ARGUMENT

Adesea semnalele electrice purtătoare de informaţii nu sunt suficient deintense pentru fructificarea acestora. Se pot da numeroase exemple caresubliniază necesitatea amplificării prealabile a semnalelor electrice până lanivelul necesar într-o aplicaţie sau alta.

Instalaţiile electronice cu ajutorul cărora se realizează acest dezideratse numesc amplificatoare. în cazul general un amplificator reprezintă uncuadripol activ, prevăzut cu două borne de intrare şi două borne de ieşire,capabil să redea la ieşire semnale electrice identice ca formă cu cele aplicatela intrare, dar de putere mult mai mare. Pentru a putea îndeplini aceastăfuncţie, un amplificator trebuie prevăzut cu o sursă de energie electrică,pe seama căreia se obţine sporul de putere de la ieşire şi cu elemente (active)capabile să transforme în energie de curent alternativ, variabil în ritmulsemnalului, o parte din energia absorbită de la sursa de alimentare. Elementele capabile să îndeplinească această funcţie sunt tuburile electronice şitranzistoarele.

În schemele care nu necesită detalii, un amplificator se reprezintă printr-un simbol.

Blocul de audiofrecvenţă cuprinde amplificatorul de audiofrecvenţă (AAF) şi o serie de circuite cu ajutorul cărora poate fi modificată după dorinţă caracteristica de frecvenţă, cum ar fi: circuite pentru reglajul tonalităţii, registre de ton, reglajul de volum compensat, etc.

Amplificatorul de audiofrecvenţă din receptoare are rolul de a amplifica semnalul de audiofrecvenţă (AF) furnizat de demodulator (cu nivelul de 10 – 100 mV) până la nivelul de tensiune şi putere necesar acţionării difuzorului sau căştilor.

Excitantul care provoacă în sistemul nervos senzaţia de sunet este constituit din vibraţiile particulelor de aer, vibraţii care se propagă sub formă de unde longitudinale. Undele sunt caracterizate de amplitudine (respectiv intensitate), frecvenţă şi fază. În plus, sursa sonoră este caracterizată de distribuţia spaţială şi de regimul tranzitoriu la apariţie şi dispariţie.

Fenomenul informaţional provocat de excitantul sonor în sistemul nervos este

Faza undei nu declanşează nici o reacţie psihologică. Unde care nu diferă decât prin fază nu sunt discriminabile prin auz.

Caracteristicilor fizice ale sunetului intensitate şi frecvenţă le corespund caracteristicile fiziologice tărie şi înălţime.

Tăria este o măsură a intensităţii senzaţiei provocate de sunet. Intensitatea senzaţiei creşte proporţional cu logaritmul intensităţii sonore, dar ea depinde însă mult şi de frecvenţă.

Ca nivel de referinţă la măsurarea tăriei s-a adoptat intensitatea celui mai slab sunet perceptibil cu frecvenţa de 1kHz şi anume: o undă sonoră plană cu intensitatea

ceea ce corespunde unei presiuni maxime

Pentru sunet cu frecvenţa de 1kHz tăria exprimată în foni este egală cu intensitatea I exprimată în decibeli faţă de nivelul I0:

Tăria [foni] = ( ) 10log( I/ I0) De aici rezultă că reglajul intensităţii sonore (reglajul de volum) trebuie să se facă cu un potenţiometru cu variaţie exponenţială a rezistenţei în funcţie de deplasare (sau unghi de rotaţie), care să liniarizeze dependenţa globală poziţie element reglaj – tărie.

Dependenţa tăriei de intensitate este logaritmică la toate frecvenţele, dar coeficientul de proporţionalitate este dependent de frecvenţă şi variază mult de la individ la individ, depinde de vârstă, sex, stare psihologică.

Este de remarcat o gamă dinamică foarte mare pentru sunetele ce pot fi percepute.

Raportul între intensitatea corespunzătoare senzaţiei audio de durere şi intensitate la pragul de audibilitate este de 1012 – 1013 (120 – 130 dB). Această gamă dinamică mare impune uneori utilizarea unor circuite de expandare – compandare. Pe de altă parte însă practic rareori este necesar să se asigure o dinamică de semnal peste 80 dB. Dinamica vocii nu depăşeşte 40 dB la un individ izolat şi ajunge la 56 dB în cazul unei mulţimi. În cazul muzicii, de la o vioară în pianissimo la o orchestră simfonică în fortissimo este o diferenţă de 70 dB.

Curbele Flecther-Munson indică o sensibilitate mai mare a urechii în domeniul 1 – 6 kHz, explicabilă prin rezonanţele ce apar în organul auditiv. Atât la frecvenţe sub acest interval cât şi deasupra lui sensibilitatea urechii scade. La intensităţi sonore mari, spre pragul simţului tactil (senzaţie dureroasă), sensibilitatea variază puţin cu frecvenţa.

2

CUPRINS

Argument…..….……………………………………pag.3A.Parametrii,Clasificări………...…………………pag.6B.Reacţia în amplificare………………….……….pag.10C.Amplificatoare de joasă frecvenţă.…..…………pag.22 Amplificatoare de tensiune……………………...pag.22 Amplificatoare de putere………………………..pag.28Bibliografie……………………………………..…pag.41

3

A. AMPLIFICATOAREPARAMETRI. CLASIFICĂRI

1. PARAMETRII AMPLIFICATOARELOR

Ca şi în cazul amplificatoarelor elementare, amplificările în tensiune, în curent şi în putere reprezintă parametri de bază ai amplificatoarelor. În general un amplificator conţine mai multe etaje elementare de amplificare. O serie întreagă de parametri (nivelul semnalului de intrare, nivelul semnalului de ieşire, banda de frecvenţă, fidelitatea redării etc.) condiţionează structura amplificatoarelor şi le diferenţiază.

În schemele care nu necesită detalii, un amplificator se reprezintă prin simbolul din fig.1.1.

Fig. 1.1. Simbolul grafic al unui amplificator

Datorită impedanţelor de sarcină sau cuplajelor dintre etaje, în generalamplificarea este o mărime complexă:

(1.1)

în care atât modulul A cât şi argumentul φ sunt mărimi dependente de frecvenţă.

4

Amplificarea se apreciază fie prin numărul reprezentând modulul său şi care arată de câte ori este mai mare parametrul de la ieşire (tensiune, curent, putere) faţă de corespondentul său de la intrare, fie prin logaritmii zecimali

sau naturali ai modulului A. În cazul aprecierii prin intermediul logaritmilor, conform relaţiilor:

(1.2, a) ; (1.2, b)

(1.2, c); (1.2, d)

amplificarea se exprimă în „decibeli" (dB) respectiv „neperi" (N). Dacă amplificarea este supraunitară, rezultatul va fi un număr pozitiv, iar dacă este subunitară, ceea ce corespunde unei atenuări, rezultatul este un număr negativ. în cazul exprimării în dB sau N, pentru amplificare se mai foloseşte şi denumirea de „câştig".

