorilor de saturatie ale miezului magnetic.

Tensiunea de alimentare nu va depasi cu mai mult de 10 % valoarea tensiunii de saturatie a

miezului magnetic. Se va acorda o atentie deosebita modului de alimentare a autotrans-

formatorului la retea, urmarindu-se respectarea întocmai a montajului din fig.3.10.

4.9. Pentru ridicarea caracteristicilor curent-tensiune a unei diode redresoare, respectiv

a unei diode Zener, se foloseste montajul din fig.3.11, în care:

GSS - generator de semnal sinusoidal (VERSATESTER tip E-0502);

L1-20

R - rezistenta de limitare a curentului prin dioda;

Fig.3.11.

D - dioda semiconductoare;

DZ - dioda Zener (stabilizatoare);

OSC - osciloscop catodic;

K - comutator bipolar.

Pentru alimentarea montajului din fig.3.11 generatorul de semnal sinusoidal GSS

trebuie sa furnizeze un semnal de amplitudine între 5 10 Vef, de frecventa 50 Hz 1 kHz.

Se fixeaza comutatorul K pe pozitia 1 obtinîndu-se pe ecran caracteristica curent-

tensiune pentru dioda redresoare, iar prin schimbarea comutatorului pe pozitia 2 se obtine

caracteristica pentru dioda Zener; ambele caracteristici se vor desena la scara pentru 3 5

frecvente din domeniul specificat.

V. Rezultate experimentale

5.1. Rezultatele experimentale de la punctul 3.2 al chestiunilor de studiat se vor

prezenta sub forma de grafice la scara 1:1 sau 1:2. Pentru fiecare grafic se va preciza tipul de

generator folosit, parametrii semnalului, pozitia comutatoarelor V/DIV si TIMP/DIV ale

osciloscopului.

5.2. Rezultatele obtinute la punctele 3.3 si 3.4 ale chestiunilor de studiat se vor

prezenta într-un tabel de forma modelului prezentat în tabelul 3.1, în care:

εf = fosc - fgen, εrf = εf/fgen pt.frecvente (30)

respectiv

εU = Uefosc - Uefgen, εrU = εU/Uefgen pt.amplitudini (31)

L1-21

Tabelul 3.1. (model)

Nr.crt.

Tipsem-nal

Param.generat.

Rezultate obtinute la osciloscop Erori

f[Hz]

Uef

[V]CY

[V/DIV]Nr.div.[DIV]

2Um

[V]Uef

[V]Nr.div./per.[DIV]

Cvx

[TIMP/DIV]

T[s]

f[Hz]

ε εr

5.3. Rezultatele experimetale obtinute prin aplicarea metodei figurilor Lissajous se vorprezenta sub forma tabelului urmator:


Gama defrecvente

fGSS1

[Hz]fGSS2

[Hz]m/n fdet

[Hz]Δf=fGSS2-fdet

[Hz]

c[%]

Obs.

unde:

fGSS1, fGSS2 - frecventele citite la cele doua generatoare;

fdet - frecventa determinata prin metoda figurilor Lissajous;

Δf - abaterea de frecventa.

5.4. Rezultatele obtinute la aplicarea metodei elipsei mobile pentru etalonarea unui

generator se vor trece într-un tabel de forma:


Gama defrecvente

fGSS

1

fGSS

2

Nr.per.N

Timp pt.N per.[s]

T[s]

f[Hz]

fGSS2de

t

[Hz]

εr

[%]

Obs.

unde:

fGSS1, fGSS2 - frecventele citite la cele doua generatoare;

L1-22

f - frecventa miscarii elipsei pe ecran;

fGSS2det - frecventa generatorului GSS2 determinata conform metodei elipsei mobile,

)32([%]1002

2det2 relativaeroareaGSSf

GSSfGSSfr

5.5. Rezultatele experimentale obtinute prin aplicarea metodei elipsei la masurarea

defazajelor se vor trece într-un tabel de forma:


f[Hz]

Rv

[Ω]Cv

[F]a[DIV]

b[DIV]

φdet

[rad]

φcalc

[rad]

Observatii

unde:

φdet - defazajul determinat prin metoda elipsei;

φcalc = arctgωRC - defazajul rezultat prin calcul.

5.6. Rezultatele obtinute experimental la ridicarea ciclului de histerezis se vor trece

într-un tabel de forma:


Nr.crt.

U[V]

I[A]

Sx

[V/DIV]Sy

[V/DIV]Kx Ky Aria

curbei[m2]

PH Observatii

unde:

U, I - sînt indicatiile aparatelor din montajul prezentat în fig.3.8;

L1-23

Sx, Sy - sensibilitatile osciloscopului pe intrarile X, respectiv Y;

Kx, Ky, PH - marimi ale caror semnificatii sînt prezentate în principiul lucrarii.

5.7. Rezultatele obtinute experimental la ridicarea caracteristicilor diodelor se vor

prezenta pe cale grafica. Se vor pune în evidenta zonele de blocare în polarizare directa,

respectiv inversa, si tensiunile de deschidere ale diodelor U0 (în conductie directa) si Uz (în

conductie inversa). De asemenea, se vor calcula rezistentele lor dinamice, pe baza imaginilor

obtinute, astfel:

)33(2

2,I

Uzr

dIdU

dr

unde rd este rezistenta dinamica obtinuta la dioda redresoare în conductie directa, iar rz este

rezistenta dinamica pusa în evidenta la dioda Zener în conductie inversa.

VI. Observatii si concluzii

În referat se vor trage concluzii privind domeniile de utilizare ale osciloscopului

catodic studiat, precum si asupra calitatilor sale ca instrument de masurat.

Se vor face aprecieri privind precizia masurarilor efectuate cu osciloscopul catodic; în

acest sens fiecare set de determinari se va compara d.p.d.v. al calitatii masurarilor si usurintei

de determinare a rezultatului cu alte modalitati de masurare a marimilor determinate.

În cadrul referatului se va raspunde la urmatoarele întrebari:

6.1. Care sînt performantele osciloscopului catodic utilizat conform panoului frontal al

aparatului?

6.2. tiind ca impedanta de intrare pe borna Y este 1 MΩ 40 pF iar pe XEXT de 350

kΩ 35 pF, sa se arate daca montajele din fig.3.6, 3.7, 3.8 sînt corecte sau trebuiesc inversate

semnalele de intrare în osciloscop.

6.3. În cazul experimentarii metodei figurilor Lissajous se folosesc doua generatoare

GSS1 si GSS2 avînd aceeasi clasa de precizie. Este corect? De ce?

6.4. Sa se specifice care este diferenta dintre baza de timp automata si baza de timp

declansata.

6.5. Poate metoda elipsei, odata cu determinarea defazajului, sa precizeze si semnul

acestuia? În cazul unui raspuns negativ imaginati o metoda simpla de determinare a semnului

defazajului.

L1-24

6.6. Dupa determinarea caracteristicii statice tensiune-curent a unei diode

semiconductoare, dîndu-se un punct de pe caracteristica si valoarea tensiunii de alimentare

(constanta) sa se calculeze valoarea rezistentei de polarizare pentru ca dioda sa lucreze în acel

punct.

6.7. Sensibilitatile osciloscopului pe intrarile X si Y sînt Sx = 1 V/DIV si Sy = 5

V/DIV; în ce raport trebuie sa se gaseasca amplitudinile semnalelor, de aceeasi frecventa,

aplicate la intrarile respective, astfel încît elipsa obtinuta pe ecran sa poata degenera în cerc?

6.8. Imaginati o schema de montaj pentru masurarea puterii active monofazate

utilizînd doar osciloscopul catodic.

6.9. Un circuit genereaza, în mod aleator, semnale parazite; se pot acestea determina

cu osciloscopul studiat? De ce?

6.10. Explicati diferenta dintre figurile obtinute pe osciloscop în cazul studierii

caracteristicilor diodelor semiconductoare si caracteristicile ideale (prezentate în fig.3.6).

L2-1


MASURARI DINAMICE CU AJUTORUL OSCILOSCOPULUI

L3-1


APARATE DE MASURA BAZATE PE AMPLIFICATOARE

OPERATIONALE (AO).CIRCUITE DE BAZA CU AO

Scopul lucrarii:

Lucrarea isi propune studierea catorva circuite de baza realizate cu amplificatoare

operationale. Se pun in evidenta relatiile de principiu deduse in conditiile presupunerii unui

amplificator ideal, ca si doua aspecte fundamentale legate de aceste configuratii cu

amplificatoare operationale: raspunsul in timp si comportarea in frecventa.

1 . NOŢIUNI TEORETICE

1. Sinteza teoretica

În cadrul acestui capitol se va analiza o categorie aparte de amplificatoare electronice

si anume cele care au fost concepute si realizate la exigentele impuse în mod special de

canalele de intrare ale aparatelor electronice de masurat (voltmetre electronice, ampermetre

electronice, multimetre electronice, osciloscoape catodice, dispozitive electronice de

automatizare s.m.a.). Ele poarta numele generic de amplificatoare de masurat (ce indica, prin

urmare, domeniul lor de utilizare) carora noi vom prefera sa le dam denumirea de

amplificatoare instrumentale (ce arata, parca mai bine, si "locul" unde sunt amplasate aceste

amplificatoare).

