a sad gacsadi tiponut

Gacsádi Alexandru Tiponuţ Virgil

SISTEME DE ACHIZIŢII DE DATE

Editura Universităţii din Oradea

EDITURA UNIVERSITĂŢII DIN ORADEA ESTE ACREDITATĂ DE CNCSIS DIN ANUL 2001 Descrierea CIP a Bibliotecii Naţionale a României GACSÁDI ALEXANDRU Sisteme de achiziţii de date /Alexandru Gacsádi, Virgil Tiponuţ - Oradea : Editura Universităţii din Oradea, 2005 Bibliogr. ISBN 973-613-868-2 I. Tiponuţ, Virgil 004.6(075.8)

Prefaţă

Sistemele de achiziţie a datelor constituie actualmente un “eşantion reprezentativ” din cadrul electronicii moderne, având în vedere că acestea utilizează o plajă largă de tipuri de circuite (analogice, digitale, sisteme numerice de prelucrare a informaţiei, interfeţe standard de comunicare) împreună cu aplicaţiile de program aferente acestora. Includerea într-un singur volum a tuturor noţiunilor de bază din aceste domenii şi tratarea lor completă este cu siguranţă o misiune dificilă.

Achiziţia semnalelor nu este un scop în sine. După o prelucrare numerică adecvată, semnalele achiziţionate pot fi utilizate pentru comanda unor procese fizice respectiv la memorarea, transmiterea şi redarea informaţilor astfel obţinute. Complexitatea sistemelor de achiziţie de date a crescut considerabil, ajungând la o structură care conţine nu numai partea de achiziţie propriu-zisă, ci şi o parte pentru comanda proceselor. O asemenea structură reprezintă, de fapt, un sistem de achiziţie şi distribuţie de date (SAD). Actualmente, performanţele acestor sisteme şi prin aceasta şi domeniile lor de utilizare depăşesc cu mult obiectivul strict al măsurării (monitorizării) unor mărimi fizice chiar dacă frecvent se utilizează pentru aceste sisteme denumirea tradiţională de sisteme de achiziţie de date.

Funcţionarea optimă a unui sistem de achiziţie a datelor presupune funcţionarea corectă a tuturor elementelor componente din sistem, atât cele hardware cât şi cele software.

În această lucrare s-a urmărit să se pună la dispoziţia cititorului interesat informaţiile necesare pentru o utilizare corectă şi eficientă a unor sisteme de achiziţie de date, inclusiv a componentelor acestora, precum şi familiarizarea cu parametrii tipici ce le caracterizează. S-a acordat o atenţie sporită

Sisteme de achiziţii de date

4

circuitelor de condiţionare a semnalelor, convertoarelor analog numerice şi convertoarelor numeric analogice, având în vedere faptul că, odată ce s-a achiziţionat un semnal analogic cu erori mari, chiar şi cele mai sofisticate programe de prelucrare numerice pot întâmpina dificultăţi pentru a obţine rezultatul dorit. De asemenea, pe baza acestor noţiuni, sunt descrise structuri de principiu ale sistemelor de achiziţie şi distribuţie a datelor. Având în vedre importanţa deosebită a modului de conectare dintre sistemele de achiziţie şi calculatorul central, sunt prezentate, totodată, unele chestiuni legate de interfeţele standard de comunicare serială RS-232, I2C şi respectiv interfaţa paralelă IEEE 488.

Pentru a ilustra modul de aplicare practică a principiilor teoretice expuse, în ultima parte a lucrării sunt prezentate, drept exemplu, două sisteme de achiziţie şi distribuţie de date elaborate cu scopul de a fi utilizate în procesul educativ. Aceste sisteme pot deservi aplicaţii legate de procese rapide respectiv procese lente.

Prezenta lucrare este destinată, în primul rând, studenţilor secţiei de Electronică Aplicată, de la Facultatea de Electrotehnică şi Informatică, dar prin tematica abordată considerăm că poate fi utilă şi studenţilor de la alte secţii respectiv specialiştilor din domeniu.

Autorii

Cuprins

Prefaţă 3

Cuprins 5

1 Introducere 7

1.1 Sisteme de achiziţie de date şi comandă 7 1.2 Eşantionarea semnalelor 15 1.3 Reconstituirea semnalelor 18 1.4 Sisteme de codare binară 21

2 Circuite de condiţionare a semnalelor 28

2.1 Circuite pasive de condiţionare a semnalelor 30 2.2 Comutatorul electronic şi multiplexorul 32 2.3 Amplificatoare operaţionale 37 2.4 Amplificatorul de măsură 42 2.5 Amplificatorul cu câştig programabil 46 2.6 Amplificatoare cu modulare-demodulare 48 2.7 Amplificatoare de izolare 55

3 Circuite de eşantionare şi memorare 61

3.1 Caracteristici ale circuitelor de eşantionare şi memorare (CEM) 61

3.2 Principii de realizare a CEM 65

4 Convertoare numeric analogice 68

4.1 Caracteristici ale convertoarelor numeric analogice (N/A) 68

4.2 Convertor N/A cu reţea de rezistenţe ponderate binar 75

4.3 Convertor N/A cu reţea R-2R 78 4.4 Convertoare N/A bipolare 80


6

5 Convertoare analog numerice 83

5.1 Caracteristici ale convertoarelor analog numerice (A/N) 83

5.2 Convertor A/N cu comparare de tip paralel 92 5.3 Convertor A/N cu aproximări succesive 94 5.4 Convertor A/N cu comparare de tip serie paralel 100 5.5 Convertor analog numeric de tip sigma-delta 102 5.6 Convertorul A/N cu integrare în două pante 112

6 Sisteme de achiziţii şi distribuţii de date 116

6.1 Sisteme de achiziţie de date (SAD) cu multiplexarea semnalelor analogice la intrare 117

6.2 SAD cu multiplexarea ieşirilor CAN 121 6.3 Sisteme de distribuţie de date 122

7 Interfeţe standard de comunicaţie 125

7.1 Interfaţa standardizată RS-232 128 7.1.1 Caracterizare generală 128 7.1.2 Conectarea între echipamentele DTE şi

DCE 133 7.1.3 Conectarea între două echipamente DTE 135 7.1.4 Controlul fluxului de date 137 7.1.5 Exemple de conectare serială la calculator

a unui echipament electronic 139 7.2 Interfaţa standard I2C 143

7.2.1 Introducere 143 7.2.2 Caracteristici generale ale magistralei I2C 144 7.2.3 Transferul şi validarea datelor 147

7.3 Interfaţa standard IEEE-488 153

8 Exemple de sisteme de achiziţii de date 159

8.1 Consideraţii generale 159 8.2 Sistem de achiziţie de date pentru procese rapide 161 8.3 Sistem de achiziţie de date pentru procese lente 170 8.4 Concluzii 177

Bibliografie 179

1 Introducere

1.1 Sisteme de achiziţie de date şi comandă

Evoluţia sistemelor de achiziţie şi distribuţie de date, denumite pe scurt sisteme de achiziţie de date (SAD) este strâns legată de dezvoltarea tehnicii în general şi a industriei în special. Se poate aprecia că în momentul de faţă există două mari categorii de SAD: sisteme de achiziţie pentru utilizări generale, folosite în cele mai diverse scopuri (cercetare, educaţie, etc.) şi sisteme de achiziţie utilizate în mediul industrial.

Dacă ne referim la SAD de uz general, evoluţia acestora a fost în mod decisiv influenţată de dezvoltarea calculatorului personal, la care acestea sunt, în general, conectate. Asemenea sisteme au în principal rolul de a achiziţiona date specifice unui anumit proces în vederea unei prelucrări ulterioare, procesarea având loc, de regulă, cu însăşi calculatorul la care sunt conectate. În acelaşi timp, calculatorul permite interacţiunea utilizatorului cu SAD, prin intermediul unei interfeţe grafice-utilizator specializată.

Au fost elaborate medii de dezvoltare de aplicaţii software specifice sistemelor de achiziţie şi prelucrare de date, dintre care cele mai larg utilizate sunt MATLAB şi LabView.

Mediul MATLAB, utilizat cu precădere în cercetare şi în învăţământ, include o serie de unelte (toolbox-uri) specifice pe domenii, care permit soluţionarea eficientă a următoarelor categorii de probleme: procesare date, simulare, vizualizare grafică a rezultatelor obţinute. O facilitate aparte oferită de mediul MATLAB o constituie posibilitatea dezvoltării unor interfeţe grafice-utilizator specifice achiziţiei de date. Mai mult decât atât, au fost elaborate şi realizate industrial o serie de SAD care pot comunica direct cu aplicaţii software dezvoltate în


8

MATLAB. Nu lipsit de importanţă este şi faptul că mediul MATLAB a suferit în timp o perfecţionare continuă şi că această tendinţă continuă şi în prezent.

LabView este un mediu de programare dedicat exclusiv achiziţiei şi procesării datelor. Dintre caracteristicile sale remarcabile se menţionează eficienţa în programare precum şi posibilitatea elaborării, cu uşurinţă, a unor interfeţe grafice-utilizator apropiate ca imagine de panourile frontale ale instrumentaţiei de măsură (de unde şi denumirea de “instrumente virtuale”). Mediul LabView este utilizat aproape în exclusivitate pentru achiziţie şi prelucrare date, fiind mediul preferat în care proiectanţii de sisteme de achiziţie de date îşi elaborează aplicaţiile software incluse în aceste sisteme.

Eficienţa în utilizare a mediului LabView este rezultatul următoarelor caracteristici particulare. Pe de o parte faptul că programarea se face grafic, adică se conectează grafic între ele blocuri reprezentând echivalentul unor subrutine testate, ce pot include zeci şi chiar sute de instrucţiuni în C; pe de altă parte, orice aplicaţie soft se elaborează în LabView în paralel cu interfaţa grafică-utilizator aferentă, pentru care există obiecte virtuale predefinite (butoane, liste derulante, instrumente, ecran de osciloscop, etc.) uşor de utilizat.

Din punctul de vedere al realizării fizice, SAD pentru utilizări generale se materializează sub următoarele forme: - fie ca plăci echipate cu componente, incluse în calculator şi conectate electric la magistralele existente pe placa de bază a acestuia; - fie ca echipamente de sine stătătoare, ce pot fi conectate din exterior la calculator. Conectarea se face la portul paralel (mai rar), cel mai frecvent la portul serial şi în ultima vreme la magistrala USB (Universal Serial Bus).

Introducere

9

Pentru precizarea ideilor, în figura 1.1 este prezentat modul de integrare a unui sistem de prelucrare numerică în comanda unui proces fizic.

Sistem central deprelucrare numerică

şi de comandă(SPN)

Sistem local decomandă a achiziţieişi prelucrare numericălocală (Procesor)

(PC)

Sisteme dedistribuţie

de date

Sisteme deachiziţie de

date

semnalenumerice

TraductoareSenzori

semnaleanalogice

Proces fizicElemente de

execuţieActuatorimărimi

fiziceacţiunifizice

semnalenumericeprelucrate

semnaleanalogiceprelucrate

comunicaţiesemnale

numerice

Figura 1.1.

Sistemele de achiziţie pentru aplicaţii industriale prezintă câteva caracteristici care le deosebesc faţă de SAD pentru utilizări generale.

În primul rând, aceste sisteme rezultă prin conectarea unui număr variabil de traductoare (senzor împreună cu circuitele electronice aferente) la o unitate centrală de procesare şi comandă, care se interfaţează cu operatorul uman. Dependent de natura procesului industrial deservit, sistemul de traductoare acoperă o arie geometrică mai mult sau mai puţin extinsă, fapt ce impune probleme specifice de soluţionat: pe de o parte, problema transmiterii la distanţă a informaţiei achiziţionate iar pe de altă parte, este necesară stabilirea unui echilibru optim între cantitatea de informaţie procesată local


10

(lângă traductor) şi informaţia vehiculată şi prelucrată în unitatea centrală de procesare şi comandă.

Faţă de prelucrarea analogică, procesarea numerică a semnalelor oferă o serie de avantaje. Aceste avantaje rezultă chiar din caracteristicile specifice sistemelor de prelucrare numerică (SPN): - repetabilitatea, adică proprietatea unui SPN de a conduce la rezultate identice ale prelucrării, dacă semnalele numerice de intrare sunt aceleaşi şi dacă se foloseşte acelaşi algoritm de prelucrare; - reprogramabilitatea, reprezintă posibilitatea de modificare a algoritmului de prelucrare numerică doar prin reprogramare, fără vreo altă modificare în structura SPN; - adaptabilitatea, adică posibilitatea de modificare a funcţiei de transfer corespunzătoare unui algoritm de prelucrare numerică, în concordanţă cu caracteristicile semnalelor de intrare sau cu caracteristicile de mediu; - imunitatea ridicată la perturbaţii precum şi stabilitatea, caracteristici ce rezultă din însăşi structura discretă a semnalelor numerice. Se are în vedere diferenţa relativ mare a valorilor de tensiune corespunzătoare celor două niveluri logice ale variabilelor binare; - tehnica numerică de prelucrare se poate utiliza şi la compresia de date, adică la reprezentarea informaţiei pe un număr redus de biţi, procedeu deosebit de util în comunicaţii şi la memorare.

SAD industriale diferă de sistemele de achiziţie pentru utilizări generale şi prin scopul urmărit, rolul sistemelor industriale fiind în principal acela de a achiziţiona date din proces cu scopul reglării, la valori prescrise, a anumitor parametri ai acestuia. Se constată din nou că circulaţia informaţiei (între unitatea centrală şi elementul de execuţie de

Introducere

11

această dată) reprezintă o problemă importantă şi cu implicaţii, aşa cum se va arăta în continuare.

Desigur şi la proiectarea unui SAD de uz general trebuie avut în vedere că cel mai adesea acestea se vor utiliza în condiţii grele de lucru şi mult mai rar în medii favorabile, cum ar fi cele de laborator. În cazul unei instalaţii de importanţă deosebită se impune chiar şi utilizarea de circuite redundante.

Creşterea în timp a performanţelor procesoarelor numerice de semnal (viteza de procesare mai ridicată, informaţie reprezentată pe mai mulţi biţi, etc.) a permis implementarea pe SAD industriale a unor algoritmi de prelucrare a datelor din ce în ce mai sofisticaţi, conferindu-le acestora trăsături de comportament inteligent. Apare, astfel, o nouă categorie de sisteme de achiziţie industriale, denumite prin abuz senzori inteligenţi.

Creşterea gradului de “inteligenţă” a senzorilor industriali este o problemă actuală şi în paralel cu aceasta se caută soluţii potrivite pentru circulaţia informaţiei între unitatea centrală de procesare şi traductoare respectiv elementele de execuţie, situate – în general, la distanţă.

În urmă cu un interval apreciabil de timp (în unele situaţii şi în momentul de faţă), soluţia acestei probleme o constituia transmisia informaţiei sub forma analogică, prin bucle de curent de 4-20 mA. Dezavantajele legate de lungimea cablurilor de legătură (câte un cablu pentru fiecare traductor) precum şi imunitatea scăzută la perturbaţii, specifică sistemelor analogice, a impus trecerea la transmisii digitale, pe magistrale seriale industriale.

Noua tehnologie a generat, pe lângă o serie de avantaje, şi un dezavantaj major: competiţia fabricanţilor de SAD în a elabora şi impune propriile magistrale, pentru a-şi adjudeca piaţa. Consecinţele acestei tendinţe, încă actuală, le suporta mulţimea


12

utilizatorilor, ajunşi acum dependenţi de fabricant şi care nu puteau migra de la un tip de magistrală la altul, dată fiind incompatibilitatea acestora. În acest context trebuie apreciată iniţiativa mai multor organizaţii profesionale, care sub egida IEEE (The Institute of Electrical and Electronics Engineers), au iniţiat elaborarea standardului IEEE 1451, menit să soluţioneze această problemă.

Până în momentul de faţă, prevederile standardului privitor la traductoarele conectate prin magistrale industriale pot fi rezumate la următoarele: - o clarificare a terminologiei în domeniu, prin introducerea noţiunii de transductor, termen care include atât senzorul cât şi actuatorul (elementul de execuţie), chiar dacă cele două elemente sunt diferite din punct de vedere fizic unul faţă de celălalt; - precizează condiţiile pe care trebuie să le satisfacă aşa-numitul modul de interfaţă pentru un transductor inteligent (STIM - Smart Transducer Interface Module); - precizează parametrii unei interfeţe prin care un STIM se conectează la singurul element ce depinde de tipul magistralei utilizate: blocul NCAP (Network Capable Application Processor).

În aceste condiţii, cu excepţia blocului NCAP, elementele componente ale unui transductor inteligent trebuie să satisfacă o serie de condiţii bine precizate, fapt ce asigură compatibilitatea şi în consecinţă independenţa utilizatorului faţă de furnizor.

Pe parcursul aceste cărţi prezentarea va fi axată pe SAD pentru utilizări generale, a căror structură de principiu este prezentată în figura 1. 2.

Se constată că arhitectura sistemului este organizată pe două niveluri: unul pentru achiziţia iar celălalt pentru distribuţia datelor. Semnalele ce urmează a fi achiziţionate sunt furnizate de mai mulţi senzori (S1, S2, S3), care interacţionează cu

Introducere

13

procesul deservit. Aceste semnale sunt mai întâi condiţionate şi apoi convertite sub formă numerică. Condiţionarea presupune operaţii ca amplificare, filtrare, modificarea nivelului componentei continue, etc., astfel încât semnalul condiţionat să corespundă domeniului de intrare al convertorului analog numeric (A/N).

În schema din figura 1.2 aceste operaţii se presupun a fi efectuate în blocul denumit generic amplificator instrumental. Conversia A/N presupune mai întâi eşantionarea semnalului (discretizarea lui în timp) urmată de conversia A/N propriu-zisă (discretizare în valoare). Aceste operaţii sunt efectuate de circuitele incluse în blocul Convertor A/N.

Amplificatorinstrumental

Filtruantialias

RS-232USBPortparalel

Achiziţii de date

Distribuţie de date

Intrăridigitale

Ieşiri digitale

Amplificatorieşire

Filtrureconstituire

ConvertorN/A

ConvertorA/N

S1

Procesor

S2

S3

A1

A2

A3

PC

Figura 1.2.

Filtrul antialias (antialiere) care precede convertorul A/N are un comportament de filtru trece-jos. El are rolul de a limita spectrul semnalului aplicat la intrarea convertorului A/N, astfel încât pentru frecvenţa cu care are loc eşantionarea să fie satisfăcută teorema eşantionării. În acest fel, erorile de aliere rezultate ca urmare a unei frecvenţe de eşantionare insuficiente, sunt diminuate (vezi pct. 1.3).


14

Nivelul inferior din arhitectura prezentată în figura 1.2 are în principal rolul de a furniza la ieşire semnalele necesare pentru comanda actuatorilor (A1, A2, A3), pornind de la informaţii numerice furnizate de blocul procesor. Se utilizează în acest scop un bloc convertor numeric analogic (N/A), urmat de un filtru de reconstituire şi circuite de condiţionare (blocul amplificator ieşire). O serie de intrări/ieşiri digitale completează funcţionalitatea sistemului.

Se menţionează, în fine, funcţiile multiple asigurate de blocul procesor (implementat de regulă sub forma unui sistem cu microcontroler sau uneori procesor numeric de semnal): - guvernează funcţionarea întregului sistem, având rol de dispozitiv de comandă sau circuit de control a achiziţiei; - realizează o preprocesare locală a datelor achiziţionate; - asigură interfaţarea cu un calculator personal sau cu alte echipamente similare.

Complexitatea sistemelor de achiziţie de date a crescut considerabil, asemenea sisteme utilizând actualmente prelucrarea numerică pentru comanda unor procese fizice sau pentru memorarea şi redarea informaţiei. Performanţele acestor sisteme şi prin aceasta şi domeniile lor de utilizare depăşesc cu mult obiectivul măsurării (monitorizării) unor mărimi fizice, chiar dacă frecvent sunt denumite, tradiţional, sisteme de achiziţie a datelor.

Prezentarea succintă de mai sus are menirea de a scoate în evidenţă problemele ce urmează a fi tratate mai în detaliu în capitolele care urmează. În acest sens, se are în vedere că funcţionarea corectă a unui sistem de achiziţie şi comandă depinde în aceiaşi măsură de buna funcţionare a fiecărui element: sistemul de achiziţie (cu toate componentele sale analogice şi numerice) dar şi de programele corespunzătoare de prelucrare a datelor.

Introducere

15

1.2 Eşantionarea semnalelor

Achiziţionarea semnalelor care caracterizează anumite procese fizice nu este un scop în sine. Aceste semnale urmează a fi prelucrate şi pe baza rezultatelor obţinute se reglează procesul deservit. În cele ce urmează vor fi prezentate pe scurt noţiuni ce au un rol major în procesul de prelucrare numerică de semnale: eşantionarea semnalelor, reconstituirea semnalelor din eşantioane, precum şi codarea binară. Utilizarea metodelor numerice la prelucrarea semnalelor analogice necesită discretizarea acestora în timp, fapt ce se realizează prin operaţia de eşantionare, precum şi discretizare în valoare, realizată prin operaţia de cuantizare.

Presupunând eşantionarea unui semnal analogic s(t) cu pasul (perioada) de eşantionare constant Te (figura 1.3), rezultă secvenţa:

s(k)=s(kTe), (1.1) unde k este un întreg, - ∞<k<∞.

s(kTe)

s(t)

tTe Te

Te Te

Figura 1.3.

Între perioada de eşantionare şi frecvenţa de eşantionare sau (rata de eşantionare), notată cu fe, există relaţia evidentă:

ee T

1f = . (1.2)


16

Înlocuirea semnalului s(t) prin eşantioanele sale s(kT) se poate face doar dacă pe baza acestora se poate reconstitui semnalul iniţial, adică secvenţa dată de relaţia (1.1) constituie o reprezentare unică a semnalului original. Pentru acesta trebuie respectate condiţiile impuse de teorema eşantionării (Whittaker, Kotelnikov, Shannon):

Un semnal analogic s(t), care are frecvenţa ceea mai mare din spectrul său fmax, poate fi reconstituit în mod unic din eşantioanele s(kT) dacă:

fe ≥ 2fmax ; (1.3) reconstituirea se face utilizând relaţia:

( ) ( ) ( )( )emax

emax

ke kTtf2

kTtf2sinkTsts−π

−π= ∑

+∞

−∞=

. (1.4)

Reprezentarea semnalului prin relaţia (1.4) este valabilă numai pentru semnale aperiodice având funcţii de bandă limitată şi eşantionate suficient de des încât să fie evitate erorile de aliere. Erorile de aliere apar dacă, în urma eşantionării, semnale analogice diferite vor fi reprezentate în domeniul de frecvenţă prin aceleaşi componente spectrale. Pentru a ilustra consecinţa acestor erori, în domeniul timp, ar putea fi reconstituite două semnale sinusoidale diferite, fiind reprezentate prin acelaşi eşantioane (figura 1.3).

u

t

semnal reconstituit

semnal real

Figura 1.3.

Introducere

17

De aceea, pentru un circuit de eşantionare dat, dacă frecvenţa maximă de eşantionare este limitată din considerente practice, rezultă necesitatea limitării şi a spectrului semnalului analogic în corelaţie cu frecvenţa de eşantionare, utilizând în acest scop unu filtru antialias (FTJ). Spre exemplu, după cum rezultă din figura 1.3, dacă frecvenţa de eşantionare nu este suficient de mare semnalul reconstituit va diferi esenţial de semnalul original.

Eşantionarea şi reconstituirea semnalelor periodice se face în mod asemănător, cu unele diferenţe totuşi. Se are în vedere faptul că spectrul semnalului periodic este discret, incluzând o componentă fundamentală şi o serie de componente armonice. Un asemenea spectru rezultă prin dezvoltare în serie Fourier a funcţiei periodice de timp şi nu aplicând transformata Fourier, ca şi în cazul semnalelor aperiodice.

În aceste condiţii şi presupunând că rangul celei mai înalte componente armonice din spectrul discret este K, teorema eşantionării impune prelevarea a cel puţin 2K+1 eşantioane dintr-o perioadă pentru ca reconstituirea să se poate face fără erori. Prin comparaţie, rezultă că în cazul semnalelor periodice frecvenţa minimă de eşantionare este ceva mai ridicata: 2+1/K eşantioane din perioada corespunzătoare celei mai înalte componente armonice, faţă de 2 eşantioane din perioada componentei cu frecvenţa maximă din spectrul semnalului aperiodic (conform relaţiei (1.3)).

Diferenţa între cele două frecvenţe minime de eşantionare este neglijabilă, în schimb tratarea eşantionării şi reconstituirii semnalelor conform teoriei semnalelor periodice prezintă avantaje din punct de vedere aplicativ.

Pe de o parte, spectrul semnalelor periodice fiind discret, este facilitată procesarea acestuia cu calculatorul numeric; pe de altă parte, există posibilitatea - cel puţin teoretică, ca în unele


18

situaţii să fie satisfăcute riguros cerinţele teoremei eşantionării. În cazul semnalelor aperiodice acest lucru nu este cu putinţă, deoarece prelucrând practic semnale de durată limitată, spectrul de frecvenţe al acestora este de bandă infinită. De aceea, în asemenea situaţii semnalul aperiodic de durată limitată este periodizat (luând perioada egală cu durata finită în timp), după care procesarea are loc cu constrângerile impuse de teorema eşantionării funcţiilor periodice.

1.3 Reconstituirea semnalelor

Prin reconstituirea unui semnal analogic s(t) se înţelege determinarea formei de variaţie în timp a acestuia pe baza eşantioanelor s(kTe), care au fost prelevate în domeniul timp sau pe baza eşantioanelor cunoscute în domeniul frecvenţă (acestea putând rezulta în urma unui proces de prelucrări de semnale sau calcul numeric). Secvenţa reconstituită va conţine un număr sporit de componente faţă de secvenţele primare, dependent de precizia impusă la reprezentarea lui s(t). În domeniul timp, acest proces de îndesire a eşantioanelor în scopul obţinerii semnalului reconstituit se numeşte interpolare. Alături de criteriul obţinerii unei precizii cât mai bune a semnalului reconstituit faţă de semnalul original (sau de referinţă), este de dorit ca interpolarea să se realizeze într-un timp de calcul cât mai scurt.

În principiu calculul numeric al componentelor lipsă se poate efectua utilizând expresia (1.4), însă reconstituirea prin această metodă are nevoie de un număr relativ mare de termeni (teoretic, un număr infinit). Această soluţie nu este convenabilă din punct de vedere aplicativ, necesitând o durată relativ mare de calcul. De aceea, procesul de filtrare ideală, reprezentat de relaţia (1.4), se înlocuieşte printr-o filtrare care aproximează funcţia de transfer a filtrului ideal.

Introducere

19

Metodele de interpolare clasice folosesc funcţii de interpolare care au proprietatea fundamentală, ca de altfel şi funcţia din relaţia (1.4), că în punctele de eşantionare reconstituirea se face fără erori, indiferent de frecvenţa de eşantionare.

Semnalul s*(t) rezultat prin interpolare are deci proprietatea: ( ) ( )ee

* kTskTs = , pentru k∈N, (1.5)

iar s*(t) şi s(t) trebuie să difere cât mai puţin pentru ( ) ee T1ktkT +<< .

Cele mai simple metode de interpolare au la bază dezvoltarea în serie a semnalului s(t) :

( ) ( ) ( ) ...)kTt)(kT(''s!2

1kTt)kT('s!1

1kTsts 2eeeee

* +−+−+= (1.6)

unde k∈N, iar )kT(''s),kT('s),kT(s eee sunt valorile semnalului

s(t) respectiv ale derivatelor sale de ordin 1,2,..., în punctul kTe. Dacă în relaţia (1.6) se reţine doar primul termen rezultă

interpolarea de ordin 0, sau interpolarea cu reţinere: ( ) )kT(sts e

* = , pentru ( ) ee T1ktkT +<< . (1.7)

Astfel, semnalul reconstituit este format din trepte, valoarea unui eşantion fiind reţinută până la eşantionul următor (figura 1.5).

semnal reconstituits(t)

tTe

semnal original

Figura 1.5.

Interpolarea cu reţinere poate fi realizată cu ajutorul unui circuit de eşantionare şi memorare care se găseşte în starea de


20

eşantionare exact la momentele kTe, în rest fiind în starea de memorare.

Dacă în relaţia (1.6) se reţin primii doi termeni, rezultă interpolarea de ordinul 1:

( ) ( ) ( )( ),kTtkT's!1

1kTsts eee* −+= pentru ( ) ee T1ktkT +<< . (1.8)

Valoarea primei derivate în momentul de eşantionare kTe se aproximează în funcţie de valorile eşantioanelor )kT(s e şi

)T)1k((s e+ prin relaţia:

( ) ( )( ) ( )e

eee T

kTsT1kskT's −+= . (1.9)

În figura 1.6 este exemplificată reconstituirea semnalului prin interpolare de ordin 1.

semnal reconstituit

s(t)

t

Te

semnal original

Figura 1.6.

După cum rezultă din relaţia (1.9), datorită faptului că la calculul lui s’(kTe) se utilizează eşantionul curent s(kTe) şi eşantionul următor s((k+1)Te), rezultă că reconstituirea semnalului este întârziată cu un interval de timp de durată Te.

Dacă s’(kTe) se exprimă în funcţie de eşantionul actual şi eşantionul anterior atunci reconstrucţia se face fără întârziere, realizându-se o extrapolare. Pentru ca erorile de reconstituire prin interpolare a semnalelor să fie cât mai mici, se folosesc interpolări de ordin superior (interpolarea Lagrange, interpolare spline).

Introducere

21

În cadrul procesului de interpolare se poate constata că semnalul reconstituit depinde în mare măsură de relaţia de fază dintre semnalul util şi pasul de eşantionare, evident necunoscută în procesul reconstituirii (figura 1.7). De aceea, în cazul instrumentelor virtuale sau a osciloscoapelor numerice, pentru obţinerea unei reproduceri acceptabile a semnalului original, chiar dacă se folosesc tehnici speciale de interpolare, este necesară eşantionarea cu o frecvenţă mai mare decât frecvenţa Nyquist. Prin frecvenţa Nyquist se înţelege dublul frecvenţei maxime conţinute în spectrul semnalului.


t

semnal originals(t)

t


t

semnal originals(t)

t

Figura 1.7.

Dacă frecvenţa de eşantionare este mai mare de 10 ori decât frecvenţa maximă din spectrul semnalului, chiar şi interpolarea liniară produce erori sub 5%, care se pot considera deja acceptabile. În consecinţă, regula nescrisă de a preleva 10 eşantioane pe o perioadă poate fi considerată un fel de standard în cazul acestor instrumente de măsură.

