CIRCUITE INTEGRATEANALOGICE

Cap6.Etaje de amplificare fundamentale

6.1 Etaje de amplificare elementare cu un singur tranzistorExista trei familii de asemenea amplificatoare: 1. Amplificatoare emitor comun/sursa comuna (EC/SC) amplificatoare inversoare

RC

VCC

Rs

vS=VS+vs

vO

Q

RD

VDD

Rs

vS=VS+vs

vO

M

2. Amplificatoare baza-comuna/ poarta-comuna (BC/GC)

3. Amplificatoare colector comun/drena comuna (CC/DC) amplificatoare neinversoare repetoare

vi

RC

VCC

is

VBB

vO

Q

Rs

vi

RD

VDD

is

VGG

vO

M

Rs

VCC

Rs

vS=VS+vs

vO

RE

VDD

Rs

vS=VS+vs

vO

RS

Comparatie intre cele trei configuratii de baza Important de stiut

Etaje de amplificare cu un tranzistor bipolar si sarcina rezistiva

Etaje de amplificare cu un tranzistor MOS si sarcina rezistiva

Amplificatoare cu EC cu degenerare in E(Se numeste degenerare deoarece o rezistenta in emitor /sursa duce la scaderea amplificarii in tensiune)

RC

VCC

Rs

vS=VS+vs

vO

Q

RE

Amplificatoare cu SC cu degenerare in S

RD

VDD

Rs

vS=VS+vs

vO

RS

6.2 Comportarea in frecventa a etajelor de amplificare elementare

Vom prezenta metode deanaliza a comportarii in frecventaVom utiliza aceste metode pentru etajul EC(SC) si pentru alte etaje amplificatoare

6.2.1.Consideratii generale (1)Anterior ne-am referit la etaje elementare de amplificare. Toate folosesc un singur tranzistor si analiza s-a facut neglijand capacitoarele.In orice circuit exista capacitoare: cate unul intre fiecare nod si masa si unele intre noduriAceste capacitoare sunt capacitoare propriu zise, capacitoare care modeleaza timpul finit necesar deplasarii purtatorilor, capacitoare de cuplare si decuplare etc.Capacitoarele introduc poli si zerouri care determina comportarea in in frecventa si in timp.Un amplificator ideal are un modul al amplificarii Avo si un defazaj 0 constante, independente de frecventa.La un amplificator real prezenta capacitoarelor in schema, reflectate prin existenta polilor in functia de transfer, duce la reducerea modulului amplificarii precum si la aparitia unor defazaje in afara benzii amplificatorului

Consideratii generale(2)Se defineste o frecventa limita superioare H astfel incat |Av(j H)| dB= Av0|dB - 3dBCircuitele cu componente discrete pot avea si o frecventa limita inferioara L datorata capacitoarelor de cuplare si decuplare,a caror impedanta nu mai poate fi considerata neglijabila la frecvente joase |Av(j L)| dB= Av0|dB - 3dB Datorita cuplajului in cc, CI au L=0 si in consecinta o banda de frecvente B= H De aceea in continuare ne vom referi doar la comportarea in domeniul frecventelor inalteComportarea la semnal mic poate fi caracterizata si prin raspunsul in domeniul timpului. Un circuit simplu avand o frecventa limita superioara H se comporta ca un filtru trece jos si se caracterizeaza prin timpul de crestere de la 10% la 90% din valoarea finala, notat cu tr.Intre tr si H exista relatia trH=2,2 sau trfH=0,35, unde fH= H/(2)Pentru a studia comportarea in domeniul frecventelor inalte se introduc in modelul de semnal mic al dispozitivelor capacitoarele parazite ( modelul de inalta frecventa al dispozitivelor)

6.2.3 Metode de analiza a comportariiin frecventa (1)1. Determinarea directa a polilor si zerourilor functiei de transfer Etape - desenarea circuitului echivalent de semnal mic si inalta frecventa a schemei analizate. Pentru aceasta sursele de tensiune de cc se considera conectate la masa, tranzistoarele se inlocuiesc prin modelele lor de inalta frecventa si fiecarui capacitor i se asociaza impedanta lui echivalenta (1/sC) -scrierea unui set de ecuatii care sa caracterizeze comportarea circuitului la inalta frecventa pe baza celor doua legi ale lui Kirchoff sau echivalente ale lor. -rezolvarea acestor ecuatii printr-o metoda adecvata A(s) Ao, zi, pj Avantaj: se obtine o descriere completa si precisa a raspunsului in frecventa Dezavantaj: calculele facute de mana sunt extrem de laborioase in cazul circuitelor complexe. Reamintim ca numarul de poli = nr de capacitoare din circuit Concluzii: Metoda se preteaza in cazul analizei efectuate de calculator In cazul analizei facute de mana se poate utiliza doar pentru circuite simple