Amplificatoarele instrumentale trebuie sa corespunda exigentelor impuse de tehnica

electronica de masurare îndeplinind simultan urmatoarele functiuni:

- cresterea puterii elementelor de prelucrare a semnalelor prin care se masoara

diferitele marimi atasate unor procese sau obiecte supuse masurarii unde sunt dificil de

detectat (elemente sensibile-senzori, convertoare, traductoare etc.);

- asigurarea unei anumite impedante de generator, pentru a nu influenta starea reala a

obiectului supus masurarii;

- limitarea automata la anumite valori ale tensiunii sau curentului pentru protectia

sarcinii;

- realizarea unei anumite caracteristici de transfer, liniare sau neliniare, potrivit

scopului masurarii;

L3-2

- "citirea" (prelucrarea) unor semnale extrem de diverse, ca dinamica, frecventa, forma

de unda etc.;

- realizarea unor caracteristici de frecventa adecvate masurarii unor semnale foarte

diverse (continue, lent variabile în timp, de frecvente foarte mari etc.);

- asigurarea unei rejectii de mod comun corespunzatoare;

- asigurarea unui câstig diferential (în bucla deschisa) foarte mare;

- asigurarea unei largi benzi de trecere pentru frecvente;

- asigurarea unui raspuns rapid etc.

Amplificatoarele instrumentale tipice sunt: amplificatoarele de current continuu,

amplificatoarele operationale si amplificatoarele diferentiale.

Amplificatoarele integrate monolitice constituie clasa cea mai cunoscută şi utilizată de

circuite integrate analogice. Amplificatorul operaţional ,, ideal” este un amplificator de

tensiune cu intrare diferenţială şi ieşire simplă, având amplificare infinită, bandă infinită,

impedanţă de intrare infinită şi impedanţă de ieşire zero .

Desi amplificatoarele operationale reale nu au asemenea caracteristici ideale,

performantele lor sunt de obicei suficiente pentru a aproxima proprietatile amplificatorului

ideal, la frecvente joase.

In majoritatea aplicatiilor, amplificatorul operational este folosit in configuratie cu

reactie negativa. Castigul in bucla inchisa este notat uzual cu A, pentru a se deosebi de

castigul in bucla deschisa, notat cu a. Teoria reactiei negative arata ca pentru valori suficient

de mari ale amplificarii in bucla deschisa, performantele in bucla inchisa vor fi determinate in

esenta de elementele retelei de reactie.

Castigul in tensiune foarte mare de intrare, cu alte cuvinte presupune ca amplificatorul

este practic ideal, simplifica foarte mult analiza circuitelor cu amplificatoare operationale,

conectate in configuratie cu reactie negativa. Se arata imediat ca se poat face doua ipoteze de

calcul simplificatoare: tensiunea Vin care apare direct intre intrari este practic zero, iar

curentii care intra in cele doua terminale de intrare sunt de asemenea zero.

L3-3

1.2.Circuite de baza cu AO(descriere si simulare)

Amplificator inversor

Relatie 2

1e i

Rv v

R

Schema de principiu:

Relatii de calcul:

I

RI

RI

I

I

IRRII

III

RR

Ri

R

RVV

RR

VV

R

VIIRV

IRV

RIV

II

0

0

0

0

0

Rezultatele simularii functionarii amplificatorului inversor pentru R2=1k, 2k, 3k, 4k

U1A

LM358

+3

-2

V+8

V-4

OUT 1

R1

1k

R2

RES

+VCC

-VCC

0

Vi

FREQ = 1VAMPL = 10mVOFF = 0

0

VV

Time0s 0.5s 1.0s 1.5s 2.0s 2.5s 3.0s

V(U1A:OUT) V(R1:1)-50mV

0V

50mV

L3-4

Amplificator neinversor

Relatie 2

1

1e i

Rv v

R


Rezultatele simularii functionarii amplificatorului neinversor pentru R2=1k, 2k, 3k, 4k

Repetorul de tensiune

Relatie e iv v


Structura de repetor provine din cea a amplificatorului neinversor in care R1=∞.

U1A

LM358

+3

-2

V+8

V-4

OUT 1

R1

1k

R2

RES

+VCC

-VCC

Vi


00

V

V

Time0s 0.5s 1.0s 1.5s 2.0s 2.5s 3.0s

V(U1A:+) V(U1A:OUT)-100mV

-50mV

0V

50mV

U1B

LM358

+5

-6

V+8

V-4

OUT 7

R3

1k

+VCC

-VCC

Vi1


0

V

V

L3-5

In relatia neinversorului 2

1

1e i

Rv v

R

. Inlocuind pe R1 cu ∞ obtinem: ve=vi.

Rezultatele simularii functionarii repetorului de tensiune

Amplificatorul sumator

Relatie1

n

e ii i

Rv v

R


Relatii de calcul:

1 2 3

11 1 1 1

1

22 2 2 2

2

33 3 3 3

3

3 31 2 1 2

1 2 3 1 2 3

e

e

ee

I I I I

V I R

VV R I I

R

VV R I I

R

VV R I I

R

V V VV V V VI V R

R R R R R R R

Time0s 0.5s 1.0s 1.5s 2.0s 2.5s 3.0s

V(Vi1:+) V(U1B:OUT)-20mV

-10mV

0V

10mV

U1A

LM358

+3

-2

V+8

V-4

OUT 1

R1

1k

R

1k

+VCC

-VCC

00

Vi


R2

1k

0

Vi1


R3

1k

0

Vi2


VV

V

V

L3-6

Rezultatele simularii functionarii amplificatorului sumator

Amplificatorul diferential

Relatie 23 4

1e

Rv v v

R daca 2 4

1 3

R R

R R


Rezultatele simularii functionarii amplificatorului diferential

Time0s 0.5s 1.0s 1.5s 2.0s 2.5s 3.0sV(Vi:+) V(Vi1:+) V(Vi2:+) V(U1A:OUT)

-40mV

0V

40mV

U1A

LM358

+3

-2

V+8

V-4

OUT 1

R2

1k

+VCC

-VCC

0

R1

1kR3

1kR41k

V3


V4


00

V

V

V

Time0s 0.5s 1.0s 1.5s 2.0s 2.5s 3.0sV(U1A:OUT)

-400mV

0V

400mV

SEL>>

V(V4:+) V(R3:1)-400mV

0V

400mV

L3-7

Amplificatorul integrator

Daca in reactia unui circuit inversor de tipul celui discutat se pune un condensator in

locul rezistentei, se realizeaza operatia matematica de intregrare, obtinandu-se la iesire un

semnal care este proportional cu integrala semnalului de intrare.

Circuitele integratoare cu amplificator operational se pot utiliza fie ca filtre selective

in frecventa, fie ca circuite de defazare (de exemplu, pentru conversia unei forme de unda

sinusoidale in una cosinusoidala), sau ca integrator propriu-zis, deci sumare in timp: de

exemplu, o tensiune continua la intrare va determina la iesire o rampa crescatoare.

Relatie0

1 t

e iv v dtRC


Relatii de calcul:

1

1 1

c

e

i R

R C

e i

d U I

d t C

V I d tC

V R I

I I

V iV d t V d t

C R C R

Pentru semnal sinusoidal de amplitudine constantă şi cu frecvenţa variabilă,

integratorul dă la ieşire o tensiune de aceeasi frecvenţă, cu amplitudinea dependentă de

frecvenţă şi de elementele circuitului şi defazat faţă de semnalul de intrare cu o fază

dependentă de frecvenţă ( CRarctg ω ).

Pentru un salt de tensiune aplicat la intrare, răspunsul este exponenţial; în cazul unei

succesiuni de impulsuri, dacă durata impulsurilor este mică în raport cu constanta de timp CR,

U1A

LM358

+3

-2

V+8

V-4

OUT 1

+VCC

-VCC

0

R

1k

R41k

0

C1

22n

V3

TD = 0

TF = 1nPW = 1mPER = 2m

V1 = -100m

TR = 1n

V2 = 100m

VV

L3-8

atunci circuitul funcţionează ca un integrator, dând la ieşire o tensiune aproape continuă, egală

cu componenta continuă a impulsurilor aplicate la intrare.

Prezenţa unei rezistenţe în paralel pe capacitate duce la repartiţia unei constante de

timp de integrare mai mici, neliniaritatea obţinută la integrare fiind dependentă de timpul de

integrare.

Rezultatele simularii functionarii amplificatorului integrator

Amplificatorul derivator

Relatie ie

dvv RC

dt


Relatii de calcul:

1

sin

cos

C R

e R

c cC c

i eR

ie

i

e

I I

V I R

dU dQQ IU I

C dt dt C CdV VIdQ

Idt dt C RC

dVV RC

dtV v t

V RC t

Time0s 1.0ms 2.0ms 3.0ms 4.0ms 5.0ms 6.0msV(U1A:OUT)

0V

10V

20VV(R:1)

-100mV

0V

100mV

SEL>>

U1A

LM358

+3

-2

V+8

V-4

OUT 1

+VCC

-VCC

00

C

22n

R

1k

V3

TD = 0

TF = 1nPW = 50uPER = 100u

V1 = 50m

TR = 1n

V2 = 0

R1

1k

L3-9

Daca pe intrarea unui circuit inversor de tipul celui discutat, se pune un condensator in

locul rezistentei, se realizeaza operatia matematica de diferentiere, obtinandu-se la iesire (la

joasa frecventa) un semnal care este proportional cu derivata semnalului de intrare.