O primă condiţie pe care trebuie să o îndeplinească un amplificator este aceea de a reproduce fidel forma semnalului de la intrare, oricare ar fi aceasta. Astfel dacă semnalul de intrare este sinusoidal, semnalul de ieşire amplificat trebuie să fie tot sinusoidal. Dacă semnalul de ieşire prezintă abateri de la forma sinusoidală, spre exemplu semialternanţe alungite, aplatizate sau limitate, se spune că amplificatorul introduce distorsiuni neliniare, deoarece cauza acestora o constituie neliniaritatea caracteristicilor elementelor componente. Este posibil ca forma semnalului de la ieşire să fie diferită de cea de la intrare chiar în cazul în care nu se introduc distorsiuni neliniare,dacă amplificatorul se comportă diferit faţă de semnalele de diferite frecvenţe aplicate la intrare. Fie, spre exemplu, un semnal de intrare constituit din suma a două semnale sinusoidale, de pulsaţii ω şi 3ω (fundamentala şi armonica a treia). în cazul amplificării fidele (în aceleaşi condiţii) ale acestora, la ieşire se obţin semnalele sinusoidale u(1) şi u(3), respectiv semnalul sumă u',reprezentate în figura 1.2, a. Dacă amplificatorul redă fără distorsiunineliniare şi cu amplitudini corecte cele două semnale dar introduce un defazaj suplimentar pe armonica a treia, semnalul de ieşire poate arăta ca în figura 1.2, b. Dacă amplificatorul nu introduce defazaje nedorite dar amplifică armonica a treia mai puţin decât fundamentala (spre exemplu pe jumătate) atunci semnalul de ieşire u se poate prezenta ca în figura 1.2, c. Evident semnalele de ieşire u din cele trei cazuri diferă foarte mult între ele ca formă, prin urmare în cazurile din figurile 1.2, b şi 1.2, c amplificatorul introduce distorsiuni. Acest tip de distorsiuni se numesc liniare.

5

Deoarece provin din comportarea diferită a amplificatorului faţă de semnalele de diferite frecvenţe aplicate la intrare, aceste distorsiuni se mai numesc distorsiuni de frecvenţă. Tot astfel, deoarece depind de amplitudinea semnalului aplicat la intrare, distorsiunile neliniare se mai numesc distorsiuni de amplitudine.

Fig. 1.2. Semnal de ieşire dintr-un amplificator:a — ideal; b, c — cu distorsiuni liniare (se redau incorect fazele,

respectiv amplitudinile componentelor de diverse frecvenţe).6

Distorsiunile de frecvenţă se pot aprecia cu ajutorul caracteristicilor de frecvenţă ale amplificatorului. Se disting astfel:

— caracteristica amplitudine-frecvenţă sau caracteristica de atenuare, reprezentând graficul variaţiei în raport cu frecvenţa a amplificării relative (raportul dintre amplificarea la o frecvenţă oarecare şi cea de la o frecvenţă de referinţă, A (f)/A0);

— caracteristica fază-frecvenţă sau caracteristica de fază, reprezentând graficul variaţiei în raport cu frecvenţa a defazajului introdus de amplificator la diverse frecvenţe, φ(f).

Legat de caracteristica de amplitudine-frecvenţă se defineşte banda de trecere a unui amplificator ca fiind ecartul de frecvenţă în interiorul căruia amplificarea relativă nu scade sub 0,707, ceea ce corespunde valorii de 3 dB. Frecvenţele la care amplificatorul introduce o atenuare de 3 dB şi care delimitează banda de trecere se numesc frecvenţe de tăiere sau frecvenţe limita (inferioară şi superioară). Banda de trecere şi frecvenţele de tăiere reprezintă parametrii importanţi ai unui amplificator.

După cum se ştie, conducţia curentului prin tuburile electronice esteasigurată de către fluxul de electroni emis de catod. Tot astfel curentul decolector al unui tranzistor, bazat pe difuzia purtătorilor de sarcină majori tari din emitor în bază, depinde de concentraţia purtătorilor generaţi larândul lor pe cale termică. Procesele de emisie electronică şi de generare depurtători, de sarcină sunt procese discontinue, afectate de fluctuaţii. De asemenea agitaţia termică a atomilor şi electronilor din orice conductor face ca procesele electronice care au loc în acestea să fie afectate de fluctuaţii.Datorită acestor fenomene, la bornele rezistoarelor, dispozitivelor şi — îngeneral — a componentelor electronice apar tensiuni fluctuante denumitetensiuni de zgomot. Tensiunile de zgomot introduse de diversele componentesunt amplificate de către etajele care urmează şi se manifestă la ieşirea amplificatoarelor, în felul acesta la ieşirea unui amplificator pot apare tensiuni,chiar în absenţa unei excitaţii pe intrare. Dacă amplificatorul este alimentatcu o tensiune redresată insuficient filtrată, este posibil ca la ieşirea acestuiasă apară şi o tensiune perturbatoare datorată pulsaţiilor. Tensiunile pertur batoare provenite din reţeaua de alimentare — prin redresorul de alimentaresau pe alte căi — se numesc tensiuni de brum sau, pe scurt, brum.

Aşadar semnalul de ieşire dintr-un amplificator conţine o componentăutilă, provenită prin amplificarea semnalului aplicat pe intrare şi o componentă perturbatoare datorată zgomotelor proprii amplificatorului. Orice amplificator va fi prin urmare caracterizat printr-un anumit raport dintre tensiunea de semnal şi tensiunea de zgomot, denumit raport semnal/zgomot şireprezentând un parametru de calitate al amplificatoarelor.

7

Pentru recuperarea semnalului util, acesta trebuie să fie mai mare decâtzgomotul. Mărimea raportului semnal-zgomot minim admisibil depinde decaracterul aplicaţiei şi precizează valoarea minimă a semnalului util caretrebuie aplicată la intrare. Pe de altă parte alţi factori, spre exemplu distorsiunile neliniare maxim admisibile, limitează superior nivelul semnaluluiutil care poate fi aplicat pe intrare. Raportul dintre acest semnal şi semnalulminim care trebuie aplicat pe intrare poartă denumirea de gamă dinamicăa unui amplificator.

În mod similar se defineşte şi sensibilitatea unui amplificator ca fiindsemnalul de intrare care asigură la ieşire un raport semnal-zgomot precizat,în condiţii de lucru nominale pe ieşire.

2. CLASIFICAREA AMPLIFICATOARELOR

Există numeroase criterii de clasificare a amplificatoarelor. Se obişnuieşteastfel să se clasifice amplificatoarele după: mărimea semnalului de intrareşi puterea debitată la ieşire; modul de cuplaj între etaje; banda de frecvenţăamplificată.

Clasificarea cea mai semnificativă este legată de banda de frecvenţătransmisă, deoarece corespunde unor soluţii teoretice şi practice distincte.Conform acesteia, amplificatoarele se pot împărţi în amplificatoare: de joasăfrecvenţă, de bandă largă, de curent continuu, operaţionale şi de înaltă frecvenţă.