Metode de analiza a comportarii in frecventa (2)2. Metoda constantelor de timp Permite estimarea cu buna aproximatie a extremitatilor benzii de frecventa H si L fara a necesita determinarea completa a functiei de transfer, ceea ce simplifica foarte mult calculele Determinarea frecventei limita superioare HSe poate arata teoretic ca frecventa limita superioara H a unui circuit care are m capacitoare ce intervin in functionarea la inalta frecventa esteunde Rio este rezistenta de la terminalele capacitorului Ci cu toate celelalte capacitoare intrerupte (circuite deschise). Produsul RioCi se numeste constanta de timp de gol asociata capacitorului Ci.Se numeste metoda constantelor de timp de gol OCTC (Open Circuit Time Constant)

Metode de analiza a comportarii in frecventa (3)

Determinarea frecventei limita inferioare LSe poate arata teoretic ca frecventa limita inferioara L a unui circuit care are n capacitoare de cuplare si decuplare esteunde Ris este rezistenta de la terminalele capacitorului Ci cu toate celelalte capacitoare scurtcircuitate . Produsul RisCi se numeste constanta de timp de scurtcircuit asociata capacitorului Ci.Se numeste metoda constantelor de timp de scurtcircuit SCTC (Short Circuit Time Constant)

Metode de analiza a comportarii in frecventa (4)

Comentarii: Frecventa limita superioara H depinde de toate capacitoarele care intervin in functionarea la inalta frecventa. Aceasta se datoreaza interactiunii dintre capacitoare. Aceeasi observatie este valabila si pentru frecventa limita inferioara L Avantaje: 1. Reduce considerabil calculele necesare pentru determinarea extremi- tatilor benzii de frecventa H siL). Intr-adevar determinarea rezis- tentelor R io (R is ) implica intreruperea (scurtcircuitarea) tuturor capacitoarelor dintr-un circuit cu exceptia unuia ; aceasta duce deobicei la spargerea unei scheme mari in mai multe circuite simple si ca urmare in multe cazuri rezistentele R io (R is ) se pot gasi prin inspectie 2.Permite aprecierea ponderii pe care o au diverselor constante de timp in determinarea largimii de banda (H si L) ceea ce nu numai ca ajuta la intelegerea raspunsului in frecventa a circuitului analizat dar suge- reaza si solutii pentru imbunatatirea functionarii .

Metode de analiza a comportarii in frecventa (5)

Dezavantaje: 1. Metoda este valabila doar in cazul in care H (L) corespunde unui pol dominant pD, adica mult mai mic (sau mult mai mare ) decat ceilalti poli. Aceasta conditie nu este prea restrictiva deoarece rezultatul interactiunii intre diversele capacitoare dintr-un circuit este de indepartare a polilor (pole splitting)

Ilustrarea conceptului de pol dominant de inalta frecventap1

Metode de analiza a comportarii in frecventa (6)

Dezavantaje (continuare):

2. Metoda permite doar determinarea polului dominant pDIF= - H (pDJ F=-L). Dar pozitia celorlalti poli poate fi importanta in analiza stabilitatii amplificatorului cuprins intr-o bucla de reactie negativa, dupa cum se va arata 3.Metoda constantelor de timp nu da nici o informatie referitoare la zerourile circuitului. Un proiectant cu experienta poate determina zerourile importante ale unui circuit: de exemplu ele apar ori de cate ori exista un capacitor de cuplaj intre iesire si intrare (se va exemplifica mai tarziu)Ilustrarea conceptului de pol dominant de joasa frecventaz1 < p1 < z2

Metode de analiza a comportarii in frecventa (7)3. Determinare a polilor inlocuitori ai unui circuit Polii se estimeaza ca fiind inversul produsului dintre rezistenta si capacitorul vazuti intre fiecare nod al circuitului si masa. Se numesc poli inlocuitori deoarece ei nu reprezinta polii propriu zis ai circuitului. Intr-adevar prin metoda de calcul se neglijeaza interactiunea dintre capacitoare si deci efectul de pole splitting. Aproximarea care se obtine insa este destul de buna, ceeace asociat faptului ca estimarea acestor poli inlocuitori se face cu usurinta explica larga utilizare a acestei metode intr-o prima faza de analiza sau proiectare.