1.4 Sisteme de codare binară

Exprimarea cantităţilor şi mulţimilor se realizează cu ajutorul sistemelor de numărare care utilizează simboluri, fiecare simbol având o anumită valoare. Valoarea unui număr depinde atât de simbolurile incluse în structura acestuia cât şi de poziţia


22

relativă a simbolurilor în cadrul numărului. În sistemele de numărare uzuale simbolurile scrise la începutul numărului conferă acestuia o valoare mai mare decât simbolurile scrise la sfârşitul lui.

În scopul prelucrării numerice a unui semnal este necesară conversia semnalului analogic în număr şi reciproc. Corespondenţa între mărimea fizică (semnal sub formă de tensiune sau curent) şi număr se realizează pe baza relaţiei:

DKA ⋅= , (1.10) unde A reprezintă semnalul analogic, D este numărul corespunzător exprimat în sistemul zecimal, iar K este o constantă dimensională. Implementarea relaţiei (1.10) se realizează cu ajutorul unui convertor analog numeric (CAN) sau numeric analog (CNA), iar prelucrarea informaţiei conţinută de mărimea A se face procesând numărul D (semnalul numeric sau digital).

Sistemul zecimal utilizează 10 simboluri, numărul acestora constituind ceea ce se numeşte baza sistemului.

În sistemul de numărare zecimal un număr oarecare D se scrie simplificat în forma:

N1N21 d,d,...,d,dD −= , (1.11) iar valoarea lui se poate exprima cu relaţia:

∑=

−

−−−

⋅=

=⋅+⋅++⋅+⋅=N

1k

kNk

0N

11N

2N2

1N1

10d

10d10d10d10dD Κ

(1.12)

În relaţiile de mai sus s-a notat cu dk, (k=1,…,N), un simbol oarecare din cele zece posibile, iar N este umărul de simboluri utilizate la scrierea numărului.

Pentru scrierea numerelor cu valoare mai mică decât unu sau cu componentă subunitară, înşiruirea (1.12) conţine termeni cu exponent negativ, iar forma (1.11) are intercalată o

Introducere

23

virgulă. Virgula separă în dreapta simbolurile aferente bazei ridicate la puteri negative.

Avantajul mare de care se bucură sistemul de numărare zecimal rezidă în larga sa circulaţie, pe care o cunoaşte în ciuda dificultăţilor de studiu şi de utilizare. Sistemul de numărare zecimal nu numai că este dificil pentru calcule, dar realizarea fizică a zece stări stabile distincte este mai grea decât realizarea fizică a stărilor binare. Cu toate că memorarea umană a unui număr zecimal este relativ uşoară, dat fiind numărul redus de semne ale numărului, totuşi memorarea unui număr binar într-o formă fizică este net mai comodă decât memorarea fizică a unui număr zecimal. De aceea, în tehnica de calcul, sistemul binar este preferat faţă de sistemul zecimal având mai puţine reguli aritmetice, necesitând mai puţine stări de memorat şi putând fi mai lesne de implementat fizic.

Există o mare varietate de coduri binare, fiecare având atât avantaje cât şi dezavantaje, în funcţie de domeniul tehnic de utilizare, de calculele aritmetice necesare, de precizia de măsurare, de stabilitatea la perturbaţii, de necesitatea corecţiei erorilor apărute la transmisie, etc. Prezentarea datelor către utilizator trebuie însă să se facă sub forma zecimală.

Conversia numerelor din sistemul zecimal în sistemul binar se realizează cu ajutorul sistemelor de codare binară. Semnalul numeric este reprezentat prin secvenţa de variabile binare [bk]=b1,b2,...,bK,...,bN. Bitul scris în dreapta (LSB-Low Significant Bit) are ponderea cea mai mică (cel mai puţin semnificativ bit), iar bitul scris în stânga (MSB-Most Significant Bit) are ponderea cea mai mare (cel mai semnificativ bit).

Valoarea zecimală corespunzătoare acestei secvenţe în codificare fracţionară (CF) este:

∑=

−⋅=N

1k

kkCF 2bD . (1.13)


24

cu valori în domeniul (0...(1-2–N)). Pentru aceeaşi secvenţă binară [bk], cu k=1,2...,N, valoarea

zecimală corespunzătoare în cod binar natural (CBN) este:

∑=

−⋅=N

1k

kNkCBN 2bD , (1.14)

cu valori în domeniul de la (0...(2N–1)). În CBN oricare altă valoare se construieşte din precedenta prin adunarea unui 1 cu regula binară.

Din relaţiile (1.13) şi (1.14) rezultă că între codul binar natural şi codul fracţionar există relaţia:

CFN

CBN D2D ⋅= . (1.15)

Se consideră în continuare secvenţa: bM,1 ,bM,2 ,bM,3 ,bM,4 ; ...bj,1 ,bj,2 , bj,3 ,bj,4 ; ... b1,1 ,b1,2 , b1,3 ,b1,4

în reprezentarea zecimală codificată binar (BCD). În cazul unui cod BCD, fiecare 4 biţi alăturaţi vor reprezenta, în cod binar natural, câte un rang al numărului zecimal codificat. Valoarea zecimală a unei secvenţe în codul BCD este, prin urmare:

∑ ∑= =

−− ⋅⋅=M

1j

4

1k

k4k,j

1jBCD 2b10D , (1.16)

şi este cuprinsă în intervalul (0...10M–1). Codurile fracţionar şi binar natural precum şi codul zecimal

codificat binar sunt coduri unipolare, în sensul că pot fi utilizate pentru reprezentarea semnalelor de o singură polaritate.

În tabelul 1.1 se prezintă două coduri binare unipolare (codul binar natural şi codul zecimal codificat binar), cu 8 simboluri binare, utilizate la codarea unei valori zecimale oarecare D. În acelaşi tabel este notată cu Dm-1 valoarea maximă care se poate reprezenta prin codul respectiv (în cazul considerat N=8 şi deci valorile maxime vor fi 255 şi respectiv 99).

Introducere

25

Tabelul 1.1.

Numărul D CBN BCD

Dm

Dm-1Dm-2

.

.

.3/4Dm

.

.

.1/2Dm

.

.

.1/4Dm

.

.

.10

=256(zecimal)

1 1 1 1 1 1 1 11 1 1 1 1 1 1 0

.

.

.1 1 0 0 0 0 0 0

.

.

.1 0 0 0 0 0 0 0

.

.

.0 1 0 0 0 0 0 0

.

.

.0 0 0 0 0 0 0 10 0 0 0 0 0 0 0

=100(zecimal)

1 0 0 1 1 0 0 11 0 0 1 1 0 0 0

.

.

.0 1 1 1 0 1 0 1

.

.

.0 1 0 1 0 0 0 0

.

.

.0 0 1 0 0 1 0 1

.

.

.0 0 0 0 0 0 0 10 0 0 0 0 0 0 0

Pentru reprezentarea semnalelor de ambele polarităţi se utilizează coduri bipolare. Acestea trebuie să permită recunoaşterea cât mai uşoară a semnului şi a valorii absolute. Codurile unipolare se pot transpune în coduri bipolare prin modificări care facilitează tocmai recunoaşterea semnului. Astfel, semnul este reprezentat de obicei de un bit plasat la începutul secvenţei binare.

Se consideră în continuare un semnal numeric bipolar reprezentat prin secvenţa de variabile binare [bk]=b1,b2,...,bk,...,bN. Bitul scris în dreapta (LSB) este cel mai puţin semnificativ bit, iar bitul scris în stânga (MSB) este bitul de semn, de semnificaţie maximă.

Daca secvenţa de mai sus se consideră o reprezentare în cod binar deplasat (CBD), valoarea zecimală corespunzătoare este dată de relaţia:


26

∑=

−− −⋅=N

1k

1NkNkCBD 22bD , (1.17)

şi este situată în domeniul (-2N-1 ... 0 ... (2N-1-1)). Pe baza relaţiilor (1.14) şi (1.17) rezultă că între codul binar

deplasat şi codul binar natural există relaţia: 1N

CBNCBD 2DD −−= . (1.18)

De fapt, codul binar deplasat este un cod binar natural, dar deplasat cu jumătate din valoarea maximă, astfel încât se asigură secvenţe şi pentru valori negative. CBD utilizat pentru numere cuprinse între două valori -Dm şi + Dm, este similar cu CBN utilizat pentru numere cuprinse între 0 şi 2 Dm.

Valoarea zecimală a unei secvenţe binare în cod complement faţă de 2 (CCD) se obţine din valoarea corespunzătoare codului binar deplasat prin inversarea valorii bitului b1, de semnificaţie maximă, conform relaţiei:

∑

∑

=

−

−

=

−−

⋅−⋅=

=−⋅−+⋅=

N

1k

N1

kNk

1NN

2k

1N1

kNkCCD

2b2b

22)b1(2bD

, (1.19)

şi este cuprinsă în domeniul (-2N-1...0...(2N-1–1)). Codul complement al lui doi se aseamănă cu codul binar deplasat, deosebirea constând doar în valoarea celui mai semnificativ bit, care are valoarea 0 pentru numere pozitive şi 1 pentru numere negative.

Din relaţiile (1.14) şi (1.19) rezultă că între codul complement al lui doi şi codul binar natural există relaţia:

N1CBNCCD 2bDD ⋅−= . (1.20)

Valoarea zecimală a unei secvenţe [bk]=bS,b1,b2,...,bk,...,bN corespunzătoare codului cu semn şi amplitudine (CSA) este:

Introducere

27

∑=

−− ⋅⋅−=N

1k

KNk

b1CSA 2b)1(D S , (1.21)

şi este situată în intervalul (-(2N-1)...0...(2N-1)). Codul semn amplitudine are două reprezentări pentru numărul 0 (0+ şi 0-) iar bitul de semn este 1 pentru valori pozitive şi 0 pentru valori negative.

În tabelul 1.2 sunt reprezentate codul binar deplasat, codul complement al lui 2 şi codul semn amplitudine, corespunzătoare mai multor numere zecimale D, utilizând 8 simboluri binare pentru fiecare cuvânt de cod.

Tabelul 1.2.

Numărulzecimal CBD CCD CSA

DmDm-1Dm-2

.

.

.1/2Dm

.

.

.10

-1...

-1/2 Dm...

-Dm-1-Dm

=128 (zecimal)1 1 1 1 1 1 1 11 1 1 1 1 1 1 1

.

.

.1 1 0 0 0 0 0 0

.

.

.1 0 0 0 0 0 0 11 0 0 0 0 0 0 0

0 1 1 1 1 1 1 1...

0 1 0 0 0 0 0 0...

0 0 0 0 0 0 0 10 0 0 0 0 0 0 0

=128 (zecimal)0 1 1 1 1 1 1 10 1 1 1 1 1 1 0

.

.

.0 1 0 0 0 0 0 0

.

.

.0 0 0 0 0 0 0 10 0 0 0 0 0 0 0

1 1 1 1 1 1 1 1...

1 1 0 0 0 0 0 0...

1 0 0 0 0 0 0 11 0 0 0 0 0 0 0

=128 (zecimal)1 1 1 1 1 1 1 11 1 1 1 1 1 1 0

.

.

.1 1 0 0 0 0 0 0

.

.

.1 0 0 0 0 0 0 1

1 0 0 0 0 0 0 0=0+0 0 0 0 0 0 0 0=0–

0 0 0 0 0 0 0 1...

0 1 0 0 0 0 0 0...

0 1 1 1 1 1 1 1-

2 Circuite de condiţionare a semnalelor

În cadrul noţiunii de condiţionare a semnalului se includ operaţiile de prelucrare realizate asupra semnalului achiziţionat înaintea conversiei analog numerice propriu-zise. Circuitele de condiţionare a semnalelor realizează de fapt adaptarea între senzorul de la intrare şi convertorul analog numeric (A/N sau CAN). În esenţă, aceste circuite transformă un semnal electric într-un alt semnal electric, prelucrat, tipul operaţiei de prelucrare diferind în funcţie de scopul urmărit.

Trebuie subliniat faptul că precizia cu care sunt achiziţionate semnalele analogice şi apoi prelucrate numeric depinde deopotrivă de precizia asigurată de circuitele analogice cât şi de circuitele numerice, precum şi de programele de prelucrare corespunzătoare. De aceea, trebuie acordată o atenţie sporită circuitelor de condiţionare a semnalelor, pentru că odată ce semnalul analogic achiziţionat prezintă erori mari, chiar şi cele mai sofisticate programe de prelucrare numerică pot întâmpina dificultăţi pentru a obţine rezultatul dorit.

Deoarece domeniile pentru tensiunile de intrare ale unui convertor A/N sunt standardizate, pentru a utiliza eficient rezoluţia convertorului deseori este necesară mărirea sau micşorarea limitelor tensiunii de măsurat. Acest lucru se poate realiza cu ajutorul unui amplificator operaţional conectat într-o schemă de amplificare. În situaţia în care semnalul este foarte mic, sau dacă prezintă o componentă de mod comun apreciabilă, este necesară utilizarea unui amplificator diferenţial de măsură (denumit şi amplificator instrumental). Aceste amplificatoare prezintă un factor de rejecţie de mod comun (CMR) cu valori ridicate, zgomote şi derivă reduse, bandă de trecere limitată, amplificare stabilă şi cu valori programabile pe

Circuite de condiţionare a semnalelor

29

cale numerică. Pentru a izola galvanic sistemul de achiziţii faţă de sursa de semnal se utilizează amplificatoare de izolare. Acestea asigură protecţia componentelor sistemului împotriva deteriorărilor cauzate de potenţialul ridicat în raport cu masa la care se pot găsi ieşirile sursei de semnal, dar şi protecţia personalului împotriva urmărilor nedorite ale unui şoc electric. Din punct de vedere tehnic, prezenţa izolării galvanice faţă de sursa de semnal conduce la îmbunătăţirea performanţelor sistemului ca urmare a diminuării componentei de mod comun prezentă alături de semnalul util.

Amplificarea semnalului furnizat de senzor este necesară, pe de o parte, pentru ca acesta să ajungă aproape de limita maximă admisă a convertorului A/N, asigurându-se astfel o gamă dinamică cât mai mare pentru sistemul de achiziţie; pe de altă parte, prin modificarea automată şi controlată a valorii amplificării pentru tensiunea de intrare, se asigură o precizie bună în întreg intervalul de măsurare. Valoarea amplificării se stabileşte astfel încât nivelul maxim la intrarea CAN, pentru oricare sursă de semnal comutată la intrare să fie apropiat de limita superioară a domeniului standard al convertorului. În acest fel se pot obţine biţi semnificativi suplimentari în rezultatul conversiei A/N. De exemplu, un sistem cu un convertor A/N de 12 biţi şi amplificator de măsură prevăzut cu 16 valori la care poate fi programată amplificarea, este echivalent din punctul de vedere al preciziei cu un sistem de achiziţie care ar utiliza un CAN cu 16 biţi.

Folosind circuite de comparare este posibilă luarea unor decizii în funcţie de nivelul semnalului analogic. De exemplu, achiziţia propriu-zisă a unui semnal analogic să aibă loc numai dacă nivelul acestuia depăşeşte un anumit prag sau este situat între anumite limite prestabilite, etc..


30

2.1 Circuite pasive de condiţionare a semnalelor

În cazul în care traductorul furnizează la ieşire un semnal de curent unificat (2÷10 mA sau 4÷20 mA), conversia acestuia în tensiune se poate realiza foarte simplu prin intermediul unui rezistor (figura 2.1). Valoarea rezistenţei rezultă în funcţie de curentul de ieşire al traductorului şi bineînţeles de domeniul de tensiune dorit. Abaterea valorii rezistenţei utilizate, faţă de cea rezultată prin calcul, se poate corecta prin efectuarea unei calibrări iniţiale prin care se determină factorul de corecţie necesar. După aceea, operaţia de corecţie poate fi aplicată automat (prin program) la efectuarea fiecărei măsurători. În această situaţie nu abaterea faţă de valoarea nominală a rezistenţei prezintă importanţă, ci stabilitatea valorii acesteia în raport cu factorii de influenţă externă (temperatură, umiditate, etc.) precum şi în timp. În cazul în care valoarea curentului de ieşire al traductorului este mică, este necesară utilizarea unui convertor curent-tensiune cu amplificator operaţional.

i14÷20 mA

R 500 Ω ue

(2÷10 V)

Figura 2.1.

Atenuarea semnalului de la ieşirea senzorului este necesară dacă acesta are un domeniu de variaţie mai mare decât cel admis de convertorul analog numeric. Atenuatorul se realizează cu ajutorul unui divizor rezistiv, astfel conceput încât valorile rezistenţelor să nu fie nici prea mici, pentru a nu încărca sursa de semnal, dar nici prea mari, pentru ca raportul de divizare să nu fie influenţat de curentul de intrare al circuitului conectat la


31

ieşirea divizorului (figura 2.2). Rezistenţele care formează divizorul trebuie să aibă o bună stabilitate a valorii în raport cu temperatura şi în timp.

ui

R1

ueR2

Figura 2.2.

Filtrarea semnalului are ca scop atât reducerea perturbaţiilor suprapuse peste semnalul util, cât şi eliminarea erorilor de aliere. Utilizând un filtru pasiv cu o singură celulă, de tipul trece jos, formată din rezistenţa R şi capacitatea C (figura 2.3), frecvenţa de tăiere are expresia:

RC21f0 π

= . (2.1)

ui

RueC

Figura 2.3.

Definind raportul de atenuare dintre tensiunea de intrare şi tensiunea de ieşire cu relaţia :

e

iuua = , (2.2)

pentru frecvenţe de cel puţin 3 ori mai mari decât f0 atenuarea se poate aproxima prin expresia:

0ffa ≅ . (2.3)


32

Pentru obţinerea unor filtre trece-jos cu o caracteristică atenuare-frecvenţă cu panta de cădere cât mai abruptă, se conectează în cascadă două sau mai multe astfel de celule, (atenuarea rezultantă fiind produsul atenuărilor individuale), sau se utilizează filtre active (cu amplificator operaţional).

2.2 Comutatorul electronic şi multiplexorul

Multiplexorul şi circuitul de eşantionare memorare sunt componente importante în structura unui sistem de achiziţie. Performanţele unui circuit de eşantionare şi memorare respectiv ale unui multiplexor depind în bună măsură de caracteristicile comutatoarelor electronice utilizate.

Un comutator electronic ideal are rezistenţa infinită în stare deschisă (ROFF) şi rezistenţă nulă în starea închisă (RON) (figura 2.4). Durata tranziţiei din starea deschisă în starea închisă şi invers este nulă, rezultând că frecvenţa de comutare dintr-o stare în alta poate fi oricât de mare. Puterea disipată pe comutatorul electronic ideal este nulă, atât în starea deschisă cât şi în starea închisă, după cum, de asemenea, puterea mărimii de comandă (uc), tinde spre zero. Evident, caracteristicile unui comutator electronic real diferă de caracteristicile menţionate mai sus, cel mult pot fi apropiate de aceasta. Mai mult decât atât, un comutator electronic real prezintă şi o capacitate parazită (Cd), între intrare şi ieşire, şi care îşi face simţit efectul în cazul stării deschise.

ui ueCE

uc

Figura 2.4

Comutatoarele electronice cele mai performante se realizează cu tranzistoare cu efect de câmp CMOS, acestea prezentând


33

valori mici pentru rezistenţa în stare de conducţie precum şi pentru capacitatea parazită. Pentru ca rezistenţa comutatorului în stare de conducţie RON să nu varieze cu nivelul semnalului comutat, se utilizează circuitul prezentat în figura 2.5a. Acesta include două tranzistoare conectate în paralel, unul cu canal de tip p şi altul cu canal de tip n. Dată fiind variaţia rezistenţei RON cu tensiunea la borne, pentru cele două tranzistoare, ca în figura 2.5b, rezultă că rezistenţa echivalentă (reprezentată cu linie întreruptă) variază foarte puţin cu nivelul semnalului aplicat la intrarea comutatorului.

ueui

+VS

-VS

ON

OFF

+VS

-VS

RONNMOSPMOS

CMOS

tensiune intrare ui +-

uc

a)

b)

Figura 2.5.

În general, multiplexorul îndeplineşte funcţia de a transmite semnalul de la una din intrările sale la o cale de ieşire unică. Selectarea unei căi de intrare se face în funcţie de codul binar aplicat intrărilor de comandă. Între numărul P de canale de intrare şi codul binar al cuvântului de selecţie M există relaţia P=2M. În funcţie de structura internă şi respectiv de natura semnalului multiplexat, multiplexoarele pot fi analogice respectiv numerice. Evident, în cazul multiplexoarelor numerice la fiecare intrare se poate asocia un cuvânt format din N biţi (o secvenţă de biţi [bk]) care corespunde unui semnal numeric de


34

intrare. Din punct de vedere funcţional un multiplexor se prezintă ca în figura 2.6.

Deoarece în funcţie de necesităţi pot fi utilizate în acelaşi sistem mai multe circuite de multiplexare, selecţia unui circuit la un moment dat se realizează cu ajutorul semnalului de „Autorizare” (Enable).

canal 1

canal 2

canal p

canal P

...... Ieşire

AutorizareCod selecţie(semnal de comandă)

M

Semnale deintrare

MUX

Figura 2.6.

În figura 2.7 este prezentată structura de principiu a unui multiplexor analogic.

Comutatoarele sunt aduse succesiv în conducţie funcţie de codul numeric de adresă a canalului aplicat la intrarea circuitului de decodificare. Multiplexarea se poate face secvenţial sau cu adresare aleatorie. La ieşirea multiplexorului se poate conecta un amplificator cu câştig programabil (ACP) sau un circuit de eşantionare şi memorare (CEM).

Unele variante de multiplexoare au regiştri şi decodificatoare interne de adrese, la altele aceste funcţii se asigură din exterior. Intrările neutilizate ale multiplexorului trebuie conectate la masă, pentru a nu afecta precizia în funcţionare.

Multiplexarea analogică nu este recomandată dacă intervalele de măsurare diferă mult de la un canal la altul; totodată,


35

utilizarea acesteia se recomandă până la distanţe de cel mult 100 m. În cazul aplicaţiilor industriale, în care traductoarele sunt răspândite pe o arie mare şi în medii puternic perturbate, este recomandată utilizarea multiplexării semnalelor convertite sub formă numerică.

canal 1

canal 2

canal p

canal P

......

CEM sau ACP

AutorizareM

Multiplexor analogic

Decodificator adresăRegistru adresă

RON

RON

RON

RONCEP

CEp

CE2

CE1

Tact

R ue

Figura 2.7.

Multiplexare semnalelor de nivel scăzut (1 mV ÷1 V) trebuie în general evitată, datorită erorilor mari ce apar în funcţionare. Dacă anumite considerente impun, totuşi, utilizarea unei asemenea soluţii, trebuiesc avute în vedere o serie de probleme specifice: influenţa tensiunilor de natură termică, efectul semnalului de mod comun, etc.. Pentru a diminua efectul acestora, semnalul util se va aplica diferenţial la intrarea circuitului de multiplexare iar conectarea sursei de semnal se va face prin intermediul unor conductoare ecranate. Totodată, după multiplexare, semnalul va fi amplificat utilizând în locul unui amplificator obişnuit amplificatoare de măsură (instrumentale), care asigură o amplificare mare şi un factor ridicat de rejecţie a semnalului de mod comun.


36

Similar timpului de comutare, specific comutatoarelor electronice, în cazul multiplexorului se poate defini timpul de stabilizare tm a ieşirii după efectuarea comenzii de comutare a semnalului de intrare.

În funcţie de variantele constructive ale multiplexoarelor (comutatoarelor electronice), valoarea rezistenţei în stare de conducţie poate varia între 5 Ω până la sute de ohmi. Domeniul timpului de comutare (stabilizare) este cuprins de la o valoare mai mică de 20 ns până la 1μs, iar variaţia lui RON în raport cu tensiunea de intrare fiind mai mică de 2 Ω. Izolarea (atenuarea) unui canal, aflat în stare deschisă, variază între 50 dB şi 90 dB. Numărul de intrări al unui multiplexor analogic este tipic între 4 şi 16. Peste acest număr sistemul se complică foarte mult şi erorile care pot să apară sunt greu de minimizat.

Utilizarea unui multiplexor analogic se impune cu necesitate în cazul existenţei mai multor surse de semnal ce urmează a fi convertite în semnale numerice cu ajutorul unui singur convertor analog numeric. Prezenţa multiplexorului face ca la intrarea circuitului de eşantionare şi memorare să se aplice şi să fie reţinută de fiecare dată valoarea unui singur eşantion în vederea conversiei analog numerice. Pentru utilizarea cât mai eficientă a perioadei de achiziţie, multiplexorul comută la următorul canal în timp ce CEM se găseşte în starea de memorare, adică pe durata conversiei tensiunii de la ieşirea sa. După terminarea conversiei analog numerice a eşantionului curent, CEM este comandat în starea de achiziţie, în vederea preluării unui eşantion din semnalul analogic al canalului următor, deja comutat şi stabilizat.


37

2.3 Amplificatoare operaţionale

În structura sistemelor de achiziţie a datelor un rol deosebit de important îl au amplificatoarele instrumentale sau de măsură (AM). Funcţionarea AM se bazează pe caracteristicile amplificatorului operaţional, de aceea, în cele ce urmează se face o prezentare succintă a acestora.

Amplificatorul operaţional cel mai frecvent utilizat este un amplificator de tensiune, având atât ca mărime de intrare cât şi de ieşire o tensiune. În figura 2.8 se prezintă schema echivalentă a unui lanţ de amplificare în tensiune, format din sursa de semnal ug, având rezistenţa internă Rg, amplificatorul ce are la intrare tensiunea ui şi furnizează la ieşire tensiunea ue, pe rezistenţa de sarcină Rs.

Sursă

ui Ri ue

Amplificator Sarcină

ug

Rg

Aui

Re

Rs

Figura 2.8.

Amplificatorul se caracterizează la intrare doar prin rezistenţa sa de intrare Ri (capacitatea de intrare se presupune neglijabilă) iar în circuitul de ieşire se găseşte o sursă de tensiune comandată în tensiune AuI şi rezistenţa de ieşire Re. Dacă câştigul (amplificarea) A al amplificatorului este constant cu nivelul semnalului de intrare, atunci amplificatorul este liniar. Câştigul A arată de câte ori mărimea de ieşire este mai mare decât mărimea de intrare. Pentru întregul lanţ de amplificatoare rezultă amplificarea globală AU:

ARR

RRR

RuuA

se

s

ig

i

i

eU ⋅

+⋅

+== . (2.4)


38

Amplificarea globală este independentă de caracteristicile sursei şi ale sarcinii dacă Ri tinde la infinit şi Re este zero (cazul unui amplificator ideal). În aceste condiţii amplificarea globală este identică în valoare cu amplificarea A, proprie amplificatorului.

Schema echivalentă a unui amplificator operaţional (AO) este prezentată în figura 2.9.

ui+

ui-

ii-

ii+

Re ue

ud Rd Aud

Figura 2.9.

Cele două tensiuni de intrare ui+ şi ui- se aplică pe intrarea neinversoare (+) respectiv pe intrarea inversoare (-), iar tensiunea ud=ui+-ui-, reprezintă tensiunea diferenţială de intrare care se regăseşte pe rezistenţa diferenţială de intrare Rd. Circuitul echivalent de ieşire al amplificatorului operaţional este format din sursa de tensiune comandată Aud şi rezistenţa de ieşire Re. Mărimea A reprezintă amplificarea în tensiune în buclă deschisă a amplificatorului operaţional. Tensiunea de la ieşirea amplificatorului operaţional are expresia:

( )−+ −== iide uuAAuu . (2.5)

Amplificarea A având valori foarte mari (107) iar tensiunea de ieşire ue fiind de valoare finită, rezultă că ud are valoare extrem de mică, tinzând către zero. În consecinţă, un amplificator operaţional ideal se caracterizează prin amplificare în buclă deschisă şi rezistenţa diferenţială de intrare ce tind ambele spre infinit, în timp ce atât curenţii de polarizare i+ şi i-, cât şi rezistenţa de ieşire tind către zero. Amplificatorul operaţional


39

ideal prezintă aceste caracteristici într-o bandă de frecvenţă presupusă infinită.

Circuitele de bază care se realizează cu ajutorul amplificatorului operaţional sunt: amplificatorul inversor, amplificatorul neinversor, sumatorul şi diferenţiatorul. Aceste circuite includ amplificatoare operaţionale şi elemente pasive conectate într-o buclă de reacţie. Rolul acestor circuite de bază este de a permite implementarea, cu ajutorul lor, a principalelor operaţii matematice (adunare, scădere, integrare, diferenţiere).

Utilizând amplificatoare operaţionale cu parametri apropiaţi de cei ai unui amplificator ideal, în cazul acestor aplicaţii vor fi diferenţe mici între parametrii circuitului real şi parametrii circuitului ideal corespunzător. Performanţele circuitului real se înrăutăţesc datorită unor limitări în funcţionarea amplificatorului operaţional real, ca rezultat spre exemplu, al creşterii frecvenţei. Trebuie avut în vedere faptul că amplificarea în buclă deschisă este foarte mare doar până la câţiva Hz, după care ea descreşte în raport cu frecvenţa şi astfel se degradează şi performanţele în buclă închisă.

Dependenţa amplificării în buclă deschisă a unui AO cu frecvenţa poate fi aproximată pe baza relaţiei:

( ) ( )A

0f f/fj1

AjfA+

= , (2.6)

unde A0 este amplificarea de curent continuu în buclă deschisă iar fA este frecvenţa la care Af se micşorează cu 3 dB.

Se demonstrează, de asemenea, că amplificarea în buclă închisă se modifică cu frecvenţa conform expresiei:

( ) ( )A

0uuf f/fj1

AjfA+

= , (2.7)

în care Au0 este amplificarea de curent continuu în buclă închisă.


40

În domeniul semnalelor mici de intrare AO este caracterizat de timpul de răspuns iar pentru semnale mari de intrare AO este caracterizat prin viteza maximă cu care se poate modifica tensiunea de ieşire (slew-rate) şi timpul de stabilizare.

Amplificarea în buclă deschisă ajunge la valoare unitară la frecvenţa de tăiere fT. Practic, peste această frecvenţă amplificatorul funcţionează ca un atenuator. În general amplificatoarele operaţionale se caracterizează prin produsul bandă*amplificare, de valoare constantă şi egală cu fT. Banda de frecvenţă a amplificatorului operaţional fiind limitată rezultă că şi viteza de răspuns a acestuia este limitată.

La rândul lor şi circuitele de intrare ale unui AO real pot conduce la apariţia unor erori la intrare. Sursele acestor erori pot fi curenţii de polarizare de la intrare, tensiunea şi curentul de decalaj la intrare, deriva în raport cu temperatura a tensiunii şi curentului de decalaj, şi nu în ultimul rând zgomotul intern. În afara acestora trebuie avuţi în vedere şi alţi parametri importanţi: rejecţia semnalului de mod comun şi rejecţia tensiunii de alimentare. Deşi, în mod evident, la un moment dat sunt prezente toate aceste surse de erori, într-o aplicaţie dată se va lua în considerare, în primul rând, acea sursă de eroare ce are efectul cel mai însemnat. În general, în cazul unor măsurători, este foarte importantă identificarea surselor de erori, deoarece numai astfel se pot lua măsurile adecvate în vederea eliminării acestora şi implicit şi a efectelor nedorite produse de ele.

