amplificator cu izolare galvanica de tip optic

Varianta B Referat S.A.D. 2012 Costache Radu-Mircea an II E.A.

Prb.1.: Caracteristicile şi performanţele traductoarelor.. Caracteristicile statice.

Caracteristica statică a traductorului este reprezentată prin relaţia intrare – ieşire (I-E):y = f(x) (1.1)

în care y şi x îndeplinesc cerinţele unei măsurări statice.Relaţia (1.1) poate fi exprimată analitic sau poate fi dată grafic printr-o curbă trasată cu

perechile de valori (x , y).Caracteristica y = f(x) redă dependenţa I-E sub forma ideală deoarece, în realitate, în timpul

funcţionării traductorului, simultan cu mărimea de măsurat x, se exercită atât efectele mărimilor

perturbatoare externe ξ1 , ξ2 , ξ3 , .. . , ξn cât şi a celor interne ν1 , ν2 , ν3 , .. . , νr care determină

modificări nedorite ale caracteristicii statice ideale.În afara acestor perturbaţii (nedorite), asupra traductorului intervin şi mărimile de reglaj,

notate prin C1 ,C2 , C3 , .. . , Cq . Aceste reglaje servesc la obţinerea unor caracteristici adecvate

domeniului de variaţie al mărimii de măsurat în condiţii reale de funcţionare a traductorului. Ţinând seama de toate mărimile care pot condiţiona funcţionarea traductorului, acesta se poate reprezenta printr-o schemă funcţională restrânsă, ilustrată în figura 1.1.

Reglajele C1 ,C2 , C3 , .. . , Cq nu provoacă provoacă modificări nedorite ale caracteristicii

statice ideale şi sunt necesare pentru:- alegerea domeniului de măsurare;- prescrierea sensibilităţii traductorului,- calibrarea internă şi reglarea zeroului.-

Fig. 1.1

Mărimile perturbatoare externe 1 , 2 , 3 , …, n cele mai importante sunt de natura unor factori de mediu: presiunea, umiditatea, temperatura , câmpuri electrice sau magnetice etc. Aceste perturbaţii (nedorite) pot acţiona atât asupra mărimii de măsurat, cât şi asupra elementelor constructive ale traductorului.

Mărimile perturbatoare interne se datorează zgomotelor generate de rezistoare, de semiconductoare, frecări în lagăre, îmbătrânirea materialelor care-şi schimbă proprietăţile, variaţii ale parametrilor surselor de alimentare etc. Datorită mărimilor perturbatoare, traductorul va funcţiona după o relaţie de dependenţă (I-E) reală, descrisă de funcţia:

y=f ( x , ξ1 , ξ2 , ξ3 , . . ., ξn , ν1 , ν2 , ν3 , . .. , νr ); (1.2)

1


Este important de observat că erorile sunt generate de variaţiile mărimilor perturbatoare şi nu de valorile lor absolute, care dacă ar rămâne constante ar putea fi luate în considerare ca atare în expresia caracteristicii.

Modul în care mărimile perturbatoare influenţează ieşirea , admiţând că variaţiile lor sunt mici, se pune în evidenţă prin dezvoltarea în serie Taylor a funcţiei (1.2) cu neglijarea termenilor corespunzători derivatelor de ordin superior. Se obţine:

y= ∂ f∂ x

Δx+ ∂ f∂ ξ1

Δξ1+. . .+ ∂ f∂ ξn

Δξn+∂ f∂ ν1

Δν1+. ..+ ∂ f∂ νr

Δν r (1.3)

Derivatele de ordinul I au semnificaţia unor sensibilităţi:

∂ f∂ x - este sensibilitatea utilă a traductorului∂ f∂ ξ i şi

∂ f∂ ν i sunt sensibilităţi parazite

Cu cât sensibilitatea utilă va fi mai mare, iar sensibilităţile parazite vor fi mai mici, cu atât caracteristica reală a traductorului va fi mai apropiată de cea ideală (1.1)

Dacă sensibilităţile parazite au valori ridicate se impune introducerea unor dispozitive de compensare automată.

Prin concepţie (proiectare) şi construcţie, traductoarele se realizează astfel încât mărimile de influenţă (perturbatoare) să determine efecte minime si deci , să se poată considera valabilă caracteristică statică ideală y = f(x) în limitele unei erori tolerate.

În ipoteza de liniaritate şi admiţând că influenţele mărimilor perturbatoare nu depăşesc eroarea tolerată , forma uzuală pentru caracteristica statică a traductoarelor analogice este:

y=k⋅(x−x0 )+ y0 ; (1.4)în care x0 şi y0 pot lua diverse valori pozitive sau negative, inclusiv zero.