B. REACŢIA ÎN AMPLIFICATOARE ;

1. CONSIDERAŢII GENERALE

Prin reacţie se înţelege aplicarea unei tensiuni proporţionale cu unuldin parametrii de ieşire ai amplificatorului, înapoi la intrarea lui, împreunăcu semnalul de intrare.

După natura parametrului de ieşire se disting reacţia de tensiune în amplificatoarele de tensiune şi de putere şi reacţia de curent în amplificatoarele de curent şi de putere. în unele cazuri se utilizează reacţia mixtă în cadrul căreia tensiunea de reacţie este proporţională atât cu tensiunea cât şi cu curentul de la ieşirea amplificatorului.

8

Reacţia conferă amplificatoarelor proprietăţi deosebite: îmbunătăţireastabilităţii funcţionării; mărirea impedanţei de intrare şi micşorarea impe danţei de ieşire (pentru anumite tipuri de reacţie); reducerea distorsiunilorde toate tipurile şi a tensiunilor perturbatoare provenite din amplificator.Tensiunea de reacţie este culeasă de la ieşire şi se aplică la intrare, încazul general, prin intermediul unui cuadripol. Un amplificator la rândulsău poate fi privit şi tratat ca un cuadripol. în aceste condiţii se disting următoarele tipuri generale de reacţie: serie-serie, serie-paralel, paralel-serie şi paralel-paralel.

Schemele-bloc de principiu pentru aceste tipuri de reacţie sunt redate în figurile (1.3, a—1.3, d). Considerând atât amplificatorul (A) cât şi cuadripolul de reacţie (β) descrişi prin parametrii de cuadripol, în cele patru figuri sunt indicaţi şi parametrii recomandaţi pentru calcule. Spre exemplu în cazul reacţiei serie-paralel (fig. 1.3, b), fiind cunoscuţi parametrii h ai amplificatoruluişi hr ai cuadripolului de reacţie, se potscrie ecuaţiile:

(1.3,a) (1.3, b) (1.3, c) (1.3, d)

Se observă însă că mărimile referitoare la cuadripolul rezultant, în aceste

condiţii se pot retranscrie ecuaţiile(1.3) :

(1.4,a) (1.4,b) (1.4,c) (1.4, d)

Adunând membru cu membru ecuaţiile (1.4, a) şi (1.4, c) respectiv (1.4, b) şi

(1.4, d)rezultă:

9

Fig. 1.3. Tipuri generale de reacţie:a — serie-serie; b — serie-paralel; c — paralel-serie; d — paralel-paralel.

10

Introducând notaţiile:

(1.5),

şi ţinând seamă de faptul că:

se deduce:

(1.6,a) (1.6, b)

Se observă că ecuaţiile (1.6) reprezintă ecuaţiile cuadripolului

rezultant, având bornele de intrare 1’ — 1’ şi bornele de ieşire 2' —2', iar parametrii h', introduşi prin notaţiile reprezintă parametrii hibrizi ai acestuia. Prin urmare pentru calcule referitoare la amplificatorul cu reacţie — prin amplificator cu reacţie înţelegându-se cuadripolul rezultant — se pot folosi, ca la un cuadripol obişnuit, parametrii hibrizi h'. Aceştia se obţin prin însumarea parametrilor cuadripolilor componenţi A şi β.

În celelalte cazuri se utilizează parametrii indicaţi în figuri, iar parametriiamplificatorului cu reacţie se obţin prin însumarea parametrilor cuadripolilor constituenţi.

Aceste procedee generale de calcul sunt riguroase dar incomod de aplicatîn practică datorită dificultăţilor de identificare a cuadripolilor (amplificatorşi de reacţie), în schemele complexe cu reacţie precum şi de calcul a parametrilor de cuadripol. Structurile mai frecvent întâlnite în practică sunt cele cu reacţie serie-paralel şi paralel-paralel denumite pe scurt amplificatoarecu reacţie serie respectiv amplificatoare cu reacţie paralel.

11

2. AMPLIFICATOARE CU REACŢIE SERIE

Schema-bloc de principiu a unui amplificator cu reacţie de tensiune serieeste redată în figura 1.4.

Fig. 1.4. Amplificator cu reacţie serie

Amplificatorul iniţial este caracterizat prin impedanţa de intrare Z_int, amplificarea A impedanţa de ieşire ies, iar cuadripolul de reacţie prin factorul de transfer β.Se presupun cunoscute aceste mărimi. Amplificatorul cu reacţie reprezintă cuadripolul rezultant, de borne de intrare 1’ — 1’ şi de ieşire 2'—2'. Se notează mărimile specifice acestuia ca mai sus.

Pentru determinarea amplificării cu reacţie se utilizează relaţiile evidente:

(1.7)

Din aceste relaţii se deduce:

(1.8)

După cum rezultă din această relaţie amplificatorul cu reacţie prezintăamplificare diferită de cea a amplificatorului iniţial. Dacă modulul ampli ficării cu reacţia este mai mic decât modulul amplificării fără reacţie, A' <. A,se spune că reacţia este negativă. Dacă A' > A se spune că reacţia estepozitivă. Prin urmare reacţia negativă este caracterizată prin | 1 — β A_ | > 1,iar cea pozitivă prin | 1 — β A_ | < 1.

12

Dacă |1 — β A | → 0 atunci A'→∞ , iar amplificatorul răspunde lacele mai mici semnale parazite (zgomote) devenind instabil.

În cazul amplificatoarelor prezintă interes reacţia negativă.Dacă în absenţa reacţiei amplificatorul prezintă, din diverse cauze, o

instabilitate relativă a amplificării, se poate arăta că instabilitatea relativă ∆ A a amplificatorului cu reacţie este de (1 — βA) ori mai mică.

Aşadar , în cazul reacţiei negative, impedanţa de intrare creşte de [ 1 — βA]ori faţă de impedanţa fără reacţie.

În ceea ce priveşte impedanţa de ieşire, în cazul general al unui amplificator, aceasta corespunde circuitului echivalent de ieşire redat în figura 1.5, a.în acest circuit apare generatorul de tensiune Uo care, prin intermediul impedanţei de ieşire, debitează pe impedanţa de sarcină.

Fig. 1.5. Circuite echivalente ale amplificatoarelor conţinând la ieşire:a — generator de tensiune; b — generator de curent.

Presupunând cunoscută expresia amplificării, din această expresie şi din figură rezultă:

(1.11)

13

Din ultima relaţie se obţine:

(1.12)

Introducând Uo în ultima relaţie (1.11) se deduce:

(1.13)

Aplicând relaţia (1.13) amplificatorului cu reacţie şi presupunând că factorul de transfer al cuadripolului de reacţie nu depinde de impedanţa desarcină rezultă:

Se observă că este tocmai impedanţa de ieşire a amplificatorului fără reacţie. În aceste condiţii expresia impedanţei de ieşire devine:

(1.14)

Aşadar în prezenţa reacţiei impedanţa de ieşire se reduce.Prelucrând expresia curentului prin sarcină se poate deduce şi un alt

circuit echivalent de ieşire al amplificatorului. Acest circuit, redat în figura 1.5, b, conţine un generator de curent Io şuntat de impedanţa de ieşire. Pornind de la expresia curentului de ieşire se deduce:

(1.15)

Relaţia (1.15) corespunde circuitului echivalent menţionat, în care generatorul de curent debitează curentul:

(1.16)

14

3. AMPLIFICATOR CU REACŢIE PARALEL

Schema-bloc de principiu a amplificatorului cu reacţie de tensiune detip paralel este redată în figura 1.6.

