UNIVERSITATEA „EFTIMIE MURGU“ REŞIŢAFACULTATEA DE INGINERIE

PROIECT DE AN

Specializarea

TEHNICI ŞI ECHIPAMENTE MODERNE ÎN INGINERIA ELECTRICĂ

Coordonator Prof. Dr. Ing. RUJA Ion

Masterand Vuc Cristian

Reşiţa2011

UNIVERSITATEA „EFTIMIE MURGU” REŞIŢAFACULTATEA DE INGINERIE

PROIECTAREA CONVERTORULUI STATIC

DE FRECVENŢĂ

Reşiţa 2011

DATELE TEMEI DE PROIECT:

Să se proiecteze un convertizor static de frecvenţă indirect, cu circuit intermediar, pentru comanda unui motor asincron cu rotorul în scurtcircuit, cu următoarele date nominale:

U = 230/400VF = 50 HzCos φ = 0,85η = 0.89DA = 40%n =984 rot/minPn = 5 KW

CUPRINS:

Cap. I – GeneralităţiCap. II – Alegerea convertizoruluiCap. III – Calculul redresoruluiCap. IV – Calculul circuitului intermediarCap. V – Calculul invertoruluiCap. VI – Alegerea dispozitivului de comanda pe grilăCap. VII – Calculul termic

CAP I – GENERALITATI

Convertoarele statice de putere sunt echipamente statice complexe intercalate între sursa de energie si receptor, având rolul de a modifica parametrii energiei furnizate de sursa (valoare, forma, frecventa a tensiunii) tinând cont de cerintele impuse de receptor.       Convertoarele pot fi de asemenea montate între doua surse de energie pentru a face posibila functionarea simultana a acestora. Convertorul static are rol de receptor din punct de vedere al sursei de energie si rol de sursa de energie din punct de vedere al sarcinii.       Partea de putere a convertorului este realizata cu dispozitive semiconductoare de putere comandabile (tiristoare, tranzistoare) si/sau necomandabile (diode). Aceste dispozitive functionând în regim de comutatie, au rolul unor întrerupatoare, deci rezulta un regim permanent format dintr-o succesiune periodica de regimuri tranzitorii.       Închiderea si deschiderea succesiva a acestor întrerupatoare se face dupa o logica impusa de principiul de functionare a convertorului. Aceasta logica este asigurata de schema electronica de comanda. Toate convertoarele contin deci o parte de putere (forta) si o parte de comanda.       Convertoarele asigura conversia unor cantitati importante de energie. Aceasta impune ca, principalul lor criteriu de dimensionare sa fie randamentul. Acest fapt determina diferente între electronica de putere si electronica de semnal, unde scopul principal este obtinerea unui semnal de iesire fidel.       Clasificarea convertoarelor statice de putere se poate face, în principal, dupa doua criterii:1) tipul marimii electrice la intrarea si la iesirea convertorului2) tipul de comutatie       Dupa primul criteriu se disting:       - redresoarele - sunt convertoare alternativ continuu.Fluxul de energie este orientat de la partea de curent alternativ la partea de curent continuu.       - variatoarele de tensiune alternativa -sunt convertoare alternativ-alternativ.Fluxul de energie este orientat de la partea de curent alternativ a intrarii spre partea de curent alternativ a iesirii. Frecventa tensiunii de iesire este aceeasi cu cea a tensiunii de intrare, dar valoarea sa efectiva poate fi modificata.       - cicloconvertoarele - sunt convertoare alternativ-alternativ.Fluxul de energie este orientat de la partea de curent alternativ a intrarii la partea de curent alternativ a iesirii, dar frecventa tensiunii de iesire poate fi modificata în raport cu cea a tensiunii de intrare, ca si valoarea sa efectiva.       - chopperele - sunt convertoare curent continuu-continuu.Fluxul de energie este orientat dinspre partea de curent continuu a intrarii la partea

de curent continuu a iesirii. Tensiunea de iesire este reglabila.       - invertoarele autonome - sunt convertoare curent continuu-alternativ.Fluxul de energie este orientat de la partea de curent continuu a intrarii la partea de curent alternativ. La iesire gasim una sau mai multe tensiuni alternative reglabile ca valoarea efectiva si ca frecventa.              În plus conversia continuu-continuu si conversia alternativ-alternativ sunt posibile cu ajutorul convertoarelor cu o structura mai complexa, numite cu faza intermediara de conversie.       În acest caz: - convertorul continuu-continuu contine un invertor autonom, un circuit intermediar de tensiune alternativa si un redresor; - convertorul alternativ-alternativ contine un redresor, un circuit intermediar de tensiune sau de curent continuu si un invertor autonom.       Dupa al doilea criteriu distingem:-convertoare cu comutatie naturala;-convertoare cu comutatie comandata.