Existenţa, în cazul amplificatoarelor operaţionale reale, a unor curenţi de intrare, impune existenţa la intrarea amplificatorului a circuitelor de curent continuu necesare pentru circulaţia acestor curenţi.


41

Curentul de decalaj la intrare id reprezintă diferenţa dintre curentul de polarizare a intrării neinversoare ii+ şi curentul de polarizare a intrării inversoare ii-:

id= ii+- ii-. (2.8) Curenţii de polarizare (cu valori tipice de câţiva nA) şi curenţii

de decalaj produc erori ale tensiunii de ieşire, de aceea, pentru a minimiza efectele acestora se impun a fi respectate câteva recomandări privind proiectarea amplificatoarelor realizate cu AO: - rezistenţele echivalente la cele două intrări trebuie să fie egale; - valorile rezistenţelor din schemă se aleg la minimul acceptat de aplicaţie şi de AO; - se vor folosi AO cu curenţi de polarizare şi de decalaj cât mai mici posibili, ţinând cont şi de deriva în raport cu temperatura a curentului de decalaj.

În cazul unui AO real tensiunea de ieşire nu este nulă chiar dacă intrarea inversoare este conectată împreună cu intrarea neinversoare. Tensiunea de decalaj la intrare ud0, reprezintă aceea tensiune care trebuie să se aplice între cele două intrări, pentru a aduce la zero tensiunea de ieşire:

ud0=ui+- ui-. (2.9) Tensiunea de decalaj poate fi pozitivă sau negativă, (tipic ud0

este egală cu câţiva mV); în general amplificatoarele operaţionale sunt prevăzute cu conexiuni pentru compensarea din exterior a acestor tensiuni. Evident, această compensare rămâne valabilă doar pentru o anumită temperatură de funcţionare, tensiunea de decalaj modificându-se cu temperatura. Această modificare reprezintă aşa-zisa derivă a tensiunii de decalaj (tipic câţiva μV/0C).


42

Măsura în care se modifică tensiunea de decalaj, Δud0, datorită modificării tensiunii de alimentare Δua, se exprimă prin factorul de rejecţie al tensiunii de alimentare, definit de relaţia:

0d

auu20logPSR

ΔΔ

= . (2.10)

PSR depinde de frecvenţa cu care se modifică tensiunea de alimentare. Totuşi, la frecvenţe joase - până la sute de Hz, are o valoare suficient de mare (cca. 90 dB), după care scade cu 20 dB pe decadă.

Modificarea tensiunii de decalaj ∆ud0, în raport cu variaţia tensiunii de mod comun ∆ucm, se poate exprima cu ajutorul raportului de rejecţie de mod comun CMR:

0d

cmuulog20CMR

ΔΔ

= . (2.11)

Valorile lui CMR (tipic cca. 90 dB) scad cu frecvenţa (20 dB pe decadă), dacă acesta este mai mare de câteva sute de Hz.

2.4 Amplificatorul de măsură

Utilizarea amplificatoarele instrumentale (de măsură) AM, se impune în situaţia în care trebuie prelucrate cu precizie semnale utile de ordinul mV, în condiţiile unei componente perturbatoare de mod comun de ordinul V. Amplificatoarele de măsură diferă faţă de AO prin performanţe mult îmbunătăţite, motiv pentru care sunt utilizate în sistemele de achiziţii de date ca preamplificatoare respectiv amplificatoare pentru traductoare.

Amplificarea diferenţei a două tensiuni este posibilă, în principiu, cu un AO conectat într-o schemă de amplificator diferenţial (figura 2.10). Tensiunile de intrare ui+ şi ui- sunt exprimate aici funcţie de componentele de mod comun şi mod diferenţial ale tensiunii de intrare. Această soluţie este puţin performantă deoarece circuitul prezintă impedanţe neegale şi de valori scăzute la cele două intrări precum şi un factor de rejecţie


43

a semnalului de mod comun redus şi dependent de gradul de împerechere al rezistoarelor din circuit. De aceea, o parte din rezistenţa R4 se face reglabilă. Tot din cauza necesităţii păstrării unui raport riguros între valorile rezistenţelor, realizarea unei amplificări diferenţiale reglabile este greoaie, fiind necesară utilizarea, în acest scop, a unui potenţiometru dublu.

R1 R2

R’4 P4

R4=R2R3=R1

umc

ud2

2ud

ui-

ui+ue

Figura 2.10.

În practică, o atenţie deosebită trebuie acordată modului de proiectare şi realizare a traseelor de circuit imprimat pentru a evita apariţia de tensiune diferenţială echivalentă la intrare şi a căderilor de tensiune de pe porţiunile din trasee de masă parcurse de curenţi proveniţi din alte circuite.

Spre deosebire de circuitul descris mai sus, amplificatorul instrumental sau de măsură este un amplificator diferenţial care are caracteristicile foarte apropiate de cele ale unui amplificator ideal. Astfel, AM realizează o amplificare finită şi stabilită, cunoscută cu precizie (între 1 şi 1000), dar în acelaşi timp permite modificarea valorii amplificării, modificând doar valoarea a unei singure rezistenţe. Actualmente, AM integrate pot avea câştig programabil, fiind comandate numeric. Amplificatorul instrumental prezintă impedanţe de intrare foarte mari, atât la intrarea neinversoare cât şi la intrarea inversoare. De asemenea, impedanţa diferenţială Zd şi impedanţa de mod


44

comun Zc sunt de valori foarte mari, în timp ce impedanţa de ieşire Ze este foarte mică.

În figura 2.11 este prezentată schema echivalentă a unui AM real, din punct de vedere al impedanţelor de intrare şi ieşire. Faţă de schema echivalentă din figura 2.9, rezistenţele sînt înlocuite cu impedanţe. Evident, la rândul ei şi impedanţa diferenţială de intrare Zd, este dependentă de frecvenţă.

ui+

ui-

Ze ue

ud

Zc

Zd

Zc

Aud

Figura 2.11.

Faţă de un AO, amplificatorul instrumental asigură cel mai ridicat CMR, cu valori în gama 100÷120 dB.

Schema uzuală, cea mai simplă, a unui amplificator de măsură este prezentată în figura 2.12. Aceasta include un etaj cu intrare şi ieşire diferenţială (A1 şi A2), în montaj neinversor, care realizează impedanţe mari de intrare pentru sursele de semnal ui+ şi ui- şi o amplificare supraunitară.

R1 R2

R1 R2

R3

R3

A2

A1

RG A3

ui+

ui-

ue

Sens

ieşire

Ref.ue2

ue1

i

i

Figura 2.12.


45

Etajul de ieşire, format din A3, este un amplificator diferenţial conform celui descris mai sus. Tensiunea de la intrarea AM are expresia :

( )1e2e1

2e uu

RRu −= , (2.12)

unde ue1 şi ue2 sunt tensiunile de la ieşirile amplificatoarelor A1 şi A2. Dacă se consideră că A1 şi A2 au curenţii de intrare de valoare nulă, rezultă:

( )3G1e2e R2Riuu +=− . (2.13)

De asemenea, tensiunea între intrarea neiversoare şi intrare inversoare este dată de expresia:

−+ −= iiG uuiR . (2.14)

Pe baza relaţiilor (2.12), (2.13, (2.14) rezultă tensiunea de la ieşirea AM:

( )−+ −⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+= ii

1

2

G

3e uu

RR

RR21u . (2.15)

Expresia (2.15) evidenţiază posibilitatea reglării amplificării prin modificarea unei singure rezistenţe RG, chiar dacă această amplificare depinde neliniar de valoarea lui RG. Pe de altă parte, amplificarea se poate modifica fără a se mări semnalul de eroare de mod comun, valoarea acestuia fiind determinată exclusiv de etajul diferenţial A3.

În varianta integrată amplificatorul instrumental este prevăzut cu posibilitatea conectării din exterior a unei rezistenţe RG, cu o valoare determinată de mărimea amplificării. Există şi alte variante de amplificatoare de măsură în care se substituie împerecherea unor rezistenţe cu împerecherea unor dispozitive active generatoare de curent constant, ceea ce este mult mai uşor de realizat din punct de vedere tehnologic.

Dacă sarcina RS este conectată la distanţă de AM, tensiunea la bornele lui RS ar putea diferi de tensiunea de la ieşirea amplificatorului, ca urmare a căderilor de tensiune pe


46

conductoarele de legătură. De aceea, pentru eliminarea acestor erori, bornele Sens şi Ref ale AM, se vor conecta prin fire de legătură proprii direct la bornele sarcinii. Se recomandă ca atât conductoarele prin care se transmite semnalul util la intrarea amplificatorului, cât şi firele de conectare în circuit a rezistenţei RG, plasată la distanţă de AM, pentru a putea fi comod reglată, să fie ecranate sau să se utilizeze circuite cu aşa-zisă gardă activă. Ecranarea este necesară pentru a preveni inducerea în aceste conductoare, de către câmpul electric al reţelei, a unor tensiuni electrice perturbatoare.

2.5 Amplificatorul cu câştig programabil

Amplificatorul cu câştig programabil din structura unui sistem de achiziţii de date face posibilă, în primul rând, mărirea gamei dinamice corespunzătoare semnalului analogic de intrare care urmează a se achiziţiona. Gama dinamică (GD) a semnalului de intrare ui se exprimă în funcţie de valoarea maximă a semnalului de intrare şi de valoare minimă impusă a se detecta uimindet, fiind definită prin relaţia: (2.16)

detimim

maxiuu

log20GD = .

De exemplu, în cazul unui convertor analog numeric pe N biţi este posibilă reprezentarea numerică a unui semnal de intrare de valoare uimax=FSR, şi uimin=1 LSB, rezultând gama dinamică a semnalului de intrare:

N2log20LSB1

FSRlog20GD == . (2.17)

FSR reprezintă în relaţia de mai sus capătul de scală (Full-Scale Range), adică valoarea maximă permisă a semnalului de intrare, iar mărimea 1 LSB reprezintă cea mai mică variaţie a tensiunii de la intrarea convertorului A/N care produce două tranziţii succesive ale codului numeric de la ieşire.


47

Astfel, pentru un CAN de N=12 biţi şi având FSR=10 V, rezultă GD≅72 dB, iar valoarea minimă detectabilă a semnalului de intrare egală cu 1 LSB=2,44 mV. Utilizând un amplificator cu câştig programabil înaintea unui CAN (figura 2.13), există posibilitatea achiziţiei unor semnale ce prezintă o gamă dinamică mai mare decât cea corespunzătoare convertorului.

ueACP

ui

comandă numericăcâştig G

Figura 2.13.

În cazul exemplului de mai sus, dacă semnalul de intrare are valori ui<10 mV, acesta se poate amplifica cu 103 (pentru a nu depăşi FSR=10 V), situaţie în care valoarea minimă detectabilă devine 2,44 μV, mărindu-se astfel gama dinamică.

Reprezentarea numerică a semnalului de intrare pentru toată gama dinamică a acestuia se poate realiza cu un CAN de 12 biţi şi codificarea în ansamblu a eşantioanelor achiziţionate cu 13 biţi. În scopul îmbunătăţirii preciziei, se poate creşte numărul de valori programabile ale câştigului amplificatorului, modificându-se în mod corespunzător şi numărul de biţi cu care este reprezentat codul numeric la ieşire.

Programarea câştigului amplificatorului este efectuată în funcţie de valoarea semnalului de intrare ui, de exemplu, prin investigarea bitului de semnificaţie maximă de la ieşirea CAN. Dacă acest bit are valoarea logică 0, înseamnă că se poate cel puţin dubla valoarea amplificării.

Prin modificarea nivelului semnalului de la intrarea convertorului, astfel încât acesta să se situeze întotdeauna aproape de limita superioară a domeniului de măsură, eroarea


48

relativă ce rezultă în procesul de conversie analog numerică este practic aceeaşi şi are o valoare minimă.

2.6 Amplificatoare cu modulare-demodulare

În numeroase aplicaţii este necesară achiziţionarea unei tensiuni cu nivel foarte mic (gama de μV ÷ mV). În acest scop este necesară amplificarea semnalului de intrare (60÷100 dB) în condiţiile asigurării unor valori cât mai mici: pentru tensiunea de decalaj la intrare, pentru deriva tensiunii de decalaj în timp şi cu temperatura, respectiv pentru curenţii de intrare. Din acest punct de vedere, amplificatoarele operaţionale de precizie, de curent continuu, existente, sunt deosebit de performante. Cu toate acestea, în cazul unor astfel de aplicaţii se utilizează, uneori, amplificatoare cu modulare-demodulare (AMD), care prezintă performante şi mai bune.

În figura 2.14 este prezentată structura de principiu a unui amplificator cu modulare-demodulare.

Filtruintrare Modulator

Generatorsemnalpurtător

ui

uif um

Demodu-lator

Filtruiesire

uma ud

ue

up up

Amplificatorde curentalternativ

Figura 2.14.

După ce semnalul de intrare este filtrat, cu ajutorul unui filtru trece jos, semnalul lent variabil uif astfel rezultat modulează un semnal purtător up, de frecvenţă mult mai mare decât frecvenţa maximă din spectrul semnalului de amplificat. Modulaţia poate fi realizată în amplitudine, frecvenţă sau fază. Semnalul purtător este sinusoidal sau rectangular.


49

Rolul filtrului de intrare, care are frecvenţa de tăiere ff, este de a limita superior domeniul de frecvenţe ale semnalului de intrare ui, corespunzătoare frecvenţei maxime de lucru a amplificatorului şi în concordanţă cu frecvenţa fp, a semnalului purtător. Astfel, sunt atenuate substanţial componentele cu frecvenţă egală cu ceea a semnalului up, care s-ar putea suprapune în mod parazit peste semnalul util de intrare, determinând la ieşire semnale de eroare.

În principiu, în conformitate cu teorema eşantionării, frecvenţa semnalului purtător ar trebui să fie de cel puţin de două ori mai mare decât frecvenţa maximă din spectrul semnalului de intrare. Totuşi, în practică, acest raport este mult mai mare, având valori tipice situate în gama 10÷100, rezultând frecvenţe pentru purtătoare de sute de Hz până la câţiva KHz.

După efectuarea modulării, semnalul modulat um este amplificat cu ajutorul unui amplificator de curent alternativ, obţinându-se semnalul modulat şi amplificat uma. Utilizând amplificatoare de curent alternativ nu există probleme legate de tensiunea de decalaj la intrare şi de deriva acestuia în raport cu timpul şi cu temperatura. Deriva tensiunii de decalaj, pentru amplificatorul cu modulare-demodulare, este dată aproape în întregime de circuitul modulator, deoarece deriva circuitului demodulator este raportată la intrare prin factorul de amplificare de curent alternativ. Deoarece modulatorul este realizabil cu derive reduse ale tensiunii de decalaj, această caracteristică este valabilă şi pentru amplificatorul cu modulare-demodulare în ansamblu.

De fapt, în condiţiile alegerii corecte a frecvenţei semnalului purtător, amplificatorul cu modulare-demodulare transpune amplificarea semnalelor continue şi de joasă frecvenţă, la frecvenţe superioare; acest lucru constituie încă un avantaj, deoarece la aceste frecvenţe zgomotul 1/f al tranzistoarelor este


50

mult mai puţin deranjant decât în cazul semnalelor continue sau lent variabile.

Semnalul demodulat ud, cu nivel mai ridicat, rezultă în urma demodulării semnalului modulat şi amplificat uma. Informaţia privind polaritatea tensiunii de intrare este conţinută în faza semnalului modulat, reconstituirea acestei polarităţi fiind posibilă dacă modulatorul şi demodulatorul funcţionează sincron. De aceea, atât comanda modulatorului cât şi a demodulatorului se face cu un semnal up care provine de la acelaşi generator de semnal purtător.

Filtrul de ieşire, de tipul trece-jos, permite trecerea spre ieşire numai a componentelor din domeniul de frecvenţe corespunzător semnalului de intrare filtrat uif, celelalte componente din semnalul demodulat ud fiind rejectate. Astfel, semnalul ue, de la ieşirea amplificatorului cu modulare-demodulare va avea aceiaşi formă de variaţie în timp ca şi semnalul de intrare filtrat uif, evident la un nivel de putere mult mai mare decât acesta.

Un alt avantaj al utilizării amplificatorului cu modulare-demodulare este faptul că realizează o izolare galvanică între intrare şi ieşire.

Dezavantajele amplificatoarelor cu modulare-demodulare constau, în banda de trecere relativ scăzută, datorită procesului de modulare-demodulare, (chiar filtrul de intrare limitează această frecvenţă) precum şi în complexitatea ridicată a structurii.

Pentru exemplificare, se prezintă în figura 2.15 structura clasică a unui amplificator cu modulare-demodulare cu chopper (ACH), iar diagramele de timp ale semnalelor corespunzătoare acestui amplificator sunt redate în figura 2.16.


51

ACAC3 R3

C4 ueuma

Generator semnalcomandăcomutator

C2R2R1

C1ui uif CE1 CE2um

Figura 2.15.

ui

um

uma

ud

ue

CE1 şi CE2

închise

t

t

t

t

Figura 2.16.

Semnalul de intrare filtrat uif modulează semnalul purtător prin choppare. Grupul R1C1 formează filtrul trece jos de la intrare, iar FTJ de la ieşire este realizat cu R3 şi C4.


52

Semnalul purtător rectangular up comandă comutatoarele electronice CE1 şi CE2 cu ajutorul cărora se realizează modularea respectiv demodularea.

Comutatoarele CE1 şi CE2 au caracteristicile unui comutator electronic ideal, adică în stare deschisă rezistenţa ROFF se presupune infinită iar în stare închisă rezistenţa RON se consideră nulă. Limitele benzii de trecere ale amplificatorului de curent alternativ se aleg din următoarele considerente: pe de o parte, frecvenţa limită inferioară se alege suficient de mică, încât semnalul rectangular modulat să treacă fără distorsiuni, iar pe de altă parte, frecvenţa limită superioară se ia mult mai mare decât frecvenţa maximă din spectrul semnalului de intrare.

Semnalul modulat şi amplificat rezultă axat şi, dependent de polaritatea tensiunii de intrare, în fază respectiv antifază cu semnalul de comandă al comutatorului CE1.

Dacă comutatoarele CE1 şi CE2 sunt comandate în fază, ACH funcţionează ca un amplificator neinversor şi polaritatea semnalului de la intrare este reconstituită la ieşire. Dacă cele două comutatoare funcţionează în antifază, rezultă un ACH în configuraţie inversoare. Filtrul de la ieşire elimină din semnalul modulat şi amplificat unda rectangulară, obţinându-se semnalul de ieşire ue, adică semnalul de intrare ui amplificat.

Deoarece constanta R3C4 are valori de zeci de milisecunde, amplificatorul cu choppare este lent, răspunsul la un salt treaptă al semnalului de intrare având valori tipice în gama ms÷s.

Amplificatorul cu modulare-demodulare poate fi utilizat pentru a se îmbunătăţi performanţele de curent continuu ale unui amplificator de bandă largă, aplicând metoda Goldberg (figura 2.17).


53

A1

ACH

Componentede curent

continuu şi dejoasă

frecvenţă

Componente deînaltă frecvenţă

ui

R2 R1

C1

C2ue

Figura 2.17.

Amplificatorul A1, care urmează a se stabiliza, este de bandă largă dar cu performanţele de curent continuu mai modeste, în timp ce ACH, deşi este de bandă utilă îngustă, are în schimb performanţele foarte bune în curent continuu. În aceste condiţii, semnalul de intrare este amplificat pe două căi diferite, în funcţie de componentele de frecvenţe din spectrul său. Această separare în frecvenţă se realizează cu filtrul trece sus, constituit cu R1 şi C1, respectiv cu filtrul trece jos obţinut cu R2 şi C2. Astfel, în curent continuu şi la frecvenţe joase amplifică numai ACH, iar la frecvenţe înalte amplifică numai A1. Evident, există şi o bandă de frecvenţe intermediare la a cărei amplificare contribuie atât A1 cât şi ACH.

Amplificatorul stabilizat cu chopper va avea performanţele de frecvenţă determinate de A1, iar cele de curent continuu sunt date practic de ACH. Ponderea erorii la ieşire datorată tensiunii de decalaj şi circuitelor de polarizare aferente amplificatorului A1 este redusă foarte mult deoarece componenta de curent continuu din semnalul de intrare ui este mult amplificată înainte de a fi combinată cu componente de curent alternativ din acelaşi semnal. Curentul de polarizare la intrarea amplificatorului stabilizat este determinat de rezistenţa de


54

intrare a ACH şi de curentul de fugă al capacităţii C1. De asemenea, deriva tensiunii de decalaj a amplificatorului de bandă largă A1 se raportează la intrarea amplificatorului stabilizat cu chopper prin factorul de amplificare al lui ACH. Deriva tensiunii de decalaj a amplificatorului stabilizat cu chopper este dată aproape în întregime de deriva tensiunii de decalaj a amplificatorului cu modulare-demodulare cu chopper ACH.

Cele mai bune amplificatoare cu tranzistoare bipolare pot avea o tensiune de decalaj de numai 10 μV şi o derivă a acesteia de 0,1 μV/0C. Pentru a obţine tensiuni de decalaj şi derive cu valori mai reduse, amplificatoarele cu chopper constituie o bună soluţie (max. 0,5 μV tensiune decalaj la intrare şi deriva tensiunii de decalaj sub 0,04μV/0C).

O altă structură de amplificator stabilizat cu chopper este prezentată în figura 2.18, în care A1 este amplificatorul principal de bandă largă iar ACH este un amplificator de nul.

ui

NUL

NUL

A1

ACH

C1

C2

ue

E Z

E

Z

CE1

CE2

Figura 2.18.

Cele două poziţii ale comutatoarelor electronice sincronizate CE1 şi CE2 definesc ciclul de autozero (Z) şi ciclul de eşantionare (E) al tensiunii de intrare. În starea de eşantionare, ACH monitorizează tensiunea de decalaj de la intrarea lui A1, astfel


55

încât tensiunea de ieşire a lui ACH, aplicându-se pe borna NUL a lui A1, realizează o corecţie potrivită în scopul aducerii la zero şi a ieşirii lui A1. Desigur, amplificatorul ACH are propria sa tensiune de decalaj de la intrare, ceea ce la rândul ei trebuie corectată înainte de a se acţiona cu ACH asupra amplificatorului A1. Astfel, în starea de autozero, ACH se deconectează de la intrarea lui A1 şi intrările sale inversoare şi neinversoare sunt conectate împreună. În acest caz, ieşirea lui ACH se conectează la borna sa de NUL şi se corectează propria tensiune de decalaj. Tensiunile de corecţie ale decalajelor sunt memorate cu ajutorul condensatoarelor C1 şi respectiv C2. În cazul amplificatoarelor moderne stabilizate cu chopper aceste capacităţi pot fi chiar în interiorul circuitelor integrate.

Pentru amplificatorul analizat mai sus semnalul de intrare ui este conectat în permanenţă, diferenţial, la intrarea lui A1. Banda de frecvenţă a amplificatorului stabilizat cu chopper este determinată prin urmare exclusiv de amplificatorul de bandă largă A1, şi astfel nu mai este limitată la jumătatea frecvenţei de choppare ca şi în cazul structurii ACH tradiţionale. Totuşi, prezenţa comutatoarelor şi a semnalului de choppare de frecvenţă fp poate determina apariţia de zgomote în banda utilă de frecvenţe. Dacă frecvenţa de choppare este mult mai mare decât frecvenţa 1/f al zgomotului de intrare, practic, ACH anulează la ieşire acest zgomot la fiecare ciclu de eşantionare.

2.7 Amplificatoare de izolare

Amplificatoarele de izolare (AI) se caracterizează printr-o separarea galvanică între circuitele de intrare şi circuitele de ieşire ale amplificatorului. Această separare necesită utilizarea de surse de alimentare separate şi izolate între ele, pentru alimentarea celor două părţi izolate galvanic. Utilizând amplificatoarele de izolare într-un sistem de achiziţie de date se


56

reduc perturbaţiile şi se îmbunătăţesc performanţele acestuia ca urmare a diminuării tensiunilor de mod comun prin întreruperea buclelor de masă din circuitul de conectare al sursei de semnal. Totodată, izolarea galvanică asigură protecţia atât a componentelor sistemului de achiziţie cât şi a personalului de exploatare faţă de tensiunile ridicate de mod comun la care s-ar putea găsi sursa de semnal.

În figura 2.19 este reprezentată structura unui amplificator de izolare. Cele trei etaje (intrare, ieşire şi sursa de alimentare) din structura amplificatorului sunt izolate galvanic, de aceea şi simbolurile de conectare la masă sunt diferite (au puncte de masă diferite). Tensiunile permise între aceste borne de mase sunt de ordinul a câtorva kV.

izolare

galvanică

Amplificatorde ieşire

Amplificatorde intrare

ieşire

Convertor cc-cc

Ai Ae

intrare

Sursa de alimentare Figura 2.19.

Parametrii unui AI se specifică pe baza schemei prezentate în figura 2.20.

Expresia tensiunii de ieşire rezultă sub forma:

IMRu

CMRuu

RRu izcm

d1

2e +⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛ += , (2.18)

unde ud şi ucm reprezintă tensiunile surselor de semnal diferenţial respectiv mod comun iar uiz este tensiunea de mod comun de izolaţie; această tensiune se defineşte ca diferenţa de potenţial ce apare între punctele de masă ale circuitelor de intrare şi de ieşire ale AI.


57

Barieră deizolaţie

ieşire

R2

-

+

~

~

R1

R1

ud

uc R2

Ai

Ri

Ciz

Ae

uiz

ue

~

Figura 2.20.

Totodată, se defineşte factorul de rejecţie al semnalului de mod comun CMR prin expresia:

dc

ddAACMR = , (2.19)

în care Add reprezintă amplificarea diferenţială pentru semnalul de mod diferenţial iar Adc semnifică amplificarea diferenţială pentru semnalul de mod comun. IMR reprezintă factorul de rejecţie a semnalului de mod de izolaţie, şi depinde de rezistenţa de izolaţie Riz şi de capacitatea de izolaţie Ciz . IMR are o valoare finită, dar dependentă de frecvenţă datorită prezenţei lui Ciz.

Circuitul de intrare al Ai, cuplat galvanic la sursa de semnal, trebuie alimentat de la o sursă separată şi izolată faţă de sursa pentru circuitele de ieşire Ae, care de asemenea, trebuie să fie izolată şi faţă de sursa de alimentare a întregului amplificator cu izolare. În acest scop se utilizează convertoare de tensiune continuă-tensiune continuă (cc-cc).

Pentru transferul semnalului de la amplificatorul de intrare la amplificatorul de ieşire se poate utiliza cuplajul inductiv sau cuplajul optic. În cazul cuplajului inductiv se poate folosi modulaţia în amplitudine a unei purtătoare sinusoidale sau modulaţia în durată a impulsurilor, în timp ce în cazul


58

cuplajului optic se poate utiliza modulaţia în intensitate luminoasă sau modulaţia în durată a impulsurilor.

Utilizarea amplificatoarelor de izolare cu cuplaj inductiv se recomandă în cazul în care se necesită o bună liniaritate a caracteristicii de transfer şi în general o precizie mai ridicată, corespunzătoare unei rezoluţii de 12÷16 biţi. Dacă pentru cuplajul inductiv se utilizează transformatoare miniaturizate, banda utilă de frecvenţă este de 102÷106 Hz, rezultând simultan o izolare a înfăşurărilor pentru tensiuni de câţiva KV.

Tensiunea de izolare are aproximativ aceleaşi valori dacă se utilizează pentru cuplajul optic ansambluri de diode electroluminescente (LED) cu fotodiode sau fototranzistoare. Dacă se intercalează şi un cablu optic între cele două elemente ale fotocuplorului (emiţător-receptor), pot rezulta tensiuni de izolare chiar de ordinul 102÷103 KV. Fiind şi mai ieftine, AI cu elemente cuplate optic se caracterizează printr-o bandă de trecere mai largă decât cele cu cuplaj inductiv, de aceea sunt folosite în aplicaţii unde intervin frecvenţe mai ridicate (106 Hz).

Izolaţia prin cuplaj capacitiv asigură o rezoluţie de până la 12 biţi, bandă de frecvenţă redusă şi o tensiune de izolare mică, fiind însă o varianta mai ieftină decât cea cu cuplajului inductiv.

În figura 2.21 este prezentată structura unui amplificator de izolare cu cuplaj optic care utilizează modulaţia în intensitate luminoasă.

Caracteristicile de transfer ale celor două optocuploare (FC1 şi FC2) sunt neliniare iar factorul de transfer este subunitar. Fiecare optocuplor este realizat dintr-un ansamblu LED şi fototranzistor, FC1 fiind inclus în bucla de reacţie negativă a amplificatorului de intrare Ai, iar FC2 realizând izolarea galvanică propriu-zisă între intrare şi ieşirea amplificatorului de izolare. Curenţi de colector ai celor două fototranzistoare au expresiile:


59

3

2

4

e2

2

1

1

i1 R

VRuI;

RV

RuI +=+= , (2.20)

în care ui şi ue reprezintă tensiunea la intrarea respectiv ieşirea AI, iar V1 şi V2 sunt tensiunile de alimentare ale celor două etaje.

Ai

Aeui

R1

V1

FC2

FC1

R3R4

R2

V2

ueI1

I2

Figura 2.21.

Având de vedere că cele două diode electroluminescente sunt conectate în serie şi presupunând că factorii de transfer în curent ai celor două optocuploare, FC1 şi FC2, sunt identici, rezultă:

I1=I2. (2.21) Pe baza relaţiilor (2.20) şi (2.21) rezultă funcţia de transfer a

amplificatorului de izolare:

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−+=

3

2

2

14i

1

4e R

VRVRu

RRu . (2.22)

În condiţiile menţionate, această funcţie de transfer este liniară. Termenul al doilea, corespunzător decalajului, se poate chiar anula, dacă:

3

3

2

1RV

RV

= . (2.23)

Curenţii prin R2 şi R3 sunt necesari pentru ca AI să funcţioneze pentru ambele polarităţi ale tensiunii de intrare, deoarece atât dioda electroluminescentă cât şi fototranzistoarele


60

sunt unidirecţionale. Evident, valoarea curentului static prin fototranzistoare se alege în domeniul de liniaritate maximă a caracteristicii de transfer în curent a optocuplorului.

Principalele aplicaţii ale amplificatoarelor de izolare sunt din domeniul electric, în echipamente medicale, aparate de testare automată şi în general, sisteme de control a proceselor industriale.