Fig. 1.6. Amplificator cu reacţie paralel.

Se consideră amplificatorul fără reacţie, caracterizat prin parametrii din figură. Tensiunea de reacţie, prin intermediul cuadripolului de reacţie, se culege de la ieşire şi se aplică la intrare după o schemă de tip paralel. în figură, prinlinie întreruptă, este redată structura cea mai răspândită a cuadripoluluide reacţie, structură care va fi luată în consideraţie în cele ce urmează.Conform acesteia (fig. 1.7) între intrarea şi ieşirea amplificatorului se conec tează o impedanţa de reacţie. Generatorul de excitaţie debitează pe intrările în paralel ale celor doi cuadripoli prin intermediul unei impedanţe care poate fi chiar impedanţa internă a generatorului. Se observă că pentru Z x = 0 reacţiaparalel încetează să funcţioneze deoarece impedanţa internă nulă a generatorului de excitaţie şuntează orice semnal care ar avea tendinţa să se apliceîn paralel pe intrare.

15

Fig. 1.7. Schema uzuală de amplificator cu reacţie de tip paralel.

Dacă se ţine seamă de relaţiile de mai sus şi de notaţiile din figura 1.7 rezultă:

(1.17)

Relaţia (1.17) arată că impedanţa de intrare este puternic afectată dereacţie.

Cunoscând impedanţa Z'm se deduce tensiunea de intrare:

(1.18)

Amplificarea cu reacţie, definită de la bornele generatorului la ieşire, este:

(1.19, a)

Ţinând seamă de relaţia (1.17) numitorul expresiei (1.19, a) se poateprelucra astfel:

(1.19, b)

16

Factorul de transfer de la ieşire la intrare, reprezentând fracţiunea dintensiunea de ieşire care se aplică la intrare, respectiv factorul de reacţie β,se deduce din figura 1.7:

(1.20)

Revenind asupra relaţiilor (1.19, b) şi (1.19, a) rezultă:

(1.21)

De remarcat faptul că în cazul reacţiei negative, amplificarea cu reacţie este dictată doar de impedanţele Z.1 şi Z_2 fiind independentă de parametrii amplificatorului iniţial respectiv:

(1.22)

Dacă se presupune impedanţa de intrare este independentă de impedanţade sarcină atunci, conform relaţiei (1.20), factorul de reacţie β va fi deasemenea independent de .Zs. În aceste condiţii impedanţa de ieşire a amplificatorului cu reacţie dată de relaţia (1.13), rezultă de aceeaşi formă ca în cazul amplificatorului cu reacţie serie, relaţia (1.14) fiind valabilă deci şi pentru amplificatorul cu reacţie paralel.

4. INFLUENŢA REACŢIEI ASUPRA TENSIUNILOR PERTURBATOARE

PROVENITE DIN AMPLIFICATOR

După cum s-a văzut, la ieşirea amplificatoarelor pot să apară tensiuni(un anumit tip de zgomote, tensiuni de brum etc.) datorate unor cauze in-terne amplificatoarelor, tensiuni care nu corespund procesului firesc deamplificare a semnalelor de intrare. în această categorie pot fi incluse chiardistorsiunile, de toate tipurile, introduse de amplificator. în adevăr, semnalulde ieşire distorsionat poate fi considerat rezultatul însumării dintre semnalulde intrare amplificat fără distorsiuni şi un semnal perturbator-asociat semnalului util — care provine însă din amplificator.

17

În consecinţă, considerând amplificatorul descris prin circuitul echivalentdin figura 1.5, a (sau fig. 1.5, b), se poate considera că în circuitul de ieşire,în serie cu generatorul util care va fi notat cu e acţionează o sursăde tensiune perturbatoare ep.

Presupunând amplificatorul inclus într-un amplificator cu reacţie, seajunge la schema-bloc de principiu din figura 1.11, valabilă atât pentru amplificatorul cu reacţie serie cât şi pentru cel cu reacţie paralel. În adevăr,pentru reacţia de tip serie cuadripolul dă la ieşire o tensiune (v. relaţia 1.7), iar pentru reacţia paralel o altă tensiune (v. relaţia 1.18, fig. 1.7 şi relaţia 1.20). Considerând semnalul de intrare nul (Uint= 0) tensiunea de ieşire, datorată doargeneratorului perturbator, se notează Up astfel încât tensiunea de intrareîn amplificator este dată de expresia U1 = βU'ip.

Fig. 1.11. Amplificator cu reacţie prezentând un generatorde tensiune perturbatoare pe ieşire.

În aceste condiţii din figură se deduce:

18

Dacă bucla de reacţie este întreruptă, tensiunea de ieşire U'ivdevine U2p (tensiunea de ieşire fără reacţie). Din ultima relaţie rezultă:

(1.29)

Aşadar, reacţia negativă reduce tensiunile perturbatoare de la ieşire. Această reducere se aplică direct distorsiunilor neliniare(de amplitudine) de unde rezultă că un amplificator cu reacţie va avea distorsiuni mai mici decât amplificatorul fără reacţie, la acelaşi nivel al semnalului de ieşire. Prin reducerea distorsiunilor de frecvenţă (fapt care rezultă şi din relaţia 1.9) amplificatorul cu reacţie va asigura o bandă de trecere mai mare decât în absenţa reacţiei.

Această proprietate reprezintă principalul motiv pentru care reacţia estenelipsită în amplificatoarele de putere.

19

C. AMPLIFICATOARE DE JOASĂ FRECVENŢĂ

Amplificatoarele de joasă frecvenţă sunt destinate amplificării semnalelora căror bandă de frecvenţă este cuprinsă între zeci de hertzi şi zeci de kilohertzi. Aceste amplificatoare au aplicabilitate în aparatura şi echipamenteleelectronice utilizate în cele mai diverse domenii tehnice. Exemple tipice, decea mai largă răspândire, le constituie amplificatoarele de audiofrecvenţă,destinate amplificării unor semnale în general mici, cu frecvenţe cuprinseaproximativ între 20 Hz şi 20 kHz. Excitate cu semnale mici ele trebuie,adesea, să debiteze puteri însemnate pe impedanţe de sarcină, de cele maimulte ori, cu caracter pur rezistiv.

Din această cauză, în general, amplificatoarele de joasă frecvenţă suntconstituite dintr-un număr oarecare de etaje de amplificare elementare, careamplifică în tensiune şi dintr-un etaj final care amplifică în putere. Pentruputeri mari chiar etajul care precede etajul final amplifică în putere. Seconturează astfel în structura unor asemenea amplificatoare existenta a douătipuri de amplificatoare, amplificatoare de tensiune şi amplificatoare de putere,conectate în cascadă.