Convertizoarele de frecvenţă (CF) cu invertoare autonome (IA) reprezintă nişte convertoare electronice indirecte, care transformă energia de curent alternativ de tensiune şi frecvenţă constante de la intrare în energie de curent alternativ de tensiune şi frecvenţă variabile la ieşire , trecând această energie printr-o stare intermediară de curent continuu . Cu alte cuvinte , aceste convertizoare efectuează o dublă conversie a energiei de curent alternativ consumate : mai întâi ea este redresată cu ajutorul unui redresor comandat (RC) sau necomandat (RNC) , apoi inversată cu ajutorul unui invertor autonom de curent (IAC) sau de tensiune (IAT) (Fig.1.1). Tipul invertorului depinde de natura filtrului intermediar de curent

continuu . Dacă acest filtru este inductiv , având o inductivitate Ld relativ mare , atunci parametrul principal, care se filtrează ideal, este curentul redresat Id :

unde ud(α) – valoarea momentană a tensiunii de la ieşirea redresorului comandat, care depinde de unghiul de reglare α; uI(t) – contra tensiunea invertorului, determinată de reacţia tensiunilor de linie ale acestuia u2(t), transmise la intrarea lui prin ventilele deschise în fiecare tact de comutaţie. De aceea un astfel de CF, fără sistem de reglare automată, serveşte ca sursă de curent, iar redresorul comandat şi invertorul autonom poartă aceeaşi denumire – de curent : RCC şi IAC (Fig.1.1,a) .

Tensiunea redresată ud(t) în acest caz conţine 2 componente : una pulsatorie udL(t), care cade pe inductivitatea de filtrare Ld, şi alta medie Ud , care echilibrează contra tensiunea invertorului autonom UI:

cos1Ukdt

diLUtutu RU

ddddLd

unde U1-tensiunea de curent alternativ de alimentare a redresorului ; α - unghiul de reglare al redresorului comandat (pentru RNC , α =0); kRU – coeficientul de transfer al redresorului în tensiune (KRU =Ed0/E1N).

IAC formează la ieşire un curent alternativ dreptunghiular i2(t) cu o amplitudine I2m= Id , iar tensiunea nesinusoidală de ieşire u2(t) conţine 2 componente, una dintre care depinde de caracterul şi valoarea impendanţei de sarcină Z2 (φ), iar cea de-a doua reprezintă nişte supratensiuni inductive de autoinducţie, care apar numai la fronturile curentului i2(t), când di2/dt→∞ (fig.1.1a)

unde φ2 =arctg - unghiul de fază al unei sarcini activ inductive sau al unui

motor asincron ; - reprezintă supratensiunile de autoinducţie ale inductivităţii

de sarcină L2 , care apar în momentele de comutaţie ale tiristoarelor sau tranzistoarelor invertorului (în figura 1.1,a ele nu sunt arătate).

Supratensiunile de comutaţie au o frecvenţă şi o amplitudine relativ

mare suprapunându-se în formă unor şocuri oscilatoare peste tensiunea u2(t) , înrăutăţind coeficientul de armonici superioare şi influenţând negativ asupra funcţionării motorului de acţionare şi asupra izolaţiei lui . Din această cauză IAC nu sunt recomandate pentru sarcini inductive , ci pentru sarcini capacitive. Însă motoarele asincrone şi sincrone nu fac parte din aceste sarcini.