În figura 2.22 este prezentată structura de principiu a unui amplificator de izolare (AD 210) care este în acelaşi timp amplificator cu modulare-demodulare. Cuplajul între etaje este de tip inductiv şi este realizat prin intermediul transformatoarelor T1, T2 şi T3. Oscilatorul din circuitul de alimentare este utilizat, pe de o parte, pentru transferarea puterii de alimentare, iar pe de altă parte serveşte la transmiterea semnalului de la intrare la ieşirea amplificatorului de izolare.

Utilizând rezistenţe conectate în exterior se poate modifica câştigul amplificatorului între 1 şi 100. Acest AI se caracterizează printr-o bandă utilă de frecvenţe de 20 KHz, o tensiune de izolare de aprox. 2,5 kV şi erori de liniaritate de max. 0,012 %. Tensiunile de alimentare izolate de la intrarea şi ieşirea AI sunt de ±15 V la un curent debitat de ±5 mA.

FB-Ui

+Ui

Ic

+Uri

-Uri

T2

T1

T3

Ue

+Ure

-Ure

Modulator

Oscilatorde putere

Filtru +Demodulator

Sursăalimentare

ieşire

Sursăalimentare

intrare

Figura 2.22.

3 Circuite de eşantionare şi memorare

3.1 Caracteristici ale circuitelor de eşantionare şi memorare

Circuitul de eşantionare şi memorare (CEM) se poate găsi, în funcţie de nivelul logic al semnalului de comandă uc=E/M, în starea de eşantionare sau în starea de memorare (reţinere). În starea de eşantionare semnalul analogic de la intrare se regăseşte şi la ieşire, circuitul funcţionând ca un repetor. În starea de memorare, la ieşirea CEM se menţine valoarea tensiunii de la intrare corespunzătoare momentului trecerii din starea de eşantionare în starea de memorare.

În figura 3.1a este prezentat un CEM din punct de vedere funcţional iar diagramele de timp, care descriu funcţionarea de principiu ale unui CEM având caracteristici ideale, sunt prezentate in figura 3.1b.

E\M

u

ui

uet

t

b)a)

uc=E\M

ui ue

CEM

Figura 3.1.

CEM îndeplineşte funcţia de prelevare a valorii momentane a unui semnal analogic şi memorarea acesteia pe durata procesului de achiziţie. De fapt, cu ajutorul unui CEM în stare de memorare, conectat la intrarea unui convertor analog


62

numeric, se menţine constantă tensiunea pe durata conversiei. În caz contrar, modificări inerente ale tensiunii de intrare ar putea determina erori semnificative în procesul de conversie A/N. Pe de altă parte, prezenţa CEM la intrarea convertorul A/N permite stabilirea cu precizie a momentului prelevării eşantionului ce urmează a fi convertit, cerinţă care se impune în unele aplicaţii.

Din punct de vedere constructiv, circuitul de eşantionare şi memorare este integrat, de cele mai multe ori, în acelaşi circuit cu convertorul A/N. Pentru asemenea circuite integrate caracteristicile de catalog se referă la întreg ansamblul CEM-CAN.

Circuitele de eşantionare şi memorare se pot utiliza şi la reconstituirea semnalelor multiplexate în timp, efectuând de fapt o interpolare cu reţinere (de exemplu în cadrul sistemelor de distribuţie de date).

Faţă de un circuit de eşantionare şi memorare cu caracteristici ideale, un CEM real are un comportament diferit (figura 3.2).

E\MMemorare Eşantionare

t

alterare diafonie

ue

t

tîe tse

tac

uitiap

tsmtap

t1

t2 t3

t4

t5 t6

Figura 3.2.

Circuite de eşantionare şi memorare

63

La trecerea din starea de eşantionare în stare de memorare tensiunea de la ieşirea CEM încetează să urmărească semnalul de la intrare, cu o anumită întârziere faţă de comanda de memorare. Aceasta întârziere tap (figura 3.2), numită timp de apertură, reprezintă intervalul de timp de la momentul t1 al frontului căzător al semnalului de comandă pentru starea de memorare, până la momentul t2 la care are loc comutarea efectivă a circuitului. Valoarea maximă a variaţiilor aleatoare ale timpului de apertură reprezintă instabilitatea timpului de apertură tiap.

Întârzierea introdusă de timpul de apertură poate fi eliminată printr-o comandă anticipată a CEM, cu durată de valoare egală cu tap. Instabilitatea timpului de apertură limitează însă frecvenţa maximă de eşantionare şi deci şi limita superioară a domeniului de frecvenţe al semnalului de intrare ce poate fi convertit A/N fără erori de aliere.

Timpul de stabilizare la comutarea CEM în stare de memorare tsm, reprezintă intervalul de timp de la momentul de sfârşit al timpului de apertură t2, până în momentul t3 la care amplitudinile oscilaţiilor tensiunii de la ieşirea circuitului scade sub valoarea de 1/2 LSB.

O unitate LSB reprezintă valoarea analogică a tensiunii de intrare corespunzătoare bitului de semnificaţie minimă din rezultat în procesul de conversie analog numerică. Evident, acest proces de conversie A/N poate fi declanşat numai după ce s-a stabilizat ieşirea CEM, aflat în stare de memorare, adică după momentul t3, la sfârşitul timpului de stabilizare tsm.

Pe durata stării de memorare tensiunea de la ieşirea CEM se modifică, se alterează. Acest proces este caracterizat prin panta de variaţie a tensiunii de ieşire în raport cu timpul, Δue/Δt, numită viteză de alterare. De asemenea, alterarea tensiunii memorate de CEM, până în momentul terminării procesului de


64

conversie analogic numerice, trebuie să fie mai mică de 1/2 LSB. Tot pe durata stării de memorare, tensiunea ue, de la ieşirea CEM, poate fi afectată de variaţiile tensiunii de la intrarea circuitului ui, prin aşa-numitul fenomen de diafonie. Diafonia existentă se determină în condiţiile utilizării unei tensiuni de intrare sinusoidale de amplitudine şi frecvenţă maximă pentru un CEM dat. Bineînţeles, în condiţii de funcţionare corectă a CEM şi această eroare trebuie să fie mai mică decât 1/2 LSB.

La trecerea din starea de memorare în starea de eşantionare se defineşte timpul de achiziţie tac, care reprezintă intervalul de timp de la momentul t4, al frontului descrescător al semnalului de comandă pentru starea de eşantionare a CEM, până la momentul t6, când tensiunea de ieşire CEM urmăreşte tensiunea de intrare cu o precizie impusă (eroare mai mică de 1/2 LSB). Timpul de achiziţie este compus din timpul datorat întârzierii la comanda de comutare în starea de eşantionare tîe, (intervalul de la momentul de timp t4 până la t5), rezultat ca urmare a vitezei limitate de variaţie a tensiunii de la ieşirea CEM şi din timpul de stabilizare la eşantionare tse (intervalul de timp de la momentul t5 până la t6).

În starea de eşantionare, erorile de decalaj şi câştig precum şi erorile de neliniaritate ale caracteristicii de transfer ale unui CEM trebuie evaluate, de asemenea, tot în raport cu rezoluţia conversiei analog numerice, exprimată în unităţi LSB. Prezenţa acestor erori în comportamentul real al CEM limitează frecvenţa maximă de achiziţie a eşantioanelor prelevate în procesul de achiziţie a semnalelor.


65

3.2 Principii de realizare a CEM

Cel mai simplu circuit de eşantionare şi memorare este compus dintr-un condensator CM şi un comutator electronic CE (figura 3.3).

În starea de eşantionare, când comutatorul electronic este închis, tensiunea de ieşire ue, de la bornele condensatorului, urmăreşte tensiunea de intrare ui. La comanda de memorare, comutatorul electronic este trecut în poziţia deschisă şi altfel tensiunea ue rămâne la valoarea tensiunii de intrare din momentul respectiv.

ui ueCE

E/M CM

Figura 3.3.

Alterarea tensiunii de ieşire în starea de memorare a CEM se datorează, pe de o parte, rezistenţei de pierderi a condensatorului de memorare, pe de altă parte, curentului de la intrarea circuitului următor, conectat la bornele acestui condensator. De aceea, este necesară introducerea unui amplificator operaţional AO2, cu impedanţă mare de intrare (cu tranzistoare cu efect de câmp în circuitul de intrare), pentru ca descărcarea condensatorului pe durata memorării să fie cât mai lentă şi astfel să nu depindă de sarcina conectată la ieşirea CEM (figura 3.4).

Utilizarea unui amplificator operaţional AO1 la intrarea CEM este de asemenea benefică, deoarece este mărită impedanţa de intrare, iar pe de altă parte, încărcarea condensatorului în stare de eşantionare se face printr-o impedanţă mică (impedanţa de ieşire a AO1). Ca urmare a acestui fapt este micşorat timpul de achiziţie.


66

ME

CEAO1

_

++

_AO2

CM

ue

ui

Figura 3.4.

În funcţie de caracteristicile aplicaţiei în care se utilizează circuitul de eşantionare şi memorare, valoarea concretă a capacităţii condensatorului de memorare rezultă ca o soluţie de compromis. Astfel, dacă valoarea capacităţii condensatorului este prea mare creşte timpul de achiziţie, în timp ce scade viteza de alterare pe durata stării de memorare. Dacă s-ar alege valoarea capacităţii condensatorului mult prea mică ar scădea timpul de achiziţie, dar şi alterarea tensiunii de ieşire ar avea valori inacceptabil de mari.

Dezavantajul circuitului de eşantionare şi memorare, prezentat în figura 3.4, constă în faptul că erorile tensiunii de decalaj ale celor două amplificatoare operaţionale AO1 şi AO2 se însumează, deoarece ele lucrează independent.

În vederea reducerii erorilor de decalaj ale circuitului de eşantionare şi memorare, cele două amplificatoare operaţionale se includ într-o buclă de reacţie negativă globală (figura 3.5). Astfel, erorile de decalaj ale circuitului de eşantionare şi memorare sunt date practic numai de amplificatorul operaţional AO1; de aceea, acesta trebuie să aibă o derivă redusă a tensiuni de decalaj. În starea de memorare, cele două amplificatoare operaţionale funcţionează independent, în configuraţii repetoare. Rezultă, astfel, un sistem mai precis dar mai lent. Diafonia circuitului este determinată de transmiterea tensiunii de la ieşirea amplificatorului operaţional AO1, prin capacitatea


67

parazită Cd a comutatorului CE, în poziţia corespunzătoare stării de memorare (poziţie deschisă).

M E

CEAO1

_

++

_AO2

CM

ue

uiCd

R2

R1

R

Figura 3.5.

În cazul în care este necesar un timp de achiziţie mic dar în acelaşi timp şi o durată de memorare lungă, se utilizează două CEM conectate în cascadă (figura 3.6). Astfel, CEM1 are un timp de achiziţie scăzut, asigurând această performanţă şi pentru sistemul în ansamblu. Circuitul CEM2 memorează pe intervale mari de timp tensiunea de la ieşirea primului circuit, având o viteză de alterare foarte mică.

CEM1

(E/M)1

CEM2

(E/M)2

ui ueue1 ui2

Figura 3.6.

4 Convertoare numeric analogice

4.1 Caracteristici ale convertoarelor numeric analogice

Convertorul numeric analogic (CNA) acceptă ca mărime de intrare un semnal numeric (cod numeric) si şi furnizează la ieşire un semnal analogic se (tensiune sau curent), dependent de valoarea numerică a semnalului de intrare şi în concordanţă cu codul numeric utilizat.

Pentru secvenţa de variabile binare [bk]=[b1, b2, .... bk, ....bN], cu k=1,2,.....N, prin care se exprimă semnalul numeric de intrare, ponderea cea mai mare în valoarea tensiunii de ieşire o are b1, cea care corespunde bitului de semnificaţie maximă (MSB, Most Significant Bit), iar ponderea cea mai mică corespunde bitului de semnificaţie minimă bN, (LSB, Low Significant Bit).

În figura 4.1 se prezintă caracteristica de transfer a unui convertor numeric analogic (N/A), având semnalul numeric de intrare reprezentat pe 3 biţi şi codificat în cod binar natural. În această caracteristică semnalul de ieşire are valori discrete, care corespund fiecărei secvenţe binare de la intrare. Se constată că funcţia de transfer a unui convertor N/A ideal este liniară, în timp ce un CNA real prezintă abateri de la acest comportament.

Un parametru ce caracterizează convertorul N/A este capătul de scală (FSR, Full-Scale Range) şi care reprezintă intervalul maxim de variaţie a semnalului de ieşire; acest parametru are valori tipice de 2.5 V, 5 V şi 10 V pentru CNA cu ieşire de tensiune, respectiv 2 mA pentru CNA cu ieşire de curent. Capătul de scală se poate atinge numai din punct de vedere teoretic. Practic domeniul maxim (FR, Full Range) al unui CNA reprezintă valoarea mărimii analogice de la ieşirea

Convertoare numeric analogice

69

convertorului dacă la intrare se aplică codul numeric cu valoarea maximă.

Diferenţa între FSR si FR se explică prin aceea că pentru un număr dat de N simboluri ale secvenţei [bk], valoarea maximă ce poate fi reprezentată în sistemul zecimal prin codul binar respectiv este Dm-1, deşi se pot coda Dm=2N numere distincte. Considerând cazul codului binar natural cu N biţi, pentru care valoarea maximă a secvenţei binare corespunde situaţiei în care toţi biţii sunt pe 1 logic, adică are valoarea Dm-1=2N-1, rezultă că FR=Dm-1=2N-1, în timp ce capătul de scală este FSR= Dm=2N.

8

7

6

5

4

3

2

1

0 1 2 3 4 5 6 7000 001 010 011 100 101 110 111 b1b2b3

si

FSRse [LSB]

capăt de scală

domeniul maxim de iesire

funcţia de transfer reală

funcţia de transferlineară ideală

FR

Figura 4.1.

Mărimea LSB reprezintă cea mai mică variaţie a mărimii analogice de la ieşirea convertorului N/A, care rezultă prin modificarea între două valori succesive a secvenţei de intrare (de exemplu, la comutarea de la 0 la 1 a bitului bN, de semnificaţie minimă). Această mărime, (numită şi cuanta q a CNA) este dată de relaţia:

1DFR

DFSR

2FSRqLSB1

mmN −

==== (4.1)


70

Rezoluţia unui CNA depinde de numărul N de biţi acceptaţi în secvenţa de intrare şi poate fi exprimată prin valoarea mărimii 1 LSB.

Timpul de conversie al unui convertor N/A reprezintă intervalul de timp între momentul aplicării secvenţei numerice la intrare şi până în momentul în care se obţine semnalul la ieşire cu o eroare admisă faţă de valoarea teoretică corespunzătoare intrării (figura 4.2).

[bk] si

se

FR

t

ttimp de conversie

timp decomutare

timp deridicare

timp destabilizare

-1/2 LSB

+1/2 LSBvaloarea finală

Figura 4.2.

Frecvent, timpul de conversie este specificat pentru variaţia maximă a semnalului de la ieşirea CNA, corespunzătoare modificării secvenţei de intrare de la valoarea minimă la valoarea maximă (situaţia în care timpul de conversie are valoarea maximă); totodată, abaterea tolerată faţă de valoarea finală a semnalului de ieşire este de ± 0.5 LSB.

Timpul de conversie se compune din timpul de comutare al circuitelor din structura CNA (circuite logice, comutatoare electronice), timpul de ridicare (datorat vitezei finite de variaţie a semnalului la ieşirea circuitelor analogice), precum şi din timpul de stabilizare propriu-zis (rezultat ca urmare a procesului


71

tranzitoriu determinat de capacităţile şi inductanţele parazite din structura CNA). În general, timpul de conversie al unui CNA are valori cuprinse între 0.1 μs şi 10 μs.

La tranziţii majore ale secvenţei de intrare (de exemplu, de la secvenţa 011...1 la 100....0) la ieşirea CNA pot să apară variaţii tranzitorii, care sunt caracteristice pentru comportarea dinamică a convertorului numeric analogic. Aceste variaţii sunt exprimate prin produsul V*ns, pentru CNA cu ieşirea de tensiune, respectiv mA*ns, pentru CNA cu ieşire de curent. Prin rata de conversie a unui CNA se înţelege frecvenţa maximă cu care poate fi comandat la intrare (frecvenţa cu care se pot schimba codurile la intrare) pentru a rezulta la ieşire trepte cu amplitudinea 1 LSB.

Eroarea (precizia) absolută a unui CNA rezultă ca fiind abaterea valorii reale, măsurate a semnalului de ieşire corespunzătoare unei secvenţe de intrare faţă de valoarea ideală, calculată pentru aceeaşi secvenţă de intrare. Prin convenţie precizia este indicată, de fapt, prin valoarea erorii. În eroarea absolută se includ toate erorile: de decalaj, câştig, neliniaritate împreună cu derivele acestora. Eroarea relativă se defineşte ca raport între eroarea absolută şi capătul de scală şi se exprimă în procente sau fracţiuni LSB.

Eroarea de decalaj (eroarea de zero) a unui convertor N/A reprezintă valoarea mărimii de ieşire dacă la intrare s-a aplicat codul numeric zero (figura 4.3). Erorile de decalaj ale CAN sunt cauzate, în primul rând, de erorile de decalaj produse de comparatoarele şi amplificatoarele din structura CNA, de aceea, acestea se pot compensa.

Eroarea de câştig reprezintă abaterea absolută a mărimii de ieşire faţă de valorile ideale, pentru diferite secvenţe numerice de intrare (figura 4.4). Frecvent, eroarea de câştig este considerată ca fiind eroarea absolută a domeniului maxim al ieşirii, evident,


72

în condiţii în care nu există alte surse de erori (de exemplu, nici eroare de zero).

8

7

6

5

4

3

2

1

0 1 2 3 4 5 6 7000 001 010 011 100 101 110 111 b1b2b3

si

FSRse [LSB]

ideal

real

eroarede zero

Figura 4.3.

8

7

6

5

4

3

2

1

0 1 2 3 4 5 6 7000 001 010 011 100 101 110 111 b1b2b3

si

FSRse [LSB]

eroare decâştig

ideal

real

Figura 4.4.

Eroarea de liniaritate sau neliniaritatea unui CNA poate fi integrală respectiv diferenţială. Neliniariatea integrală (INL) reprezintă diferenţa maximă între valorile reale ele mărimii de ieşire şi valorile corespunzătoare rezultate din funcţia de


73

transfer liniară care trece prin punctele extreme ale caracteristicii reale. Considerând caracteristica de transfer ca fiind cea ideală, neliniaritatea integrală reprezintă diferenţa dintre anvelopa punctelor discrete ale caracteristicii de transfer faţă de cazul ideal (figura 4.5).

8

7

6

5

4

3

2

1

0 1 2 3 4 5 6 7000 001 010 011 100 101 110 111 b1b2b3

si

FSRse [LSB]

DNL4=-2.5 LSB

comportarenemonotonă

INL1=2 LSB

DNL2=0 LSB

Figura 4.5.

De exemplu, în figura 4.5 neliniaritatea integrală rezultă de INL1=2 LSB, pentru codul 001 de intrare şi INL0=0 LSB, pentru codul de intrare 000. Neliniaritatea diferenţială (DNL) reprezintă diferenţa maximă între variaţia reală în trepte a semnalului de ieşire faţă de valorile ideale, de 1 LSB, corespunzătoare variaţiilor între două valori succesive ale codului numeric de la intrare (figura 4.5). Liniaritatea diferenţială caracterizează uniformitatea treptelor mărimii analogice obţinute la ieşirea unui CNA. Neliniaritatea diferenţială are un caracter local, de exemplu, la trecerea de la codul 000 la codul 001, saltul ideal trebuie să fie de 1 LSB, dar în realitate este de 3 LSB, conducând la un DNL1= INL1-INL0=2 LSB. La trecerea de la codul 001 la codul 010, DNL2 este de 0 LSB, deoarece pentru


74

ambele coduri de intrare, rezultă atât INL1 cât şi INL2 de valoare 2 LSB.

Monotonia unui convertor N/A este acea proprietate potrivit căreia mărimea de ieşire are o variaţie de semn constant sau zero (adică nu-şi schimbă semnul pantei), în cazul modificării crescătoare a secvenţei numerice de la intrare. Dacă neliniaritatea diferenţială este mai mică de –1 LSB, aceasta conduce la comportarea nemonotonă a convertorului numeric analogic. De exemplu, în figura 4.5, chiar dacă creşte secvenţa de la intrare de la 011 la 100, aceasta conduce la scăderea valorii mărimii de ieşire (DNL4=INL4-INL3=-1-1.5=-2.5 LSB) şi astfel nu mai este satisfăcută condiţia de monotonie.

Erorile convertoarelor numeric analogice, descrise mai sus, sunt erori pe termen scurt. Acestea fac parte din categoria erorilor sistematice şi ele trebuie precizate prin valori maxime corespunzătoare domeniului admis de funcţionare, în ceea ce priveşte tensiunea de alimentare şi temperatura de lucru. Pentru un convertor N/A, alături de aceste erori pot să apară şi erori aleatoare determinate de zgomotele inerente introduse de componentele din schemă şi de zgomotele exterioare. În figura 4.6 sunt reprezentate domeniile în care se pot situa valorile tensiunilor analogice de la ieşirea unui CNA, ca urmare a perturbaţiilor (zgomotelor) aleatoare.

Pentru o aplicaţie concretă un convertor N/A se alege pe baza principalelor sale caracteristici: codul semnalului de la intrare şi modul de aplicare, natura şi domeniul mărimii de ieşire, rezoluţia, precizia, dependenţa de temperatură şi de tensiunea de alimentare, cerinţe în ceea ce priveşte mărimea de referinţă precum şi consumul de putere.

Astfel, codul numeric se poate aplica la intrare unui CNA serial sau paralel; dependent de elementul de referinţă utilizat, CNA poate fi cu sursă de referinţă de tensiune respectiv cu


75

sursă de referinţă de curent. Pe de altă parte, din punctul de vedere al codului utilizat, există convertoare numeric analogice unipolare, dacă mărimea numerică este interpretată într-un cod unipolar (de exemplu, cod binar fracţionar sau cod binar natural), rezultând o mărime de ieşire cu o singură polaritate, pozitivă sau negativă. Convertorul N/A poate fi bipolar, dacă mărimea numerică de intrare este interpretată în cod bipolar (de exemplu, cod binar deplasat), astfel încât mărimea de ieşire poate varia atât în domeniul pozitiv cât şi în cel negativ.

8

7

6

5

4

3

2

1

0 1 2 3 4 5 6 7000 001 010 011 100 101 110 111 b1b2b3

si

FSRse [LSB]

Figura 4.6.

4.2 Convertor N/A cu reţea de rezistenţe ponderate binar

În figura 4.7 este prezentată schema de principiu a unui convertor numeric analogic cu reţea de rezistenţe ponderate binar şi cu referinţă de tensiune (tensiunea Ur).

Cele N comutatoare electronic sunt comandate cu biţii secvenţei de intrare [bk] (k=1,2,....N), fiind considerate, în funcţie de bitul de comandă corespunzător, în stare închisă pentru nivelul logic 1, respectiv în stare deschisă pentru nivelul logic 0.


76

Ur21R

......

AO

b1 b2 bk bN

CE1 CE2 CEk CEN

I1 I2 Ik IN

(MSB) R’

Ie

Ue

22R 2kR 2NR

(LSB)

Figura 4.7.

Curenţii Ik (k=1,2,...N), corespunzători biţilor bk din secvenţa de intrare, rezultă din următoarea relaţie:

R2UbI k

rkk

⋅= , (4.2)

iar curentul de ieşire, care reprezintă suma acestor curenţi, are expresia:

∑∑ ∑=

−

= =

⋅−=⋅

−=−=N

1k

kk

rN

1k

N

1kk

rkke 2b

RU

R2UbII . (4.4)

Tensiunea ce rezultă la ieşirea amplificatorului operaţional, considerat ideal, se obţine prin relaţia:

∑=

−⋅⋅

−=⋅=N

1k

kk

'r'

ee 2bR

RURIU . (4.5)

Se consideră funcţia de transfer a unui CNA unipolar dată de relaţia:

se=KUrDCF, (4.6) unde K este o constantă, Ur este o tensiune de referinţă iar DCF

reprezintă valoarea zecimală în codificare fracţionară (CF) pentru secvenţa de intrare [bk], adică:

∑=

−⋅=N

1k

kkCF 2bD . (4.7)


77

În aceste condiţii este lesne de observat că expresia (4.5) corespunde cu funcţia de transfer a unui CNA unipolar, cu ieşirea în tensiune, exceptând faptul că amplificatorul este inversor şi considerând că:

RRK

'= . (4.8)

Pentru aceeaşi secvenţă de intrare [bk] valoarea zecimală corespunzătoare în cod binar natural (CBN) este:

∑=

−⋅=N

1k

kNkCBN 2bD , adică: (4.9)

CFN

CBN D2D ⋅= . (4.10)

Pe baza relaţiilor (4.5) şi (4.9) rezultă:

CBNN

'r

e DR2RUU ⋅

⋅

⋅−= , (4.11)

adică convertorul prezentat în figura 4.8 poate fi considerat în ansamblu un CNA având la intrare cod binar natural şi având:

R2RK N

''

⋅−= . (4.12)

Semnul minus în expresiile (4.5) şi (4.11) se poate elimina, de exemplu, utilizând o sursă de tensiune de referinţă de valoare –Ur.

Deşi convertorul N/A realizat cu rezistenţe ponderate binar are o structură relativ simplă, această variantă prezintă dezavantajul necesităţii în reţeaua rezistivă a unor rezistenţe de precizie ridicată şi care să se situeze într-o gamă largă de valori (R.....R2N-1). Cele două cerinţe menţionate sunt contradictorii şi prin urmare greu de satisfăcut. Mai mult decât atât, rezistenţele aflate la limita inferioară a acestei game pot avea valori comparabile cu rezistenţa RON, în stare închisă a comutatoarelor electronice, respectiv rezistenţele de valori ridicate devin comparabile cu rezistenţele ROFF, din starea deschisă. Acest fapt


78

poate determina erori suplimentare în funcţionarea CNA. Totodată, având în vedere că dependent de starea comutatoarelor comandate cu secvenţa binară de intrare, circulă curenţi numai în anumite laturi ale circuitului, devine dificilă compensarea variaţiei valorilor rezistenţelor cu temperatura.

4.3 Convertor N/A cu reţea R-2R

Schema de principiu a unui convertor numeric analogic cu reţea de rezistenţe R-2R este prezentată în figura 4.8.

R … …R R

2R

Ur Ri

Ir

I1 I2 IkIN

2R 2R 2R 2R

Re

Id

Ie

-Ur Rr

R’

2R

AO

CE1 CE2 CEk CENb1

b2 bk bN

Ue

Figura 4.8.

Fiind realizat cu reţea de rezistenţe având numai două valori, R sau 2R, se elimină unele dintre dezavantajele menţionate la convertorul N/A cu reţea de rezistenţe ponderate binar. Pe de o parte, este uşor de constatat că rezistenţa de ieşire Re a reţelei este constantă şi egală cu R, indiferent de starea comutatoarelor. Acest fapt constituie un avantaj, deoarece pentru reducerea la minimum a efectului curenţilor de polarizare la intrarea inversoare se poate conecta o rezistenţă de valoare Rr=R’ ⎢⎢Re la intrarea neinversoare.


79

În acelaşi timp, deoarece intrarea inversoare a amplificatorului operaţional este virtual conectată la masă, prin rezistenţele reţelei vor circula curenţi de aceeaşi valoare, indiferent de poziţia comutatoarelor electronice. Astfel, puterea disipată pe rezistenţe şi deci şi temperatura lor va fi constantă, fapt ce îmbunătăţeşte precizia în funcţionare a circuitului.

Din punct de vedere funcţional se va observa că rezistenţa echivalentă Ri a reţelei R-2R, care încarcă tensiunea de referinţă, este egală cu R, rezultând curentul de referinţă Ir:

RUI r

r = . (4.13)

Curentul de referinţă Ir se divide apoi succesiv cu doi în fiecare nod al reţelei, rezultând curenţii I1, I2,....Ik,....IN, corespunzători fiecărui comutator CE. Valoarea unui curent Ik este dată, în consecinţă, de relaţia:

kr

k2II = (4.14)

iar curentul de ieşire rezultă prin însumare, sub forma:

∑∑ ∑=

−

= =

⋅−=−=−=N

1k

kk

rN

1k

N

1k

rkk

kke 2bRU

RU

2bIbI . (4.15)

Valoarea acestui curent este dependentă de poziţia comutatoarelor, adică de biţii bk ai secvenţei numerice de intrare.

Tensiunea Ue, de la ieşirea convertorului, are expresia:

∑=

−⋅⋅

−=⋅=N

1k

kk

'r'

ee 2bR

RURIU . (4.16)

Ţinând cont de relaţiile (4.7) şi (4.9) rezultă că:

CBNN

'r

e DR2RUU ⋅

⋅

⋅−= , (4.17)

adică circuitul se comportă ca un CNA cu ieşire de tensiune şi care acceptă la intrare cod binar natural.


80

4.4 Convertoare N/A bipolare

Pentru ca circuitul din figura 4.8 să se comporte ca un CNA bipolar, se conectează la borna inversoare a amplificatorului operaţional o rezistenţă de valoare 2R, conectată cu celălalt capăt la un potenţial de referinţă –Ur faţă de masă. În acest caz valoarea curentului de ieşire Ie’ devine:

d

N

1kkkde

'e IIbIII +−=+= ∑

=

, (4.18)

unde R2

UI rd = , adică: (4.19)

⎟⎟

⎠

⎞

⎜⎜

⎝

⎛−⋅−= ∑

=

−212b

RUI

N

1k

kk

r'e . (4.20)

Rezultă în cele din urmă că:

⎟⎟

⎠

⎞

⎜⎜

⎝

⎛−⋅⋅

⋅−= −

=

−∑ 1NN

1k

kNkN

'r

e 22b21

RRUU . (4.21)

În relaţia de mai sus, termenul din paranteză reprezintă valoarea zecimală în cod binar deplasat a secvenţei de intrare [bk]. În consecinţă, relaţia (4.21) reprezintă funcţia de transfer a unui convertor N/A care are la intrare cod binar deplasat, şi a cărui structură poate fi reprezentată ca în figura 4.9.

Ie R’

UeId

Ie’

Ir

R 2R

CBD

si[bk]

Ur

AOCNAUP

Figura 4.9.


81

În mod similar, pornind de la un convertor N/A unipolar, se poate obţine CNA bipolare care acceptă la intrare şi alte coduri binare, de exemplu, cod complementar lui doi (figura 4.10).

Ie

R’

UeId

Ie’’

Ir

R 2R

CCD

si[bk]

UrCE

b1

AOCNAUP

Figura 4.10.