Rezultatele simularii functionarii amplificatorului derivator

Amplificatorul logaritmic

Amplificatorul logaritmic (convertorul logaritmic) realizeaza intre marimea de la

iesire si marimea de la intrare o dependenta logaritmica. In mod obisnuit marimea de la iesire

este o tensiune iar marimea de la intrare este o tensiune sau un curent.

Pentru a obtine un circuit cu o caracteristica logaritmica, este suficient, in principiu, ca

in montajul inversor sa se introduca in reactie o jonctiune polarizata direct.

Relatie 0ln( ) ln( )e T iv U v I R


Rezultatele simularii functionarii amplificatorului logaritmic pentru Vi=(0,05V – 5V) cu pasul

de 0,05V

Time0s 50us 100us 150us 200us 250us 300us 350us 400us 450us 500usV(R:2)

-50mV

0V

50mVV(V3:+)

0V

25mV

50mV

SEL>>

U1A

LM358

+3

-2

V+8

V-4

OUT 1

+VCC

-VCC

0

R

1k

D

D1N4148

Vi5

0

V_Vi0V 0.5V 1.0V 1.5V 2.0V 2.5V 3.0V 3.5V 4.0V 4.5V 5.0VV(D:2)

-700mV

-600mV

-500mV

-400mV

L3-10

Amplificatorul exponential

Relatie exp ie e

T

vv R I

U


Rezultatele simularii functionarii amplificatorului exponential pentru Vi=(0,3V – 8V) cu

pasul de 0,025V

Convertorul tensiune – curent

Relatie ie

vi

R


Rezistenta Ro este rezistenta de sarcina.

U1A

LM358

+3

-2

V+8

V-4

OUT 1

+VCC

-VCC

00

R

1k

D

D1N4148Vi5v

V_Vi300mV 350mV 400mV 450mV 500mV 550mV 600mV 650mV 700mV 750mV 800mV

V(R:2)-15V

-10V

-5V

0V

U1A

LM358

+3

-2

V+8

V-4

OUT 1

+VCC

-VCC

00

R3

100

R

1kVi5Vdc

L3-11

Rezultatele simularii functionarii convertorului tensiune - curent

Convertorul curent – tensiune

Relatie e iv R i


Rezultatele simularii functionarii convertorului curent – tensiune

2. DESFASURAREA LUCRARII

Realizarea lucrarii consta atat in efectuarea masuratorilor pe meachete cat si in

realizarea simularii circuitelor cu amplificatoare operationale prezentate in partea teoretica.

Efectuarea masuratorilor se vor face pentru urmatoarele configuratii de baza cu

amplificatoare operationale:

- Amplificator inversor;

- Amplificator neinversor;

- Amplificator diferential;

- Amplificator integrator;

- Amplificator derivator;

- Amplificator logaritmic;

Time0s 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0ms 4.5ms 5.0ms 5.5ms 6.0ms

-I(R3)-10mA

-5mA

0AV(V3:+)

0V

2.5V

5.0V

SEL>>

Time0s 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0ms 4.5ms 5.0ms 5.5ms 6.0ms

V(R3:2)0V

2.0V

4.0V

SEL>>

I(I2)0A

20mA

40mA

L3-12

- Amplificator exponential;

- Convertor tensiune – curent.

La primul pas se identifica, pe macheta de laborator configuratia dorita. Se fac

conexiunile specifice fiecarei configuratii, se aplica semnalele corespunzatoare fiecarei

configuratii, se alimenteaza macheta si se vizualizeaza formele de unda ale semnalelor de

intrare respectiv semnalelor de iesire.

Rezultatele obtinute in urma masuratorilor se compara cu rezultatele obtinute prin

simulare.

Macheta de laborator are urmatoarea configuratie:

L3-13

Macheta de test pentru configuratii de baza ale amplificatoarelor operationale

-

+

U1A

LM324

3

21

411

-

+

U1B

LM324

5

67

411

-

+

U1C

LM324

10

98

411

R1 1k

+V

-V

-V

+V

+V

-V

0

R210K

C1 22n

D1 1N4007

J1

Vin1

12

0

J21 2

J31 2

J41 2

U3 7812/TO220

IN1

GN

D2

OUT 3

C4100N

+V

+C3

22uF/25V

00 0J2 - ON AO logaritmic

J3 - ON AO integrator

J4 - ON AO inversor, convertor tensiune-curent

J5

Vout1

12

C5100N

0

+C6

22uF/25VJ6

Vout2

12

0

R3 1K

R41K

0

0

0

R5 1K

R6 1K

U4 7912/TO220

GN

D1

IN2 OUT 3

C7100N

J7

Vin2

12

00

J8

Vin3

12

C9100N

00

0

0

0

J91 2

J101 2

-+

D3

BRIDGE

1

4

3

2

0

J9 - ON AO diferential

J10 - ON AO neinversor

R7 1K

+C8

22uF/25V

D2 1N4007

C2 22n

+C10

22uF/25V

J111 2

J121 2

T1

Traf o 2X12V

1 3

4

2 5

J13

Vout3

12

0

J14

CON2

12

0

0

J15

Retea 220V/50Hz

12

0

J11- ON AO derivator

J12 - ON AO exponential

-V

Sursa de alimentare+-12V

L3-14

Totodata pentru studentii interesati sa realizeze singuri montajele cu amplificatoare

operationale se constituie un grup de lucru care realizeaza la alegere 3 configuratii de baza ale

amplificatoarelor operationale utilizand Placa de test “Breadboard”, firele si componentele

adiacente pentru conectare. Configuratia pinilor circuitului integrat utilizat (LM324 – 4

amplificatoare operationale pe capsula) este urmatoarea:

L4-1


MĂSURAREA DIRECTĂ A TENSIUNII, A INTENSITĂŢII

CURENTULUI ELECTRIC A REZISTENŢEI, CONDUCTANŢEI ŞI

PUTERII ELECTRICE ÎNTR-UN CIRCUIT DE CURENT CONTINUU

1. Scopul lucrăriiMăsurarea directă a tensiunii electrice U şi intensităţii curentului electric de conducţie

I într-un circuit de curent continuu.

Punerea în evidenţă a erorilor datorate impreciziei aparatelor de măsurat şi a alegerii

corecte sau incorecte a domeniului de măsurare.

Măsurarea indirectă a rezistenţei electrice R, a conductanţei electrice G şi a puterii

electrice P, într-un circuit de curent continuu.

Punerea în evidenţă a erorilor datorate impreciziei aparatelor de măsurat şi a erorilor

sistematice de metodă, ce apar în cazul măsurărilor indirecte.

Aplicarea metodei voltmetrului şi ampermetrului pentru măsurarea rezistenţei electrice

R şi puterii electrice disipate P, în circuite aval şi amonte.

2. Baze teoretice

2.1. Măsurarea directă a tensiunii si a intensităţii curentului electric

Măsurarea unei mărimi fizice este operaţia de alocare a unui număr real A, valorii

respectivei mărimi M, care arată de câte ori mărimea respectivă este mai mare decât valoarea

etalon U, numită unitate de măsură:

M = A·U .

Din punctul de vedere al măsurării, mărimile fizice se împart în mărimi măsurabile

(care acceptă o astfel de corespondenţă biunivocă între valorile mărimii şi mulţimea

numerelor reale) şi mărimi nemăsurabile (care nu acceptă o astfel de corespondenţă).

Electrotehnica lucrează numai cu mărimi măsurabile.

Mărimile fizice pentru care există un instrument de măsurare care să indice direct

valoarea mărimii măsurate (în sensul indicat mai sus) se numesc mărimi măsurabile direct;

celelalte mărimi, a căror valoare se determină prin efectuarea unor operaţiuni aritmetice

asupra altor mărimi se numesc mărimi măsurabile indirect.

L4-2

Măsurarea directă a tensiunii electrice şi a intensităţii curentului se face cu ajutorul

instrumentelor de măsurare specializate: voltmetrul, respectiv ampermetrul.

Voltmetru măsoară diferenţa de potenţial electric (tensiunea electrică), în volţi V,

între două puncte ale unei reţele electrice şi se conectează în paralel. Legarea în paralel a

voltmetrului este sugerată de faptul că diferenţa dintre potenţialele celor două puncte între

care se măsoară tensiunea, deci între cele două sonde ale voltmetrului care vor „palpa” cele

două puncte, este independentă de restul circuitului electric existent între cele două puncte.

Ampermetrul măsoară intensitatea curentului electric de conducţie printr-o latură a

unui circuit electric, în amperi A, şi se conectează în serie. Legarea în serie a ampermetrului

ne este sugerată de faptul că intensitatea curentului electric este, prin definiţie, o măsură a

fluxului purtătorilor de sarcină electrică printr-un conductor sau element de circuit şi, pentru a

măsura un flux, aparatul de măsură trebuie interpus pe calea acestui flux.