6.2.4.Analiza comportarii in frecventa a amplificatoarelor elementare EC si SC (1)Se foloseste modelul alaturat care corespunde conexiunii EC si SCRseste rezistenta Thevenin echivalenta a sursei de semnal r1- rezistenta de intrare r2- rezistenta de iesire in paralel cu rezistenta de sarcina (RC sau RD) gm- panta echivalenta a etajului C1si C2- capacitatile parazite asociate intrarii si iesirii C3-capacitatea dintre intrare si iesireCapacitoarele C1, C2 si C3 au valori cuprinse intre 5fF si 10pFMulte alte etaje pot fi reduse la modele asemanatoare celui ce se va analiza

vo

C2

r2

gmv

C3

v

r1

C1

Rs

vs

1. Analiza directa a comportarii in frecventaAnaliza directa se efectueaza scriind ecuatiile in functie de potentialele la noduri v si voMai intai vom face o transformare Norton a sursei de tensiune vs si rezistoarelor atasate nodului de intrare (v)

vsRsr1r10is=vs/Rs

r10=Rs||r1 sau g1o=g1+Gs

vo

C2

r2

gmv

C3

v

r1

C1

Rs

vs

Se poate obtine expresia tensiunii de iesire Vo(s) folosind regula lui Kramerunde reprezinta determinantul sistemului de ecuatii

Inlocuind

Epresia amplificarii in tensiune intr-o forma care se preteaza comentariilor este is=vsGsRaspunsul in banda (s=j=0)este

Raspunsul la inalta frecventa este caracterizat prin: -un zero la infinit -un zero finit plasat in semiplanul drept al planului s la frecventa

-doi poli reprezentand radacinile ecuatiei caracteristice (anularii numitorului

Determinarea aproximativa a polilorIn majoritatea cazurilor unul dintre poli este mult mai mic in modul decat celalalt (|p1|

3.Daca C3 p1 p2 Cresterea lui C3 determina indepartarea polilor (polesplitting) ceea ce justifica ipoteza initiala (|p1|

Cazuri particulare extreme:Daca se foloseste o comanda in tensiune (Rs=0Gs= )

Deci amplificatorul are un singur pol

Daca se foloseste o comanda in curent (Rs= Gs= 0) si se admiteg m>>g1 ,g2

Se observa ca in cazul comenzii in tensiune h=|p1| este de aproximativ gm/go mai mare decat in cazul comenzii in curent

Caracteristici de frecventa tipice ale circuitului analizat pentru Rs 0

2. Analiza comportarii in frecventa a amplificatoarelor EC sau SC utilizand metoda constantelor de timp de gol Se poate calcula frecventa limita superioara, coresunzatoare polului dominant cu relatia

Circuitul de analizat are trei capacitoare 3 constante de timp 10=C1R1o corespunzatoare capacitorului C1 20=C2R2o corespunzatoare capacitorului C2 30=C3R3o corespunzatoare capacitorului C3 Trebuiesc determinate rezistoarele R1o, R2o, R3o

vo

C2

r2

gmv

C3

v

r1

C1

Rs

vs

Circuit pentru determinarea R1o R1opoate fi determina usor din acest circuit in care C2 si C3 aufost inlocuite cu circuite deschise Circuit pentru determinarea R2o R2o= r2 20=C2R2o = C2r2R1o= r1||Rs 10=C1R1o = C1(r1||Rs)

Circuit pentru determinarea R3o Circuit pentru definirea rezistentei R3oAplicarea semnalului de testVx=ix(r1||Rs)+(ix+gmv)r2 R3o= r1||Rs+ r2+gm(r1||Rs)r2 30=C3R3o = C3[r1||Rs+ r2+gm(r1||Rs)r2]

Concluzii:1.Metoda constantelor de timp de gol permite calculul frecventei limita superioare H fara a necesita calcule complicate, motiv pentru care este foarte folosita2.Metoda nu da nici o indicatie asupra polului nedominant si nici asupra zeroului din circuit.