Cele două tipuri de amplificatoare ridică probleme diferite. Datorită acestui fapt amplificatoarele de joasă frecvenţă se clasifică în amplificatoare detensiune şi amplificatoare de putere.

1. AMPLIFICATOARE DE TENSIUNE

Aceste amplificatoare au rolul de a amplifica semnalele de intrare — cudistorsiuni minime — până la nivelul cerut de sarcină, fără a debita practicputere. Structura lor comportă un număr oarecare de etaje elementarede amplificare.

Etajul de intrare este de obicei echipat cu un tranzistor în conexiuneCC sau un TEC. Se mai utilizează scheme simple cu reacţie conţinând douătranzistoare („dubleţi"). Etajele intermediare sunt de regulă de tip EC, uneoriintercalându-se câte un montaj CC.

20

Cuplajul între etajele unui amplificator de tensiune se face în majoritateacazurilor prin condensatoare. Uneori este folosit şi cuplajul prin transformator,în cazul cuplajului prin condensatoare, în afara tranzistoarelor, schema conţinedoar rezistenţe şi condensatoare, motiv pentru care amplificatoarele se mainumesc „amplificatoare RC". Acest tip de amplificatoare se va analiza încele ce urmează.

Deoarece amplificatorul cu emitorul comun reprezintă celula de bază aamplificatoarelor RC, se va analiza comportarea cu frecvenţa a acestuia,pe baza unei scheme electrice tipice (fig. 1.12, a). Problemele specifice diverselor etaje fiind similare, se va calcula factorul de transfer de la baza tranzistorului Tx

la baza tranzistorului T2, atât în domeniul frecvenţelor joasecât şi în domeniul frecvenţelor înalte.

Schema electrică din figura 1.12, a conduce la schema de principiu dinfigura 1.12, b. Se consideră că în domeniul frecvenţelor joase condensatorulde cuplaj Cc nu reprezintă scurtcircuit, dar se presupune emitorul decuplatprin Ce, deci Ce de valoare infinită. în schema de principiu mai apar rezistenţa de intrare în etajul următor şi capacitatea Cs, constituită din capacitatea de ieşire a etajului, capacitatea de montaj şi capacitatea de intrare în etajul următor. Toate aceste capacităţi s-au considerat grupate după condensatorul de cuplaj deoarece ele intervin la frecvenţe înalte, când acesta reprezintă scurtcircuit. Se notează cu Zc impedanţa care se vede în colectorul tranzistorului şi cu Rb

rezultatul conectării în paralel a rezistenţelor R'B, R's, Rint2. Cu aceste precizări se obţine schema de principiu din figura 1.12, c, în

care se introduc o serie de notaţii doar pentru simplificarea scrierii. Din figura1.12, c rezultă:

(1.30)

21

Fig. 1.12. Schemă tipică de amplificator RC-:a — schemă electrică; b — schemă de principiu; c — schemă

de principiu simplificată.

22

Introducând notaţiile:

(1.31) (1.32) (1.33)

şi neglijând ultimul termen de la numitorul expresiei (1.30), deoarece capaci tatea Cs este cel mult de ordinul sutelor de picofarazi, iar capacitatea de cuplaj de ordinul zecilor de microfarazi, se deduce amplificarea relativă (gradulde distorsiuni de frecvenţă) a etajului:

(1.34)

Datorită valorilor capacităţilor de cuplaj Cc şi parazite Cs frecvenţelediferă cu multe ordine de mărime, astfel încât pentru o gamă marede frecvenţe este îndeplinită condiţia:

(1.35)

Frecvenţele f care satisfac relaţia (1.35) se numesc frecvenţe medii.Pentru frecvenţe de acelaşi ordin de mărime cu fj sau mai mici, este

îndeplinită condiţia de echilibru, în aceste condiţii gradul de distorsiuni de frecvenţă, în domeniul frecvenţelor joase, devine:

(1.36, a, b,c)

23

Pe măsură ce frecvenţa f scade, numitorul expresiei (1.36, a) creşte, iaramplificarea relativă scade. Acest fapt atrage după sine apariţia unor dis torsiuni liniare (de atenuare şi de fază). Se observă că amplificarea relativă scade cu 3 dB. Rezultă că frecvenţa (dată de relaţia (1.32) reprezintă frecvenţa de tăiere (limita inferioară), în domeniul frecvenţelor joase, a amplificatorului.

Dacă Rc, Rb şi Cc se cunosc, din relaţia (1.32) rezultă frecvenţa de tăiere.Pentru Rc, Rb cunoscuţi şi f impus, din aceeaşi relaţie rezultă valoareanecesară a condensatorului de cuplaj.

Pentru frecvenţe de acelaşi ordin de mărime cu fs, sau mai mari, gradul de distorsiuni de frecvenţă, în domeniul frecvenţelor înalte, devine:

(1.37, a, b, c)

Se observă că la frecvenţa fs, amplificatorul introduce o atenuare de3 dB, această frecvenţă reprezentând frecvenţa de tăiere (limită superioară),în domeniul frecvenţelor înalte, a amplificatorului. Pentru Rs dat, deoareceCs reprezintă o capacitate parazită (impusă de montaj şi de regimul de lucrual tranzistoarelor), relaţia (1.33) este utilă doar pentru calculul frecvenţeide tăiere.

Cu ajutorul relaţiei (1.34) se trasează caracteristicile de frecvenţă aleamplificatorului, reprezentate în figura 1.13.

Conform definiţiei şi ţinând seamă de faptul că fs > f}, banda amplificatorului rezultă:

(1.38)

În ceea ce priveşte regimul de curent continuu, pentru primul etaj dintr-unamplificator, acesta este dictat de criterii de zgomot. în foile de catalog seprecizează de obicei plaja curenţilor de colector pentru care un tranzistor asigură zgomotul minim. Dacă aceste date lipsesc, atunci se poate alege un curent de colector cuprins în limitele 0,1—0,5 mA pentru care majoritatea tranzistoarelor prezintă zgomot minim. După alegerea curentului decolector se determină rezistenţa de colector Rc astfel încât tensiunea continuă disponibilă pentru alimentarea etajului să se împartă în mod egal între Rc şitranzistor. Dacă se urmăreşte amplificare mai mare, atunci rezistenţa Rc poate fi mărită până la limita care în regim dinamic nu conduce la tensiuni colector-emitor sub (1 ÷ 1,5) V,astfel ca punctul de funcţionare în regim dinamic să rămână în regiunea normală activă de lucru a tranzistorului.

24

Fig. 1.13. Caracteristicile de frecvenţă ale unui etaj de amplificare RC:

a - de amplitudine (atenuare); b - de fază.

Rezistenţele divizorului de polarizare se aleg de valori cât mai mari pentru a nu reduce rezistenţa de sarcină Rs şi amplificarea Ao (v. relaţia 1.31). Uzual, prin aceste rezistenţe se acceptă un curent de (5 ~ 10) ori mai mare decât curentul de bază al tranzistorului pe care îl polarizează (T2).Dacă emitorul tranzistorului T2 s-ar conecta la masă, atunci rezistenţaR'B ar rezulta din valoare redusă, cu consecinţe nefavorabile asupra ampli ficării şi valorii condensatorului de cuplaj. Acest lucru se evită prin ridicareapotenţialului de emitorul tranzistorului T2 (implicit din bază), ceea ce conduce la valori mai mari pentru R's .