Aparatele de măsurare, în majoritatea cazurilor, sunt multimetre, capabile să măsoare

atât tensiuni, cât şi curenţi electrici, pe diferite domenii, de la cele mai mici, până la cele

semnificativ de mari. Selecţia naturii aparatului (voltmetru/ampermetru), precum şi al

domeniului de măsurare se face printr-o cheie multipoziţională. Aparatele de măsurare pot fi

analogice sau digitale (numerice). Cele digitale afişează direct, pe un ecran cu cristale lichide,

valoarea mărimii fizice în cifre. Pentru cele analogice, cadranul fiind gradat în diviziuni, care

pentru fiecare domeniu de măsură ales reprezintă alte valori ale mărimii fizice măsurate, se

defineşte constanta aparatului de măsură k, pe domeniul ales, prin raportul dintre capătul de

scală al domeniului şi numărul total de diviziuni de pe cadranul de citire. Pentru a determina

valoarea mărimii fizice se va înmulţi numărul de diviziuni în dreptul căruia se opreşte acul de

citire cu această constantă. În laborator cele mai utilizate vor fi aparatele analogice.

Măsurarea directă a oricărei mărimi fizice este afectată de erori accidentale sau

aleatoare, datorate impreciziei aparatelor de măsurare.

Rezultatul Vm obţinut în urma unei măsurări a unei mărimi fizice diferă întotdeauna de

valoarea adevărată V a respectivei mărimi. Orice măsurare este afectată de o eroare.

Eroarea absolută V este diferenţa între valoarea măsurată şi valoarea exactă a

mărimii fizice:

V = ׀Vm – V׀ (2.1)

şi are aceeaşi unitate de măsură ca şi mărimea măsurată.

Eroarea relativă este o mărime care exprimă în procente, %, precizia unei măsurări.

L4-3

Teoretic: %100V

VV%100

V

V m

(2.2)

şi practic: %100V

VV%100

VV

m

m

m

. (2.3)

Erorile introduse de aparatele de măsurare pot fi evaluate prin clasa de

precizie c a aparatului. Clasa de precizie este indicată printr-un număr pe cadranul aparatului,

de exemplu c = 0,5.

Clasa de precizie este definită ca eroarea absolută maximă a aparatului, exprimată în

procente din valoarea nominală a scării aparatului de măsurare:

%100V

VVc

n

m

. (2.4)

Valoarea nominală Vn reprezintă valoarea maximă a mărimii de măsurat care poate fi

citită pe scara respectivă a aparatului (valoarea mărimii la cap de scală).

Marginea superioară a erorilor accidentale V cu care se determină o valoare V, pe

scara de valoare nominală Vn a unui aparat de măsurat având clasa de precizie c se calculează

cu relaţia:

nV100

cV . (2.5)

Dacă Vm este valoarea indicată de aparatul de măsurat, valoarea adevărată V a

mărimii măsurate este:

VVV m . (2.6)

Gradul de precizie al măsurării se apreciază cu ajutorul erorii relative:

m

n

mv V

Vc100

V

V100

V

V

. (2.7)

Se constată că clasa de precizie c reprezintă eroarea relativă la cap de scală (Vm=Vn).

Eroarea relativă de citire a mărimii măsurate este direct proporţională cu Vn – capătul

domeniului de măsură ales. Acest lucru motivează necesitatea utilizării domeniului de măsură

acoperitor pentru mărimea măsurată, dar strict imediat acoperitor. Pentru o mai mare

claritate, să dăm exemplul unei tensiuni de 0,8 V, care, citită cu un voltmetrul având clasa de

precizie de 0,2, pe domeniul de 100V, este determinată până la o eroare absolută de 0,2V, deci

o eroare relativă de 25%, iar aceeaşi mărime, citită cu acelaşi aparat, dar pe scara imediat

L4-4

acoperitoare de 1V, dă o eroare absolută de 0,002V, adică o eroare relativă de 0,25%. Este

bine de ştiut că o măsurătoare se poate considera ca fiind reuşită, acceptabilă, în cazul în care

eroarea relativă este mai mică de (25)%.

Erorile de citire ale aparatelor sunt erori accidentale, subiective, ale operatorului

datorate preciziei de apreciere a fracţiunilor de diviziune (de exemplu l = 0,5 div.) şi se

exprimă prin eroarea absolută:

Vl = l k , (2.8)

unde k este constanta aparatului. Valoarea corectată este:

lm VVV . (2.9)

2.2. Măsurarea indirectă a rezistenţei, conductanţei şi puterii electriceMărimile măsurabile indirect sunt acele mărimi fizice ale căror valori se determină

prin efectuarea unor operaţiuni aritmetice asupra altor mărimi, măsurabile direct.

Conform Legii lui Ohm (legea conducţiei electrice), rezistenţa R a unui conductor se

determină prin raportul între tensiunea electrică U, de la bornele conductorului şi intensitatea

curentului electric de conducţie I, prin conductor, determinat de această tensiune:

I

UR . (2.10)

Conductanţa G este inversul rezistenţei şi reprezintă raportul între intensitatea

curentului electric I prin conductor şi tensiunea U de la bornele acestuia:

U

IG . (2.11)

Puterea electrică P, disipată într-un conductor parcurs de curent electric este egală cu

produsul între intensitatea curentului electric de conducţie I, ce străbate conductorul şi

tensiunea electrică U, de la bornele acestuia:

UIP . (2.12)

Măsurarea indirectă a rezistenţei şi a puterii se realizează prin metoda

ampermetrului şi voltmetrului (metoda voltampermetrică).

În vederea măsurării simultane a tensiunii şi a intensităţii curentului într-un circuit

pentru un consumator există două montaje posibile pentru conectarea voltmetrului şi

ampermetrului:

L4-5

1. montajul amonte (fig. 2.1), în care ampermetrul măsoară chiar curentul

receptorului IIm , însă voltmetrul măsoară tensiunea ,UUU Am

UA- fiind căderea de tensiune pe ampermetru, de rezistenţă AR .

Fig. 2.1. Montajul amonte.

2.montajul aval (fig. 2.2), în care voltmetrul măsoară chiar tensiunea la bornele

receptorului UUm , însă ampermetrul măsoară curentul vm III , unde

vvv R

UUGI este curentul voltmetrului de conductanţă vG .

Fig. 2.2. Montajul aval.

Din valorile măsurate: Um şi Im se calculează:

- puterea măsurată: mmm IUP , (2.13)

- rezistenţa măsurată:m

mm I

UR , (2.14)

- conductanţa măsurată:m

mm U

IG . (2.15)

Deoarece valorile P, R, G nu sunt egale cu cele "măsurate" Pm, Rm, Gm rezultă că

măsurarea prezintă erori sistematice de metodă.

Erorile sistematice se pot elimina prin corecţii corespunzătoare.

Im I

Um

A R

V

Im I

UUA

Um

+

A

V

R

IV U

+

L4-6

Corecţia (Cv) este mărimea care trebuie adăugată la mărimea măsurată (Vm) pentru a

afla mărimea adevărată (V):

vm CVV .

În cazul montajului amonte trebuie corectată valoarea tensiunii măsurate:

mAm IRUU cu mAU IRC . (2.16)

Pentru putere:

Am2mAm PPIRPP sau Ap PC , (2.17)

unde 2mAA IRP este puterea consumată de ampermetru.

Eroarea relativă, sistematică de metodă este:

%100P

P%100

P

PP AmPs

. (2.18)

Pentru rezistenţă se obţine valoarea rezistenţei corectate:

Am RRR cu AR RC . (2.19)


%100R

R%100

R

RR AmRs

. (2.20)

Conductanţa se calculează cu relaţia:

R

1G . (2.21)

În cazul montajului aval trebuie corectată valoarea curentului măsurat:

mvmv

mm UGI

R

UII cu mvI UGC . (2.22)

Puterea consumată de rezistenţă este:

vm2mvm PPUGPP , cu vp PC , (2.23)

undeV

2m2

mVV R

UUGP este puterea consumată de voltmetru.


%100P

P%100

P

PP VmPs

. (2.24)

Valoarea conductanţei corectate rezultă:

L4-7

vm GGG sau vG GC . (2.25)

Valoarea rezistenţei corectate este:

G

1R (2.26)


%100R

R%100

G

G%100

G

GG%100

R

RR

V

m

m

V

m

mmRs

(2.27)

Deoarece, măsurările directe ale mărimilor fizice sunt afectate de erori accidentale,

datorate impreciziei aparatelor de măsurat (vezi lucrarea 1), aceste erori se transmit şi

mărimilor determinate indirect.

Marginea superioară a erorii accidentale în montajul amonte este pentru putere:

mmAA2mmmmm IIR2RIIUUIP ,

m

m

A

AA

m

m

m

mm I

I2

R

RP

I

I

U

UPP ; (2.28)

iar eroarea accidentală relativă este:

m

m

A

A

m

A

m

m

m

m

mPa I

I2%100

R

R

P

P%100

I

I%100

U

U%100

P

P, (2.29)

IRAm

AIUPa 2

P

P , (2.30)

unde U şi I sunt respectiv erorile relative accidentale la măsurarea tensiunii,

respectiv a curentului.

Pentru rezistenţă,marginea superioară a erorii accidentale

Am2m

m

m

m RII

U

I

UR ,

Am

m

m

mm R

I

I

U

URR

; (2.31)


%100R

R

R

R%100

I

I%100

U

U%100

R

R

A

A

m

A

m

m

m

m

mRa

, (2.32)

L4-8

RAm

AIURa R

R , (2.33)

cu RA, eroarea relativă de determinare a rezistenţei ampermetrului.