Pe baza relaţiilor (1.20), (4.10) şi (4.15) rezultă că:

( )N1CCDN

re 2bD

R2UI +−= , adică (4.22)

CCDNrr

1e DR2

URUbI −=− şi

Cu notaţia:

RUbII r

1e''e −= , (4.23)

în care bitul b1 al semnalului de intrare comandă starea comutatorului electronic CE din figura 4.10. Tensiunea Ue de la ieşirea convertorului A/N bipolar rezultă sub forma:

''e

'e IRU = , (4.24)

iar în ansamblu, funcţia de transfer are expresia:

CCDN

'r

e DR2RUU ⋅

⋅

⋅−= . (4.25)

Convertorul numeric analogic de tipul cu ieşiri complementare furnizează la cele două ieşiri curenţii Ie (normal) şi respectiv Iec, (complementar), ale căror valori sunt date de următoarele relaţii:


82

CBNNr

e DR2

UI = , (4.26)

( )CBNN

Nr

ec D2R2

UI −= . (4.27)

Pentru a obţine un CAN bipolar, corespunzător codului binar deplasat, se utilizează schema din figura 4.11.

Ue

CNA cuieşiri

complementare

R’

Iec

Ie

Ur Ir

si [bk]

CBD

E

R

R’

Figura 4.11.

Tensiunea Ue, de la ieşirea convertorului rezultă: ( )ece

'e IIRU −= respectiv (4.28)

( )1NCBNN

r'

e 2DR2UR2U −−= . (4.29)

În acest fel, caracteristica de transfer a convertorului N/A bipolar corespunzător codului binar deplasat va avea forma:

CBDNr

'

e DR2UR2U = . (4.30)

5 Convertoare analog numerice

5.1 Caracteristici ale convertoarelor analog numerice

Convertorul analog numeric (CAN) acceptă ca mărime de intrare un semnal analogic si (tensiune sau curent) şi furnizează la ieşire un semnal numeric se, dependent de valoarea semnalului analogic de intrare. Dacă prin eşantionare are loc discretizarea în timp a semnalului de intrare, conversia analog numerică realizează discretizarea acestuia ca valoare. De fapt, rezultatul unei conversii A/N îl constituie numărul de trepte (cuante) elementare care aproximează cel mai bine valoarea semnalului de intrare.

Considerând un CAN care are ca mărime de intrare tensiunea ui, rezultă funcţia de transfer a convertorului de forma:

r

iUuKD = . (5.1)

D este valoarea numerică a semnalului de ieşire, Ur reprezintă tensiunea de referinţă iar K este o constantă adimensională. Dacă K=1, rezultă funcţia de transfer a unui CAN unipolar:

∑=

− =⋅=N

1k r

ikkCF U

u2bD , (5.2)

unde DCF reprezintă valoarea zecimală în cod fracţionar a secvenţei de biţi [bk] de la ieşirea convertorului. În secvenţa [bk]=[b1, b2, .... bk, ....bN ], formată din N variabile binare cu k=1,2,.....N, b1 este bitul de semnificaţie maximă (MSB, Most Significant Bit) iar bN este bitul de semnificaţie minimă (LSB, Low Significant Bit). Tensiunea de referinţă Ur este chiar capătul de scală (FSR) al convertorului analog numeric, adică limita


84

superioară a intervalul de variaţie a tensiunii de intrare. Pentru un CAN unipolar FSR are valoarea tipică de 10 V, 5 V sau 2,5V. Mărimea 1 LSB reprezintă cea mai mică variaţie a tensiunii de la intrarea CAN care produce două tranziţii succesive ale secvenţei [bk] de la ieşire. Această mărime rezultă sub forma:

N2FSRqLSB1 == . (5.3)

Se observă că unui LSB îi corespunde o variaţie a tensiunii de intrare de valoare egală cu q, numită cuanta sau treapta elementară a convertorului. Rezoluţia unui CAN este exprimată prin valoarea mărimii de 1 LSB, şi este dată de numărul N de biţi din care este formată secvenţa binară de ieşire. De aceea, rezoluţia trebuie interpretată ca un parametru de proiectare şi nu ca o performanţă specifică care rezultă prin măsurători.

Având în vedere faptul că la intrarea CAN semnalul este continuu, în timp ce semnalul de la ieşire are valori discrete DCF, rezultă că relaţia de egalitate (5.2) este exactă numai pentru 2N valori particulare ale mărimii de intrare (tensiuni nominale decalate la intervale de 1 LSB) şi doar aproximativă pentru toate celelalte valori ale semnalului analogic de intrare. Astfel, reprezentarea semnalului sub formă numerică introduce inevitabil o eroare sistematică, numită eroare de cuantizare, şi care are valori cuprinse în intervalul ±0.5 LSB.

Se va observa că eroarea de cuantizare există chiar şi în situaţia cea mai favorabilă, adică în lipsa oricărei alte erori. Pentru un CAN cu intrare de tensiune eroarea de cuantizare se poate exprima prin relaţia:

∑=

−⋅−=N

1k

kkric 2bUue [V], (5.4)

sau se mai poate exprima în unităţi [LSB] prin expresia:

Convertoare analog numerice

85

∑=

−⋅−=N

1k

kNki

r

N

c 2buU2e [LSB]. (5.5)

În figura 5.1 este prezentată caracteristica de transfer a unui CAN unipolar, cu ieşirea în cod binar natural, considerat ideal (adică fără alte surse de erori în afara erorii de cuantizare ec). O caracteristică de transfer fără eroare de cuantizare s-ar putea obţine numai dacă convertorul ar avea o rezoluţie infinită (adică număr infinit de biţi în codul de la ieşire). În aceeaşi figură este reprezentată variaţia cu nivelul mărimii de intrare a erorii de cuantizare în cazul unui CAN ideal (eroarea ec) respectiv real (eroarea ec’ ).

[bk] se

00...000

00...001

00...010

00...011

11...101

11...110

11...111

0 1 2 3 2N-3 2N-2 2N-1 2N

ec+0.5 LSB

-0.5 LSB

ui [LSB]

ui

FSR

ui

ec’1 LSB

0 LSB

0

Figura 5.1.


86

Dacă semnalul analogic este bipolar, este necesar ca şi convertorul analog numeric utilizat să accepte mărimi de intrare care au ambele polarităţi. Pentru un CAN bipolar, intervalul de variaţie FSR este cuprins între –FSR/2 şi +FSR/2 si are valori tipice de ±2,5V, ±5 V şi ±10 V.

În figura 5.2 este prezentată caracteristica de transfer a unui CAN bipolar, având la ieşire cod binar deplasat. Pentru ca ieşirea convertorului să corespundă codului complement al lui doi, este necesară doar inversarea valorii logice a bitului b1, de semnificaţie maximă.

În principiu, un convertor A/N bipolar rezultă dintr-un CAN unipolar prin introducerea la intrarea acestuia a unui decalaj de valoare egală cu –FSR/2.

11...11111...11011...101

10...01010...001

10...000 -2N-1 2-2N-1 -3 -2 -1 0

1-2N-1

-FSR/2

[bk] se

[LSB]ui

FSR/2 1 2 3 2N-2 2N-1 2N

01...11101...110

01...101

00...01000...00100...000

Figura 5.2.


87

Timpul de apertură al unui CAN reprezintă intervalul de timp în care convertorul utilizează efectiv semnalul de intrare pentru efectuarea conversiei.

Prin timpul de conversie TC al unui CAN, se înţelege intervalul de timp dintre momentul declanşării unui proces de conversie şi momentul obţinerii efective a secvenţei binare de ieşire, ca rezultat al conversiei. Timpul de apertură poate coincide cu timpul de conversie (de exemplu pentru un CAN cu aproximări succesive) după cum în unele situaţii poate fi de durată mai redusă (de exemplu în cazul unui CAN cu integrare).

Parametrul rata de conversie exprimă numărul de conversii analog numerice efectuate într-o secundă, fiind, deci, inversul timpului de conversie. În cazul tipic al unui convertor A/N precedat la intrare de un circuit de eşantionare şi memorare, caracteristicile acestora sunt interpretate în ansamblu; de exemplu, rata de conversie va reprezenta inversul duratei unui ciclu de conversie sau achiziţie TC, fiind identică cu frecvenţa de eşantionare fe.

Faţă de un convertor analog numeric cu caracteristica de transfer ideală, un CAN real comportă şi alte surse de erori pe lângă eroarea de cuantizare. Aceste erori rezultă prin diferenţa dintre caracteristica reală a convertorului şi caracteristica ideală.

Astfel, eroarea de decalaj a unui CAN este valoarea tensiunii de la intrare care determină ca ieşirea numerică să fie zero (figura 5.3).

Decalajul nulului, ud0, se manifestă prin faptul că prima tranziţie în caracteristica de transfer ideală nu se va produce la valoarea +0.5 LSB ci la o valoare diferită de aceasta. De aceea, caracteristica convertorului real este deplasată faţă de caracteristica ideală tocmai cu tensiunea de decalaj ud0. Pentru


88

eliminarea acestei erori, se introduce un decalaj voit care să compenseze tensiunea ud0.

111

110

101

100

011

010

001000

0 1 2 3 4 5 6 7

b1b2b3

[LSB]

ui

se

ud0

Figura 5.3.

Vom considera, spre exemplu, cazul unui CAN real la care eroarea de cuantizare se abate faţă de cazul ideal, datorită decalajului, ca în figura 5.1. Pentru a reduce erorile de cuantizare ec’, din domeniul (0,+1 LSB) în domeniul (-0.5 LSB, +0.5 LSB), se va introduce un decalaj pentru ca tranziţiile secvenţelor de ieşire să se producă la valori mai mici decât valorile nominale chiar cu 0.5 LSB (figura 5.1).

De regulă, eliminarea tensiunii de decalaj din circuitele convertorului se efectuează prin procedee specifice de compensare automată, care au în vedere inclusiv dependenţa de temperatură a acesteia.

Câştigul sau factorul de amplificare al unui CAN este dat de panta semidreptei care uneşte punctele din caracteristica de transfer ce corespund tensiunilor nominale (figura 5.4).


89

111

110

101

100

011

010

001

000

0 1 2 3 4 5 6 7

b1b2b3

[LSB]

A<1

A>1 A=1

se

ui

Figura 5.4.

În cazul unui convertor ideal, acest câştig este unitar. La un CAN real, eroarea de câştig (eroarea de factor de scală) reprezintă abaterea mărimii tensiunii de intrare faţă de valoarea ideală, pentru un cod cu valoare maximă la ieşire. În timp ce decalajul nulului conduce la erori aditive, variaţia câştigului determină erori multiplicative. Pentru diminuarea erorilor unui CAN este necesară atât compensarea decalajului cât şi calibrarea câştigului.

La fel ca şi în cazul convertorului numeric analogic, se poate defini neliniaritatea integrală şi neliniaritate diferenţială corespunzătoare unui convertor A/N (figura 5.5 şi 5.6). Erorile de liniaritate sunt exprimate tot în procente din FSR sau unităţi LSB.

Datorită acestor neliniarităţi, codurile numerice de la ieşire se schimbă la valori diferite faţă de valorile ideale şi astfel nu mai este îndeplinită condiţia de proporţionalitate între valoarea codului de la ieşire şi mărimea semnalului analogic de la intrare.


90

111

110

101

100

011

010

001

000

0 1 2 3 4 5 6 7

b1b2b3

[LSB]

ui

se

idealreal

Figura 5.5.

Dacă neliniarităţile diferenţiale sunt mari, pot să apară chiar şi omisiuni de coduri datorită neuniformităţii lăţimii treptelor din caracteristica de transfer (figura 5.6) .

111

110

101

100

011

010

001

000

0 1 2 3 4 5 6 7

b1b2b3

[LSB]

ui

se

Coduiri omise

ideal

real

Figura 5.6.

Mai mult decât atât, datorită zgomotelor aleatoare prezente în circuit, valorile de prag din caracteristica de transfer nu rămân fixe ci se vor situa într-un domeniu în jurul valorilor teoretice (figura 5.7).


91

111

110

101

100

011

010

001

000

0 1 2 3 4 5 6 7

b1b2b3

[LSB]

ui

se

Figura 5.7.

Dacă codurile numerice de la ieşirea unui convertor A/N se schimbă întotdeauna la acelaşi valori ale mărimii (tensiunii) de intrare, indiferent de sensul de variaţie al acesteia, convertorul nu prezintă eroare de histereză (are histereză nulă).

În principiu, realizarea unei conversii analog numerice constă în compararea semnalului analogic de intrare cu o mărime de referinţă, utilizând în acest scop circuite de comparare. Compararea se poate efectua în mod direct, cum este cazul convertoarelor analog numerice de tip paralel, serie-paralel, sau cu aproximaţii succesive. În cazul altor tipuri de CAN compararea se face indirect, prin compararea efectelor obţinute după integrarea celor două semnale, (de exemplu, în cazul CAN cu integrare în două şi în trei pante). În asemenea situaţii, mărimea de intrare este transformată într-o mărime intermediară (de exemplu, în timp sau frecvenţă), după care mărimea intermediară este convertită propriu-zis în mărime numerică de ieşire.

În general, se doreşte utilizarea de CAN şi CNA cu rezoluţie mare, viteză de conversie ridicată, consum de putere redus şi preţ de cost mic. Convertoarele analog numerice actuale


92

utilizează tensiuni de alimentare de ±5 V sau mai frecvent o singură tensiune de alimentare de +5 V sau chiar de numai +3 V. Acest fapt creează o serie de probleme la proiectare şi realizare.

Alimentarea cu tensiuni de valori reduse determină domenii mici pentru tensiunile de intrare. În asemenea situaţii este foarte importantă problema reducerii efectelor zgomotelor cauzate de perturbaţiile prezente în tensiunea de alimentare, de comutarea circuitele numerice, de interferenţe electromagnetice cu echipamentele electronice industriale, etc.. O proiectare corectă a cablajului imprimat şi mai ales a modului de conectarea la masă a circuitelor analogice şi digitale este esenţială.

Actualmente, cele mai răspândite convertoare A/N au la bază două structuri fundamentale: convertorul cu comparare cu aproximări succesive şi convertorul de tipul sigma-delta.

Convertoarele cu comparare de tip paralel (flash) sau serie-paralel (pipeline) se recomandă a fi utilizate numai dacă frecvenţa de eşantionare (rata de conversie) necesară este de ordinul MHz, până la sute de MHz, datorită preţului lor de cost mai ridicat.

5.2 Convertor A/N cu comparare de tip paralel

În principiu, cel mai simplu CAN cu comparare de tip paralel, cu rezoluţie de un singur bit, rezultă utilizând un comparator la intrările căruia se aplică tensiunea analogică de convertit şi respectiv tensiunea de referinţă. Ieşirea comparatorului va reprezenta chiar bitul corespunzător semnalului numeric de ieşire. Pe baza acestei observaţii şi analizând funcţia de transfer din figura 5.1, rezultă că pentru a realiza un convertor A/N paralel cu N biţi sunt necesare 2N-1 comparatoare, care determină poziţia valorii tensiunii de intrare ui faţă de valorile de


93

referinţă pentru care apar tranziţiile în secvenţa de ieşire (figura 5.8).

… …

… …

ui

Ur

1,5R R R R 0,5R

C1CjC2N-2C2N-1

UC(2N-1) UC(2N-2) UCj UC1

b1 b2 bk bN(MSB) (LSB)

Decodificator

Figura 5.8.

În cazul convertorului A/N unipolar, tensiunile de referinţă aplicate comparatoarelor au valoarea:

LSB21jUcj ⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛ −= , (5.5)

pentru j=1,2,…,2N-1. Deoarece, de regulă, în cazul unui convertor A/N FSR=Ur,

rezultă:

Nr

N 2U

2FSRLSB1 == , (5.6)

adică tensiunile de prag care se aplică la bornele inversoare ale comparatoarelor sunt de valori:

Nr

cj2U

21jU ⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛ −= . (5.7)

Aceste tensiuni de prag se obţin prin divizarea tensiunii de referinţă Ur, utilizând în acest scop o reţea de rezistenţe, a căror valoarea totală este egală cu 2NR.

Tensiunea analogică de intrare se aplică la bornele neinversoare ale fiecărui comparator. În funcţie de valoare acestei tensiuni, se va obţine la ieşirea comparatoarelor o


94

succesiune de 1 logic (în cazul comparatoarelor pentru care ui>Ucj) urmată de o succesiune de 0 logic (pentru comparatoarele la care ui<Ucj). O asemenea secvenţă binară se numeşte ”cod termometru”. Pentru obţinerea codului de ieşire propriu-zis, de N biţi, este necesară utilizarea unui circuit decodificator.

Principala calitate a convertorului A/N de tip paralel este rata de conversie extrem de ridicată, ce poate ajunge până la 500 MEPS (mega eşantioane/secundă); este de fapt cel mai rapid tip de CAN realizat cu circuite electronice. Preţul plătit îl constituie complexitatea ridicată. De exemplu, pentru un CAN cu o rezoluţie de N=8 biţi, sunt necesare 2N-1=28-1=255 comparatoare.

5.3 Convertor A/N cu aproximări succesive

În general, principiul de funcţionare al convertoarelor analog numerice cu comparare constă în compararea tensiunii de intrare ui cu o tensiune Uc, variabilă cu valori discrete şi care este furnizată de un convertor N/A. Presupunând cazul unui CNA pe N biţi, valoarea tensiunii de comparaţie va fi dată de expresia:

,qD2bKUU kN

1kkrc == −

=∑ (5.8)

În relaţia de mai sus, Ur reprezintă tensiunea de referinţă, K este o constantă adimensională, iar D este valoarea numerică a semnalului de la ieşirea CNA, care poate fi modificat în cuante egale cu q. Biţii b1÷bN sunt valorile logice ale celor N biţi aplicaţi la intrarea convertorului numeric analogic.

Procedeul de comparare, prin testări repetate, durează până când prin modificarea tensiunii Uc, diferenţa dintre tensiunile comparate este mai mică decât 1 LSB. În această situaţie, tensiunea de la ieşirea CNA este practic egală cu tensiunea de


95

intrare (cu o diferenţă cel mult egală cu q), şi prin urmare codul numeric aplicat la CNA va reprezenta rezultatul conversiei A/N.

Modificarea valorii tensiunii de comparaţie respectiv a codului numeric aplicat la intrare CNA de la o etapa de comparare la alta, se poate face conform mai multor strategii, rezultând în consecinţă mai multe tipuri de convertoare A/N cu comparare: convertoare cu aproximaţii succesive, cu tensiune de comparaţie în trepte egale şi cu urmărire.

În figura 5.9 este prezentată schema de principiu a unui CAN cu aproximări succesive, care utilizează pentru stabilirea codului de la intrarea CNA un registru cu aproximaţii succesive.

uiCEM

Comparator

Dispozitivde comandă

Registru cuaproximărisuccesive

(SAR)

StareConv.

StartConv.

CNA

se[bk]

N

Uc

TactTe

Figura 5.9.

Biţii din secvenţa [bk], reprezentând rezultatul unei conversii analog numerice se obţin prin comparaţii succesive cu un singur comparator, începând cu bitul b1, de semnificaţie maximă şi terminând cu bitul cel mai puţin semnificativ. Fiecare bit bk se obţine prin comparare, într-o perioadă a semnalului de tact T0, şi este memorat în registrul cu aproximări succesive. Acest registru furnizează secvenţa de comandă bk pentru CNA, astfel


96

încât la ieşirea acestuia să se obţină tensiunea de comparare Uck, ale cărei valori succesive sunt date de relaţia:

⎟⎟⎟

⎠

⎞

⎜⎜⎜

⎝

⎛+= ∑

−

=

−−1k

1j

kjjrck 22bUU , k=1,2,…,N. (5.9)

Astfel, pentru stabilirea valorii bitului bK din secvenţa de la ieşirea CAN, se utilizează tensiunea de comparare Uck, rezultată pe baza biţilor bj (cu j=1,2...k-1) stabiliţi anterior.

Practic, pentru un CAN cu aproximaţii succesive, modificarea codului de la intrarea CNA are loc pe baza următoarelor reguli: - variaţia tensiunii de comparaţie la un moment dat, este egală cu jumătate din variaţia suferită în tactul precedent; - tensiunea de comparaţie Uck creşte sau scade faţă de valoarea precedentă, după cum în urma comparării, ui>Uc(k-1) sau ui< Uc(k-1); - primul salt de tensiune Uc1 este egal cu jumătatea din valoare maximă a acestei tensiuni (egală cu Ur).

Conform regulilor enunţate mai sus, variaţia tensiunii de comparare Uck, pentru o valoare dată a tensiunii de intrare ui, se prezintă ca în figura 5.10.

ui Uc Uc ui

t

NT0T0 2T0 3T0 4T0 ...TC=NT0

7FS/813FS/16

3FS/4

FS/2

0b1=1

b2=1b3=0

Figura 5.10.


97

Se constată că principiul comparării cu o tensiune care se modifică conform principiului înjumătăţirii conduce cel mai rapid la aproximarea tensiunii de intrare. Pentru determinarea fiecărui bit din secvenţa de ieşire se necesită o singură operaţie de comparare.

Timpul de conversie TC, al unui CAN cu aproximaţii succesive, rezultă prin urmare:

TC=N T0, (5.10) unde T0 este perioada semnalului de tact, iar N este numărul de biţi de la ieşirea CAN.

Deoarece tensiunea de intrare trebuie să rămână constantă pe toată durata conversiei, CAN este precedat de un CEM, care trece în stare de memorare după activarea comenzii Start Conversie. CEM revine în stare de eşantionare după ce s-a terminat conversia analog numerică, semnalată prin semnalul Stare Conversie.

Actualmente, convertoarele A/N cu aproximaţii succesive pot avea rezoluţii de până la 16 biţi (uzual 12 biţi) şi rata de conversie de ordinul MEPS.

Precizia totală a unui CAN cu aproximaţii succesive depinde în mare măsură de performanţele convertorului N/A utilizat în structura sa internă. Cele mai recente convertoare cu aproximaţii succesive folosesc CNA cu comutare de capacităţi (sau redistribuire de sarcini). Faţă de CNA cu reţea de rezistenţe, convertoarele cu comutare de capacităţi asigură, pe de o parte, o precizie şi liniaritate mai ridicată şi în acelaşi timp sunt mai uşor de realizat din punct de vedere tehnologic. Totodată, variaţia cu temperatura a valorii capacităţilor este mai redusă, de până la 1 ppm/0C, fapt ce sporeşte precizia în funcţionare a circuitului.


98

Pentru prezentarea principiului de funcţionare al unui CAN cu comutare de capacităţi, se consideră convertorul cu 3 biţi, prezentat în figura 5.11.

Pe durata eşantionării (comutatoarele electronice fiind în poziţiile din figură), tensiunea analogică de intrare ui încarcă capacităţile conectate în paralel. În starea de memorare, care urmează, sunt trecute în stare deschisă comutatoarele CEi şi CEc şi sunt poziţionate comutatoarele CE1, CE2, CE3, CE4, corespunzător biţilor secvenţei numerice. Dacă aceste comutatoare sunt conectate la masă, în nodul A (borna inversoare a comparatorului) va rezulta o tensiune de valoare –ui faţă de masă.

Prin închiderea numai a comutatorului CE1 (corespunzător bitului de semnificaţie maximă) la tensiunea Ur, celelalte comutatoare (CE2, CE3, CE4) rămânând conectate tot la masă, la potenţialul din nodul A, de valoare –ui, se va adăuga valoarea Ur/2.

CE1

C

CE2

C/2

CE3

C/4

CE4

C/4CTOTAL=2C

b1(MSB)

b2 b3(LSB)

ui CEi

Ur

+

-CEc

A

Comparator

Figura 5.11.

În funcţie de rezultatul comparării potenţialului punctului A faţă de masă (borna neinversoare a comparatorului), se


99

stabileşte valoarea logică finală a bitului b1 (MSB). Dacă b1 rezultat este 1 logic, comutatorul CE1 va rămâne conectat la Ur, respectiv, în caz contrar, va fi conectat la masă. În continuare, printr-un proces similar, se determină valorile logice ale următorilor doi biţi b2 şi b3.

La sfârşitul conversiei analog numerice comutatoarele CEi, CE1÷ CE4 sunt conectate din nou la ui, iar CEc la masă, astfel încât convertorul trece în stare de eşantionare, fiind pregătit pentru un nou ciclu de conversie. În cazul general, valoarea capacităţii corespunzătoare bitului de semnificaţie minimă, se alege în aşa fel încât valoarea totală a capacităţilor conectate în paralel să fie 2C; se realizează, astfel, divizarea cu 2 a tensiunii Ur la conectarea capacităţilor corespunzătoare biţilor din secvenţa de comandă.

În cazul în care CAN cu capacităţi comutate este conectat direct la sursa de semnal, trebuie avut în vedere ca momentul declanşării conversiei propriu-zise să aibă loc numai după ce regimul tranzitoriu de încărcare al capacităţilor din convertor este practic încheiat. Valoarea constantei de timp de încărcare τ, (de cca. 300 ns) rezultă ca produs dintre capacitatea de intrare a convertorului (mai mare de 20 pF) şi rezistenţa sursei de semnal împreună cu rezistenţa RON a comutatoarelor interne. Practic, se poate considera că tensiunea ce urmează a se converti are valoarea stabilizată după un anumit număr de constante de timp τ, dependent de rezoluţia convertorului: aproximativ 9τ pentru un CAN cu 12 biţi, respectiv 11τ pentru un CAN cu 16 biţi.


100

5.4 Convertor A/N cu comparare de tip serie paralel

Schema de principiu a unui CAN de tip serie paralel (pipeline) de 12 biţi este prezentată în figura 5.12.

Iniţial, semnalul de intrare este eşantionat, după care CEM1 este trecut în starea de memorare. Are loc în continuare prima conversie analog numerică, rezultând primii 6 biţi mai semnificativi ai secvenţei de ieşire. Aceştia sunt memoraţi (în registrul tampon) şi în acelaşi timp comandă convertorul N/A aferent.

ui

Tact

CEM1

Dispozitivde

comandă

CAN1

6 biţiCNA6 biţi

Corector de eroare

Registru de iesire

se [bk] 12

12

6

6

7

CAN2

7biţi

-

+CEM2

Scăzător

Registrutampon

Figura 5.12.

Tensiunea obţinută în acest fel la ieşirea convertorului numeric analogic va reprezenta aproximarea pe 6 biţi a semnalului analogic de intrare. La sfârşitul conversiei A/N CEM2 preia eşantionul din semnalul de intrare şi îl memorează până când se stabilizează ieşirea CNA. În acest moment, semnalul de la ieşirea CNA se scade din eşantionul memorat de CEM2, iar


101

tensiunea astfel rezultată este convertită pe 7 biţi, cu ajutorul CAN2.

Secvenţele binare de la ieşirile lui CAN1 şi CAN2 sunt combinate astfel încât bitul 7, suplimentar la cea de a doua conversie, se utilizează la corecţia erorii introduse de prima conversie analog numerică. Rezultatul pe 12 biţi al conversiei A/N se obţine în cele din urmă în registrul de ieşire.

Se va observă că în timp ce CEM1 este în starea de memorare pentru un eşantion curent u(kTe) al semnalului de intrare, până când se obţin primii 6 biţi mai semnificativi, CEM2 are memorat la ieşire eşantionul u((K-1)Te), în vederea obţinerii următorilor 7 biţi, mai puţin semnificativi. Astfel, secvenţa numerică la ieşirea convertorului A/N pe N biţi, în ansamblu, se obţine cu cel puţin două perioade de eşantionare întârziere faţă de momentul declanşării conversiei.

Practic, dependent de structura concretă a convertorului, întârzierea poate fi de 3 sau chiar 4 perioade de eşantionare. De aceea, problema semnalării momentului obţinerii efective a secvenţei numerice de ieşire, completă, este deosebit de importantă în cazul acestui tip de convertor.

Principiul de funcţionare al unui convertor analog numeric serie paralel se poate argumenta matematic. Se consideră funcţia de transfer a unui CAN unipolar care are N (un număr par) de biţi la ieşire:

kN

1kkri 2bUu −

=∑= , (5.11)

relaţie care se mai poate scrie sub forma:

⎟⎟⎟

⎠

⎞

⎜⎜⎜

⎝

⎛+= −

+=

−

=∑∑ kN

12/Nkk

kN

1kkri 2b2bUu . (5.12)

După ce în cea de a doua sumă se face substituţia k-N/2=j, rezultă:


102

j2/N

1j2/Njr

,i

2/N

1k

kkri

2/N 2bUu2bUu2 −

=+

=

− ∑∑ ==⎟⎟

⎠

⎞

⎜⎜

⎝

⎛− . (5.13)

Se observă că termenul din paranteză reprezintă chiar eroarea de cuantizare la conversia analog numerică pe N/2 biţi a tensiunii de intrare ui. Înmulţind această eroare cu 2N/2 rezultă o altă tensiune ui’, care de asemenea, se poate converti analog numeric pe N/2 biţi. Astfel, rezultatul conversiei analog numerice pe N biţi a tensiunii de intrare rezultă în două etape. După prima conversie rezultă primii N/2 biţi mai semnificativi, iar după a doua etapă de conversie rezultă şi ceilalţi N/2 biţi, mai puţin semnificativi.

5.5 Convertor analog numeric de tip sigma-delta

Deşi principiul conversiei analog numerice de tip sigma-delta este cunoscut de aproape 30 de ani, implementarea lui a devenit posibilă doar în ultima perioadă, ca urmare a progreselor obţinute în tehnologia VLSI. Conţinând componente electronice simple (comparatoare, comutatoare, circuite de integrare şi de însumare) şi cu precădere circuite de procesare numerică, convertoarele A/N sigma-delta integrate se caracterizează prin rezoluţie ridicată, consum redus de putere, banda de frecvenţă a semnalului analogic de intrare mică, stabilitate ridicată şi, în general, un raport foarte bun performanţă/cost.

La baza principiului de funcţionare a unui CAN sigma-delta stau o serie de procese ca: supraeşantionarea, filtrarea numerică şi decimarea, precum şi cuantizarea diferenţială. Toate acestea conduc în cele din urmă la o rezoluţie ridicată, specifică acestui tip de convertor (frecvent 24 de biţi).

În general, în urma conversiei analog numerice a unui semnal ui, eşantionat cu frecvenţa fe, rezultă un semnal numeric se. Dacă se este reconvertit sub forma analogică, semnal ui’


103

rezultat va diferi de ui, datorită erorilor de cuantizare introduse de CAN (ui’ va include şi aşa-numitul zgomot de cuantizare).

Conform teoremei eşantionării, pentru evitarea erorilor de aliere este necesar ca frecvenţa de eşantionare fe să fie mai mare decât dublul frecvenţei maxime fmax din spectrul semnalului analogic de la intrare, adică:

maxe f2f ≥ . (5.14)

Considerând un convertor A/N bipolar cu N biţi, la intrarea căruia se aplică semnalul analogic ui, puterea erorii de cuantizare P, se poate calcula cu relaţia:

∫==2

1

21

2c

2cef deeeP , adică: (5.15)

12LSB1ecef = . (5.16)

În relaţiile de mai sus ecef reprezintă valoarea efectivă a zgomotului de cuantizare ec, exprimată în unităţi LSB.