În afară de aceasta, IAC mai au încă un dezavantaj principal: nu pot funcţiona normal la mers în gol , adică când Z2 (φ2)=∞ şi i2 (t)=0 . În acest regim tensiunea de ieşire u2(t)→ ∞, ceea ce poate străpunge tiristoarele sau tranzistoarele

invertorului , dacă nu acţionează la timp blocul de protecţie la supratensiuni . În acest caz curentul impus de sursă nu poate fi atins , deoarece Z2(φ2)=∞ , de aceea sistemul de comandă încearcă totuşi să instaleze curentul prescris , ridicând nelimitat tensiunea. Pentru a exclude regimul de mers în gol în practică , motorul se conectează direct la ieşirea invertorului , fără nici un aparat de comutaţie intermediar.

CF cu IAC posedă totuşi un avantaj în cazul utilizării unui redresor comandat : permite o frânare recuperativă fără a adăuga vre-un element în schema de putere . Această frânare se obţine prin micşorarea frecvenţei invertorului şi menţinerea unei alunecări negative a motorului asincron , care trece în regim de generator , impunând invertorul să treacă în regim de redresor (UI>0) , iar redresorul în regim de invertor condus de reţea (Ud<0) . În acest caz sensul energiei active se inversează prin schimbarea polarităţii tensiunilor redresorului şi invertorului, menţinând acelaşi sens al curentului circuitului intermediar :

deoarece | UI | > | Ud |

Dacă filtrul circuitului intermediar de curent continuu are un caracter capacitiv şi o capacitate relativ mare (Cd→ ∞), atunci parametrul , care se filtrează ideal, este tensiunea redresată :

De aceea un astfel de CF serveşte ca sursă de tensiune , iar redresorul şi invertorul autonom poartă aceeaşi denumire – de tensiune : RCT şi IAT (Fig.1.1,b). În acest caz deja curentul redresat conţine 2 componente : una medie Id şi alta pulsatorie id~(t) , care este preluată de condensatorul Cd :

IAT clasice cu tensiuni nemodulate formează la ieşire o tensiune alternativă dreptunghiulară u2(t) cu o amplitudine iar curentul de ieşire i2(t) depinde de caracterul şi valoarea impendanţei de sarcină Z2(φ2):

2

22

( )( )

( )

U ti t

Z

În legătură cu aceasta , regimul de mers în gol cu Z2(φ2)=∞ şi i2 (t)=0 pentru IAT este deja un regim normal , căruia îi corespunde o tensiune de ieşire :

unde - coeficientul de transfer al invertorului în tensiune , care poate fi

invers coeficientului respectiv al redresorului.

În cazul unei sarcini activ-inductive cu cosφ>0 la ieşirea IAT nu mai apar supratensiuni de comutaţie , ceea ce constituie un avantaj important în comparaţie cu IAC . Aceasta se datorează diodelor inverse conectate antiparalel cu fiecare tiristor sau tranzistor al invertorului de tensiune , care asigură o recuperare a

energiei reactive acumulată de către inductivitatea L2f în timpul creşterii

curentului . Energia reactivă acumulată se reîntoarce condensatorului de filtrare Cd

în cazul invertoarelor monofazate şi trifazate cu un cosφ<0.5, sau unei altei faze în cazul invertoarelor trifazate cu un cosφ>0.5. Pentru aceasta diodele inverse se deschid la începutul fiecărei comutaţii şi conduc curentul i2f în aceeaşi direcţie , până când acest curent nu-şi schimbă semnul , intervalul de timp fiind proporţional

cu unghiul φ2 .Ca urmare , cosφ2IAT>cosφ2IAC, iar coeficientul de

armonici superioare este mai bun (mic). Aceste avantaje dau prioritate invertoarelor de tensiune în cazul sarcinilor activ-inductive , din care fac parte şi motoarele de curent alternativ , ceia ce a cauzat o utilizare prioritară a lor.

IAT posedă însă şi unele dezavantaje , care sunt în opoziţie cu avantajele IAC , şi anume:

1)sunt însoţite de supracurenţi de comutaţie în cazul unor sarcini capacitive C2

:

care apar la fronturile tensiunilor

dreptunghiulare u2(t). 2) nu permit o schimbare a polarităţii tensiunii redresate Ud=Uc>0 în timpul

frânării recuperative , ci o schimbare a polarităţii curentului redresat Id <0, încât puterea activă recuperativă Pd= Ud(-Id)<0. Ca urmare , pentru asigurarea unei frânari recuperative CF trebuie să conţină 2 redresoare comandate –RCT1 şi RCT2 , conectate antiparalel : unul pentru sensul direct al curentului I d>0 , iar altul – pentru sensul invers Id<0.(Fig.1.1,b).