În montajul aval, marginea superioară a erorii accidentale este, pentru putere:

mmVV2mmmmm UUG2GUIUUIP ,

m

m

V

VV

m

m

m

mm U

U2

G

GP

I

I

U

UPP ; (2.34)


UGVm

VIUPa 2

P

P , (2.35)

unde U şi I sunt respectiv erorile relative accidentale la măsurarea tensiunii,

respectiv a curentului

Pentru rezistenţă marginea superioară a erorii accidentale

mVmVm2m

m

m

m UGUGII

U

I

UR ,

m

m

V

VV

2m

m

m

m

mm U

U

G

GGR

I

I

U

URR ; (2.36)


U

U%100

G

G

R

R%100

I

I%100

U

U%100

R

R

V

V

V

m

m

m

m

m

mRa , (2.37)

UGVV

mIURa R

R , (2.38)

cu GV, eroarea relativă de determinare a conductanţei voltmetrului.

Eroarea totală la măsurarea indirectă a rezistenţei şi puterii electrice este o sumă a

erorilor accidentale şi sistematice de metodă. Pentru a studia numai erorile sistematice de

metodă, introduse de cele două montaje în parte, vom lua în considerare doar corecţiile

obţinute pentru rezistenţă, conductanţă, respectiv putere.

L4-9

3. Schema de montaj

3.1.Măsurarea tensiunilor şi intensităţii curenţilor într-un circuit de curent

continuu

Măsurarea tensiunilor şi intensităţii curenţilor într-un circuit de curent continuu se

realizează conform schemei din figura.

Aparate şi instrumente utilizate:

A – ampermetre de curent continuu diferite sau pe scări diferite ,

V – voltmetre de curent continuu diferite sau pe scări diferite,

R – rezistenţă,

E – sursă de tensiune continuă.

3.2. Măsurarea indirectă a rezistenţei, conductanţei şi puterii electrice

Fig. 2.3. Măsurarea rezistenţei prin metoda voltmetrului şi ampermetrului.

A – ampermetru de curent continuu; V – voltmetru de curent continuu;

RS - reostatul de protecţie; RX- rezistenţa de măsurat;

K1 – întreruptor; K2 – comutator.

I1 I2 I3

I

U1 R U2 U3

E

Măsurarea directă a tensiunii şi curentului.

AA A

VV

VVV2V

VV

A RX

V

RS

a

b

K2

Sursade

C.C.

K1

+

L4-10

4. Modul de lucru

Se realizează montajul din figura şi se citesc clasele de precizie ale aparatelor. Se

fixează valorile nominale ale instrumentelor de măsurare (acoperitoare faţă de mărimile

măsurate). Din fiecare set de câte trei aparate (trei voltmetre şi trei ampermetre) unul (aparatul

1) va avea o clasă de precizie mai bună decât celelalte două, primele două vor fi folosite pe

domenii de măsură direct alese, deci imediat acoperitoare, iar al treilea în mod deliberat se va

folosi pe un domeniu de măsură prea acoperitor. Astfel primele două aparate vor da indicaţii –

prin compararea erorilor obţinute în urma citirilor făcute – asupra influenţei clasei de precizie

asupra preciziei de măsură, iar ultimele două aparate vor sublinia importanţa alegerii corecte a

domeniului de măsură. Se alimentează montajul şi se citesc indicaţiile aparatelor.

Se determină constantele acestora şi se află valoarea curentului şi a tensiunii pentru

mai multe valori ale tensiunii de alimentare E.

Se evaluează marginea superioară a erorilor accidentale introduse de aparatele de

măsurare şi a erorilor de citire.

Pentru măsurarea rezistenţei şi a puterii disipate se foloseşte montajul prezentat în

figura 2.3.

Se realizează montajul la rece. Cu reostatul de protecţie RS la maximum se

alimentează montajul (se închide întreruptorul K1). Se citesc clasele de precizie ale

voltmetrului (cV) şi ampermetrului (cA) şi se trec în tabelul 2.2. Se poziţionează scările

instrumentelor pe valori acoperitoare şi se evaluează rezistenţele interne ale acestora pe

scările respective.

Se ajustează curentul I, cu ajutorul lui RS la valoarea dorită, cât mai convenabilă

pentru citirea ampermetrului cu erori de citire cât mai mici.

Cu ajutorul comutatorului K2 se alege montajul amonte (poziţia a) sau aval (poziţia b).

Se citesc valorile indicate de voltmetru şi de ampermetru în cele două cazuri şi se trec în

tabelul de date (tabelul 2.2.), indicându-se de fiecare dată valoarea rezistenţei interne a

aparatului de măsurare folosit, corespunzătoare scărilor utilizate. La schimbarea rezistenţelor

RX se deconecteză circuitul de la sursa de alimentare (K1 - deschis).

Se vor face trei seturi de măsurători aval - amonte, pentru rezistenţe de ordinul

rezistenţei interne a ampermetrului folosit, pentru rezistenţe al căror ordin de mărime este

incomparabil cu rezistenţa internă a ampermetrului sau cu cea a voltmetrului şi pentru

rezistenţe de ordinul de mărime al rezistenţei interne a voltmetrului.

La terminarea măsurărilor se decuplează montajul de la sursa de alimentare, se stinge

sursa şi se demontează circuitul.

L4-11

5. Date experimentale

VOLTMETRE AMPERMETREcV 1=….. cV 2=….. cV2 =….. cA1 =….. cA2 =….. cA3 =…..

Nr.crt.

U1 U2 U3 I1 I2 I3

div k V div k V div k V div k A div k A div k A12345

Tabelul 2.1.

unde k reprezintă constanta aparatului pe scara la care s-a făcut măsurarea.

VOLTMETRU

cV =…..

AMPERMETRU

cA=…..

REZ Um RV

kΩ

Im RA

div kV V div kA A

R1 av

R1 am

R2 av

R2 am

R3 av

R3 am

Tabelul 2.2.

6. Prelucrarea datelor experimentale

Cu valoarea nominală a scării aparatului de măsurat, corespunzătoare fiecărei

măsurări, şi cu clasa de precizie a aparatului se determină marginea superioară a erorii

accidentale U (respectiv I) şi gradul de precizie al măsurării U (respectiv I) pentru toate

aparatele utilizate.

Evaluarea erorilor accidentale

Nr.

Crt.1U u 1 2U u 2 3U u 3 I 1 I 1 I 2 I 2 I 3 I 2

V % V % V % A % A % A %

1

2

3

4

5

L4-12

Se comentează rezultatele obţinute, scoţându-se în evidenţă influenţa clasei de precizie

şi a alegerii domeniului de măsură asupra erorilor de măsurare.

Se vor determina valorile măsurate ale mărimilor electrice studiate precum, corecţiile

care se impun pentru fiecare metodă în parte şi se trec în tabelul 2.3. Se vor evalua erorile

sistematice de metodă, iar din studiul comparativ al acestor erori pentru fiecare set de

măsurări (pentru rezistenţe mici, medii şi mari) se va concluziona utilitatea fiecărei metode de

măsurare a rezistenţei electrice pentru diferitele domenii de valori ale rezistenţei. Se va

completa tabelul 2.3.

Erori sistematice de metodă

REZISTENŢĂ PUTERE

Rm

CR

Gm

S

CG

S

G

S

R

Rs

%

Pm

W

Cp

W

P

W

Ps

%

R1 av --

R1 am --

R2 av --

R2 am --

R3 av --

R3 am --

Tabelul 2.3.

Se determină valoarea puterii măsurate Pm , se compară cu cea corectată P şi se trag

concluziile în ceea ce priveşte gradul de precizie a fiecărei metode. Se completează tabelul

2.3.

Se calculează erorile accidentale şi se completează tabelul 2.4. Se discută rezultatele.

Evaluarea erorilor accidentale

U Ua I Ia P Pa R Ra

V % A % W % %

1

2

3

4

5

6

Tabelul 2.4.

L4-13

7. Întrebări1. Care voltmetru prezintă eroarea relativă minimă? De ce?

2. Care ampermetru prezintă eroarea relativă minimă? De ce?

3. Scrieţi valoarea adevărată a tensiunii măsurate.

4. Scrieţi valoarea adevărată a intensităţii curentului electric măsurat.

5. În cazul rezistenţelor mari k1R , care este metoda optimă de măsurare?

6. În cazul rezistenţelor mici 10R , care este metoda optimă?

7. Care este rezistenţa critică pentru care eroarea relativă de măsurare, prin cele

două metode este aceeaşi?

8. În afara erorilor sistematice de metodă ce erori pot să mai apară la măsurările

făcute?

9. Evaluaţi erorile accidentale pentru fiecare măsurare indirectă. Discuţie.

10. Care este valoarea adevărată a fiecăreia din cele trei rezistenţe măsurate?

11. Ce putere se disipă în fiecare caz?

L5-1


MASURAREA DISPOZITIVELOR SEMICONDUCTOARE FOLOSIND

OSCILOSCOPUL

1. Scopul lucrarii

Prezentarea unor modalităţi prin care se poate vizualiza grafic caracteristica unor

dispozitive electronice având modele SPICE în bibliotecile adecvate din cadrul programului

ORCAD / PSPICE A/D si vizualizarea cu ajutorul osciloscopului a acelorasi forme de unda in

vederea compararii rezultatelor obtinute prin simulare cu cele obtinute prin masurare.