Pe baza relaţiilor (5.3), (5.15) şi (5.16), rezultă legătura dintre numărul de biţi N şi puterea erorii de cuantizare, sub forma:

P12FSR

LSB1FSR2N == . (5.17)

În cazul unui convertor real, la care zgomotul total introdus este mai mare decât zgomotul de cuantizare dat de relaţia (5.16), rezultă că rezoluţia efectivă este chiar mai mică decât ceea corespunzătoare pentru N biţi.

Puterea zgomotului de cuantizare este distribuită în domeniul de frecvenţe 0≤ f≤fe/2 şi, considerând distribuţia uniformă, rezultă densitatea spectrală de putere a zgomotului de cuantizare P(f) sub forma:

( ) Pf2fPe

= , pentru 2ff0 e≤≤ . (5.18)


104

Principiile ce stau la baza funcţionării convertorului sigma-delta pot fi expuse acum pe baza schemelor de principiu din figura 5.13.

a)

P(f)

f

se

fe

f

f

ui

Ps(f)

Pds(f) Filtru numericzgomoteliminat

Filtru numericzgomoteliminat

fe/2

kfe/2

kfe/2

ui

kfe

sc

N biţikfe

fe

se

Ns biţife

ui

kfe

sc

N biţikfe

fe

se

Ns biţife

b)

c)

Modulator sigma-delta

CAN

CANFiltru

numericFTJ

Deci-mator

MOD

ΣΔ

Filtrunumeric

FTJ

Deci-mator

Figura 5.13.

În figura 5.13a se prezintă cazul unui CAN care converteşte eşantioanele semnalului de intrare prelevate cu o frecvenţa de eşantionare fe. Conform celor arătate mai sus, spectrul zgomotului de cuantizare va fi uniform distribuit şi limitat la frecventa fe/2. Dacă semnalul analogic de intrare este supraeşationat de k ori (cazul din figura 5.13b), spectrul zgomotului de cuantizare se va extinde până la kfe/2 iar densitatea spectrală va scădea de k ori (relaţia (5.18)), adică:

( ) ( )kP

f2

kfPfP

es ⋅== , pentru

2ff0 e≤≤ . (5.19)

Eliminând din zgomotul de cuantizare, cu ajutorul unui filtru numeric de tipul trece jos, componentele cu frecvenţe mai mari decât fe/2, se va reduce de k ori densitatea spectrală de putere


105

Ps, a zgomotului de cuantizare din semnalul se de la ieşirea CAN cu supraeşantionare:

( )∫ ==2

f

0ss

e

kPdffPP (5.20)

Pe baza relaţiei (5.17) rezultă numărul de biţi Ns, corespunzător convertorului analog numeric cu supraeşantionare:

kP12

FSRP12

FSR2s

Ns ⋅== , (5.21)

şi folosind relaţiile (5.17) şi (5.21) se obţine în final:

klog21NNs += . (5.22)

Prin procedeul supraeşantionării, urmat de o filtrare numerică de tipul trece-jos, aşa cum s-a arătat mai sus, este redus zgomotul de cuantizare şi acest fapt este echivalent cu o creştere a numărului de biţi (creşterea rezoluţiei) convertorului (relaţia (5.22)). De exemplu, considerând un convertor A/N cu 8 biţi, se poate creşte prin supraeşantionare rezoluţia corespunzătoare la 12 biţi, dacă factorul de supraeşantionare utilizat k este 256. Bineînţeles şi frecvenţa de eşantionare creşte de k ori, de exemplu, de la fe=8 kHz la kfe≈2 MHz.

Structura de principiu, prezentată în figura 5.13b, permite implementarea procedurilor discutate mai sus. CAN converteşte semnalul analogic de intrare cu o rată de conversie kfe, după care secvenţele obţinute sunt filtrate numeric cu un filtru trece-jos. Secvenţele filtrate şi care se repetă cu frecventa kfe

sunt în continuare decimate, adică sunt selectate secvenţe din k în k eşantioane, obţinându-se în cele din urmă semnalul numeric cu frecvenţa fe.

Procedeul supaeşantionării urmat de filtrare numerică nu prezintă interes din punct de vedere aplicativ, deoarece pentru


106

atingerea rezoluţiilor dorite (24 de biţi - spre exemplu), k ar trebui mărit la valori ce nu pot fi tehnic implementate. Soluţia practică o constituie convertorul A/N sigma-delta bazat pe supraeşantionare, dar care utilizează şi cuantizare diferenţială.

În cazul acestui tip de convertor (figura 5.13c), simultan cu supraeşantionare urmată de filtrare numerică şi decimare, se modifică şi distribuţia densităţii spectrale a semnalului numeric se, de la ieşirea CAN. Drept urmare, componentele cu valori mari din spectrul de frecvenţe al zgomotului de cuantizare se vor regăsi în afara benzii de trecere a filtrului numeric trece jos, astfel încât prin eliminarea lor puterea zgomotului de cuantizare din semnalul de la ieşire se este mult redusă. Creşterea rezoluţiei prin acest procedeu este substanţial mai mare comparativ cu situaţia anterioară, în condiţiile în care factorul k, de supraeşantionare, prezintă valori acceptabile din punct de vedere aplicativ.

În figura 5.14 se prezintă structura unui CAN sigma-delta cu supraeşantionare, în care convertorul A/N este cu rezoluţie de 1 bit. Acesta constă, în esenţă, dintr-un modulator sigma-delta (în densitate de impulsuri) de ordinul unu, a cărui principiu de funcţionare este bazat pe cuantizare diferenţială.

kfe

ui

|ui|<Ur uc

Ur

-UrCNA 1bit

1bitkfe

Integrator Comparator cu reţinere

Nsbiţife

feModulator sigma-delta

Σ ∫

sc Filtru numeric

şi Decimator

se

Figura 5.14.


107

Diagramele de timp care caracterizează funcţionarea circuitului sunt prezentate în figura 5.15.

uc

uI

sc

Te

t

t

t

+Ur

-Ur

+Ur

-Ur

uI

se

t

t

t

uc ui=Ur/2ui=0

Te

Figura 5.15.

Pentru obţinerea informaţiei privind valoarea semnalului de intrare, modulatorul realizează integrarea (sigma) diferenţei (delta) dintre semnalul analogic de intrare şi tensiunea de ieşire a CNA cu un singur bit. La ieşirea modulatorului sigma-delta se obţine semnalul numeric sc, cu rata kfe biţi/s, şi în care densitatea biţilor cu valori logice 1 este dependentă de valoarea semnalului de intrare ui. Acest lucru poate fi constatat cu uşurinţă în diagramele de timp din figura 5.15, în care au fost avute în vedere două cazuri: când semnalul de intrare este nul respectiv este egal cu Ur/2.


108

Pentru precizarea funcţionării, este prezentat în figura 5.16 modelul analogic al unui modulator sigma-delta de ordinul unu.

Ui(s Ui(s Sc(s)Ec(s)

Σ

IntegratorH(s)=1/s

Σ ∫

Figura 5.16.

Funcţia de transfer a acestui modulator are expresia:

( ) )s(Es1

ssUs1

1)s(S cic ⋅+

+⋅+

= . (5.23)

Analizând relaţia (5.23) rezultă că acest modulator are comportamentul unui FTJ de ordinul unu pentru semnal de intrare ui, iar în raport cu zgomotul de cuantizare ec, se comportă ca un FTS de ordinul unu.

Densitatea spectrală de putere a zgomotului de cuantizare Pds1(f) la ieşirea modulatorului sigma-delta de ordinul unu se poate evalua pe baza modelului discret al modulatorului din figura 5.17:

( ) ∫π

=2

f

0 e

e2

eds

e

1df

kffsin

kfP8fP , pentru

2kf

f0 e≤≤ . (5.24)

După calculul aproximativ al integralei, pentru k suficient de mare rezultă:

Pk3

P 3

2

1dsπ

≅ (5.25)

Pe baza relaţiei (5.17) se obţine numărul de biţi Nds1 corespunzător convertorului A/N sigma-delta, sub forma:


109

2

3

1ds

N k3P12

FSRP12

FSR2 1ds

π⋅== , (5.26)

şi folosind relaţiile (5.17) şi (5.26) rezultă în final:

2

3

21dsk3log

21NN

π+= . (5.27)

ui(n) uI(n) sc(n)ec(n)

DΣ Σ Σ

Figura 5.17.

Particularizând relaţia (5.27) pentru un CAN sigma-delta de ordinul 1, în care convertorul analog numeric din structura sa este de 1 bit, (N=1), rezultă că:

2

3

21dsk3log

211N

π+= . (5.28)

De exemplu, pentru un CAN sigma-delta de ordinul unu şi un factor de supraeşantionare k≈38, rezultă o rezoluţie de 8 biţi.

În scopul obţinerii unor rezoluţii mai mari la valori reduse ale factorului de supraeşantionare, se utilizează convertorul A/N sigma-delta de ordinul doi, a cărui structură este prezentată în figura 5.18.

Pe baza modelului discret al acestui modulator (figura 5.19), se poate evalua densitatea spectrală de putere a zgomotului de cuantizare Pds2(f) la ieşirea modulatorului şi pe baza acesteia puterea zgomotului de cuantizare Pds2 la ieşirea CAN sigma-delta de ordinul doi, rezultând:

Pk5

P 5

4

2dsπ

≅ . (5.29)


110

uiuI1 uI2

kfe

kfe

Ns biţife

fe

Comparator

Integrator Integrator

∫Σ Σ ∫

Filtru numericşi Decimator

sc

sc

CNA1bit

Figura 5.18.

ui(n) uI1(n) sc(n)ec(n)

1/2 2 uI2(n)

D DΣ Σ Σ Σ Σ

Figura 5.19.

Relaţiile (5.17) şi (5.29) permit determinarea, în continuare, a numărul de biţi Nds2 corespunzător CAN sigma-delta de ordinul doi:

4

5

2ds

N k5P12

FSRP12

FSR2 2ds

π⋅== . (5.30)

Utilizând expresiile (5.17 şi 5.30) rezultă:

4

5

22dsk5log

21NN

π+= . (5.31)

Pentru convertorul A/N sigma delta de ordinul doi, care are în structură un convertor analog numeric pe un bit (N=1), din relaţia (5.31) se obţine:


111

4

5

22dsk5log

211N

π+= . (5.32)

De exemplu, dacă semnalul analogic de intrare este convertit pe 16 biţi cu un convertor A/N sigma delta de ordinul doi, factorul de supraeşantionare necesar este de numai k=116.

Pentru o apreciere comparativă a performanţelor modulatoarelor sigma-delta de ordinul unu şi de ordinul doi, în figura 5.20 au fost reprezentate densităţile spectrale de putere ale zgomotului de cuantizare la ieşirea modulatorului precum şi caracteristica de transfer a filtrului numeric trece jos. Se constată reducerea drastică, în urma filtrării, a puterii de zgomot de cuantizare în cazul modulatorului de ordinul doi comparativ cu modulatorul de ordinul unu. Acest fapt conduce la o rezoluţie substanţial mai ridicată în primul caz, pentru acelaşi factor k de supraeşantionare.

Filtrunumeric

ordinul 2

ordinul 1

kfs/2fs/2

f

Figura 5.20.


112

5.6 Convertorul A/N cu integrare în două pante

Convertorul analog numeric cu integrare în două pante este cel mai adesea utilizat în voltmetre numerice destinate pentru măsurări în aplicaţii lente. Acest tip de convertor asigură o precizie remarcabilă şi mai ales o foarte bună rejecţie a semnalelor perturbatoare cu frecvenţa reţelei, ca urmare a însăşi principiului său de funcţionare.

Structura de principiu a unui convertor A/N cu integrare în două pante este prezentată în figura 5.21.

CAO1

ui

u0

R

Numărător

CE

-Ur

Dispozitivde comandă

Generator deimpulsurif0

Integrator

Comparator

uI

Figura 5.21.

Pentru analiza funcţionării circuitului se au în vedere diagramele de timp prezentate în figura 5.22.

Procesul de conversie analog numerică cu integrare în două pante cuprinde două etape. Într-o primă etapă se integrează tensiunea analogică de intrare ui, un interval de timp constant tr (timp de referinţă). Procesul de integrare începe de fiecare dată în condiţii iniţiale nule. În cea de a doua etapă se integrează o tensiune de referinţă Ur, de polaritate opusă tensiunii ui. Integrarea tensiunii de referinţă se realizează pe durata unui interval de timp de durata tx, când tensiunea uI, de la ieşirea amplificatorului integrator devine din nou egală cu zero. În


113

figura 5.22, forma de variaţie a tensiunii uI este reprezentată cu linie continuă pentru ui>0, respectiv cu linie întreruptă pentru cazul ui<0. În ambele situaţii se consideră tensiunea de intrare constantă pe durata timpului de integrare tr.

uI tx

t

tr

ui/R -Ur/R

ui>0

ui<0

Figura 5.22.

Considerând cazul în care ui>0, şi aplicând principiul conservării sarcinii electrice, se poate scrie:

xr

ri t

RUt

Ru

= , (5.33)

respectiv:

ir

rx u

Utt = . (5.34)

Relaţia (5.34) indică efectuarea unei conversii tensiune-timp cu ajutorul unei funcţii de transfer liniare. Evident, conversia decurge în mod similar celor de mai sus pentru o tensiune de măsurat negativă.

În conformitate cu cele deja prezentate, conversia analog numerică a tensiunii ui se reduce, de fapt, la măsurarea duratei tx. Practic, acest lucru se realizează prin numărarea impulsurilor de frecvenţă constantă f0, pe durata intervalului de timp tx.

Valoarea numerică a rezultatului conversiei este chiar numărul de impulsuri D, contorizat în interval de timp tx, adică:

0x f

Dt = . (5.35)


114

Din relaţiile (5.34) şi (5.35) rezultă:

ir

0r uU

ftD ⋅⋅

= . (5.36)

Variaţiile mărimilor de referinţă tr şi f0 pot influenţa în mod direct rezultatul conversiei. Pentru a reduce influenţa acestor erori, intervalul de timp tr este generat prin contorizarea unui număr de referinţă Nr, de impulsuri cu frecvenţa f0, pe baza expresiei:

0

rr f

Nt = . (5.37)

Pe durata unui proces de conversie, se pot considera că sunt constante atât frecvenţa f0, cât şi valorile elementelor R şi C.

În aceste condiţii, din relaţiile (5.36) şi (5.37) rezultă în final funcţia de transfer a convertorului A/N cu integrare în două pante, de forma:

ir

r uUND ⋅= . (5.38)

Ultima relaţie evidenţiază faptul că eroarea conversiei analog numerice depinde practic de precizia referinţei de tensiune Ur.

Un proces de conversie analog numerică este iniţiat de dispozitivul de comandă, care aplică tensiunea analogică ui, prin comutatorul CE, la intrarea circuitului integrator. În acelaşi moment se anulează conţinutul numărătorului şi se permite accesul impulsurilor, cu frecvenţa f0, la intrarea numărătorului (figura 5.21). Conţinutul numărătorului este incrementat pentru fiecare impuls cu frecvenţa f0, până la capacitatea maximă Nmax şi apoi este anulat de următorul impuls. Momentul anulării conţinutului numărătorului este semnalat dispozitivului de comandă prin frontul de comutare din nivelul logic 1 în 0 al bitului de semnificaţie maximă al numărătorului. Pe baza acestui semnal, în acest moment, dispozitivul de comandă trece comutatorul CE în poziţia corespunzătoare integrării tensiunii


115

de referinţă –Ur. Astfel, intervalul de integrare a tensiunii de intrare tr are valoarea dată de expresia:

0

maxr f

1Nt += . (5.39)

Respectiv, pe baza relaţiilor (5.37) şi (5.39), rezultă că numărul de impulsuri Nr este egal cu:

1NN maxr += . (5.40)

Dispozitivul de comandă menţine accesul impulsurilor cu frecvenţa f0 la intrarea numărătorului şi pe durata integrării tensiunii de referinţă. Procesul de numărare se desfăşoară până când circuitul comparator sesizează la ieşirea integratorului acelaşi nivel de tensiune care a fost prezent la declanşarea procesului de conversie (acest nivel este, de regulă, chiar potenţialul masei, adică 0 V). În acest moment, comparatorul semnalează dispozitivului de comandă, printr-un scurt impuls la ieşire, sfârşitul etapei de integrare a tensiunii de referinţă, iar acesta blochează în consecinţă accesul impulsurilor la intrarea numărătorului.

Conţinutul numărătorului D, corespunzător momentului respectiv, reprezintă chiar rezultatul conversiei analog numerice a tensiunii ui, conform relaţiei:

ir

max uU

1ND += . (5.41)

În general, intervalul de timp de integrare a tensiunii de intrare se alege egal sau un multiplu întreg al perioadei tensiunii de la reţea. În aceste condiţii, prin integrarea pe o perioadă, sunt considerabil atenuate perturbaţiile de mod serie cu frecvenţa reţelei, care afectează cel mai frecvent tensiunea de măsurat.


116

6 Sisteme de achiziţii şi distribuţii de date

Interesul deosebit pentru prelucrarea prin metode numerice a semnalelor analogice se datorează mai ales dezvoltării sistemelor numerice performante de prelucrare a informaţiei, ce pot avea ca element central un sistem cu microprocesor, un microcontroler sau un procesor numeric de semnal. Această prelucrare presupune, în primul rând, prelevarea la momente de timp precizate a valorilor semnalelor analogice (discretizare în timp) şi conversia acestor valori sub formă numerică (discretizare în valoare). Operaţiile menţionate se realizează cu ajutorul unui sistem da achiziţie a datelor (SAD), ce cuprinde circuite analogice de condiţionare a semnalelor şi circuite pentru conversia analog numerică. Semnalele numerice rezultate sunt transferate sistemului de prelucrare numerică şi de comandă.

În vederea achiziţionării mai multor semnale analogice cu un singur sistem de achiziţii de date, există mai multe variante constructive. În aceste sisteme de achiziţii de date, de tip multicanal, unele componente ale sistemului sunt distribuite între mai multe surse de semnal analogic. Pe măsură ce în cadrul sistemului creşte numărul componentelor distribuite pentru diferitele surse de semnal, structura se poate simplifica, dar se diminuează şi performanţele funcţionale.

În cele ce urmează sunt prezentate două variante de sisteme multicanal, cele mai des utilizate: SAD cu multiplexarea semnalelor analogice la intrare şi SAD cu multiplexarea ieşirilor convertoarelor A/N.

Sisteme de achiziţii şi distribuţii de date

117

6.1 Sisteme de achiziţii de date cu multiplexarea semnalelor analogice la intrare

În figura 6.1 se prezintă structura unui sistem de achiziţie de date cu multiplexarea semnalelor analogice la intrare. Se consideră că înaintea aplicării fiecărui semnal analogic uip la intrarea multiplexorului, acestea au fost deja prelucrate (condiţionate), adică amplificate cu un amplificator instrumental, de regulă cu câştig programabil, şi/sau filtrate de perturbaţii, etc.. În orice caz, nu se recomandă a fi multiplexate semnale cu nivel scăzut (sub 50 mV), datorită erorilor excesiv de mari care apar.

MUX

CEM

E/M

Start Conv.

Stare Conv.

M

[bk]p= b1p, b2p,…, bNp

ui 1

ui 2

ui(P-1)

ui PCCA SPN

CAN

Figura 6.1.

Semnalele analogice de la intrarea sistemului de achiziţie sunt conectate succesiv, la intrarea circuitului de eşantionare şi memorare, prin intermediul multiplexorului (MUX).

Circuitul de eşantionare şi memorare (CEM) are rolul de a preleva valori ale semnalului analogic, la intervale de timp egale cu pasul de eşantionare Te.

Convertorul analog numeric (CAN) realizează transformarea în forma numerică a semnalului analogic de la intrare. Rezultă astfel o secvenţă de date, care reprezintă valorile eşantioanelor


118

de intrare cu o precizie dată de rezoluţia convertorului A/N. Secvenţele de date [bk]p, de la ieşirea convertorului A/N, sunt transferate apoi procesorului local, în vederea prelucrării numerice.

Circuitul de comandă al achiziţiei (CCA) realizează interfaţarea între circuitele SAD şi procesor, în vederea funcţionării corecte a sistemului de achiziţie a datelor. Astfel, CCA comandă multiplexorul prin semnalul numeric M, circuitul de eşantionare şi memorare cu semnalul E/M, convertorul A/N prin semnalul Start Conversie şi, după caz, amplificatorul cu câştig programabil prin semnalul de câştig. În acelaşi timp, CCA furnizează calculatorului un semnal cu privire la starea procesului de conversie (Stare Conversie). De fapt, din punct de vedere constructiv, de cele mai multe ori, CCA face parte chiar din procesorul local. Separarea acestora în figura 6.1 s-a făcut doar din punct de vedere funcţional.

Procesul de achiziţie a datelor, corespunzător celor P semnale analogice de intrare, se realizează conform diagramelor de timp prezentate în figura 6.2.

Se va considera că la momentul iniţial, înaintea declanşării procesului de achiziţie, multiplexorul este comandat deja, prin semnalul M, astfel încât la intrarea circuitului de eşantionare şi memorare, aflat în starea de eşantionare, este aplicat semnalul ui1.

Declanşarea procesului de achiziţie se realizează la momentul t1, prin frontul de comandă al stării de memorare a CEM. La momentul t2, sincron cu frontul de ridicare al semnalului Start Conversie, se declanşează procesul de conversie a eşantionului prelevat din semnalul ui1, astfel încât:

t2- t1≥ tap+ tsm. (6.1) În relaţia de mai sus, tap este timpul de apertură al CEM, iar

tsm reprezintă timpul de stabilizare al CEM la comutarea în


119

starea de memorare. Totodată, la momentul t2 comută şi semnalul de comandă al multiplexorului M, încât la intrarea CEM să fie conectat semnalul de intrare ui2.

E/M t

StartConv.

M

ui 1 ui 2 ui 3

StareConv.

t

t

t

tbk(ui1) bk(ui2)

≥tap+tsm

t1 t2 t3 t4 t5 t6

TC ≥tac

[bk]p b1p, b2p,…, bNp

Figura 6.2.

Sfârşitul conversiei analog numerice a eşantionului prelevat din semnalul de intrare ui1, corespunde momentului t3, marcat prin frontul de coborâre al semnalului Stare Conversie. Rezultă, deci, că:

t3- t2≥ TC, (6.2) unde TC este timpul de conversie al convertorului A/N.

Comanda de prelevare a unui eşantion din semnalul de intrare ui2, este dată la momentul t4, prin frontul de comandă al trecerii CEM din starea de eşantionare în starea de memorare. De această dată se impune ca:

t4- t3≥ tac, (6.3) prin tac fiind notat timpul de achiziţie al CEM.

La momentul t5, ales astfel încât intervalul (t5-t4) să respecte relaţia (6.1), se declanşează propriu-zis conversia analog


120

numerică corespunzătoare eşantionului prelevat din semnalul ui2. SPN poate prelua, în întreg intervalul (t3-t5), rezultatul conversiei analog numerice corespunzătoare eşantionului din semnalul ui1, adică ieşirile [b1 , b2,…, bN] ale CAN.

Rezultatul conversiei analog numerice, corespunzătoare eşantionului prelevat din semnalul ui2, devine disponibil începând de la momentul t6, acest lucru fiind semnalat prin semnalul Stare Conversie.

După cum rezultă din diagramele de timp din figura 6.2, procesul de achiziţie se desfăşoară periodic, prin prelevarea şi conversia numerică a eşantioanelor din toate cele P semnale analogice de la intrarea sistemului de achiziţie.

Prin perioada de achiziţie Tac, se înţelege intervalul de timp necesar pentru achiziţia a câte unui eşantion din toate cele P semnale de la intrarea SAD. Pentru SAD prezentat mai sus, Tac se poate exprima cu relaţia:

Tac=P(t4- t1). (6.4) Pe baza relaţiilor (6.1), (6.2), (6.3) şi (6.4) rezultă valoarea

minimă a perioadei de achiziţie Tacmin: Tacmin=P(tap+ tsm+TC+tac). (6.5) Se observă că valoarea perioadei de achiziţie minimă este

direct proporţională cu numărul de canale de la intrarea SAD. În cazul acestei variante de SAD, se consideră că

multiplexorul este comandat în vederea comutării ieşirii sale pe intrarea analogică următoare, pe durata timpului de conversie a eşantionului corespunzător semnalului analogic precedent. De aceea, timpul de stabilizare tm a ieşirii multiplexorului nu intervine la determinarea perioadei de achiziţie cu relaţia (6.5) (se are în vedere că, în general, tm este mult mai mic decât TC).

Sistemul de achiziţie a datelor cu multiplexarea semnalelor analogice la intrare are cea mai simplă arhitectură, deoarece utilizează pentru achiziţia mai multor semnale analogice un


121

singur CEM şi un singur convertor A/N. În acelaşi timp, deoarece se achiziţionează serial câte un eşantion din fiecare semnal prezent la intrare, acest SAD este cel mai puţin rapid în raport cu oricare altă structură de achiziţie a datelor.

6.2 SAD cu multiplexarea ieşirilor CAN

Structura sistemului de achiziţie de date cu multiplexarea ieşirilor convertoarelor analog numerice este prezentată în figura 6.3.

ui1

ui2

uiP

[bk]p=[b1p,b2p, …,bNp]

CEM1

CEM2

CEMP

......

E/M2

E/M1

CAN 1

CAN 2

...

CAN PStartConv.

StareConv.

Sistem de prelucrare numerică-Procesor

MUX

ME/MP

StartConv.

StareConv.

StareConv.

StartConv.

Figura 6.6.

Un SAD cu multiplexarea ieşirilor CAN cuprinde câte un ansamblu CEM-CAN pentru fiecare din cele P semnale analogice de intrare. Rezultă că procesele de eşantionare şi conversie analog numerică se pot desfăşura practic independent şi simultan pentru toate semnalele de intrare. În aceste condiţii, este necesară doar multiplexarea semnalelor numerice de la ieşirile convertoarelor A/N, în vederea transferării acestora la procesor.

Ca şi în cazul unui sistem de achiziţie cu multiplexarea intrărilor, comanda multiplexorului şi transferul rezultatelor se


122

efectuează în intervalele corespunzătoare stărilor de eşantionare ale CEM.

Astfel, pentru achiziţionarea a câte unui eşantion din cele P semnale analogice de intrarea rezultă perioada de achiziţie minimă, dată de expresia:

acCsmapminac tTttT +++= . (6.6)

Similar celor prezentate anterior, în relaţia (6.6) s-a considerat că timpul de stabilizare al multiplexorului digital tm, se poate neglija, fiind mult mai mic în raport cu timpul de conversie TC al convertorului A/N.

Analizând relaţiile (6.5) şi (6.6), prin care sunt exprimate valorile minime ale perioadelor de achiziţie în cazul celor două structuri de SAD prezentate mai sus, rezultă că sistemul de achiziţie de date cu multiplexarea ieşirilor convertoarelor A/N permite obţinerea unei viteze de achiziţie maxime, realizând o achiziţie cvasi paralelă a semnalelor de intrare.

Sistemul de achiziţie de date cu conversia analog numerică paralelă, înaintea multiplexorului, poate include pe fiecare canal câte o memorie tampon, sau chiar câte un procesor local, în cazul în care sursele de semnal analogic sunt răspândite pe o arie extinsă.

6.3 Sisteme de distribuţie de date

Semnalele analogice ce conţin informaţii cu privire la procesele fizice sunt achiziţionate cu ajutorul sistemelor de achiziţie a datelor (SAD) şi apoi prelucrate cu sisteme de prelucrare numerică (SPN). Se obţin, astfel, semnalele numerice în reprezentări binare corespunzătoare aplicaţiilor, care sunt utilizate pentru memorarea şi afişarea informaţiei, pentru transmiterea la distanţă sau pentru comanda unor elemente de execuţie (motoare, relee, electrovalve) prin care se realizează efectiv controlul unor procese fizice. Rezultă deci că achiziţionarea semnalelor nu este un scop în sine.


123

Sistemul de distribuţie de date (SDD) realizează conversia semnalelor numerice prelucrate în semnale analogice necesare pentru comanda unor elemente de execuţie. În varianta cea mai simplă, un sistem de distribuţie de date cu un singur semnal analogic de ieşire cuprinde un registru de ieşire, un convertor N/A şi filtrul de ieşire (figura 6.4).

Valorile semnalelor numerice obţinute după prelucrare sunt transferate în registrul tampon. Convertoarele N/A transformă secvenţele numerice în semnale analogice. Filtrul de ieşire, de tipul trece jos, realizează, de fapt, funcţia de interpolare a semnalului de la ieşirea convertorului numeric analogic.

SPN(procesor)

[bk]=[b1, b2,…, bN]

MEM

ueCNA Filtru

ieşireRegistru

ieşire

Figura 6.4.

În cazul sistemelor de achiziţie şi distribuţie de date, de tip multicanal, dacă semnalele numerice sunt generate de către procesor pe o singură magistrală, prin multiplexare în timp, sistemul de distribuţie de date trebuie să realizeze şi funcţia de demultiplexare. Cel mai adesea, demultiplexarea este efectuată asupra semnalului numeric generat de procesor. În figura 6.5 este prezentată structura unui sistem de distribuţie de date cu demultiplexare numerică.


124

SPN(procesor) [bk]p= b1p, b2p,…, bN p

MEM1

ue1

CNA1

Filtruieşire 1

MEM2

ue2

CNA2

Filtruieşire 2

MEMP

ueP

CNAP

Filtruieşire P

Registruieşire P

Registruieşire 2

Registruieşire 1

p=1,2,…,P

Figura 6.5.

Semnalul numeric rezultat din prelucrare, se încărcă succesiv în registrele de ieşire la momente care corespund cu frecvenţa de distribuţie a datelor. În general, această frecvenţă de distribuţie este egală cu frecvenţa de achiziţie a datelor utilizată în cadrul sistemului de achiziţie de date.

Funcţia de demultiplexare se realizează prin încărcarea succesivă a datelor în regiştrii de ieşire din structura SDD. În acelaşi timp, deoarece demultiplexarea se realizează asupra semnalului numeric, rezultă necesitatea existenţei câte unui convertor N/A şi a unui filtru de ieşire pentru fiecare canal de ieşire.

7 Interfeţe standard de comunicaţie

Sistemele de achiziţie a datelor pot fi incluse alături de alte aparate electronice într-un sistem complex de măsurare, prelucrare a rezultatelor şi conducere, coordonat de un calculator central. Principala problemă ce trebuie soluţionată în cadrul unui astfel de sistem o constituie dialogul între elementele componente.

În sens larg, o interfaţă asigură comunicarea aparatelor electronice cu un calculator central, în scopul setării modului lor de funcţionare precum şi transferul propriu-zis de date. Evident, fiecare echipament din sistem trebuie să fie prevăzut cu un bloc de interfaţă pentru interconectarea cu restul echipamentelor. Transferul de date se realizează prin aşa-numita magistrală, al cărei suport fizic poate fi unul cu fir (conductori convenţionali) sau fără fir (canal radio sau transmisie în infraroşu). Realizarea unui sistem complex este mult uşurată dacă echipamentele ce urmează a fi conectate între ele sunt dotate cu interfeţe standardizate.