Dacă momentul de inerţie al maşinii de lucru nu este relativ mare , frânarea recuperativă poate fi înlocuită cu o frânare reostatică prin invertor, când paralel cu condensatorul Cd se conectează o rezistenţă de frânare , comandată de către un tranzistor consecutiv de frânare , în regim de chopper .

Un alt dezavantaj al ambelor tipuri de convertoare şi invertoare clasice îl constituie coeficientul relativ mare de armonici al curentului de ieşire. Însă acest dezavantaj este lichidat în CF moderne prin modulaţie cu frecvenţă înaltă a tensiunii de ieşire , cunoscută în occident sub denumirea de comandă PWM (fig.1.1,c). În acest caz redresorul este, de obicei, necomandat. iar invertorul de tensiune asigură o reglare coordonată atât a frecvenţei , cât şi a tensiunii de ieşire . În paragrafele următoare acest tip de invertoare va fi analizat mai profund.

Fig.1.1 Scheme bloc ale convertizoarelor de frecvenţă cu invertoare autonome

CAP II – TIPUL DE CONVERTOR ALES

Ansamblul convertor static – motor asincron cu rotorul în scurtcircuit facilitează punerea de accord a caracteristicii mecanice a motorului cu condiţiile impuse de maşinile de lucru cele mai diferite. În acest mod se poate asigura practice toate cerinţele impuse sistemelor de acţionare cum ar fi: pornirea autometă şi accelerarea controlată, funcţionarea cu turaţie constantă sau cuplu constant, schimbarea sensului de rotaţie, frânarea automată.

Fig. 2.1 Schema bloc a unui convertor de frecvenţă indirect cu circuit intermediar

2.1. Schema electricăConvertorul static de frecvenţă din fig. 1 ce comandă un motor asincron este

alcătuit dintr-un redresor, circuit intermediar şi invertor.

Fig.2.2. Convertor static de frecvenţă

Puntea redresoare trifazată cu diode are rolul de a furniza tensiune continuă pentru circuitul intermediar cu condensator.

Invertorul este alcătuit din şase tranzistoare şi diode de limitare a tensiunii inverse, astfel la fiecare din bornele motorului se poate aplica fie tensiunea pozitivă fie tensiunea negativă a circuitului intermediar. Prin comanda adecvată a tranzistaorelor se obţine la bornele motorului orice tensiune intermediară între tensiunea pozitivă şi cea negativă a circuitului intermediar. Datorită diodelor curenţii pot să circule în ambele sensuri prin motor, acesta putând lucra în regim de motor sau generator. Menţionăm că puntea redresoare nu poate furniza energie înapoi în reţea, din această cauză la frânare condensatorul C15 se poate încărca la tensiuni periculoase, Pentru a se evita încărcarea condensatorului la tensiuni periculoase, cu ajutorul unui tranzistor suplimentar se conectează în circuit rezistenţa de frânare în momentul în care tensiunea în circuitul intermediar depăşeşte o valoare limită, astfel energia de frânare se disipă în rezistenţă.

CAP III – CALCULUL REDRESORULUI

Puntea redresoare trifazată cu diode are rolul de a furniza tensiune continuă pentru circuitul intermediar cu condensator.

( 1) ( 2) ( 3)

230/400V Pd P2

50Hz Ud

P1

If Id

Ud=2.34*U2=2.34*230=538.2 V

U2=230V

Cu=2 –coeficient de sigurantă

URmax/Ud=1.05

URRM-tensiunea maximă alegerii diodelor

URRM=1.05*2*538.2=1130.22~1200V

Imax=1.5*12.82=19.23A

Iventil/Iredresat=0.33

ci=1.5 – coeficient de sigurantă

Iv=0.33*1.5*Imax=0.33*1.5*19.23=9,51A

Conform calculelor, aleg din catalog modelul diodelor(anexa I):SKN5/12

CAP IV – CALCULUL CIRCUITULUI INTERMEDIAR

Circuitul intermediar este format dintr-condensator C, iar calculul acestui circuit constă în calculul a capacităţii C a condensatorului.