ComentariiZerourile dominante pot fi determinate uneori destul de usor din analiza compor-tarii circuitului.Ex. Notam = Z frecventa unghiulara la care vo=0 Din circuit rezulta ca la aceasta frecventa curentul sursei gmv care circula prin r2 de jos in sus trebuie sa fie egal cu curentul care vine prin C3 de sus in jos, deci gmv= Z Cv Z =gm/C3 deci acelas rezultata ca in cazul analizei directeEste acelasi rezultat ca cel obtinut prin analiza directa, dar cu un efort de calcul mult mai mic

3. Analiza comportarii in frecventa a amplificatoarelor EC sau SC utilizand teorema lui Miller Teorema lui MillerMiller e primul care a determinat impedanta de intrare si de iesire a unui amplificator inversor avand un capacitor C conectat intre intrare si iesire Vo(s)=-Avi(s) Is(s)=sC[Vi(s)-Vo(s)] Yi(s)=Is(s)/Vi(s)=sC(1+A) io Io(s)=sC [Vo(s)-Vi(s)] Yo(s)=Io(s)/Vo(s)=sC(1+1/A) sC

Reprezentarea echivalenta a amplificatorului EC/SC utilizand teorema lui Miller Capacitorul C1 apare in paralel cu intrarea amplificatorului care are amplificarea gmr2, C3 e conectat ca element de reactie intre intrarea si iesirea amplificatorului, iar C2 este capacitorul din nodul de iesire. Folosind teorema lui Miller se obtine: -capacitatea totala de intrare CT=C1+C3(1+gmr2) -capacitatea totala de iesire CO=C2+C3Aplicand metoda constantelor de timp se poate scrie DIRECT expresia frcventei limita superioare

vo

C2

r2

gmv

C3

v

r1

C1

Rs

vs

Aplicand metoda constantelor de timp se poate scrie DIRECT expresia frecventei limita superioaraConcluzii:-Expresia este aceeasi ca cea obtinuta anterior. Se observa ca ponderea cea mai mare o are termenul C3 gmr2(r1||Rs), deci datorat capacitorului de reactie reflectat la intrare-Utilizarea teoremei lui Miller simplifica si mai mult determinarea lui H prin metoda constantelor de timp de gol.-Metoda se poate aplica doar in cazul amplificatoarelor EC(SC) care au un capacitor de reactie (intre intrare si iesire)-

Rezumat privind comportarea in frecventa a etajelor de amplificare elementareEtajele de amplificare elementare inversoare (EC si SC) ofera cel mai mare castig in tensiune dar si cea mai limitata banda de frecventa.Etajele de amplificare elementare neinversoare (BC si GC) ofera o banda de frecventa mai larga, cu castiguri in tensiune comparabilecu cele ale configuratiilor inversoare.Repetoarele (CC si DC) au casiguri in tensiune unitare si benzi de frecventa foarte mari.E util de retinut ca ambele etaje EC cat si BC ( sau SC si GC) au o banda de frecventa intotdeauna mai mica decat cea determinata de constanta de timp asociata nodului de iesire Rl si Co

6.3. Etaje de amplificare inversoare

Vom caracteriza amplificatoarele din acest capitol prin: Caracteristica de transfer la semnal mare Limitele maxime de variatie a semnalului de iesire Performantele la semnal mic in banda Castig (amplificare) Rezistenta de intrare Rezistenta de iesire Raspunsul in frecventa la semnal mic Alte considerente Putere Randament

6.3.1. Inversorul cu tranzistoare bipolare complementare

Etajul de amplificare elementar EC prezentat anterior foloseste o sarcina rezistiva

AvoRc Vcc Ex. |Avo|=1000RcIC=1000x26mV=26V pentru IC=100A Rc=260k Vcc>26Vfolosirea rezistentei de iesire ro a unui tranzistor ca element de sarcina pentru a obtine valori mari ale castigului fara a necesita tensiuni de alimentare mari

Doua configuratii posibile de inversoare realizate cu tranzistoare bipolare avand drept sarcina o sursa de curentObservatie: tranzistorul amplificator si tranzistorul sursei de curent sunt complementare