25

Prin rezistenţa R"e se asigură nu numai ridicarea potenţialului emitorului ci şi o stabilitate mai bună a regimului tranzistorului T2 la variaţia temperaturii (apare o reacţie negativă serie cu efecte stabilizante). Emitorul tranzistorului T2 se decuplează la masă prin condensatorul C"e.

Condensatoarele din emitor afectează caracteristica de frecvenţă asemănător condensatoarelor de cuplaj, de aceea trebuie alese de valori cât mai mari.Alegerea este facilitată de faptul că la tensiuni mici există condensatoareelectrolitice de capacitate mare şi gabarit redus.

2. AMPLIFICATOARE DE PUTERE

Orice etaj de amplificare cu un tranzistor absoarbe de la sursa de alimentare o anumită putere din care: o parte se pierde pe tranzistor, sub formaputerii disipate de acesta; o parte se pierde pe rezistenţele prin care circulă componenta continuă a curentului de colector (emitor); o altă parte esteregăsită pe rezistenţa de sarcină ca putere utilă (efect util). În acest procestranzistorul este elementul (activ) care preia de la sursa de alimentare energie de curent continuu şi o converteşte, cu un anumit randament, în energie utilă. Deoarece, în orice conexiune s-ar afla, tranzistorul amplifică în putere— în principiu — orice etaj cu un tranzistor reprezintă un amplificator de putere.

În cazul amplificatoarelor de tensiune, rezistenţele de sarcină sunt de obicei de valori mari astfel încât mici variaţii ale curentului de colector provoacă variaţii mari ale tensiunii de ieşire, asigurându-se amplificarea în tensiune dorită. Se poate considera că excursia de curent, în jurul punctului static de funcţionare este mică şi că tranzistorul lucrează la semnale mici, respectiv în regim liniar. Chiar dacă apar distorsiuni neliniare, prin reacţii negative locale acestea sunt reduse astfel încât problema distorsiunilor este secundară. Pe de altă parte puterile care intervin în aceste scheme sunt neînsemnate.

Amplificatoarele de putere ridică probleme cu totul diferite. Puterile mari care trebuie debitate în sarcină (zeci — sute de waţi) impun asigurarea unui randament cât mai ridicat.

Diferenţa dintre puterea absorbită şi puterea utilă, prin efect electrocaloric, se transformă în energie calorică, deci în putere disipată de tranzistor şi anumite rezistenţe din schemă.

Problema randamentului nu trebuie privită numai sub aspectul reducerii consumului de energie, ci şi prin cel al reducerii preţului de

26

cost, gabaritului şi greutăţii amplificatorului. în adevăr, la o anumită temperatură ambiantă maximă Tamax şi cu un anumit radiator (care asigură o rezistenţă termică Rt cât mai mică) un tranzistor poate disipa o anumită putere Pdmax .În aceste condiţii cu cât randamentul este mai bun, cu atât puterea utilă care se poate obţine este mai. De asemenea,pentru o putere utilă Pu impusă, cu cât randamentul este mai bun, cu atâtputerea pe care trebuie să o disipe tranzistorul rezultă mai mică. Reducerea puterii disipate permite utilizarea tranzistorului cu unradiator mai mic, cu consecinţe directe asupra greutăţii şi gabaritului.

În cazul acestor amplificatoare, dacă etajul final nu asigură o amplificare mare, atunci etajul prefinal este la rândul său tot un amplificator de putere, ridicând probleme similare. Din această cauză este de dorit ca de la un etaj amplificator de putere să se obţină o amplificare cât mai mare.

Puterile mari din sarcină se obţin pe seama unor variaţii mari ale curenţilor prin tranzistoare. Datorită acestui fapt, regimul de lucru nu mai este liniar iar distorsiunile devin importante. Asigurarea unor distorsiuni cât mai mici reprezintă astfel o altă preocupare specifică amplificatoarelor de putere. Valoarea distorsiunilor permise depinde de caracterul aplicaţiei şi reprezintă un parametru iniţial de calcul.

Pentru evitarea pierderilor de putere în circuitul de polarizare colector-emitor precum şi pentru adaptarea între etajul amplificator de putere şi sarcină în schemele de amplificatoare de putere se utilizează în mod curent transformatoare. Prin intermediul înfăşurării primare se alimentează tranzistorul (tranzistoarele), iar sarcina se conectează în secundar. Alegând înmod convenabil raportul de transformare se asigură regimul de lucru dorit.

În ceea ce priveşte modul de conectare al tranzistorului, acesta poate fifolosit în toate cele trei conexiuni. Conexiunea EC asigură amplificarea ceamai mare dar prezintă dezavantajul unor distorsiuni mai mari şi al unortensiuni maxim admisibile — în regim dinamic — mai mici (tensiunea destrăpungere este mai mică în conexiunea EC faţă de BC). Conexiunea BCasigură distorsiuni mai mici, permite excursii de tensiune mai mari dar necesită putere de excitaţie mai mare.

Ca amplificator de putere, în funcţie de tensiunea continua de polarizarebază-emitor şi de amplitudinea semnalului de excitaţie, un tranzistor poatefi utilizat în mai multe regimuri de lucru, numite clase de funcţionare.

Considerând caracteristica de transfer din figura 1.14 punctul static de funcţionare poate fi ales astfel încât în regim dinamictranzistorul să se afle în conducţie: pe toată durata unei perioade (ceea cecorespunde unui unghi de conducţie θ = 360°); mai puţin decât o perioadă(θ > 180°); o semiperioadă (θ = 180°) şi mai puţin decât o semiperioadă(θ < 180°).

27

Fig. 1.14. Definirea claselor de funcţionare ale unui amplificator cu un tranzistor.

Pentru θ = 360° se spune că tranzistorul funcţionează în clasa A, pentruθ> 180° în clasă AB, pentru θ= 180° în clasă B, iar pentru θ < 180° înclasă C.

Pe măsură ce se trece de la un regim de funcţionare în clasă A spre unregim de funcţionare în clasă C, curentul de colector este din ce în ce maidistorsionat faţă de semnalul de excitaţie. Cu cât unghiul de conducţie estemai mic, cu atât este mai mare raportul dintre fundamentala curentului decolector (semnalul util de ieşire) şi valoarea medie a acestuia. Prin urmarereducerea unghiului de conducţie asigură un randament mai bun dar antrenează apariţia unui procent sporit de armonice cu amplitudini din ce înce mai mari.

28

În amplificatoarele selective armonicele pot fi eliminate (ca urmare aacordului pe fundamentală şi a selectivităţii) de aceea în aceste cazuri tranzistoarele pot funcţiona în oricare dintre clase.