După cuplarea tensiunii de alimentare, bateria de condensatoare ce formează capacitatea se încarcă prin rezistenta de încărcare R, scurtcircuitată la atingerea tensiunii de 600V pe capacitate. La decuplarea tensiunii de alimentare, bateria de condensatoare se descarcă prin rezistenţa legată în paralel la bornele condensatoarelor.

Condensatorul este componenta principală şi trebuie să asigure energia pentru invertor pe durata când diodele din redresor sunt blocate, acceptându-se o anumită cădere de tensiune pe acest condensator. O diodă nu va conduce maxim π/3 radiani dintr-o perioadă, adică condensatorul va trebui să asigure energia pentru invertor pe durata a aproximativ 3,3 milisecunde.

tc=3.3ms=40V

ism=id=12.82A

Se alege, conform calculelor, condensatorulcu urmatoarele specificatii (anexa 2):

Tip:  940C12W1P5K-FCircuitul Intermediar conţine, pe lângă condensatorul C (de mare capacitate

şi putere) şi un bloc CDR numit Circuit de Disipare sau Recuperare. Rolul funcţional al acestui circuit va fi explicat pe scurt in continuare. Fluxul energetic în redresor (cu construcţie clasică cu diode) este unidirecţional, fiind posibilă circulaţia energiei numai de la reţea la redresor. Între invertor şi circuitul intermediar este posibilă însă circulaţia bidirecţională a energiei. Astfel maşina absoarbe energie de la circuitul intermediar în regim de motor (mai ales la accelerare) şi returnează circuitului intermediar în intervalele de frânare, (când maşina funcţionează în regim de generator) energia acumulată în masele de mişcare. Frânarea în regim de generator este întâlnită şi utilizată frecvent în servomecanisme. Ca urmare a energiei returnate circuitului intermediar, tensiunea condensatorului creşte şi poate ajunge la valori periculoase pentru elementele din schemă. Pentru a menţine tensiunea circuitului intermediar între anumite limite este necesar să se elimine energia (sarcina) acumulată în exces în condensator.

Acest lucru se poate realiza sau prin disipare pe un rezistor de putere sau prin recuperarea energiei cu un circuit electronic suplimentar prezentat în figura. În general, soluţia cu recuperarea energiei se recomandă în cazul acţionărilor cu mai multe motoare care au etajele de putere conectate la un circuit intermediar comun.

Fig. 4.1 Circuit de recuperare a energiei în regim de frânare al motorului

CAP V – CALCULUL INVERTORULUI

Tensiunea de linie Ul = 380 VTensiunea de fază Uf = = = 220 V

Calculăm puterea electrică a motorului:

Pe =

Alegem din caracteristicile motoarelor asincrone, pentru un motor de 5 KW, un randament de 83% şi calculăm puterea electrică

Pe = = = 7087 W

Calculăm curentul de la ieşirea invertorului:

I2 =

I2 = = = 10,74 A

Calculăm valoarea de vârf a tensiunii de fază:

f = Uf ·

f = 220· = 310,2 V

Adoptând un coeficient de siguranţă de 2,5, calculăm tensiunea de catalog, pe baza căreia se alege tranzistorul:

Ucat ≥ Uf 2,5

Ucat ≥ 220 · 2,5

Ucat ≥ 550 V

Calculăm valoarea de vârf a curentului de fază:

Î2 = I2 ·

Î2 = 10,74 · = 15,15 A

Adoptând un coeficient de siguranţă în curent, de 2,5 pentru ventilaţie naturală, calculăm curentul de catalog, pe baza căreia se alege tranzistorul:

Icat ≥ I2 2,5

Icat ≥ 10,74 · 2,5

Icat ≥ 26,82 A

Aleg tranzistoare tip IGBTde la firma Infineon, Formerly Eupec,tip: BSM 25 GD 120 DN2, cu următoarele date tehnice: U =1200V; I = 25A;(anexa 3)

Protecţia IGBT se realizează cu: siguranţe ultrarapide la valoarea de 70 A/400Vac pe fiecare fază – pentru

scurtcircuit; circuite snubber pentru fiecare IGBT – pentru supratensiune; termistor sau termorezistenţă – pentru supratemperatură;

cu traductor de curent rezistiv sau inductiv – pentru suprasarcină.