Q2

IC1

VCC

VEE

IC2

Q1

VOUT

VIN

VBB2

VIN

VBB2

VOUT

Q1

Q2

Determinarea caracteristicii de transfer vo=f(vI) admitem ca sens pozitiv al curentilor sensul de la Vcc la masa Relatii care determina functionarea iC2=f(vCE2,,VBE2) fig.a Tensiunea VBE2 este o tensiune continua a carei valoare e determinata de Q3 si Iref iC1=f(vCE1,,vBE1) fig.b iC1=iC2 vCE2=vCE1-VCC

Pe baza ultimilor relatii in figura c s-a reprezentata caracteristica i-v a sarcinii active pnp in planul caracteristicilor iC1=f(vCE1,,vBE1) a tranzistorului npn prin deplasarea spre dreapta cu VCC a caracteristicii din figura b

Pentru a discuta caracteristica de transfer vo=f (vI) observam ca vI=vBE1 si vo=vCE1

Caracteristica de transfer vo=f(vI)Daca vI=0 npn blocat pnp saturat 1

vI npn conduce in RAN pnp ramane saturat pana se ajunge in 2

vI npn trece din 2 prin 3 spre 4 unde npn se satureaza intre 2 si 4 ambele tranzistoare sunt in RAN iar variatia vI a tensiunii de intrare necesare deplasarii punctului de functionare din 2 in 4 este foarte mica din cauza inclinarii foarte mici a caracteristicilor de iesire iC1=f(vCE1,,vBE1) caracteristica de transfer vo=f(vI) . Panta mare a caracteristicii de transfer indica o amplificare mare la semnal mic

Daca Q1si Q2 sunt in RAN, adica VCEsat1< vO < Vcc- VCEsat2 folosind relatiile care definesc functionarea circuitului iar pentru tranzistoare modelele corepunzatoare acestei regiuni se obtine

Expresia reprezinta o mica portiune a unei caracteristici exponentiale si are aspectul grafic din figura, anticipand o valoare mare a castigului in tensiune

Functionarea la semnal mic in banda Ri= r1

Ro=ro1||ro2deoarece IC1=IC2 Functionarea la semnal mic si inalta frecventa Analiza functionarii la inalta frecventa implica introducerea in circuitul echivalent de semnal mic a capacitoarelor parazite. Folosind aceleasi notatii ca in cazul etajului elementar EC rezulta:C1= C1 C2= C2+ CCS1 C3= C1 r1=r 1 r2=r o1 || r o2 Frecventa limita superioara se poate calcula cu relatia

Principiile generale folosite pentru inversorul cu tranzistoare bipolare pot fi utilizate si in cazul tehnologiei MOSDiferentele care apar constau in faptul ca in cazul tehnologiei MOS exista un numar mai mare de implementari posibileCateva tipuri de inversoare MOS Inversorul MOS Inversorul MOS Inversorul MOS cu sarcina activa cu sursa de curent push-pullFoarte raspandit este inversorul MOS cu sursa de curent care are aceeasi structura ca inversorul cu tranzistoare bipolare prezentat anterior6.3.2. Inversoare cu tranzistoare MOS

Inversorul MOS cu sursa de curent Caracteristica de transfer vo=f(vI)VGS2 este o tensiune de cc de valoare determinata de Iref si Q2

In fig b s-au desenat caracteristicile pentru tranzistorul amplificator iD1=f(vDS1,vGS1) peste care s-a suprapus curba de sarcina. Aceasta reprezinta iD2=f(vSD2,VSG2) in planul iD1- vDS1 .Interse tia fiecarei caracteristici iD1- vDS1 cu curba de sarcina determina tensiunea de iesire vDS1=vo constructia caracteristicii de transfer

Caracteristica de transfer are 4 zone, fiecare corespunzand uneia din cele 4 combinatii posibile ale modurilor de functionare a tranzistoarelor M1si M2 Pentru functionarea ca amplificator prezinta interes doar regiunea a llla in care ambele tranzistoare lucreaza in saturatie VDSsat1 < vO < VDD- VDSsat1

Se demonstreaza ca in aceasta regiune vO depinde patratic de vI

Functionarea la semnal mic in banda Ri=

Ro=rds1||rds2

Functionarea la semnal mic si inalta frecventa Analiza functionarii la inalta frecventa implica introducerea in circuitul echivalent de semnal mic a capacitoarelor parazite. Folosind aceleasi notatii ca in cazul etajului elementar SC rezulta:C1= CGS1+CGB1 C2= CBD1+ CGD2+C BD2 C3= CGD1 r1= r2=r o1 || r o2 Frecventa limita superioara se poate calcula cu relatia