În cazul amplificatoarelor de putere de joasă frecvenţă armonicele nuse pot reduce decât prin procedee de compensare, bazate pe utilizarea a douăetaje de amplificare identice, excitate în antifază (simetric). în aceste cazuriprincipalele componente armonice pot fi eliminate pentru regimuri de funcţionare mergând până la clasă B.

Ca atare amplificatoarele de putere pot fi nesimetrice şi simetrice. Celenesimetrice nu pot funcţiona decât în clasă A, iar cele simetrice în claseleA, AB şi B.

• Amplificator de putere în clasă A cu un tranzistor. în figura 1.15, aeste reprezentată schema electrică a unui etaj de amplificare în clasă A cuun tranzistor funcţionând în conexiune EC şi având sarcina cuplată prin transformator.

Presupunând transformatorul ideal, pentru regimul de curent continuu,a doua teoremă a lui Kirchhoff permite să se scrie ecuaţia:

(1.41)

în care Uc0 şi Ic0 sunt componentele continue ale tensiunii colector-emitorrespectiv curentului de colector. Ecuaţia (1.41) reprezintă dreapta de sarcină în curent continuu dată de rezistenţa Re. Punctul static de funcţionare Po

se află pe această dreaptă, care face unghiul = arctg Re cu verticala(fig. 1.15, b).

În planul caracteristicilor punctul static de funcţionare poatefi ales în domeniul delimitat de curentul de colector maxim admisibil Ie max,tensiunea colector-emitor maxim admisibilă UCB max (tensiunea de străpungereîn conexiune EC) şi hiperbola de disipaţie corespunzătoare puterii care poatefi disipată de tranzistor Pdmax .

Pentru obţinerea unei puteri utile cât mai mari se recomandă ca acestpunct să se aleagă cât mai apropiat de hiperbola de disipaţie prin dimensionarea corespunzătoare a divizorului de polarizare Rlt R2.

29

Fig. 1.15. Amplificator de putere în clasă A cu transformator:a — schemă electrică; b — caracteristica dinamică

În regim dinamic, notând cu uc componenta variabilă a tensiunii de colector, respectiv tensiunea din primarul transformatorului şi cu ic componentavariabilă a curentului de colector, aceste mărimi şi cele din secundarul transformatorului devin:

(1.42)

Din aceste relaţii se deduce rezistenţa care se vede în regim dinamic încolectorul tranzistorului, respectiv în primarul transformatorului (între punc tele A şi B):

(1.43)

Prin urmare dreapta de sarcină în regim dinamic trece prin punctul Po şi face cu verticala un unghi β = arctg Rc.

În calcule de proiectare se trasează mai întâi această dreaptă (după ces-a ales punctul static Po).după care se deduce raportul de transformare, necesar pentru proiectarea transformatorului.

30

În regim dinamic punctul de funcţionare P se află în permanenţă pe dreaptade sarcină. în cazul unei tensiuni de excitaţie sinusoidale punctul P parcurgeperiodic segmentul MN. Pentru exemplificare punctele M şi N au fost reproduse şi în figura 1.14 (clasa A). Datorită neliniarităţii tranzistorului, atâtla excitaţia pe bază prin generator de curent cât şi la cea prin generatorde tensiune (fig. 1.14) punctul N este mai apropiat de punctul Po decâtpunctul M.

Idealizând situaţia se presupun aceste puncte simetrice faţă de punctul P o.în acest caz componenta variabilă, (sinusoidală) a curentului de colectorare amplitudinea Ic, iar tensiunea variabilă de colector, amplitudinea Ue.

Cunoscând aceste mărimi se deduce puterea utilă din primarul transformatorului (egală cu cea din sarcină):

(1.44)

Neglijând căderea de tensiune de pe rezistenţa din emitor (şi implicitputerea pierdută pe aceasta) se poate considera, în aceste condiţii, căputerea absorbită de la sursa de alimentare este

Cunoscând şi puterea absorbită se poate determina randamentul:

(1.45)

După cum rezultă din figura 1.15,

de unde rezultă că randamentul amplificatorului de putere în clasă A cu transformator poate fi cel mult 50%.

În absenţa semnalului de excitaţie puterea utilă este nulă, de unde rezultăcă puterea absorbită trebuie disipată în întregime de către tranzistor. Acest lucru trebuie avut în vedere la dimensionarea radiatorului cu care se prevede tranzistorul.

31

Pentru a se obţine un coeficient de distorsiuni cât mai mic se recomandăexcitarea etajului cu un generator de rezistenţă internă R reprezentând raportul dintre excursia maximă a tensiunii bază-emitor şi excursia maximă a curentului de bază. Distorsiunile se mai pot reduce prin aplicarea unei reacţii negative.

• Amplificatoare de putere în contratimp. Etajele amplificatoare de putereîn contratimp sunt echipate cu două tranzistoare (presupuse identice) excitate simetric (cu semnale de amplitudini egale dar în antifază). O schemătipică de amplificator în contratimp este reprezentată în figura 1.16.

Fig. 1.16. Schemă electrică tipică de amplificator de putere în contratimpcu tranzistoare în conexiune EC.

Tensiunile de excitaţie simetrice se obţin cu ajutorul transformatoruluicu priză mediană de la intrare, iar tranzistoarele se alimentează prinînfăşurările primare ale transformatorului de ieşire Tr, de asemenea cu prizămediană.

După cum se observă curenţii de colector ai celor două tranzistoare parcurgînfăşurările primare ale transformatorului Tr în sensuri contrare, astfel încâtfluxurile create de aceştia se scad. Consecinţa acestui fapt este aceea că prinsarcină circulă un curent i2 proporţional cu diferenţa curenţilor de colector:

(1.46)

32

Datorită identităţii tranzistoarelor şi excitaţiei în opoziţie componentelefundamentale ale curenţilor de colector au amplitudini egale, dar variazăîn opoziţie. Ca atare prin sarcină aceste componente se adună în timp ce componentele armonice, în cea mai mare parte, se anulează reciproc.

Pentru înţelegerea mecanismului reducerii distorsiunilor se considerăîn figura 1.17 caracteristica de transfer a tranzistoarelor, un regim de funcţionare în clasă B şi tensiunile de excitaţie simetrice.

Fig. 1.17. Mecanismul compensării distorsiunilor la amplificatoarele în contratimp.

Răspunsul tranzistorului T' la tensiunea aplicată este pulsul de curent i'c, iar al tranzistorului T" la tensiune este pulsul de curent i"G. Pulsurile i'o şi i"0 suntidentice ca formă, dar decalate cu o jumătate de perioadă. Deoarece prinsarcină curentul este dat de diferenţa acestor pulsuri se ia simetricul pulsu lui i"c

faţă de axa orizontală obţinându-se pulsul de curent i'c" = — i'G" . Sumadintre i'c şi i'c" dă tocmai diferenţa de curenţi i* = i'c — i"0.

33

Se observă că diferenţa curenţilor este practic sinusoidală, ceea ce înseamnăcă distorsiunile proprii pulsurilor i'o şi i"0 se compensează reciproc. De fapt secompensează armonicele pare, iar cele impare sunt extrem de mici. Se maiobservă că semialternanţa pozitivă a curentului este asigurată de tran zistorul T', iar semialternanţa negativă de T", concluzia fiind valabilă şipentru curentul prin sarcină i2. Prin urmare pentru regimul de clasă B considerat, energia în sarcină este injectată când de un tranzistor când de celă lalt, acestea funcţionând în contratimp.