În general, dispozitivelor semiconductoare de putere (cu excepţia diodelor din seleniu

policristalin, care sunt tot mai rar utilizate) sunt confecţionate pornind de la o plachetă

decupată dintr-un monocristal siliciu, având grosimea de ordinul zecimilor de milimetru şi

aria de ordinul centimetrilor pătraţi, în care se realizează una sau mai multe joncţiuni paralele

cu feţele plachetei, folosind cel mai adesea tehnologii de difuzie sau implantare ionică.

Progresele tehnologice obţinute în domeniul semiconductoarelor de putere permit realizarea

circuitelor electronice de putere la un nivel de performanţă ridicat, optimizate din punct de

vedere energetic, fiabile şi cu un preţ de cost scăzut.

Pentru ca dispozitivul să-şi exercite rolul de conducţie specifică, pentru care a fost

creat, este necesar ca solicitarea fiecărei joncţiuni să fie limitată. Astfel:

* tensiunea inversă trebuie limitată la valori inferioare de străpungere în avalanşă;

* densitatea de curent trebuie limitată la valori determinate de materialul de bază şi de

caracteristicile joncţiunii (pentru siliciu valoarea maximă este de 100200 A/cm2);

* temperatura în regiunea joncţiunilor trebuie limitată la valori pentru care conducţia

prin purtători generaţi termic rămâne neglijabilă fată de procesele de conducţie definitorii

pentru dispozitivele semiconductoare şi, de asemenea, pentru care nu există pericolul apariţiei

unor modificări structurale ireversibile (temperatura maximă a joncţiunilor este de 150200°C

pentru siliciu).

Respectarea primelor două condiţii se obţine printr-o proiectare corectă a circuitului

electric extern şi alegerea adecvată a parametrilor de alimentare şi comandă. Metodologia de

proiectare este specifică fiecărui tip de dispozitiv semiconductor de putere şi necesită

cunoaşterea acestuia în detaliu (funcţionare, parametri electrici etc.).

L5-2

Pentru respectarea ultimei condiţii trebuie cunoscut modul în care se transportă şi se

evacuează în mediul ambiant energia termică generată prin funcţionarea dispozitivului,

normală din punct de vedere electric.

Analiza unui circuit electronic de putere se poate face uşor dacă considerăm pentru

dispozitivele semiconductoare de putere modele electrice funcţionale ideale, de tip comutator

cu doua stări:

- închis (on), când este parcurs de curent şi tensiunea la borne este nulă;

- deschis (off), când curentul prin el este nul, susţinând tensiune aplicată la borne.

Tranziţiile între stări se fac practic instantaneu pentru comutatoarele ideale (timpii de

comutaţie sunt nuli).

În această perspectivă, dispozitivele semiconductoare de putere pot fi clasificate în

funcţie de modul de control a stărilor on şi off. Astfel avem:

- dispozitive pentru care stările on şi off sunt determinate de tensiunea de al bornele sale; de

exemplu: diodele redresoare (cu joncţiune pn), diodele Schottky, diodele pnpn (diode

Schockley), diac-ul (diode ac switch) etc;

- dispozitive pentru care trecerea în starea on este determinată de aplicarea unui semnal de

comandă pe poartă (terminalul de comandă), iar trecerea în starea off este determinată de

circuitul electric în care este conectat; de exemplu: tiristoarele uzuale, triac-ul (triode ac

switch) etc;

- dispozitive pentru care trecerea în starea on, respectiv off, este controlată printr-un semnal

de comandă cu parametri specifici tipului de comutaţie (trecere dintr-o stare în alta); de

exemplu: tranzistoarele bipolare, tranzistoarele MOS, tiristoarele cu blocare pe poartă

(Gate Turn-Off Thyristor – GTO), tiristorul cu inducţie statică (Static Induction Thyristor

– SIT) tranzistoarele bipolare cu poartă izolată (Insulated Gate Bipolar Tranzistor - IGBT,

structuri darlington şi Bi-MOS, tiristoare comandate cu MOS-uri (MOS Controlled

Thyristor – MCT), comutatoare de putere inteligente (Inteligent Power Switch – ISP) etc.

Un comutator electronic practic trebuie să aibă:

- un curent rezidual cât mai mic în starea off;

- o tensiune pe el în starea on cât mai mică;

- timpi de comutaţie cât mai mici;

- putere de comandă cât mai mică.

Este important ca proprietăţile dispozitivelor semiconductoare să fie cunoscute atunci

când alegem un dispozitiv optim pentru o aplicaţie dată. Tabelul 2.1 prezintă comparativ

proprietăţile esenţiale ale dispozitivelor electronice capabile să susţină tensiuni de peste

L5-3

1000V. Se remarcă faptul că dispozitivele electronice de comutaţie sunt optimizate pentru o

tensiune directă în conducţie minimă.

Utilizând tehnici de proiectare variate şi originale, un proiectant de circuite electronice

de putere poate să folosească un dispozitiv în afara zonei de operare ,,normală”. Astfel, se

poate spune că este dificilă utilizarea tranzistoarelor bipolare de înaltă tensiune (High Voltage

Bipolar Transistor – HVT) la frecvente de peste 100kHz, dar totuşi în literatura de specialitate

sunt descrise aplicaţii la frecvenţe de sute de kHz. La alegerea unui tip de comutator concura

o gama mai largă de parametri, legaţi într-o anumita măsură de frecvenţa de comutaţie:

- timpii de întârziere;

- puterea disipată în comutaţie;

- densitatea de curent în conducţie;

- limitări tehnologice la puteri mari;

- topologia aplicaţiei etc.

De exemplu, GTO este preferat tranzistorului de putere în aplicaţii de mare putere la

frecvenţe între 1kHz şi 20kHz, datorită capabilităţii sale la suprasarcină.

Evident, scăderea tensiunii susţinute în blocare determină performanţe mai bune

pentru dispozitivul electronic.

În timpul operaţiilor de montare în echipamentul de putere, precum şi pe toată durata

de utilizare, dispozitivele semiconductoare sunt supuse la solicitări complexe de natură

mecanică, electrică şi termică, ce pot afecta performanţele de fiabilitate ale acestora.

2. Simularea functionarii sipozitivelor semiconductoare

2.1. Caracteristica diodei

2.1.1. Caracteristica diodei PN în cadranul 1 (polarizare directă).Se începe un nou proiect intitulat CARACTERISTICA DIODEI 1N4007.

Desenul în ORCAD CAPTURE va arăta ca în Figura 5.1.

Dioda D1N4007 se aduce din biblioteca Diode.olb ( dacă biblioteca nu există în lista

afişată se aduce cu comanda Add Library urmată de selectarea bibliotecii diode.olb aflată în

subdirectorul PSPICE )

L5-4

V1

10Vdc

R1

270

2

I

0

1

D1

D1N4007

Figura. 1

Se alege tipul de analiză cu secvenţa Pspice _ Edit Simulation Profile _ din

Analysis type se alege ↓ DC Sweep _ din zona Sweep variable se bifează Voltage Source,

la Name se completează V1 _ în zona Sweep type se bifează Liniar apoi se completează

Start value : 0V, End value : 40V, Increment : 0.001V _ OK _ Run

Se observă grafic evoluţia curentului prin diodă funcţie de modificarea tensiunii sursei

V1.

Se dă secvenţa Plot _ Axis Settings _ Axis Variable _ clic pe V(2) _ OK _ OK

Se observă caracteristica diodei trasată grafic la scară liniară (Figura 5.2)

V(2)

0V 100mV 200mV 300mV 400mV 500mV 600mV 700mV 800mV 900mVI(D1)

0A

50mA

100mA

150mA

Figura 5.2

Se apasă butonul Log Y Axis

Se observă caracteristica diodei trasată grafic la scară logaritmică (pe axa Y). Abaterea

de la linia dreaptă pune în evidenţă abaterea de la ecuaţia exponenţială (la valori mari

ale curentului)sau modificarea unor parametrii din ecuaţia exponenţială (la valori

foarte mici ale curentului).

L5-5

V(2)


10e-21A

1.0fA

100pA

10uA

1.0A

Figura 5.3

Pe caracteristica la scară logaritmică se poate constata că noţiunea de „tensiune de

deschidere a diodei ” este relativă. Tensiunea la care dioda aparent începe să intre în

conducţie (se observă pe scara liniară) este de fapt dependentă de domeniul de curent

in care se utilizează dioda.

Se revine la scara liniară (clic pe butonul Log Y Axis - butonul este de tip

„toggle”adică cu reţinere). Tensiunea de deschidere pare a fi 0.45...0.5V).

Se dă secvenţa Plot _ Axis Settings _ Y Axis _ User Defined _ 0A to 1mA _ OK

Tensiunea de deschidere pare a fi 0.2....0.25V

V(2)


0A

0.2mA

0.4mA

0.6mA

0.8mA

1.0mA

Figura 5.4

Se dă secvenţa Plot _ Axis Settings _ Y Axis _ User Defined _ 0A to 10uA _ OK

2.1.2. Caracteristica diodei stabilizatoare (zenner).

Se începe un nou proiect intitulat CARACTERISTICA DIODEI ZENNER.