Inversorul MOS cu intrare paralel (push-pull)Inversorul MOS avand drept sarcina o sursa de curent , prezentat anterior, este foarte raspandit. Deoarece polarizarea portii tranzistorului PMOS se face cu o tensiune VGS2 furnizata de Q3 si Iref se mai numeste si inversor cu polarizare independentaPolarizarea portii tranzistorului PMOS se poate face insa mai simplu conectand poarta acestui tranzistor la tensiunea de intrare vI=VI + vi Inversor cu intrare paralel sau push-pull Schema completa Schema simplificata

Caracteristica de transfer vo=f(vI)Analiza functionarii se face similar ca in cazul inversorului cu sursa de curent pe baza relatiilor vGSN=vI iDP=iDN vGSP=vI-VDD iDN=f(vDSN,vGSN) vDSP=vO VDD iDP=f(vDSP,vGSP) vDSN=vO

Caracteristica de transfer vo=f(vI) Deoarece analiza functionarii la semnal mare este greoaie vom prezenta numai rezultateleCaracteristica de transfer care se obtine evi- dentiaza comportarea ca inversor (are panta negativa)In regiunea centrala a acestei caracteristici ambele tranzistoare sunt in saturatie, carac- teristica de transfer este aproape liniara si foarte abrupta, corespunzand functionarii ca amplificatorPentru a avea o excursie simetrica a tensiunii de iesire trebuie ca Vo=VDD/2, KN=KP, VTN=|VTP|

Functionarea la semnal mic in banda Ri=

Ro=rds1||rds2

Functionarea la semnal mic si inalta frecventa Analiza functionarii la inalta frecventa implica introducerea in circuitul echivalent de semnal mic a capacitoarelor parazite. Folosind aceleasi notatii ca in cazul etajului elementar SC rezulta:C1= CGS1+CGB1+CGS2+CGB2 C2= CBD1+ C BD2 C3= CGD1+ CGD1 r1= r2=r o1 || r o2 Frecventa limita superioara se poate calcula cu relatia

Inversorul MOS cu sarcina activaFoloseste ca sarcina un rezistor activ, adica un tranzistor MOS (N sau P) avand poarta conectata la drena. Tranzistorul Q2(M2) lucreaza intotdeauna in saturatie (|vDS2|=|vGS2|> |vGS2-VT|)

Caracteristica de transfer vo=f(vI)Caracteristica de transfer vo=f(vI) se obtine din constructia grafica alaturata si este schitata in fig. c.Caracteristica de transfer vo=f(vI) care se obtine are trei regiuni distincte. Desi tranzistorul de sarcina Q2 ,lucreaza intotdeauna saturat, tranzistorul Q1 poate lucra in blocare ( zona l), in saturatie {zona ll), sau in regim de trioda (zona lll)

Functionarea la semnal mic in banda La semnal mic tranzistorul Q1, care lucreaza in saturatie, se comporta ca un rezistor avand o conductan g2=gm2+gds2

Daca si tranzistorul Q1(M1) lucreaza in saturatie conductanta sa de sarcina la semnal mic va fi Gl1= g2+ gds1=gm2+gds2+gds1

Castigul in tensiune este deci

Admitand gds1, gds2

Care este valoarea maxim tensiunii de iesire pozitive din inversoarele de mai jos

Explicati de ce aceste structuri de inversoare nu au corespondent in tehnologia bipolaraComparati caracteristicile de transfer ale inversorului MOS si bipolarIntrebari

6.4. Etaje de amplificare cascodEtajele inversoare prezentate in 6.3 sunt foarte folositeSunt destinate amplificarii in antifaza a unor semnale miciIn continuare vom prezenta limitarile inversoarelor referitoare la dificultatile de a obtine un castig maresimultan cu o banda de frecventa mareNe vom referi la inversorul MOS cu polarizare independenta a carui raspuns in frecventa a fost studiat anterior S-a aratat ca circuitul are un zero si doi poli

In multe situatii polii unui circuit pot fi determinati cu o aproximatie destul de buna ca fiind inversul constantelor de timp corespunzatoare produsului rezistentei si capacitorului dintre fiecare nod al circuitului si masa