Figura 4. Protecţia cu circuit snubber a IGBT

CAP VI. ALEGEREA DISPOZITIVULUI DE COMANDA PE GRILA

Echipamentul este protejat la apariţia accidentală a următoarelor situaţii:- scurtcircuit;- supratensiune in circuitul intermediar;- supratemperatură;- suprasarcină (I2t).La apariţia oricărei situaţii de defect, invertorul primeşte comanda "stop",

impulsurile de comandă la tranzistoarele IGBT fiind blocate, iar alimentarea motorului este întreruptă.

Comanda invertorului trifazat are drept scop obţinerea unui sistem trifazat de tensiuni sinusoidale la ieşire şi respectiv menţinerea curentului de sarcină la valorile stabilite. Metodele de comandă ale invertorului trifazat sunt: (1) metoda generării PWM sinusoidale – metoda modulării în lăţime a pulsurilor; (2) comanda vectorială.

Se utilizează principiul comenzii după câmp – modificare simultană a tensiunii şi frecvenţei ce alimentează motorul trifazat pentru a se păstra constant fluxul magnetic şi implicit cuplul electromagnetic.

Amorsarea tranzistoarelor este controlată în tensiune şi se face cu un impuls pozitiv de amplitudine şi putere corespunzătoare aplicat între grilă şi emitor.

Blocarea dispozitivelor se face prin reducerea tensiunii la zero sau mai avantajos şi mai sigur este controlul blocării tranzistorului cu o tensiune negativă.

Figura 6.1. Reglarea turaţiei motorului asincron trifazat la flux şi cuplu prestabilit

Fig.6.2. Schema bloc de comanda a unui invertor realizata cu ajutorul modulaţiei PWM sinusoidale

Conform schemei de principiu de mai sus, circuitele modulatoare PWM generează trei  semnale logice de comandă, formate din pulsuri cu lăţime variabilă. Lăţimea pulsurilor se sintetizează cu ajutorul unor algoritmi de modulaţie PWM, astfel încât să se controleze unul din următoarele sisteme de mărimi:

- sistemul trifazat al tensiunilor de la ieşirea invertorului;- sistemul trifazat al curenţilor prin fazele motorului;- fluxul prin motor şi cuplul generat de acesta.În funcţie de mărimile controlate şi de algoritmul de modulaţie, aceştia pot fi,

de exemplu:- pentru controlul tensiunilor de la ieşirea invertorului: mărimi de referinţă pentru valorile

medii pe puls ale tensiunilor de ieşire (care aproximează valorile instantanee), sau

amplitudinea şi frecvenţa sistemului trifazat de tensiuni;- pentru controlul curenţilor prin fazele motorului: mărimi de referinţă pentru

valorileinstantanee ale curenţilor;

- pentru controlul fluxului şi cuplului: mărimi de referinţă pentru valorile instantanee ale

fluxului şi cuplului.

Figura 6.3. Generarea semnalelor de comandă pentru tehnica PWM sinusoidală trifazată şi forma de undă a tensiunii de pe faza A , VA.

Tensiunile VB şi VC vor avea forme de undă identice, însă vor fi defazate în urma tensiunii VA cu 2π/3 rad şi respectiv 4π/3 rad. In procesul de generare a semnalelor de comandă se folosesc trei unde sinusoidale de referinţă:

VA =V r sinω1t ,VB =V r sin(ω1t-2π/3) VC =V r sin(ω1t-4π/3)Toate aceste unde se compară cu o undă triunghiulară unică, vtr . Semnalele

de comandă se generează respectând următoarea logică:- dacă vrA > vtr se comandă tranzistorul Q+

A;- dacă vrA < vtr se comandă tranzistorul QA;- dacă vrB > vtr se comandă tranzistorul Q+

B;- dacă vrB < vtr se comandă tranzistorul QB;- dacă vrC > vtr se comandă tranzistorul Q+

C;- dacă vrC < vtr se comandă tranzistorul QC.Rezultă astfel diagrama de conducţie din figura 8 pe baza căreia se pot

genera formele de undă ale tensiunii de la ieşirea invertorului. La trasarea formelor de undă a tensiunii VA s-a presupus că impedanţele de sarcină sunt egale. Pentru creşterea amplitudinii fundamentalei tensiunii de la ieşirea unui invertor PWM cu modulaţie sinusoidală, fără a se ajunge în zona de supramodulaţie se creşte valoarea raportului de modulare in amplitudine spre unu. Dacă se consideră tensiunea de intrare în invertor Vd şi raportului de modulare in amplitudine unu, pentru o sarcină cu conexiunea în stea, maximul amplitudinii fundamentalei tensiunii de fază este Vd/2.