Caracteristicile statice liniare sunt tipice pentru traductoare, dar pot apărea, în anumite cazuri particulare, (cerute de un S.R.A.), caracteristici neliniare. În cele ce urmează se prezintă câteva exemple de caracteristici statice – pentru traductoare:

a) liniară unidirecţională – (figura 1.2), defintă prin funcţia:y=k⋅(x−x0 )+ y0 ; x x0

k = tg (panta caracteristicii)

Fig. 1.2 Fig. 1.3

2

Varianta B Referat S.A.D. 2012 Costache Radu-Mircea an II E.A.b) proporţională liniară bidirecţională – (figura 1.3), definită prin funcţia:

y=k⋅x ; k = tg (1.5)c) liniară pe porţiuni cu zonă de insensibilitate şi saturaţie – (figura 1.4) definită prin funcţia:

y=¿ {0 pentru −x1<x< x1 ¿ {k⋅( x±x1 ) pentru : −x2≤x≤−x1 ; x1≤ x≤x2¿ {− ys pentru x<−x2 ¿ ¿¿¿ (1.6)

d) liniară pe porţiuni cu zonă de insensibilitate, saturaţie şi histerezis – (figura 1.5), definită prin funcţia:

y=¿ {0 pentru : −x1'< x⃗<0 ; 0< x⃗<x1 ; − x1< x⃗<0 ; 0< x⃗<x1 ' ¿ {k ( x±x1 ) pentru: x2< x⃗<−x1 , x1≤ x⃗≤x2¿ {k ( x±x1 ' ) pentru : −x2 '< x⃗<−x1 ', x1'≤ x⃗≤x2 ' ¿ { ys pentru : x⃗>x2 ' ; x<x2 ¿ ¿¿¿ (1.7)

Fig. 1.4 Fig. 1.5Pentru traductoarele cu ieşiri numerice caracteristica statică este cvasiliniară având forma din

figura 1.6.Reprezentarea este pur convenţională, graficul corespunzând echivalentului în sistemul de

numeraţie zecimal al codului redat de semnalul YN de la ieşirea traductorului, pentru diverse valori ale mărimii de intrare, considerând un interval de cuantificare x.

Prin unirea punctelor corespunzătoare valorilor medii ale nivelelor de cuantificare se obţine o dreaptă (reprezentată printr-o linie discontinuă) ce reprezintă caracteristica statică a traductorului numeric.

Exceptând discontinuităţile datorate operaţiei de cuantificare, această caracteristică se consideră liniară. Estimarea mărimii de ieşire a traductorului (YN) este cu atât mai precisă, cu cât intervalul de cuantificare x este mai mic.

3


Fig. 1.6Fig. 1.7

Prb.2.:Principiile masurarii marimilor cinematice.

Viteze si turatii. definiţii şi generalităţi: Viteza liniară a unui punct material poate fi definită ca fiind:

v(t)=dx(t)/dt [m/s]Pentru un interval de timp Δt suficient de mic viteza liniară poate fi considerată constantă:v=ΔX/Δt, unde ΔX este spaţiul parcurs în intervalul de timp Δt. Dacă punctul material execută o mişcare circulară şi notând cu ϕ(t) poziţia sa unghiulară la momentul t atunci putem defini viteza unghiulară cu relaţia:

ω(t)= dϕ(t)/dt [rad/sec]de regulă în aplicaţii este mai utilizat termenul de viteză de rotaţie sau turaţie. Principiile de măsurare a vitezei utilizate în aparatura de măsură, derivă din relaţiile de mai sus considerând unii parametrii cunoscuţi (constanţi). Luând în considerare acest lucru se pot găsi cel puţin trei metode:

a) aplicarea principiului legii inducţiei electromagnetice: din definiţia tensiunii electromotoare indusă pe o curbă inchisă M, din material conductor, care este egală şi de semn contrar cu viteza de variaţie în timp a fluxului magnetic Φ printr-o suprafaţă S închisă de curba , rezultă că acestă tensiune electromotoare indusă este proporţională cu viteza unghiulară de deplasare a spirei.

e(t)=-dΦ(t) /dt=-∫B*dSdacă se consideră o bobină fluxul total este de N (număr de spire) mai mare: Φtot=NΦ şi

tensiunea electromotoare indusă în bobină este: e(t)=-NdΦ(t)/dt

relaţia de proporţionalitate dintre viteza liniară şi cea ungiulară este: v=ωR unde R este raza discului b) aplicarea pricipiului măsurării timpului de parcurgere a unei distanţe fixe :se cunoaşte

distanţa L fixă între două puncte plasate pe o dreaptă (sau pe un arc de cerc). Viteza se poate determina măsurînd intevalul de timp Δt în care corpul parcuge distanţa L (sau ϕ unghiul la centru determinat de cele două repere).