Desenul în ORCAD CAPTURE va arăta ca în Figura 5.5.

L5-6

Dioda BZ-075 se aduce din biblioteca jdiode.olb ( dacă biblioteca nu există în lista

afişată se aduce cu comanda Add Library urmată de selectarea bibliotecii jdiode.olb aflată în

subdirectorul PSPICE )

ID1

BZ-075

2

0

1

V1

10Vdc

R1

270

Figura. 5

Se alege tipul de analiză cu secvenţa Pspice _ Edit Simulation Profile _ din

Analysis type se alege ↓ DC Sweep _ din zona Sweep variable se bifează Voltage Source,

la Name se completează V1 _ în zona Sweep type se bifează Liniar apoi se completează

Start value : -20V, End value : 20V, Increment : 0.001V _ OK _ Run

Se observă grafic evoluţia curentului prin diodă funcţie de modificarea tensiunii sursei

V1.

Se dă secvenţa Plot _ Axis Settings _ Axis Variable _ clic pe V(2) _ OK _ OK

Se observă caracteristica diodei trasată grafic la scară liniară (Figura 5.6)

V(2)

-8.0V -7.0V -6.0V -5.0V -4.0V -3.0V -2.0V -1.0V 0.0V 1.0VI(D1)

-50mA

0A

50mA

100mA

Figura 5.6

2.2. Caracteristicile statice ale tranzistorului bipolar

2.2.1. Caracteristica de intrare IB=f(UBE); UCE=ct

2.2.2. Caracteristica de transfer IC=f(UBE); UCE=ct

Pentru a trasa grafic aceste caracteristici putem utiliza schema din Figura 5.7.

L5-7

Tranzistorul BC547B îl găsim în biblioteca de simboluri ebipolar.olb şi are modelul

PSPICE în biblioteca ebipolar.lib .

Principalele date de catalog ale tranzistorului sunt:

VCB0 =50 V ; tensiunea maximă CB cu E în gol

VCE0 =45 V ; tensiunea maximă CE cu B în gol

VEB0 = 6 V ; tensiunea maximă EB cu C în gol

ICmax = 100 mA

PDmax =500 mW ; tranzistorul montat pe cablaj FR4 (FR4 - PCB)

TJmax = 150 oC

fT = 100 MHz ; UCE=5V, IC=10mA,

Schema poate fi utilizată şi experimental cu condiţia ca sursa V2 să limiteze curentul

la o valoare sub ICmax . Trebuie avut grijă să nu depăşim PDmax, acest lucru fiind dificil de

realizat cu mijloace simple.

Practic se înseriază o rezistenţă care limitează atât curentul de colector cât şi puterea

disipată pe tranzistor.

0

Q1

BC547BV2

20V

C

0

B

I1

5uA

0

Figura 5.7

Sursa de curent I1 este IDC din biblioteca Source.olb.

Se alege tipul de analiză cu secvenţa Pspice _ Edit Simulation Profile _ din Analysis

type se alege ↓ DC Sweep. Din zona Options se lasă Primary Sweep. Din zona

Sweep variable, se bifează Current Source, la Name se completează I1 , în zona

Sweep type se bifează Logarithmic apoi se completează Start value : 1p End value :

100u Points / Decade : 100. Se dă_OK _ Run

Secvenţa Trace_Add Trace_IB(Q1) determină afişarea grafică a curentului de bază

funcţie de el însuşi adică I(I1)

Secvenţa Plot _ Axis Settings _ Axis Variable _ clic pe V(B) _ OK _ OK determină

afişarea grafică a evoluţiei curentului de bază funcţie de modificarea tensiunii bază-

emitor.

L5-8

Se dă secvenţa Plot_Add Plot to Window, apoi Trace_Add Trace_IC(Q1)

V(B)

200mV 300mV 400mV 500mV 600mV 700mV 800mVIB(Q1)

0A

40uA

80uA

120uA

SEL>>

IC(Q1)0A

20mA

40mA

Figura 5.8

Figura 5.9. Dependenţa câştigului în curent continuu ( β sau hFE ) de curentul de colector

(preluat din catalog Philips, 1999)

2.2.3 Caracteristicile de ieşire IC=f(UCE); IB=ct. ; IB parametru

Folosim aceeaşi schemă (fig. 7).

Se alege tipul de analiză: DC Sweep. În zona Options se lasă Primary Sweep. În

zona Sweep variable, se bifează Voltage Source, la Name se completează V2 , în zona

Sweep type se bifează Liniar apoi se completează Start value : 0.1V End value : 40V

Increment : 0.1V. Se apasă Apply.

L5-9

În zona Options se lasă Secondary Sweep. În zona Sweep variable, se bifează

Current Source, la Name se completează I1 , în zona Sweep type se bifează Value List şi se

completează : 1u, 5u, 10u, 15u, 20u . Se apasă Apply, apoi OK.

Se dă Run. Secvenţa Trace_Add Trace_IC(Q1) determină afişarea grafică a

curentului de colector funcţie de tensiunea colector emitor, păstrând IB constant . Sunt 5 curbe

, corespunzător celor 5 valori ale parametrului I1 (adică IB ), aşa cum se poate vedea în fig.

10.

V_V2

0V 5V 10V 15V 20V 25V 30V 35V 40VIC(Q1)

-2mA

0A

2mA

4mA

6mA

8mA

10mA

Figura 5.10.

2.3. Caracteristicile statice ale tranzistorului cu efect de câmp cu joncţiuni(TECJ)

2.3.1. Caracteristica de intrare IG=f(UGS); UDS=ct

2.3.2. Caracteristica de transfer ID=f(UGS); UDS=ct

Pentru a trasa grafic aceste caracteristici putem utiliza schema din Figura 5.11.

Tranzistorul BF245B îl găsim în biblioteca de simboluri jfet.olb şi are modelul

PSPICE în biblioteca jfet.lib .

Principalele date de catalog ale tranzistorului sunt:

L5-10

G

D

J1

BF245B

0 0

V2

10VV1

-1V

0

Figura 5.11

Se alege tipul de analiză cu secvenţa Pspice _ Edit Simulation Profile _ din Analysis

type se alege ↓ DC Sweep. În zona Options se lasă Primary Sweep. Din zona Sweep

variable, se bifează Voltage Source, la Name se completează V1 , în zona Sweep

type se bifează Linear apoi se completează Start value : -3V End value : 0V

Increment : 0.001V. Se dă_OK _ Run

Secvenţa Trace_Add Trace_IG(J1) determină afişarea grafică a curentului de poartă

(grilă) funcţie de V1 care este chiar VGS . Curentul este practic curentul prin

joncţiunea PN polarizată invers (neglijabil în majoritatea aplicaţiilor).

Secvenţa Plot_Add Plot to Window, apoi Trace_Add Trace_ID(J1) determină

afişarea grafică a caracteristicii de trasfer

V_V1

-3.0V -2.5V -2.0V -1.5V -1.0V -0.5V -0.0VIG(J1)

-1.6pA

-1.2pA

-0.8pA

SEL>>

ID(J1)0A

5mA

10mA

Figura 5.12.

2.3.2. Caracteristicile de ieşire ID=f(UDS); UGS=ct. ; UGS parametru

Folosim aceeaşi schemă (fig. 11).

Se alege tipul de analiză: DC Sweep. În zona Options se lasă Primary Sweep.

Din zona Sweep variable, se bifează Voltage Source, la Name se completează V2 , în zona

Sweep type se bifează Liniar apoi se completează Start value : 0.01V End value : 25V

Increment : 0.01V. Se apasă Apply.

L5-11

În zona Options se bifează Secondary Sweep . În zona Sweep variable, se bifează

Voltage Source, la Name se completează V1 , în zona Sweep type se bifează Value List şi

se completează : -2V, -1.5V, -1V, -0.5V, 0V . Se apasă Apply, apoi OK.

Se dă Run. Secvenţa Trace_Add Trace_ID(J1) determină afişarea grafică a

curentului de colector funcţie de tensiunea colector emitor, păstrând UGS constant . Sunt 5

curbe , corespunzător celor 5 valori ale parametrului UGS aşa cum se poate vedea în fig. 10.

V_V2

0V 5V 10V 15V 20V 25VID(J1)

0A

2mA

4mA

6mA

8mA

10mA

Figura 5.13.