Se va observa că din punct de vedere funcţional magistrala şi interfaţa aferentă nu pot exista ca entităţi diferite; utilizarea unei magistrale presupune implicit utilizarea interfeţei specifice acesteia. De aceea, în limbajul curent, cei doi termeni au sensuri echivalente şi orice referire la una dintre aceste noţiuni o vizează şi pe cealaltă.

În cadrul unui standard de interfaţă sunt definite deopotrivă mărimile mecanice (tipul conectoarelor), mărimile electrice (valori limită de tensiune şi de curent ale semnalelor logice), dar şi magistralele şi protocoalele de comunicaţie corespunzătoare standardului (figura 7.1).


126

Blocde

interfaţă

Calculator(Aparat A)

Blocde

interfaţă

Sistem de achiziţie şi distribuţie de date

(Aparat B)Magistralăstandard

Conectoare standard

Suport fizic magistrală

Interfaţă standard

Mesaje

Figura 7.1.

În general, prin protocol de comunicaţie se înţelege ansamblul de biţi, caractere şi coduri de comandă utilizate pentru transferul datelor între echipamentele cuplate printr-o interfaţă standard.

Un protocolul de comunicaţie trebuie să excludă orice posibilitate de confuzie, pierderi de date şi blocuri de informaţie, şi să permită, în acelaşi timp, ca echipamentele mai lente să poată comunica cu echipamentele mai rapide. Totodată, protocolul trebuie să fie independent de structura hard a echipamentelor (tipul de circuite integrate folosite, etc.), pentru că altfel modificările sau îmbunătăţirile tehnologice ar fi greu de aplicat.

Un sistem de achiziţie de date dotat cu o interfaţă standard, poate fi conectat la orice calculator de uz general, prevăzut cu interfaţa standard corespunzătoare. Comunicaţia cu calculatorul prin magistrale standard necesită utilizarea în sistemul de achiziţie a unui procesor local care, în afara funcţiilor referitoare la procesul de comunicaţie, realizează comanda procesului de achiziţie dar şi funcţii de prelucrare, reducându-se astfel sarcinile calculatorului central.

Un astfel de sistem de achiziţie de date, denumit prin abuz “inteligent”, poate fi plasat la distanţă de calculator, chiar în apropierea surselor de semnal. Rezultă în acest fel reducerea efectelor perturbaţiilor, deoarece se vor transmite la distanţă semnale numerice în locul semnalelor analogice, a căror

Interfeţe standard de comunicaţie

127

imunitate la zgomote este mai redusă. De asemenea, apare în această situaţie posibilitatea realizării unor sisteme distribuite pe arii extinse, care achiziţionează un număr mare de parametri ce caracterizează procesele fizice şi permit comanda de la distanţă a acestor procese.

În prezent, există un mare număr de interfeţe standard, care pot fi grupate în două categorii: interfeţe de tip serie şi interfeţe de tip paralel.

Interfaţa serie foloseşte un număr redus de linii de comunicaţie, pe care biţii de informaţie sunt transmişi succesiv. Din această cauză, precum şi datorită faptului că pe lângă biţii de informaţie, corespunzători unui octet, se transmit şi alte informaţii (biţii de start şi de stop, pentru a delimita un octet, etc.), rezultă că viteza de transfer este redusă. Avantajele comunicaţiei serie constă în numărul redus de linii de comunicaţie, precum şi posibilitatea conectării relativ simple a două aparate aflate la distanţe mari. Din categoria interfeţelor/magistralelor seriale fac parte, de exemplu: RS 232, I2C, RS 485.

Interfaţa de tip paralel foloseşte comunicaţia paralelă între echipamentele cuplate la o magistrală, astfel încât biţii de date ai unui cuvânt (unul sau doi octeţi) sunt transmişi simultan, pe linii diferite. În afara liniilor de date propriu-zise, magistrala standard de tip paralel mai include şi linii pentru semnalele de comandă, necesare pentru buna desfăşurare a comunicaţiei.

Interfaţa standard IEEE-488, utilizată cu precădere pentru interconectarea aparatelor electronice de măsurat, este una din interfeţele cu cea mai largă utilizare în momentul de faţă, fiind întâlnită sub una din următoarele denumiri echivalente: HP-IB (Hewlett Packard Purpose Interface Bus), GPIB (General Purpose Interface Bus), IEEE-488.1. Interfaţa IEEE-488.2 aduce modificări şi precizări suplimentare în ceea ce priveşte


128

comunicaţia dintre două aparate electronice interconectate. Apariţia unor noi interfeţe de tip paralel, este în continuare impusă de nevoia mereu crescândă de a transfera date cu viteze din ce în ce mai mari între diferite echipamente (10 Mocteţi/s).

7.1 Interfaţa standardizată RS-232

7.1.1 Caracterizare generală

Interfaţa RS-232 şi magistrala aferentă s-au dezvoltat şi răspândit odată cu proliferarea calculatoarelor personale, porturile seriale ale unui calculator (COM1÷COM4) funcţionând în conformitate cu acest standard. Deşi puternic concurată în momentul de faţă de o altă magistrală serială – USB (Universal Serial Bus), care prezintă numeroase avantaje comparativ cu prima, interfaţa RS-232 este încă de actualitate datorită numeroaselor echipamente electronice care o utilizează.

Concepută pentru transmisii seriale de tipul “port la port”, cu rata de transfer redusă şi la distanţe mici, interfaţa RS-232 a cunoscut perfecţionări succesive, ultima variantă, EIA/TIA-232-E (EIA=Electronic Industries Alliance, TIA=Telecommunications Industry Association) din 1991, fiind caracterizată de următorii parametri electrici mai importanţi: • viteza maximă: 20 Kbps (actualmente se utilizează curent

până la 116 Kbps); • lungimea maximă a cablului: 15 m (sau o sarcină capacitivă

de 2000 pF); • niveluri logice pentru liniile de date şi comandă (logică

negativă): +5 ÷ +25 V pentru 0 logic; -5 ÷ -25 V pentru 1 logic;

• rate de transmisie: 300, 1200, 2400, 4800, 9600 şi 19200 bps;


129

• transmisie asincronă (bit de start, biţi de date, bit de paritate şi bit/biţi de stop). În legătură cu precizările de mai sus se impun câteva

observaţii. Valorile ridicate şi plaja largă de variaţie pentru nivelurile

logice, stabilite pentru a asigura o bună imunitate la perturbaţii, impun utilizarea unor circuite specializate pentru conversia de la nivelele TTL/CMOS la nivelele RS-232. Un asemenea circuit de interfaţă este prezentat în exemplele analizate la pct. 7.1.5.

Termenul de “transmisie asincronă” trebuie înţeles în sensul că o transmisie poate fi iniţiată în orice moment; cu toate acestea, pe durata transmisiei/recepţiei unui octet, transmiţătorul şi receptorul trebuie să funcţioneze sincron, pentru ca datele să fie eşantionate corect la recepţie. Dacă frecvenţele de transmisie/recepţie sunt suficient de apropiate (nu diferă cu mai mult de 1-2% între ele), această sincronizare pe termen scurt este implicit asigurată.

Distanţa maximă până la care se poate realiza schimbul de date poate fi extinsă prin includerea în calea de comunicaţie a unui modem, care facilitează conectarea la o linie telefonică. Apar astfel două categorii de echipamente: - calculatorul, considerat ca echipament terminal de date şi

care este cunoscut sub denumirea de DTE (de la Data Terminal Equipment), şi

- modemul, denumit prescurtat DCE (de la Data Communication Equipment). Interconectarea celor două echipamente se face prin conectori

standardizaţi (de regulă conectori DB9 cu 9 pini), ale căror specificaţii rezultă din figura 7.2.

Se va observa că standardul precizează nu numai semnalele aferente diferitelor contacte dar şi geometria carcasei conectorului (“male – tata” şi “female – mama”) respectiv a


130

contactelor (“male – pin şi female – bornă”). Aceste caracteristici diferă la cele două tipuri de echipamente DTE şi DCE. Alte diferenţe, funcţionale, între terminalele corespondente de la echipamentele DTE şi DCE vor fi scoase în evidenţă în paragraful următor.

594837261

DB9

GNDRI

DTRCTSTDRTSRD

DSRDCD

Signal GroundRing IndicatorData ReadyClear To SendTransmit Data LineRequest To SendReceive Data LineData Set ReadyData Carrier Detect

Observaţie:DCE: Carcasă „male” şi pini „female”DTE: Carcasă „female” şi pini „male”

Figura 7.2.

Un ultim aspect ce se impune a fi evidenţiat în legătură cu comportamentul interfeţei RS-232 îl constituie structura informaţiei vehiculate pe magistrală. Fiind vorba de o comunicaţie serială, datele vor fi transmise caracter după caracter. La rândul său, un caracter are structura reprezentată în figura 7.3. În figură au fost avute în vedere nivelurile logice aşa cum apar ele pe magistrală, adică în logica negativă.

Date

1 1 0 1 1 1 1Repaus Stop Repaus

Start Paritate

t

Semnal

Figura 7.3.


131

Se constată că în repaus, adică înainte şi după transmisia unui caracter, linia de transmisie are nivelul 1 logic. Informaţia vehiculată (biţii de date) sunt încadraţi de un bit de start şi respectiv unul sau mai mulţi biţi de stop. Bitul de start, care apare asincron, realizează sincronizarea receptorului cu transmiţătorul iar bitul/biţii de stop asigură un interval de timp minim între două caractere succesive, necesar procesării caracterului recepţionat înainte de sosirea caracterului următor.

Informaţia transmisă constă din biţii de date şi eventual un bit de paritate. Datele pot fi reprezentate pe 7, 8 şi uneori 9 biţi. În primul caz, cei 7 biţi reprezintă un caracter alfanumeric codat conform standardului ASCII (vezi tabelul 7.1). Se precizează că tabelul reprezintă corespondenţa dintre cele 128 de caractere ASCII şi valorile în hexazecimal corespunzătoare celor 7 biţi pe care este reprezentat caracterul. Spre exemplu, caracterului “A” îi corespunde valoarea 41 în hexazecimal.

Tabelul 7.1.

Trebuie subliniat că nu toate caracterele ce apar în tabelul 7.1 sunt vizibile, unele având numai rol de comandă. Este cunoscută, spre exemplu, utilitatea caracterelor BS (Back


132

Space), ESC (Escape), etc., cu rol de comandă dar fără o reprezentare grafică.

Dacă datele sunt organizate pe 8 biţi, atunci aceşti biţi pot reprezenta o informaţie binară (un octet); se spune în acest caz că informaţia transmisă corespunde unui fişier binar. Pe de altă parte, cei 8 biţi pot reprezenta un caracter, codat conform codului ASCII extins (care include 256 de caractere). Transmisia de caractere ASCII, reprezentate pe 7 sau 8 biţi este asociată în exprimarea curentă cu fişiere text.

Organizarea datelor pe 9 biţi este utilizată în cazul comunicaţiei multimicrocontroler şi nu este specifică pentru interfaţa RS-232, care permite interconectarea a numai două echipamente între ele. Se prezintă, cu toate acestea, câteva aspecte funcţionale în legătura cu această problemă.

Primii 8 biţi reprezintă, de această dată, informaţia binară vehiculată iar bitul al 9-lea semnifică, prin valoarea sa, faptul că această informaţie constituie o adresă (bitul 9 pe 1 logic) sau date (bitul 9 pe 0 logic). Se transmite mai întâi adresa (cu bitul 9 pe 1), fapt ce permite ca din mulţimea de participanţi la comunicaţie să fie selectat adresantul, după care se transmit datele (cu bitul 9 pe 0), care ajung astfel la adresant (acesta fiind acum singurul activ).

Este important de reţinut faptul că indiferent de modul în care este organizată informaţia vehiculată, transmisia începe întotdeauna cu bitul cel mai puţin semnificativ şi se încheie cu bitul cel mai semnificativ.

Câteva precizări în legătură cu bitul de paritate. Utilizarea acestuia este opţională şi el serveşte la implementarea unor proceduri de detecţie a erorilor în transferul de date. Un exemplu simplu de procedură constă în următoarele: la transmisie bitul de paritate se pune pe 1 sau 0 logic, după caz, astfel încât biţii transmişi (biţi de date plus bitul de paritate) să


133

conţină un număr par de 1 (paritate pară) respectiv un număr impar de 1 (paritate impară). Se verifică la recepţie dacă numărul de biţi de 1 (conţinuţi în biţii de date plus bitul de paritate) corespunde parităţii setate; în caz contrar este semnalată eroare şi se iau măsuri în consecinţă.

7.1.2 Conectarea între echipamentele DTE şi DCE

Magistrala RS-232 a fost gândită, iniţial, pentru a servi la interconectarea a două echipamente DTE aflate la distanţă, printr-o linie telefonică şi modemuri (echipamente DCE). Un asemenea exemplu, în care au fost utilizate semnalele de comandă cunoscute, cu excepţia semnalului DCD pentru detecţia purtătoarei pe linia telefonică, este prezentat în figura 7.4.

Calculatorpersonal

EchipamentDCE

EchipamentDCE

Calculatorpersonal

Linietelefonică

TXRX

DTRDSRRTSCTS

GND

DTE

TXRXDTRDSRRTSCTSGND

DCE

TXRX

DTRDSRRTSCTS

GND

DCE

TXRXDTRDSRRTSCTSGND

DTE

Figura 7.4.

Liniile de comandă sunt utilizate pentru derularea unui protocol între echipamentele corespondente, în urma căruia să rezulte buna lor funcţionalitate înainte de iniţierea oricărui transfer de date. Acest transfer are loc pe liniile TX şi RX.

Ulterior, aplicabilitatea acestei magistrale s-a extins, încât în momentul de faţă este extrem de utilizată pentru a interconecta


134

local un calculator (echipament DTE) cu un alt echipament electronic, considerat echipament DCE, chiar dacă acest echipament nu este un modem (spre exemplu, un modul GSM). Din acest motiv, va fi abordată în continuare problema de interes practic a legăturii dintre cele două echipamente: DTE şi respectiv DCE. Varianta standard de interconectare este reprezentată în figura 7.5.

Schimbul de date se realizează, aşa cum s-a menţionat deja, pe liniile TX şi RX. Înainte de iniţierea unui transfer, cele două echipamente derulează un protocol, utilizând în acest scop liniile de comandă. Calculatorul (DTE) activează linia DTR (Data Terminal Ready), pentru a verifica dacă echipamentul corespondent DCE este pregătit şi aşteaptă confirmarea acestuia (activarea liniei DSR – Data Set Ready). Urmează apoi o a doua secvenţă a protocolului, similară cu prima, cu diferenţa că sunt utilizate de această dată liniile RTS (Request To Send) şi CTS (Clear To Send).

Calculatorpersonal

EchipamentDCE

TXRX

DTRDSRRTSCTS

GND

DTE

TXRXDTRDSRRTSCTSGND

DCE

Figura 7.5.

Se va remarca că perechile de linii de comandă (DTR/DSR şi RTS/CTS) realizează funcţii similare şi de aceea, uneori, se


135

utilizează pentru dialogul DTE/DCE numai una dintre cele două perechi (de regulă RTS/CTS).

Este util, de asemenea, să se observe modul diferit în care echipamentele DTE şi DCE tratează liniile de date şi cele de comandă. Linia TX, spre exemplu, este conectată la o ieşire în cazul echipamentului DTE şi la o intrare a echipamentului DCE, chiar dacă contactul respectiv al conectorului DCE este notat cu TX şi poartă acelaşi număr. O observaţie similară poate fi făcută în legătură cu linia RX respectiv cu liniile de comandă DTR/DSR şi RTS/CTS.

7.1.3 Conectarea între două echipamentele DTE

O situaţie frecvent întâlnită în practică o constituie conectarea a două echipamente DTE (spre exemplu, două calculatoare sau un calculator şi un echipament electronic cu comportament DTE). Schema utilizată, în care sunt folosite inclusiv liniile de comandă, este dată în figura 7.6.

Calculatorpersonal

EchipamentDTE

TXRX

DTRDSRRTSCTS

GND

DTE

TXRXDTRDSRRTSCTSGND

DTE

Figura 7.6.

Se constată imediat diferenţa faţă de schema prezentată în figura 7.5 (încrucişarea liniilor de date şi de comandă), determinată de faptul că un echipament DTE are faţă de un


136

echipament DCE, la aceleaşi contacte, intrările schimbate în ieşiri şi reciproc. Acest fapt impune utilizarea unui cablu special de interconectare.

În majoritatea situaţiilor, în care se necesită conectarea a două echipamente DTE, utilizarea liniilor de comandă nu este necesară, utilizatorul putând constata direct faptul că echipamentele sunt pregătite pentru schimbul de informaţie. Deoarece interfeţele RS-232 iniţiază, de regulă, transferul de date numai după derularea protocolului între DTE şi DCE – aşa cum s-a prezentat mai sus, se impune folosirea unor scheme de conectare care să suplinească lipsa liniilor de comandă. O variantă posibilă, cu asigurarea locală a validărilor, este prezentată în figura 7.7.

Calculatorpersonal

EchipamentDTE

TXRX

DTRDSRRTSCTS

GND

DTE

TXRXDTRDSRRTSCTSGND

DTE

Figura 7.7.

Fiecare echipament DTE generează aici semnalele DTR respectiv RTS, care sunt utilizate pentru comanda propriilor intrări de validare, conform protocolului prezentat în paragraful precedent. Pentru conectarea fizică este necesar un cablu special realizat, cu 3 fire, la care liniile de date TX şi RX trebuie încrucişate; acelaşi cablu trebuie să asigure în interiorul celor


137

doi conectori legăturile pentru validarea DTR/DSR şi RTS/CTS la fiecare echipament DTE.

Dacă aplicaţiile software rulate pe cele două calculatoare nu impun această validare, conectarea se poate realiza utilizând un cablu simplu, cu numai 3 fire, dintre care două, TX şi RX, încrucişate. O asemenea variantă simplificată de cablu se numeşte cablu “Modem Nul”.

7.1.4 Controlul fluxului de date

Datele ce urmează a fi transmise respectiv recepţionate sunt memorate temporar în registre tampon, unul pentru transmisie şi celălalt pentru recepţie. Monitorizarea conţinutului acestor registre cade în sarcina unităţii centrale de procesare a echipamentului (DTE sau DCE).

La transmisie, se impune evitarea depăşirii capacităţii registrului de transmisie, având în vedere faptul că schimbul de date este, de regulă, un proces mult mai lent decât operaţiile de procesare a datelor. Aceeaşi cerinţă se impune şi în cazul recepţiei, cu precizarea că problema nu poate fi soluţionată intern, în interiorul echipamentului; de această dată este necesară semnalizarea către echipamentul corespondent, care transmite, a depăşirii capacităţii registrului, pentru a stopa fluxul de date. Vom analiza succint aceasta problemă în cele ce urmează.

Una dintre soluţii, aşa numitul control “hard” a fluxului de date, se bazează pe utilizarea liniilor de comandă ale interfeţei, dacă acestea sunt disponibile. Cel mai adesea sunt utilizate liniile RTS şi CTS, conectate ca în figura 7.8.

Linia RTS semnalizează unităţii corespondente, prin nivelul său logic, starea registrului tampon de recepţie: la atingerea limitei superioare a capacităţii acestui registru, RTS trece pe nivel coborât, pentru a semnala oprirea transmisiei; aceasta este reluată în momentul în care conţinutul registrului tampon de


138

recepţie atinge o valoare minimă, prestabilită, ca urmare a trecerii semnalului RTS pe nivel ridicat.

Calculatorpersonal

EchipamentDTE

TXRX

DTRDSRRTSCTS

GND

DTE

TXRXDTRDSRRTSCTSGND

DTE

Figura 7.8.

O a doua metodă utilizată, de tip “software”, este aşa-numitul protocol XON/XOFF. Pentru controlul fluxului de date se utilizează caracterele ASCII DC1 şi DC3 din zona caracterelor de comandă (17 şi respectiv 19 în zecimal – vezi tabelul 7.1). Echipamentul care transmite date îşi opreşte transferul dacă pe linia sa de recepţie primeşte, de la unitatea corespondentă, caracterul DC3, care semnifică XOFF. Transmisia va fi reluată după recepţia unui caracter DC1, echivalent lui XON.

Procedeul prezintă avantajul că necesită pentru conectare un cablu cu numai 3 fire, de tipul “Modem Nul”. Trebuie evidenţiat însă şi dezavantajul metodei: în cazul unui transfer bidirecţional nu pot fi transmise împreună cu caracterele de comandă decât date reprezentând caractere ASCII, din care sunt excluse caracterele interpretabile DC1 şi DC3 (adică fişiere text). Transmiterea de fişiere binare nu este posibilă, deoarece acestea vor include, în mod inevitabil şi secvenţe interpretabile ca XON/XOFF. Dacă transmisia se face unidirecţional (într-un


139

singur sens la un anumit moment), în celălalt sens vor fi transmise numai caracterele de comandă DC1 şi DC3 şi prin urmare problema menţionată nu se mai pune.

7.1.5 Exemple de conectare serială la calculator a unui echipament electronic

În cazul proiectării unui echipament electronic, a cărui funcţionare necesită legarea la portul serial al unui calculator, se pune problema modului în care acest echipament urmează a fi conectat: ca echipament DTE sau DCE.

Soluţiile propuse în continuare au în vedere considerente practice, legate de cablurile de interconectare disponibile. Acestea, cu rare excepţii, nu asigură încrucişarea dorită a perechilor de fire şi cu atât mai mult nu conţin în interior legături care să asigure validarea locală pentru semnalele de comandă. Prin urmare, toate aceste probleme trebuie soluţionate printr-o proiectare adecvată a noului echipament.

Vom pleca de la ideea că se va utiliza un cablu de conectare uzual, prevăzut la capete cu conectori DTE spre calculator (conector “tată” şi contacte bornă) respectiv DCE spre echipament (conector “mamă” şi contacte pin) şi care asigură strict legătura electrică între contactele omoloage din cei doi conectori. Pentru precizarea ideilor, vom include în schemele propuse şi circuitul de interfaţă care asigură translatarea de la nivele CMOS/TTL la nivelele specifice RS-232 şi invers. Un asemenea circuit (ST 232) are structura reprezentată în figura 7.9.

Circuitul include două canale, atât pentru liniile de transmisie (T1IN/T1OUT şi T2IN/T2OUT) cât şi pentru liniile de recepţie (R1IN/R1OUT şi R2IN/R2OUT). La intrările R1IN şi R2IN vor fi conectate, evident, linii de recepţie cu niveluri RS-232, în timp ce ieşirile corespunzătoare vor furniza nivele compatibile CMOS/TTL. În mod similar, T1IN şi T2IN vor fi


140

comandate cu nivele CMOS/TTL, fiind legate deci spre echipament, iar la ieşirile corespunzătoare, cu nivele RS-232, vor fi conectate linii ale magistralei RS-232.

Figura 7.9.

Pentru asigurarea nivelelor relativ mari de tensiune, specifice standardului RS-232, inclusiv în domeniul tensiunilor negative, se utilizează două surse cu injecţie de sarcină (capacităţile C1,…,C4 şi circuitele aferente din interiorul chipului). Acestea realizează dublarea tensiunii de alimentare, respectiv dublare şi inversare; se obţin astfel două tensiuni, de cca. +10V şi – 10V, suficiente pentru alimentarea circuitelor de comandă a liniilor de ieşire cu nivele RS-232.

Circuitul prezintă toate caracteristicile specifice unui circuit de interfaţă şi care îi conferă robusteţe în utilizare: acceptă


141

scurtcircuite la ieşire respectiv supratensiuni la intrare, suportă tensiuni la intrare fără a fi alimentat, este bine protejat la tensiuni electrostatice, etc. În plus, datorită conectării la masă a intrărilor RS-232 (R1IN şi R2IN – vezi figura 7.9), nivelele la ieşirile CMOS/TTL (R1OUT şi R2OUT) vor corespunde lui 1 logic, chiar dacă intrările sunt necomandate, aşa cum prevede standardul RS-232 pentru regimul de repaus.

Vor fi prezentate în continuare două scheme de conectare la calculator a unui echipament electronic, care au în vedere constrângerile impuse de cablul utilizat (ce nu realizează încrucişare de fire) şi în care se va urmări utilizarea eficientă a circuitului de interfaţă.

Prima dintre condiţii impune considerarea echipamentului ca echipament de tip DCE. Cu această precizare, o prima variantă de schemă de conectare la calculator a unui echipament DCE, cu utilizarea liniilor de comandă RTS/CTS se prezintă ca în figura 7.10.

Canalul 1 (recepţie/transmisie) al circuitului de interfaţă a fost alocat pentru schimbul de date iar canalul 2 asigură conversia de nivele pentru semnalele RTS şi CTS. Aceste semnale pot fi utilizate fie pentru protocolul ce iniţiază transmisia/recepţia, fie pentru controlul fluxului de date.

Pentru urmărirea funcţionării se au în vedere semnalele RS-232 aplicate echipamentului şi care sunt evidenţiate la contactele conectorului DB9. Echipamentul fiind considerat ca DCE, liniile TD (Transmit Data) şi RTS (Request To Send), contrar aparenţelor sugerate de notaţii, trebuie conectate la intrări (la R1IN şi R2IN în figura 7.10). Un raţionament similar justifică conectarea liniilor RD (Receive Data Line) şi CTS (Clear To Send) la ieşirile RS-232 ale circuitului de interfaţă (T1OUT şi T2OUT). Este important de observat modul în care a fost soluţionată problema validărilor locale pentru semnalele


142

DTR/DSR şi DCD (Data Carrier Detect) aferente calculatorului. Deoarece conexiunile necesare nu pot fi făcute în partea spre calculator, acestea sunt realizate la conectorul echipamentului DCE, la care sunt disponibile, prin cablul de legătură, semnalele necesare în acest scop. Astfel, semnalul DTR va valida intrările liniilor DSR şi respectiv DCD.

C1+1 V+2

C1- 3

C2+4 C2- 5

V-6

T2OUT7

R2IN8 R2OUT 9

T2IN 10

R1OUT 12R1IN13

T1OUT14 GND 15

T1IN 11

VCC 16U1

ST232

C30.1uF

C4 0.1uF

C5

0.1uF

C6

0.1uF

VCC

C70.1uF

162738495

J1

DB9

CTS

RTS

DCDDSRRD

TD

DTRRIGND

RxDRtS

CtSTxD

Niv

ele

CMO

S/TT

L

Nivele RS-232

Figura 7.10.

Dacă aplicaţia nu necesită utilizarea liniilor RTS/CTS, canalul 2 din circuitul de interfaţă, rămas disponibil, poate fi folosit în alte scopuri. O sugestie posibilă, prezentată în schema din figura 7.11, o constituie utilizarea liniilor RTS şi CTS pentru comanda operaţiei de RESET a echipamentului respectiv pentru monitorizarea prezenţei tensiunii de alimentare. Singurele diferenţe faţă de schema din figura 7.10 privesc modul de folosire al semnalelor de la ieşirea R2OUT respectiv intrarea T2IN.

Soluţia propusă în figura 7.11 este utilă mai cu seamă în situaţia practică în care echipamentul electronic nu se găseşte în imediata vecinătate a calculatorului.


143

C1+1 V+2

C1- 3

C2+4 C2- 5

V-6

T2OUT7

R2IN8 R2OUT 9

T2IN 10

R1OUT 12R1IN13

T1OUT14 GND 15

T1IN 11

VCC 16U1

ST232

C30.1uF

C4 0.1uF

C5

0.1uF

C6

0.1uF

VCC

C70.1uF

162738495

J1

DB9

CTS

RTS

DCDDSRRD

TD

DTRRIGND

RxDRESETTxD

Niv

ele

CMO

S/TT

L

Nivele RS-232

VCC

Figura 7.11.

7.2 Interfaţa standard I2C

7.2.1 Introducere

În cazul unui sistem ce funcţionează cu semnale numerice (de exemplu, un microcontroler şi circuite de achiziţie a semnalelor analogice), pentru proiectarea comunicaţiei dintre componentele sistemului trebuie să se ţină seama de o serie de considerente: - un sistem complet constă, de obicei, dintr-un microcontroler şi alte componente periferice, cum ar fi: memorii, extensii pentru intrări/ieşiri şi alte circuite integrate (CI); - costul conectării diferitelor componente în cadrul sistemului trebuie redus la minim; - de obicei, un asemenea sistem realizează doar funcţia de comandă şi nu necesită o mare viteză pentru transferul de date; - evident, eficienţa globală depinde de performanţele componentele alese şi structura magistralelor de interconectare.

În general, aceste criterii pot fi satisfăcute cu uşurinţă utilizând o interfaţă standard serie, chiar dacă aceasta nu are performanţele unei interfeţe paralele, în schimb necesită mai


144

puţine legături electrice şi pini de conexiuni. După cum s-a arătat deja, o magistrală nu constă numai dintr-un suport fizic pentru schimbul de date, ci ea cuprinde şi toate formatele şi procedurile de comunicaţie în interiorul sistemului.

O necesitate frecvent întâlnită în aplicaţii o constituie comunicaţia între circuitele integrate. Soluţia cea mai simplă constă în utilizarea unei magistrale serie, cu folosirea unui protocol care exclude orice posibilitate de confuzie, pierderi de date ori blocaj de informaţie, şi care să permită, în acelaşi timp, ca CI mai rapide să poată comunica cu CI lente. De asemenea, trebuie stabilit un procedeu clar pentru a se decide care dintre CI va fi în legătură cu magistrala şi când. Totodată, dacă la un moment dat, sunt interconectate CI cu semnale de tact proprii diferite, trebuie precizat tactul comun pe magistrală.

Toate criteriile enumerate mai sus sunt satisfăcute de interfaţa standard I2C (Interface Integrated Circuits), a cărei funcţionare va fi prezentată în continuare.

7.2.2 Caracteristici generale ale magistralei I2C

Magistrala I2C este formată din trei linii şi anume: SDA (Serial Data), SCL (Serial Clock) şi masa, cu ajutorul cărora se vehiculează informaţia între circuitele conectate la magistrală (figura 7.12).

SDAArie deporţilogice

CAN Memorie

Afişaj

µC A

µC B

SCL

Figura 7.12.


145

Fiecare componentă sau CI se identifică printr-o adresă specifică, indiferent că acesta reprezintă un microcontroler, un circuit pentru comanda afişajului, interfaţă memorie sau tastatură. Circuitele conectate la un moment dat la magistrală pot avea funcţia de transmiţător sau de receptor. Evident, circuitul de comandă afişaj este numai receptor, în timp ce o memorie poate să recepţioneze şi să transmită date.

În funcţie de rolul îndeplinit la un moment dat în procesul transferului de date, circuitele conectate la magistrală pot fi Master (coordonator - M) respectiv Slave (coordonat - S).