Rezistenta Rs a sursei de semnal este de obicei rezistenta de iesire a unui alt inversor, deci de ordinul de marime a lui rds. Rezistentele dintre cele doua noduri ale circuitului si masa sunt de acelasi ordin de marimeDin cauza efectului Miller capacitatea de reactie CGD1 se reflecta la intrare marita la valoarea CGD1(1+|Av0|) facand ca pentru |Av0| >0 |p1| asociat intrarii sa fie mult mai mic decat |p2| asociat iesirii |p1|

6.4.1. Etaj de amplificare cascod cu tranzistoare MOSAmbele etaje constau din: M1 in configuratie SC urmat de M 3 in configuratie GC M2 sursa de curent folosita ca sarcina

Doua configuratii posibile de etaje cascodEtaj cascod telescopic Etaj cascod pliat (folded cascode)

Avantaje ale etajului cascod:Banda de frecventa mare deoarece -M3 configuratie GC Rintrare M3 mica AvM1 mica CTIntrare M1=CGD1(1+|AvM1|) mica - M3 configuratie GC nu mai are o capacitate de reactie proprie intre intrare si iesire

M3 are rezistenta de iesire mare castig mare in tensiune

Comparatie intre cele doua variante de cascodCascodul telescopic - M1(SC) si M3(GC) ambele NMOS - Din punct de vedere al functionarii in cc cele doua tranzistoare sunt in serie - Curentul total este acelasi prin ambele tranzistoare circuland de la VDD spre masa

Cascodul pliat - M1(SC) NMOS: M3(GC) PMOS - Valoarea de curent continuu I1 prin M1 este determinata de componenta de curent continuu a tensiunii de intrare VI - Diferenta IA-ID este fortata sa curga prin M3 - Componenta de semnal mica a curentului i12 este acelasi prin ambele tranzistore M1 si M3. Curentul de semnal mic prin M3 are aceeasi marime dar sens opus fata de cel care circula prin M1TelescopicPliat

V+

vI

M1

M2

M3

VBP

IA

I1

vO

VBN

Functionarea la semnal mic in bandaDesenam modelul de semnal mic in care deoarece sursa lui M3 nu e conectata la VSS trebuie inclusa sursa gmb3vbs3vgs3= vbs3 =-v2Scriem ecuatiile circuitului folosind metoda potentialelor la noduri (gds1+gds3 +gm3 +gmb3) v2- gds3 vo= - gm1vi -(gds3 +gm3 +gmb3) v2+(gds2+gds3) vo=0

Rezistenta de iesire Ro=rds2||Ro3 si deoarece Ro3 rds3(1+gm3rds1) >>rds2

Ro rds2

Functionarea la semnal mic in banda

Comparand cu amplificarea inversorului cu sursa de curent care este Av0=-gm1(rds1||rds2) observam ca datorita lui M3 rezistenta de iesire a lui M1 nu mai e importanta. De aceea in conditii similare amplificarea inversorului cascod este dubla fata de a inversorului simpluDupa cum reiese din expresia lui Av0, amplificarea etajului cascod poate fi marita fie marind gm1 fie marind rds2Schemele de mai jos reprezinta configuratii cascod cu amplificare marita. Explicati

Configuratie cascod cu amplificare marita prin marirea lui gmi

Configuratie cascod cu amplificare si rezistenta de iesire mariMarirea amplificarii se face folosind ca sarcina in locul sursei simple de curent M2 o sursa cascod M2, M3Ro4 rds4(1+gm4rds2) Go4 gds4gds2/gm4 unde gm4=gm4+ gmb4Go3 gds3gds1/gm3

Daca admitem gm3=gm4si gds4=gds3=gds2=gds1 amplificarea creste de gmrds/2 ori

Functionarea la semnal mic la inalta frecventa

6.4.3. Etaj de amplificare cascod cu tranzistoare bipolare

VEE

Q1

Q3

Q2

VIN

VBB3

VBB2

VOUT

VCC

Functionarea la semnal mic in banda

Functionarea la semnal mic la inalta frecventa

Configuratie cascod cu amplificare si rezistenta de iesire mari realizata cu tranzistoare bipolare42o sliduri

VEE

Q1

Q3

Q4

Q2

VIN

VBB3

VBB4

VBB2

VOUT

VCC

T H A N K Y O U !