Revenim în dialogul pentru setarea simulării unde modificăm baleierea pentru V2 ,

Rezultatul rulării programului este prezentat în Figura 5.14, unde se vede funcţionarea

tranzistorului în zona liniară (rezistenţa de ieşire este dependentă de tensiunea de intrare)

V_V2

-500mV -400mV -300mV -200mV -100mV 0mV 100mV 200mV 300mV 400mV 500mVID(J1)

-5.0mA

0A

5.0mA

Figura 5.14

L5-12

0

M1

IRF540

0

G

0

V1

4V

V2

50v

D

Figura 5.15

V_V1

2.0V 2.5V 3.0V 3.5V 4.0V 4.5V 5.0VIG(M1)

-1.0uA

0A

1.0uA

SEL>>

ID(M1)0A

5A

10A

15A

Figura 5.16

V_V2

0V 10V 20V 30V 40V 50V 60V 70V 80VID(M1)

0A

5A

10A

15A

Figura 5.17

V2

20vV1

4V

0

IG

V

0

Z1

APT25GF100BN

0

D

L5-13

V_V1

2.0V 2.5V 3.0V 3.5V 4.0V 4.5V 5.0VIG(Z1)

-1.0uA

0A

1.0uA

SEL>>

IC(Z1)0A

2.0A

4.0A

V_V2

0V 5V 10V 15V 20V 25V 30V 35V 40V 45V 50VIC(Z1)

0A

1.0A

2.0A

3.0A

4.0A

3. Masuratori efectuate pe macheta de laborator

Schema bloc a circuitului

Schema bloc se compune din:- Blocul SURSE DE ALIMENTARE – ne ofera tensiunile necesare functionarii

machetei (5V, 24V);

L5-14

- Blocul DE COMANDA CU MICROCONTROLLER PIC 16F877 – se

alimenteaza cu o tensiune de 5 V de la blocul Surse de alimentare, genereaza un semnal PWM

si realizeaza selectia tipului de circuit de comanda si a tipului de sarcina dorit de utilizator;

- Blocul CIRCUIT DE COMANDA – cuprinde trei structuri de circuite de

comanda: circuit rezistiv, rezistiv-inductiv, respectiv rezistiv-capacitiv. Selectia pentru unul

dintre circuite se realizeza din blocul de comanda cu microcontroller PIC 16F877;

- Blocul DEP – cuprinde trei dispozitive electronice de putere: dioda, tranzistor

bipolar, tranzistor MOS, care sunt selectate de catre blocul de comanda cu microcontroller

PIC 16F877;

- Blocul SARCINA - cuprinde trei structuri de circuit de sarcina: circuit rezistiv,

rezistiv-inductiv, respectiv rezistiv-capacitiv. Selectia pentru unul dintre circuite se realizeza

din blocul de comanda cu microcontroller PIC 16F877;

L5-15

Schema electrica generala

LS1Sarcina C

14

3 2

C_TB

R1

L1

C1

LS2Sarcina L

14

3 2

D1 1n4148

C_TM

D2 1n4148

0

0

C_D

C_S_C

C_S_L

C_S_L

On/Of f

C_S_C

LS3

Sarcina C

14

32

R2

C2

L2

LS4

Sarcina L

14

32

DEP

D31n4148

D41n4148

0

C_C

0

C_L

Sarcina

20MHz

Camanda

C3

22pC4

22p

0

D5Q1 Q2

0

LS5Conectare TB

14

3 2

LS6Conectare TMOS

14

3 2

R3 1K

LS7Conectare Dioda

14

3 2

+5V

J2

CON3

123

ICSPCON5

1 2 3 4 5

+5V

R41K

D6 1n4148

+5V

+24V

U1

PIC16F877

MCLR/VPP1

RA0/AN02

RA1/AN13

RA2/AN2/Vref -4

RA3/AN3/Vref +5

RA4/TOCKI6

RA5/AN4SS7

RE0/RD/AN58

RE1/WR/AN69

RE2/CS/AN710

VDD11

VSS12

OSC2/CLKI13

OSC2/CLKO14

RCO/T1OSO/T1CK115

RC1/T1OSI/CCP216

RC2/CCP117

RC3/SCK/SCL18

RD0/PSP019

RD1/PSP120

RB7/PGD 40

RB6/PGC 39

RB5 38

RB4 37

RB3/PGM 36

RB2 35

RB1 34

RB0/INT 33

VDD 32

VSS 31

RD7/PSP7 30

RD6/PSP6 29

RD5/PSP5 28

RD4/PSP4 27

RC7/RX/DT 26

RC6/TX/CK 25

RC5/SDO 24

RC4/SDI/SDA 23

RD3/PSP3 22

RD2/PSP2 21

+5V

0

D7 1n4148 D8 1n4148

0

0

J1

CON14A

1 23 45 67 89 10

11 1213 14

3

1413

0

12

0 0

11

+5VRWRS

C_TB C_TM

E 0

C_D

14

+5V

0

1213

LS8

Tranzistor Bipolar

14

32

11

R51k

R61k

E

D9

1n41

48

R71k

RS

R81k

3

0

RW

SW1

12

LS9

Tranzistor MOS

14

32

D101n41

480

SW2

12

SW3

12

SW4

12

C_C_B

PWM

0

C_C_M

+5V

+24V

On/Of f

PWM

C_C

DEP

C_L

Sarcina

C_C_B

Comanda

C_C_M

L5-16

Montajul practic

Masuratorile se vor efectua pentru cele trei tipuri de dispozitive semiconductoare

(dioda, tranzistor bipolar si tranzistor MOS). Pentru a efectua masuratorile se va utiliza o

sursa de tesniune stabilizata 5V 1A , iar formele de unda se vor vizualiza cu ajutorul

osciloscopului HAMEG HM 303-6.

Rezultatele obtinute prin masurare se vor compara cu cele obtinute prin simulare si se va

explica aparitia diferentelor.

4. Intrebari, tema de casa

Determinaţi rezistenţa de intrare în tranzistor, adică rezistenţa dinamică între

bază şi emitor ( rbe ) pentru trei valori ale UBE : 0.6V, 0.65V, 0.7V. Pentru uşurinţă faceţi

zoom pe „plot-ul” de jos în zona respectivă utilizând „mouse-ul” sau Plot _ Axis Settings _

X Axis _ User Defined _ 0.55V to 0.75V _ OK

Determinaţi panta gm (sau transconductanţa) pe graficul din Figura 5.8 în două

puncte : IC = 2 mA, respectiv IC = 5 mA. Pentru acurateţe faceţi zoom pe „plot-ul” de sus în

zona respectivă sau Plot _ Axis Settings _ YAxis _ User Defined _ 0 to 6mA _ OK

Vizualizaţi grafic raportul IC(Q1)/IB(Q1) funcţie de IC(Q1) în domeniul

0.01mA÷10mA şi comparaţi cu graficul β=f(IC) oferit de firma Philips (www.).

Determinaţi rezistenţa de ieşire din tranzistor, adică rezistenţa dinamică între

colector şi emitor ( rce ) în RAN pentru cele 5 curbe din Figura 5.10.

Ne putem folosi de cele două cursoare disponibile dacă activăm butonul display

cursor, sau Trace_Cursor_Display_clic buton stânga mouse pe una din curbe _clic

L5-17

buton dreapta mouse pe aceeaşi curbă într-un p4nct situat la stânga. Observăm

valorile proiecţiilor celor două puncte A1 respectiv A2 pe cele două axe şi

diferenţele.

curentaxapeeproiectiilreddiferenta

tensiuneaxapeeproiectiilreddiferentaRO ____int_

____int_

Determinaţi panta gm (sau transconductanţa) pe graficul din Figura 5.12 în

două puncte : ID = 2 mA, respectiv ID = 5 mA. Pentru acurateţe faceţi zoom pe „plot-ul” de

sus în zona respectivă sau Plot _ Axis Settings _ YAxis _ User Defined _ 0 to 6mA _ OK.

Comparaţi cu transconductanţa tranzistorului bipolar.

Determinaţi rezistenţa de ieşire din tranzistor, adică rezistenţa dinamică între

drenă şi sursă ( rds ) în zona de saturaţie pentru cele 5 curbe din Figura 5.13 (atenţie: saturaţia

pentru tranzistoarele cu efect de câmp are altă semnificaţie faţă de tranzistoarele bipolare) .

BIBLIOGRAFIE

1. Mihai Antoniu, Masurări electronice, vol 1, Ed. Gh Asachi, Iaşi, 1999;

2. Mihai Antoniu, Eduard Antoniu, Ştefan Poli, Masurări electronice, vol 2,

Ed. SATYA, Iaşi, 2000;

3. Marin Săracin, Masurări electronice şi sisteme de masurare, Ed.

MatrixRom, Bucureşti, 2003;

4. Oprea Stefan, Masurari in electronica – note de curs, Universitatea din

Pitesti, 2008.

5. Rădoi, s.a., “SPICE Simularea şi analiza circuitelor electronice”, Ed.

Amco Press, Bucureşti, 1994

6. F. Ionescu, “Diode semiconductoare si redresoare de putere”, Editura

Tehnica, Bucureşti, 1995.

7. F. Ionescu, D. Alexa, s.a., “Electronica de putere – modelare si simulare”,

Editura Tehnica, Bucureşti, 1997.

8. Bodea, I. Teodorescu, şa., “Diode şi tiristoare de putere – Aplicaţii”,

Editura Tehnica, Bucureşti, 1990.

9. Bizon, “Electronică Industrială – I”, Îndrumar de laborator, Editura

Universităţii din Piteşti, Piteşti, 1999.

10.N. Bizon, “Dispozitive şi circuite electronice de putere”, Culegere de

probleme, Editura Universităţii din Piteşti, Piteşti, 1999.

11.***, “Tranzistoare”, Catalog IPRS Băneasa, 1998.

12.***, “Diode şi Tiristoare”, Catalog IPRS Băneasa, 1998.

13.***, “Power module”, Mitsubishi semiconductors, 1995.

14.***, “Databook”, Semikron, 1990.

15.***, “Bipolar Power Transistor – Databoook”, Harris Semiconductor,

1992.

16.***, “MCT/IBBTs/Diodes – Databoook”, Harris Semiconductor, 1992.

platforma met

Documents