Polarizarea tranzistoarelor la limita de conducţie liniarizează răspunsulglobal al amplificatorului în zona tensiunilor mici de excitaţie şi al curenţilormici de colector, contribuind la reducerea distorsiunilor. Tranzistoarele conducând practic jumătate din perioadă, regimul de funcţionare este în clasă B.

În ceea ce priveşte regimul dinamic se observă că montajul conţine douăcelule identice cu cea din figura 1.15, a, funcţionând în contratimp. Prinurmare, pentru fiecare dintre ele regimul dinamic se desfăşoară ca înfigura 1.15, b, cu deosebirea că punctul static de funcţionare P o se află pe axa orizontală, aşa cum se arată în figura 1.18.

Fig. 1.18. Caracteristica dinamică pentru unul din tranzistoareleamplificatorului în contratimp, clasă B.

Pentru fiecare tranzistor, în regiunea normală activă de lucru, caracteristica dinamică este o dreaptă P0M0, care face cu verticala unghiul β = arctg Rc,

34

Pe această dreaptă se deplasează în regim dinamic punctulde funcţionare când tranzistorul conduce (spre exemplu P' când T" conduce).în secvenţa de blocare punctul de funcţionare parcurge segmentul de dreaptăPoiVo, care se confundă cu axa orizontală (spre exemplu P" când T" conduce şiT" este blocat).

În raţionamentele precedente s-a ţinut seamă de faptul că impedanţade sarcină din colectoare, în regim dinamic, este dată de rezistenţa de sarcină Rs

reflectată în primar şi are valoarea

fiind pur rezistivă.În aceste condiţii între variaţiile curentului de colector şi tensiunii de

colector (pentru T') există relaţia:

(1.47)

Presupunând excursii maxime de curent şi tensiune rezultă:

(1.48)

Prin T' sau T" în fiecare semiperioadă bateria de alimentare debiteazăpulsuri sinusoidale de curent având valoarea maximă ic max (v. fig. 1.17).În aceste condiţii, valoarea medie a curentului debitat de baterie şi puterea absorbită de la aceasta vor fi:

(1.49)

Ţinând seamă de relaţia (1.48) se deduce:

(1.50)

Curentul din secundarul transformatorului satisface relaţiile:

35

Puterea utilă Pu debitată în sarcină va fi:

(1.51)

Din relaţiile (1.50) şi (1.51) rezultă randamentul maxim teoretic:

(1.52)

Fiind dată puterea utilă rezultă că fiecare tranzistor trebuie să disipejumătate din puterea dată de relaţia (1.40, a).

Utilizând două surse de alimentare schema electrică din figura 1.16 poatefi realizată în varianta din figura 1.19, a, care prezintă avantajul unui transformator de ieşire nesimetric. Deoarece curenţii de colector parcurg înfăşurarea primară în sensuri opuse, nu mai este necesar transformator cu prizămediană.

Dacă se dispune de două tranzistoare complementare se poate utiliza şila intrare un transformator nesimetric, conform schemei electrice dinfigura 1.19, b.

Fig. 1.19. Variante ale schemei electrice din figura 1.16 utilizând transformator de ieşire nesimetric

În numeroase cazuri raportul de transformare al transformatorului deieşire rezultă apropiat de unitate. Acest lucru permite să se renunţe la transformatorul de ieşire şi să se cupleze sarcina direct la etajul de putere.

36

Renunţând şi la prepolarizarea tranzistoarelor, schema electrică din figura 1.19, b se poate realiza în varianta din figura 1.20, a. Pentru reducerea distorsiunilor schema electrică din figura 1.20, a poate fi trecută din conexiune EC în conexiune CC căpătând aspectul din figura 8.20, b, în această schemă electrică rezistenţele R'e şi R", introduse pentru stabilizarea funcţionării şisimetrizarea tranzistoarelor pot fi eliminate, rolul lor fiind îndeplinit implicitde sarcină. Ca dezavantaj al acestei scheme se poate menţiona necesitateaunei tensiuni de excitaţie de valoare mare.

Fig. 8.20. Etaje de putere în contratimp, fără transformator de ieşire,cu tranzistoare complementare utilizate în conexiune:

a - EC; b - CC.

Datorită faptului că secundarul transformatorului are o bornă la masă,în anumite cazuri se poate renunţa la transformator practicând un cuplaj RC(menţionat în figura 1.20, b).

Când nu se dispune decât de o singură sursă de alimentare schema electricădin figura 1.20, b poate fi realizată în varianta din figura 1.21, a. În figuragura 1.21, b se dă un exemplu de utilizare a amplificatorului din figura 8.21, aîn cazul unor puteri relativ mici (de ordinul waţilor). în acest exemplu apareşi etajul prefinal. Prin alegerea potrivită a rezistenţelor R1 R2 se asigurătensiuni continue egale pe tranzistoarele finale.

În încheiere, se subliniază principalele avantaje ale amplificatoarelorîn contratimp:

37

— randament ridicat;— procentaj redus de armonice, distorsiuni mici;— utilizarea optimă a transformatorului (nu există flux continuu) ;— posibilitatea cuplajului direct sau prin condensator cu sarcina în

cazulutilizării unor tranzistoare complementare.

Fig. 1.21. Amplificatoare de putere în contratimp, cu tranzistoare complementare, utilizate în conexiune CC, alimentate de la o singură sursă:

a— corespunzătoare schemei din figura 1.20, b;b — cu etaj prefinal de excitaţie (T).

Amplificatoarele în clasă AB sunt uzual definite ca amplificatore funcţionând între clasa A şi clasa B, deoarece amplificatoarele în clasă A funcţionează 100% din durata semnalul de intrare, în timp ce amplificatoarele în clasă B funcţionează doar 50% din durata semnalul de intrare. Orice amplificator care funcţionează între aceste două limite reprezintă un amplificator în clasă AB. Deci pentru amplificatoarele în clasă AB, semiunghiul de conducţie este mai mare de 90º, iar pentru amplificatoarele în clasă B acesta este de numai 90º. Mai există şi amplificatoare în clasă C (pentru care semiunghiul de conducţie este mai mic de 90º) care se utilizează cu precădere la realizarea amplificatoarelor de radiofrecvenţă de putere (ARFP) din cadrul radioemiţătoarelor.

38

BIBLIOGRAFIE

1.De la poarta TTL la MICROPROCESOR I.Sztojanov,E.Borcoci,s.a.

2.Manualul Inginerului Electronist vol.III Edmon Nicolau,s.a.

3.Numărătoare Electronice R.M.M.Oberman prof.Universitatea Tehnică Delf

4.Componente şi Circuite Electronice-manual ptr. Cls.a XI-a şi a XII-a Theodor Dănilă, monica Ionescu-Vaida

5.Circuite electronice Gh.Brezeanu-1999

39