4

Varianta B Referat S.A.D. 2012 Costache Radu-Mircea an II E.A.ttLvΔϕ=ωΔ=11

v=L/Δtω=ϕ/Δt

c) aplicarea pricipiului măsurării distanţei (unghiului) între două puncte parcursă într-un interval de timp dat: distanţa de măsurat se imparte în j intervale ΔX (respectiv Δϕ). Dacă intervalul de timp T în care mobilul parcurge distanţa prin dreptul mai multor repere este cunoscut atunci:

X=jΔX sau pentru mişcarea circulară: ϕ=jΔϕ v=jΔX/T cu ΔX/T=ct.v=j Δϕ/T = cu Δϕ/T=ct

operaţia de măsurare constă în determinarea numărului j.

Prb.3.:Structuraunui SAD cu un singur canal de intrare.

Structura standard pentru un astfel de sistem este prezentată în figura

Componentele schemei bloc şi funcţiile lor principale sunt următoarele: - Traductorul: este compus din două blocuri principale: elementul sensibil şi adaptorul. Elementul

sensibil (senzorul) poate fi de tip parametric (inductiv, capacitiv, rezistiv, etc) sau de tip generator (piezoelectric, termocuplu, tahogenerator). Adaptorul este circuitul care realizează transformarea primară în semnal electric cum ar fi: oscilatoare, amplificatoare de sarcină, punte Wheastone, etc). In actualitate există tendinţa realizării de traductoare „inteligente” care să conţină şi alte blocuri încorporate cum ar fi: filtrul, circuitele de condişionare şi chiar de conversie analog-numerică. Semnalul generat este de natură electrică (tensiune sau curent) proporţional cu mărimea fizică măsurată.

- Filtrul de intrare: cuprinde un filtru trece jos cu rolul de eliminare a efectelor de aliere care rezultă din conversia analog-numerică a semnalului analogic.

- Circuitele de condiţionare a semnalelor: conţine circuite care realizează prelucrarea analogică: amplificatoare, circuite de conversie analogică, circuite de izolare etc. Dacă este utilizat un amplificator cu câştig programabil acesta poate permite mărirea gamei dinamice a semnalului de intrare. Gama dinamică (G) poate fi exprimată funcţie de valoarea maximă a semnalului de intrare uimax şi valoarea minimă impusă de a se detecta uimind rezultând:

G=20log(Uimax/Uimind)Spre exemplu un CAN pe 12 biţi (N=12) permite reprezentarea numerică a unui semnal de intrare pentru Umind=1 LSB (cel mai puţin semnificativ bit). In acest caz:

5

Varianta B Referat S.A.D. 2012 Costache Radu-Mircea an II E.A.G=20log(Uimax/LBS)=20log2n~72dB

Pentru CAN cu UREF=10V şi N=12 biţi, se obţine valoarea minimă detectabilă a semnalului de intrare de 1 LSB=2,44mV. Dacaă semnalul de intrare cu valori mai mici decât 10mV este

amplificat cu 103 rezultă valoarea minimă detectabilă de 2,44μV şi deci mărirea gamei dinamice. - Circuitul de eşantionare si memorare: are rolul de prelevare de esantioane din semnalul de

convertit în vederea conversiei analog-numerice. Frecvenţa semnalului se eşantionare şi memorare (S E/M ) trebuie să respecte condiţia Nyquist din teorema eşantionării a lui Shannon:

FE/M>2fUi

în practică acestă frecvenţă se ia de 10 ori mai mare.- Convertorul anlog-numeric: realizează conversia analog-numerică a semnalului analogic

eşantionat. In funcţie de precizia şi viteza de lucru a aplicaţiei se pot alege diferite variante: CAN paralel, CAN cu aproximaţii succesive, CAN serie-paralel,CAN delta-sigma, etc. In general circuitul trebuie să fie capabil să genereze către SPN un semnal de sfârşit conversie (END CONV.) şi să fie controlat de SPN prin START CONV. (în practică apar aici şi alte semnale de control: RD, WR, CS etc).Rezultatul conversiei apare sub forma unei secvenţe binare pe N biţi.

Prb.4.:Redresoare de precizie cu amplificatoare operationale.

A) Redresoare de precizie Redresoarele de precizie pot fi monoalternanta sau dubla alternanta iar AO component poate fi saturat sau nesaturat .

1) Redresorul de precizie monoalternanta saturat Redresorul de precizie monoalternanta saturat are schema din fig.1.19 si este un circuit de tipul neinversor. In functie de modul de conectare al diodei (ca in figura sau invers), tensiunea de iesire poate fi pozitiva sau negativa in raport cu masa. In timpul semiperioadei semnalului de intrare in care dioda este blocata, se intrerupe bucla de reactie negativa si AO intra in saturatie, ceea ce constituie un dezavantaj al acestei scheme.