Figura 6.4. Comanda turaţiei unui motor de curent alternativ trifazat cu rotor în scurtcircuit utilizând convertor static de frecvenţă cu raport U/f constant

a) Controllerul de turaţie Este realizat în jurul unui regulator PI ce controlează alunecarea motorului. Cum se observă în Figura , valoarea alunecării, calculată de regulatorul PI, este însumată

cu turaţia motorului pentru a realiza frecvenţa prescrisă a invertorului. Ultima frecvenţă este însumată pentru a genera tensiunea necesară menţinerii raportului U/f constant.

Figura 6.5 .Controller de turaţie cu raport U/f constant

Comanda IGBT din invertor nu se poate realiza direct cu circuitul care realizează legea de reglare. Comanda se realizează prin intermediul circuitului de comandă al invertorului care cuprinde două părţi: modulatorul PWM şi circuitul de comandă directă pe grilă. Pentru comanda IGBT pe o fază (braţ) se realizează următoarea schemă bloc (prima parte – modulatorul PWM):

Figura 6.6 Schema bloc a comenzii invertorului – prima parte –modulatorul PWM

Semnalul PWM trebuie inversat pentru a nu aduce simultan în conducţie două IGBT de pe aceiaşi ramură şi a provoca scurtcircuit. Inversarea este realizată cu o poartă logică de tip ŞI. În implementările practice, pentru a evita conducţia simultană a tranzistoarelor IGBT din acelaşi braţ de punte, datorată timpilor de

+

Comparator

_

Controler turaţie (generator sinusoidal cu amplitudine reglabilă

Generator de semnal triunghiular de frecvenţă şi amplitudine fixă

sinus

triunghi

semnal PWM Poartă ŞI

Q+A

Q -A

semnal PWM

Semnal PWM inversat

blocare nenuli ai dispozitivelor semiconductoare, comanda de intrare în conducţie a fiecărui tranzistor este întârziată faţă de comanda de blocare a celuilalt tranzistor din acelaşi braţ de punte. Această întârziere se va denumi pe scurt decalarea comenzii (denumirea în engleză este „dead-time”). În practică, întârzierea poate fi generată fie de către modulatorul PWM, fie de către circuitele de comandă ale tranzistoarelor.Semnalul PWM nu se poate nici acum aplica direct în grila IGBT deoarece nu are puterea necesară comenzii unor astfel de tranzistoare. El se trece printr-un circuit integrat specializat, un optocuplor sau un transformator adaptor de impedanţă de înaltă frecvenţă – vezi Figura 20 – :

Figura 6.7. Circuit de comandă directă pe grila IGBT la un braţ al punţii la un invertor trifazat

Semnalul PWM trebuie inversat pentru a nu aduce simultan în conducţie două IGBT de pe aceiaşi ramură şi a provoca scurtcircuit. Inversarea este realizată cu o poartă logică de tip ŞI. În implementările practice, pentru a evita conducţia simultană a tranzistoarelor IGBT din acelaşi braţ de punte, datorată timpilor de blocare nenuli ai dispozitivelor semiconductoare, comanda de intrare în conducţie a fiecărui tranzistor este întârziată faţă de comanda de blocare a celuilalt tranzistor din acelaşi braţ de punte. Această întârziere se va denumi pe scurt decalarea comenzii (denumirea în engleză este „dead-time”). În practică, întârzierea poate fi generată fie de către modulatorul PWM, fie de către circuitele de comandă ale tranzistoarelor.

Circuit generare ,,timp mort”

Circuit generare ,,timp mort”

Circuit de comandă efectivă pe grilă : CI specializat, optocuplor, transformator adaptor

Circuit de comandă efectivă pe grilă : CI specializat, optocuplor, transformator adaptor

Semnal PWM

Semnal PWMinversat

QA-

QA+

A+

Figura 6.8. Schemă bloc de circuit de comandă a unui invertor trifazat

ANEXA 1

ANEXA 2

ANEXA 3