In semiperioada in care dioda D conduce, redresoru se comporta liniar ca un circuit repetor. Se pot determina : a) Tensiunea de iesire a circuitului - pentru AO ideal :

6

Varianta B Referat S.A.D. 2012 Costache Radu-Mircea an II E.A.- pentru AO real, daca se tine seama numai de influenta amplificarii in bucla deschisa :

b) Rezistenta de intrare a redresorului - unde rd represinta rezistenta de intrare diferentiala a AO :

c)Rezistenta de iesire a redresorului - unde r0 este rezistenta de iesire a AO iar rDIN rezistenta dinamica a diodei :

2) Redresorul de precizie monoalternanta nesaturat Redresorul de precizie monoalternanta nesaturat are schema din fig.1.20 si este un circuit de tip inversor.

In functie de modul de conectare a diodelor (ca in figura sau invers), tensiunae de iesire poate fi negativa sau pozitiva in raport cu masa. In timpul semiperioadei semnalului de intrare in care dioda D1 este blocata, conduce dioda D2 si astfel tensiunea de iesire a AO devine egala cu tensiunea de deschidere a diodei D2, valoarea acestei tensiuni fiind mai mica decat cea a tensiunii de saturatie. a) Tensiunea de iesire a circuitului Cand conduce dioda D1 : - pentru AO ideal :

7


- pentru AO real, daca se tine seama numai de influenta amplificarii in bucla deschisa :

unde Kn este coeficientul de imperfectiuni .Cand conduce dioda D2, dioda D1 este blocata si tensiunea de iesire este egala cu zero. b) Rezistenta de intrare a redresorului - cand conduce dioda D1 :

- cand conduce dioda D2 :

c)Rezistenta de iesire a redresorului - cand conduce dioda D1 :

unde factorul de reactie este b=1/Kn, r0 reprezinta rezistenta de iesire a AO iar rDIN1 rezistenta dinamica a diodei D1 . - cand conduce dioda D2 :

3) Redresorul de precizie dubla alternanta Redresorul de precizie dubla alternanta are schema din fig.1.21 si este alcatuit dintr-un redresor monoalternanta nesaturat si un sumator inversor . In functie de modul de conectere a diodelor (ca in figura sau invers), tensiunea de iesire poate fi pozitiva sau negativa in raport cu masa.

8


Circuitul se comporta ca un redresor dubla alternanta daca intre valorile rezistoerelor schemei au loc relatiile : R1 = R2 = R4 = R5 = R si R3 = R/2 a) tensiunea de iesire a circuitului Pentru ui > 0 circuitul are aspectul din fig.1.22

- pentru AO ideale :

- pentru AO reale, daca se tine seama numai de efectul valorii finite a amplificarii in bucla deschisa si considerand coeficientii de imperfectiune egali cu: Kn1 = 1 + R2/R1 pentru AO1, respectiv Kn2 = 1 + R5 / ( R3//R4) ; R3 paralel cu R4 in cazul lui AO2 atunci :

9


Pentru ui < 0 circuitul are aspectul din fig.1.23

Se observa ca rezistentele de compensare a curentilor de polarizare a intrarilor AO au aceleasi valori ca si in cazul alternantei pozitive a semnalului prelucrat. In acest caz uo1 = 0, astfel ca : - pentru AO ideale

- pentru AO reale, daca se tine seama numai de efectul valorii finite a amplificarii in bucla deschisa :

coeficientul de imperfectiuni avand expresia :

b) Rezistenta de intrare a redresorului - pentru AO ideale si cu buna aproximatie si pentru cele reale Rin = R1 // R4 (R1 paralel cu R4)

10

Varianta B Referat S.A.D. 2012 Costache Radu-Mircea an II E.A.c) Rezistenta de iesire a redresorului

unde r0 reprezinta rezistenta de iesire a AO2. Coeficientul de imperfectiuni se considera in functie de alternanta semnalului de intrare ( Kn sau Kn2). Pentru valori relativ mari ale amplificarii in bucla deschisa ale AO2, rezistenta de iesire a redresorului este mica. OBSERVATIE : Daca marimea de intrare a etajului care se conecteaza dupa redresor este un curent, circuitul se poate simplifica utilizandu-se numai un singur AO ( fig.1.24).

11


PROIECT: Proiectati un amplificator cu izolaregalvanica de tip optic. Realizati schema de cablaj a circuitului.

12


13

amplificator cu izolare galvanica de tip optic

Documents