Se subliniază că masterul este unitatea care iniţiază transferul de date, indiferent dacă această unitate transmite sau recepţionează datele; cu alte cuvinte, poate exista nu numai master transmiţător ci şi master receptor (care iniţiază recepţia). Evident, deoarece iniţierea şi supervizarea schimbului de date implică de regulă un protocol de o anumită complexitate, unităţile cu rol de master trebuie să includă sisteme cu logică programabilă (sistem cu microcontroler – spre exemplu).

În exemplul din figura 7.12, numai microcontrolerul A sau B poate deveni master.

Dacă la un moment dat, un anume CI devine master, acesta va iniţia transferul de date pe magistrală, va genera semnale de tact pe durata transferului şi va încheia transferul de date. În acest interval de timp oricare alt CI, căruia i se adresează, este considerat un slave.

Magistrala I2C este o magistrală multimaster. Aceasta înseamnă că pot exista mai multe componente capabile să controleze la momente diferite de timp magistrala. Aşa cum s-a precizat deja, atât M cât şi S pot fi componente care transmit (T) sau recepţionează (R), existând variantele de comunicare M–T şi S–R, respectiv S–T şi M–R. Evident, aceste relaţii nu sunt


146

permanente şi depind doar de direcţia transferului de date la acel moment.

Prin conectarea la magistrala I2C a mai multor CI care pot avea calitatea de master, rezultă că există posibilitatea ca oricare dintre ele sa solicite în acelaşi timp controlul magistralei. Pentru a evita situaţia conflictuală ce poate rezulta în consecinţă, s-a elaborat un procedeu de arbitraj. Procedeul constă într-o conexiune de tipul ŞI cablat realizată pe linia de date a magistralei I2C.

Dacă doi sau mai mulţi M încearcă să transfere simultan informaţie pe magistrală, vor pierde succesiv arbitrajul unităţile care produc un 1 logic la ieşire, în timp ce alte unităţi, care furnizează 0 logic, forţează linia de date SDA pe nivel scăzut (zero logic) datorită conexiunii ŞI cablat. Va câştiga competiţia unitatea al cărei mesaj, transmis pe durata arbitrajului, va conţine la început cei mai mulţi biţi succesivi de zero.

Este important de observat că mesajul transmis pe durata arbitrajului nu este alterat, deoarece starea liniei de date va corespunde întotdeauna, datorită conexiunii ŞI cablat, cu ieşirea unităţii câştigătoare, devenită master. Totodată, semnalele de tact în timpul arbitrajului rezultă ca o combinaţie de semnale de tact generate de toate unităţile competitoare, ca urmare a conexiunii de tip ŞI cablat pe linia SCL.

Generarea semnalelor de tact pe magistrala I2C este întotdeauna responsabilitatea CI master. Fiecare M generează propriile sale semnale de tact când transferă date pe magistrală. Semnalul de tact de la un M poate să fie alterat doar când el este forţat de un CI slave sau, pe durata arbitrajului, de un alt M.

Atât SDA cât şi SCL sînt linii bidirecţionale conectate la o tensiune de alimentare pozitivă prin rezistoarele Rp (pull-up) (figura 7.13). Când magistrala este liberă, ambele linii sunt pe


147

nivel ridicat de tensiune (H sau 1 logic). Stările de ieşire ale interfeţelor I2C conectate la magistrală trebuie să fie de tipul “colector (sau drenă) în gol” pentru a putea realiza funcţia ŞI cablat.

+VDD

CLK1

OutCLK1

In

Data1

Out

Data1

In

CLK2

OutCLK2

In

Data 2

Out

Data2

InDispozitiv 1 Dispozitiv 2

SCLSDA

RP RP

CI CI Figura 7.13.

Datele pot fi transferate pe magistrala I2C cu o viteză de până la 100 kbiţi/s. Numărul interfeţelor (CI componente) interconectate depinde doar de valoarea limită a capacităţii suportată de magistrala (cca. 400 pF).

Nivelele logice pe liniile unei magistrale I2C depind de tehnologiile de realizare a CI interconectate (N-MOS, C-MOS, I2L) şi sunt determinate, în cele din urmă, de valoarea tensiunii VDD.

7.2.3 Transferul şi validarea datelor

Starea H (nivel ridicat de tensiune) sau L (nivel de tensiune coborât) de pe linia de date se poate schimba doar când semnalul de tact SCL, este L (figura 7.14). Pentru fiecare bit de date transferat este generat un impuls de tact. Datele de pe linia SDA trebuie să fie stabile în timpul perioadei H a tactului.


148

SDA

t

...

...SCL

validareabit

schimbaredate

t

Figura 7.14.

Condiţia de start a unui transfer de date este indicată printr-o tranziţie de la H la L pe linia SDA, în timp ce SCL este pe H (figura 7.15). Invers, o tranziţie de la L la H pe linia SDA, în timp ce SCL este pe H, defineşte o condiţie de stop. Condiţiile de start şi stop sunt întotdeauna generate de M. Magistrala se consideră ocupată după realizarea condiţiei de start. Magistrala este considerată din nou liberă, doar după apariţia condiţiei de stop.

SDA

tSCL

start stop

t

St P

...

...

...

Figura 7.15.

Fiecare octet introdus pe linia SDA trebuie să conţină 8 biţi. Numărul octeţilor care poate fi transmis în cadrul unui transfer de date nu este însă limitat (figura 7.16).

Datele sunt transferate începând cu bitul cel mai semnificativ, MSB. Dacă un receptor nu poate recepţiona la un anumit moment un octet complet de date, până când nu a realizat o anumită funcţie, de exemplu deservirea unei întreruperi interne, el va menţine linia de tact SCL în starea L,


149

forţând transmiţătorul T să intre într-o stare de aşteptare. Transferul este reluat când receptorul este pregătit pentru a primi un nou octet de date, când eliberează linia de tact.

SDA

t

SCL

start

t

St

MSB LSB

Transmiţător Receptor

confirmare

aşteptareforţată de receptor

recunoaştere

...

...1 8 9 9

...

stopP

Figura 7.16.

După fiecare octet transmis protocolul prevede confirmarea de către receptor a recepţiei acestuia. Confirmarea se realizează pe durata celui de al nouălea impuls de tact (figura 7.16), generat tot de M, şi constă în punerea pe nivel coborât a liniei de date. Evident, pe durata impulsului de tact de confirmare, transmiţătorul eliberează linia SDA (H).

Procedura de recunoaştere a adresei de către un S are loc în mod similar celor de mai sus, pe durata impulsului de recunoaştere (figura 7.16). Receptorul poate să anuleze linia SDA sau să o lase pe nivel ridicat de tensiune pe durata celui de al nouălea impuls de tact, după cum recunoaşte sau nu adresa slave. Pentru a anula transferul de date, M poate genera condiţia de stop (figura 7.17).

Dacă un receptor M este implicat într-un transfer de date, el va semnala către S sfârşitul acestei operaţiuni prin generarea unui semnal de neconfirmare a ultimului octet transmis. După impulsul de tact pentru confirmare, transmiţătorul slave menţine în continuare eliberată linia de date, pentru a permite lui M să genereze condiţia de stop.


150

SDAt

SDAt

St

SCL Master

1 2 8 9

Transmiţător

Receptor

tPstopstart

...

...

...impuls de tact

pentru confirmare Figura 7.17.

Pe durata procedeului de arbitraj, de tipul bit cu bit, este necesară sincronizarea semnalelor de tact (figura 7.18), deoarece fiecare M generează propriul lui semnal de tact pe linia SCL. Datorită conexiunii ŞI cablat, linia SCL va fi menţinută în starea L de către CI având cea mai lungă durată L a semnalului de tact. Numai când toate CI şi-au terminat durata L, linia de tact va fi eliberată şi va trece în starea H. Primul CI care îşi încheie perioada H va determina linia SCL să treacă din nou în starea L. Astfel, semnalul de tact generat pe linia SCL va avea perioada L determinată de CI cu durata L cea mai lungă şi perioada H determinată de CI cu cea mai scurtă durată H.

CLK1

t

CLK2

tSCL

t

...

Figura 7.18.

Arbitrajul se desfăşoară pe linia SDA, astfel încât acel M, care transmite un nivel H în timp ce un alt M transmite un nivel L, va pierde competiţia, deoarece nivelul de pe linia de date nu corespunde cu nivelul său propriu la ieşire (figura 7.19).


151

Data 1

Data 2

SDA

SCL

Data 1=SDA t

t

t

t

Figura 7.19.

Arbitrajul poate continua pe parcursul transmiterii a mai multor biţi, care în prima etapă sunt biţii de adresare. Dacă fiecare M încearcă să adreseze aceleaşi CI, arbitrajul continuă cu compararea biţilor de date. Aşa cum s-a argumentat deja, arbitrajul se desfăşoară fără pierdere de informaţie.

Un M care pierde arbitrajul poate genera impulsuri de tact până la terminarea octetului în timpul căreia el pierde arbitrajul. Dacă un M pierde arbitrajul în timpul perioadei de adresare, este posibil ca el să fie adresat în continuare ca un slave.

În figura 7.20 este prezentată procedura completă în cazul unui transfer de date. Bitul 8 din primul octet indică sensul de transfer al datelor (R/W, citeşte sau scrie), adică M va fi în continuare receptor sau transmiţător.

SCL

SDA

1-7 8 9 8 9 981-7 1-7St Padresă

slaveR/W ACK Data ACK Data ACK

Figura 7.20.


152

Formatul complet al unui transfer de n octeţi de date este prezentat în figura 7.21.

adresă slaveR/W1ACKDate ACK PSt2 ACK

St adresă slave R/W ACK Date1 ACK1 PDaten ACKn

S M M M

transfer n octeţi de la S la M7 biţi 1 (read)

recepţioneazăb)

.. R/W2 Date ACK

n octeţi n octeţisensul transmiterii se poateschimba în acest momentc)

St1

St adresă slave R/W ACK Date1 ACK1 PDaten ACKn

S S S M

transfer n octeţi de la M la S7 biţi 0 (write)

transmitea)

Figura 7.21.

În cazul din figura 7.21a se prezintă transferul datelor dinspre master spre slave (M–T şi S–R), iar în figura 7.21b este ilustrată situaţia în care datele sunt transferate dinspre S către M (S–T şi M–R).

Sensul de transmisie a datelor poate fi inversat fără ca M să părăsească controlul magistralei, prin realizarea unei noi condiţii de start ST2. Prin acelaşi procedeu, un master poate efectua transfer continuu de date, succesiv cu mai mulţi S.


153

7.3 Interfaţa standard IEEE-488

În figura 7.22 se prezintă un exemplu de structură a unui sistem de aparate electronice conectate prin magistrala standard IEEE-488.

Sistem dedistribuţie

de dateCalculator

central

Sistem deachiziţiede date

DAVNRFDNDAC

ATNIFCRENSRQEOI

DI01,..,…DI08

Magistralade date

Magistrala de controlal transferului

Magistrala de controlal interfeţei

Figura 7.22.

Magistrala standard IEEE-488 poate avea o lungime maximă de 20 m, permite interconectarea în sistem a maximum 15 aparate, viteza de transfer a datelor fiind cel mult 1Moctet/s. Aparatele incluse în sistem pot fi: calculatoare, sisteme de prelucrare numerică, sisteme de achiziţie de date, sisteme de distribuţie de date, generatoare de semnal programabile, aparate de măsurat programabile, dispozitive de memorare şi afişare, imprimante. Pentru fiecare aparat care face parte din sistemul realizat cu magistrala IEEE-488 se repartizează o adresă formată din cinci biţi.

Într-un sistem de aparate conectate prin magistrala IEEE-488 (figura 7.22), calculatorul îndeplineşte funcţia de coordonator (Master). Această funcţie constă în comanda transferului de informaţie şi configurarea interfeţelor aparatelor


154

componente ale sistemului. Totodată, coordonatorul stabileşte configuraţia participării aparatelor la realizarea unui transfer de informaţie.

În general, la magistrală se conectează un singur aparat care îndeplineşte funcţia de coordonator, celelalte aparate fiind aparate coordonate (Slave). De exemplu, în figura 7.22, pe durata transferului de informaţie pentru programarea parametrilor achiziţiei de date, calculatorul îndeplineşte funcţia de sursă (transmiţătorul), iar sistemul de achiziţie de date va îndeplini funcţia de receptor (acceptor de mesaje). Invers, la transferul rezultatelor obţinute prin achiziţie, sistemul de achiziţie a datelor este transmiţător şi calculatorul este receptor de informaţie. Sistemul de distribuţie de date poate îndeplini, în general, numai funcţia de acceptor de mesaje. Într-o configuraţie stabilită, există la un moment dat un singur aparat transmiţător dar pot exista mai multe aparate care acceptă informaţia.

Magistrala standard IEEE-488 este compusă din 3 grupe de linii: magistrala de date, magistrala de control (comandă) al transferului şi din magistrala de control (comandă) al interfeţei.

Prin intermediul magistralei de date DI00, …, DI08, de 8 biţi, se efectuează transferul propriu-zis de informaţie (mesaje), sub formă de octeţi. Mesajul transmis pe aceste linii poate reprezenta: adresa unui aparat din sistem, instrucţiuni de programare pentru un aparat, cuvântul de stare al unui aparat, cuvinte de comandă pentru interfeţele aparatelor din sistem, date care rezultă în urma procesului de achiziţie şi de prelucrare.

Protocolul de transfer al mesajelor vehiculate pe magistrala de date a interfeţei este asigurat de magistrala de comandă a transferului. Semnalele magistralei de comandă sunt următoarele: DAV (Data Valid), NRFD (Not Ready For Data) şi


155

NDAC (Not Data Accepted). Fiecare dintre aceste linii sunt active pe nivel logic 0 TTL.

Linia DAV este comandată de aparatul sursă şi indică încărcarea de către aparatul transmiţător a magistralei de date cu un octet de informaţie care poate fi citit de aparatele receptoare. În cadrul unui transfer de mesaj, liniile NRFD şi NDAC sunt comandate de toate aparatele receptoare care sunt configurate pentru această funcţie.

În acest scop, ieşirile aferente liniilor NRFD şi NDAC ale aparatelor receptoare sunt de tipul colector în gol sau cu trei stări, realizând funcţia ŞI cablat pe cele două linii. Rolul liniei NRFD în stare activă, este de a indica aparatului sursă că nu toate aparatele receptoare sunt gata pentru citirea unui octet de pe magistrala de date. În mod similar, linia NDAC, în stare activă, indică aparatului transmiţător că nu toate aparatele receptoare au citit octetul de pe magistrala de date.

Protocolul de transfer al unui octet dintr-un mesaj pe magistrala de date este prezentat pe baza diagramelor de timp din figura 7.23.

DAV t

NRFD

NDAC

t

t

tt1 t2 t3 t4 t5 t6

DI01,,…,

DI08

t7 t8 Figura 7.23.


156

La momentul t1, aparatul transmiţător încarcă un octet din mesaj pe magistrala de date. Aparatele receptoare dezactivează linia NRFD la momentul t2, indicând aparatului sursă că toate aparatele acceptoare sunt gata pentru citirea octetului. Prezenţa pe magistrală de date a unui octet este indicată de aparatul sursă prin activarea liniei DAV la momentul t3. După momentul t4, aparatele receptoare încep citirea octetului plasat pe magistrală, fapt marcat prin activarea liniei NRFD.

Terminarea citirii octetului de către toate aparatele receptoare este precizată de acestea prin dezactivarea liniei NDAC la momentul t5, urmată fiind de dezactivarea liniei DAV la momentul t6. După activarea liniei NDAC, la momentul t7 şi dezactivarea liniei NRFD la t8, aparatele receptoare sunt pregătite pentru citirea următorului octet din mesaj.

Deoarece semnalele de protocol NRFD şi NDAC sunt formate prin participarea tuturor aparatele receptoare, sesizarea unui nivel ridicat pe linia NRFD şi linia NDAC este posibilă numai atunci când toate aceste aparate sunt gata să primească octetul de pe magistrala de date, respectiv când toate l-au citit. În acest fel, transferul se realizează la viteza celui mai lent aparat receptor participant la convorbire.

Schimbul de date are loc asincron, prin aşa-numita procedură “hands-shake”.

Utilizând diagramele de timp corespunzătoare protocolului de transfer a unui octet dintr-un mesaj pe magistrala de date, rezultă organigrama din figura 7.24. Pe baza unor astfel de organigrame se programează funcţionarea aparatului transmiţător şi a aparatelor receptoare în vederea realizării transferului de mesaje.

Magistrala de comandă a interfeţei este utilizată de aparatul coordonator din sistem pentru stabilirea configuraţiei privind participarea aparatelor la transferul de informaţie. Semnalele


157

ATN, IFC, REN, SRQ, EOI ale magistralei de control a interfeţei sunt active pe nivel logic 0 TTL.

Linia ATN (Attention) este comandată de aparatul coordonator al sistemului şi în starea activă precizează celorlalte aparate din sistem că pe magistrala de date sunt vehiculate mesaje de comandă a interfeţelor.

Starea inactivă a liniei ATN precizează că pe magistrala de date se transferă mesaje de date (instrucţiuni de programare a unui aparat, date care rezultă din proces în urma achiziţiei, respectiv prelucrării semnalelor).

Linia IFC (Interface Clear) este comandată de aparatul coordonator din sistem şi în stare activă determină comutarea interfeţelor aparatelor într-o stare iniţială (de inactivitate).

Linia REN (Remote Enable) este activată numai de aparatul coordonator al sistemului şi în starea activă, dacă ATN este de asemenea activ, determină ca aparatul adresat cu biţii de pe magistrala de date, să intre în starea de telecomandă (aparatul acceptă comenzile de funcţionare numai de pe magistrală).

SRQ (Service Request) este linia de cerere de întrerupere, care poate fi activată de orice aparat din sistem, pentru a atenţiona coordonatorul că are nevoie de serviciile lui. Activarea liniei SQR determină declanşarea de către aparatul coordonator a interogării serie a aparatelor, cu scopul identificării aparatului solicitant şi a naturii serviciului solicitat.

Linia EOI (End Or Identify) este comandată în starea activă de aparatul sursă, după încărcarea pe magistrala de date a ultimului octet dintr-un mesaj. În acest caz linia ATN este inactivă, deoarece pe magistrala se transferau date. Dimpotrivă, dacă linia ATN este activă, aparatul coordonator va activa linia EOI pentru interogarea paralelă a aparatelor din sistem, cu scopul determinării aparatelor care solicită efectuarea unor transferuri de informaţie (servicii).


158

Citeşte octetdate, D1…D8

Încarcă octetetdate, D1…D8

Întârziere pt.stabilizare date

Start

DAV 1

NRFD=1 şiNDAC=1 ?

Da

Nu

NRFD=1?Nu

Da

DAV 0

NDAC=1 ?Nu

DaDAV 1

Sfârştmesaj

Nu

Da

Condiţii deprotocoleronate

Stop

Start

NRFD 0NDAC 0

Sepoate începe

protocol ?

Nu

DaSe pot

citi date ?Nu

Da

NRFD 1

DAV=0 ?Nu

Da

NRFD 0

NDAC 1

DAV=0 ?Da

NuNDAC 0

Toţi acceptoriisunt gata săprimească

mesaje

Stop

Octetul de pemagistrala dedate poate fi

citit

Toţi acceptoriiau citit octeţii

Octetul de pemagistrala dedate nu maipoate fi citit

Funcţionarea aparatuluitransmiţător

Funcţionarea aparatuluireceptor

Figura 7.24.

8 Exemple de sisteme de achiziţie de date

8.1 Consideraţii generale

Pentru a ilustra modul de aplicare practică a principiilor teoretice expuse în capitolele precedente, vor fi prezentate în continuare două exemple de sisteme de achiziţii de date elaborate cu scopul de a fi utilizate în cercetare respectiv în procesul educativ. Prezentarea care urmează are, pe de altă parte, şi următoarele scopuri: • să pună la dispoziţia cititorului interesat informaţiile

necesare pentru o utilizare corectă şi eficientă a acestor microsisteme în activitatea experimentală;

• familiarizarea cu parametrii tipici ce caracterizează un sistem de achiziţii de date;

• prezentarea unor consideraţii generale care au stat la baza elaborării acestor module, consideraţii utile în activitatea de proiectare. Echipamentele avute în vedere fac parte din seria eLine

(EDUCATIONAL LINE) şi sunt concepute pentru a fi utilizate prin conectare serială la un calculator personal. O interfaţă grafică utilizator (GUI), elaborată în mediul de programare LabView, permite un control deplin asupra resurselor hard şi soft aferente sistemului de achiziţie.

Diferenţierea între diferitele module din seria eLine se face în primul rând după tipul magistralei de conectare la calculatorul personal.

Din acest punct de vedere, variantele posibile sunt foarte diverse, având în vedere că accesul la calculator se poate realiza prin unul din porturile seriale, compatibil RS-232 (tendinţă descurajată în ultima vreme), printr-o interfaţă Ethernet respectiv un port USB. Mai mult decât atât, dacă se ia în


160

considerare şi mediul suport utilizat pentru transmisia datelor (fire, radiaţie în infraroşu, radio, telefonia mobilă), rezultă o mare diversitate de posibilităţi de interconectare. Pentru o edificare completă privind modul în care a fost soluţionată această problemă în cazul sistemelor eLine, se va consulta manualul de utilizare.

Modulele de achiziţie de date în discuţie pot fi clasificate şi după tipul convertorului A/N utilizat: module cu convertor A/N cu aproximare succesivă, utile în cazul studiului unor procese relativ rapide, cu frecvenţa maximă de eşantionare mai mică de 1 MEPS (sau 1 MSPS – Mega samples per second) respectiv module cu convertoare A/N de tipul sigma-delta, potrivite pentru analiza unor procese relativ lente şi cu semnale puternic perturbate (cum este cazul proceselor industriale). Frecvenţa maximă de eşantionare în acest ultim caz este în jur de 1 KEPS.

Trăsătura fundamentală ce caracterizează, însă, toate sistemele din seria eLine, este faptul că aceste sisteme de achiziţie de date sunt realizate în jurul unor circuite integrate pe scară largă, cunoscute sub denumirea comercială de microconvertoare.

Microconvertoarele utilizate includ pe acelaşi chip resursele hardware tipice pentru un sistem de achiziţie a datelor: circuite de condiţionare a semnalului, convertoare A/N şi N/A, intrări/ieşiri digitale precum şi un nucleu de procesor (compatibil 8052 respectiv ARM), împreună cu dispozitivele periferice aferente. Realizarea în aceste condiţii a unui sistem complet de achiziţie de date este considerabil uşurată şi în acelaşi timp performanţele obţinute sunt remarcabile, fiind determinate practic – în cazul unei proiectări corecte – de performanţele microconvertorului utilizat.

Este de subliniat faptul că firma producătoare (ANALOG DEVICES), este printre puţinele companii de electronică din

Exemple de sisteme de achiziţii de date

161

lume care reuşeşte să integreze pe acelaşi chip circuite analogice, mixte şi digitale cu rezoluţii şi precizii corespunzătoare la 12 biţi. Nu lipsită de importanţă este şi constatarea că tipurile de convertoare A/N integrate sunt cele care au cea mai mare aplicabilitate practică, mai cu seamă în mediul industrial: convertoare A/N cu aproximare succesivă şi respectiv convertoare sigma-delta.

Pentru ca expunerea care urmează să fie cât mai acoperitoare, cele două sisteme de achiziţie de date alese pentru prezentare sunt realizate atât cu microconvertor care include convertor A/N cu aproximare succesivă cât şi cu microconvertor echipat cu convertor A/N sigma-delta. Pe de altă parte, s-a optat pentru o conectare cu calculatorul personal prin unul dintre porturile seriale, ca fiind soluţia imediată.

8.2 Sistem de achiziţie de date pentru procese rapide

Înainte de a analiza modulul de achiziţie de date din acest exemplu, este utilă o prezentare succintă a structurii şi caracteristicilor microconvertorului utilizat, având în vedere faptul că performanţele acestuia determină în mod hotărâtor parametrii sistemului de achiziţie în care este inclus.

Fiind vorba de un modul de achiziţie pentru procese relativ rapide, microconvertorul utilizat a fost astfel ales încât să includă un convertor A/N cu aproximare succesivă. În cazul de faţă s-a optat pentru microconvertorul ADuC 841 (frecvenţa maximă de eşantionare 420 KSPS). Schema bloc a microconvertorului ADuC 841 este reprezentată în figura 8.1.

Microconvertorul include, ca circuite esenţiale de interfaţă, un convertor A/N cu aproximare succesivă, cu 8 canale multiplexate în timp şi două convertoare N/A cu reţea rezistivă, ambele circuite având rezoluţia de 12 biţi. Dintre circuitele


162

digitale se remarcă, în primul rând, prezenţa unui nucleu de procesor compatibil 8052, împreună cu o serie de circuite adiacente specifice: memorie program nevolatilă (flash/EE) cu capacitatea de 62 de Kocteţi, memorie nevolatilă pentru date (cca. 2 Kocteţi), o memorie internă RAM de relativ mare capacitate (peste 2 Kocteţi) şi dispozitive periferice tipice unui microcontroler (4 porturi paralele pentru intrări/ieşiri digitale) respectiv pentru conectarea de memorii externe în limitele unui spaţiu de adresare de 16 Mocteţi, 3 circuite de numărare/temporizare pe 16 biţi şi interfeţe seriale pentru comunicaţia asincronă (UART), pentru comunicaţia sincronă (SPI) şi o magistrală I2C.

Figura 8.1.


163

Memoria nevolatilă de date diferă de memoria program prin faptul că poate fi citită/scrisă pe durata execuţiei programului, în timp ce memoria program este, evident, programată înainte de a fi utilizată. Programarea se poate face cu microconvertorul conectat pe placa cu cablaj imprimat (programare de tipul ISP – In System Programming), transferul de informaţie realizându-se prin interfaţa serială asincronă (UART). Încărcarea fişierului cu cod executabil, în format INTELhex, se realizează cu ajutorul unui program care rulează pe un calculator personal şi care comunică cu o aplicaţie rezidentă pe microconvertor, aşa-numitul încărcător de programe (bootloader).

Este de remarcat tendinţa continuă de creştere a performanţelor microconvertoarelor, prin optimizarea parametrilor circuitelor incluse pe chip (viteze mai mari de execuţie pentru unitatea centrală de prelucrare, memorii cu capacitate sporită, etc.) dar şi prin adăugarea de noi facilităţi hardware. În cazul arhitecturii analizate, spre exemplu, au fost adăugate-faţă de versiunile precedente, canale PWM, convertoare N/A de tipul sigma-delta, circuit pentru monitorizarea tensiunii de alimentare, etc. (figura 8.1).

Pornind de la această componentă integrată pe scară largă, elaborarea părţii de hardware a modulului de achiziţie de date şi comanda sa presupune parcurgerea următoarelor etape: • adăugarea unei surse de alimentare (dintr-o tensiune de cca.

+9 V să furnizeze +5 V stabilizaţi). Această tensiune urmează să alimenteze atât circuitele digitale (tensiunea DVDD) cât şi circuitele analogice (tensiunea AVDD, obţinută din DVDD printr-un filtru trece-jos). Rolul filtrului trece-jos este acela de a rejecta perturbaţiile prezente pe tensiunea DVDD, cauzate de procesele de comutare tipice circuitelor digitale;

• includerea, pe fiecare dintre cele 8 canale ale convertorului A/N, de amplificatoare de separare (repetor realizat cu


164

amplificator operaţional). Acestea sunt necesare pentru a asigura, pe de parte, o impedanţă de intrare cât mai mare pentru sursa de semnal analogic conectată la intrare; în acelaşi timp, amplificatoarele având o impedanţă de ieşire mică, asigură ca încărcarea capacităţii de memorare din circuitul de eşantionare şi reţinere să se facă, cu precizia impusă de o rezoluţie de 12 biţi, într-un interval de timp mai mic decât durata minimă a unei conversii A/N;

• adăugarea unor amplificatoare de separare la ieşirile celor două convertoare N/A, cu scopul micşorării impedanţei de ieşire la aceste borne; în aceste condiţii, rezistenţele de sarcină ce pot fi conectate la cele două ieşiri sunt considerabil mai reduse.

• ataşarea unei memorii RAM externe de date (de 32 Kocteţi în cazul de faţă), în scopul creşterii capacităţii de stocare pentru datele achiziţionate;

• conectarea la ieşirea circuitului UART a unui circuit de interfaţă, care să realizeze conversia necesară de la niveluri logice CMOS la nivelurile specifice pentru magistrala RS-232. Realizarea constructivă a modulului prezintă, de asemenea, o

importanţă deosebită, pentru a nu diminua precizia corespunzătoare unei rezoluţii de 12 biţi.

O plasare optimă a componentelor pe placa cu cablaj imprimat (plasarea grupată a componentelor cu funcţii analogice respectiv digitale şi asigurarea de trasee cu lungimi minime, etc.), decuplări corecte pentru sursele de alimentare (condensatoare ceramice – tipic de 100 nF – conectate direct între bornele de alimentare şi masă), proiectarea corectă a cablajului imprimat (legături la masă prin plan de masă analogică respectiv masă digitală, conectate într-un singur punct între ele), sunt principalele cerinţe ce trebuie avute în vedere.


165

În paralel cu elaborarea părţii de hardware şi în strânsă corelaţie cu aceasta, a fost dezvoltată componentă software.

Softul sistemului de achiziţie include două aplicaţii: o aplicaţie scrisă în limbaj de asamblare şi care este rezidentă în memoria program a microconvertorului şi o aplicaţie elaborată în mediul de programare grafică LabView, care rulează pe un calculator personal. Cele două aplicaţii comunică între ele, prin portul serial al calculatorului, aplicaţia în LabView având rolul de interfaţă grafică-utilizator (GUI), în timp ce programul în limbaj de asamblare controlează resursele hardware ale microconvertorului.

Schimbul de informaţii se face prin mesaje, cu un format bine precizat. De la calculator sunt transmise, utilizând o serie de meniuri specifice achiziţiei de date, comenzi pe care le execută microconvertorul (conversii A/N şi N/A, comanda şi monitorizarea liniilor digitale de intrare/ieşire, etc.) iar acesta, la rândul său, trimite spre calculator informaţia achiziţionată, spre a fi vizualizată.

Elaborarea în limbaj de asamblare a programului pentru microconvertor este impusă de necesitatea implementării unui soft având o viteză de execuţie cât mai ridicată şi dimensiuni minime ale codului executabil. Pe de altă parte, LabView este un mediu de elaborare de aplicaţii dedicate achiziţiei şi prelucrării datelor şi prin urmare utilizarea lui este perfect justificată. Mediul LabView pune la dispoziţia utilizatorului o serie de obiecte virtuale care nu numai că realizează funcţii de procesare puternice şi extrem de utile, dar permite în acelaşi timp elaborarea unei interfeţe grafice-utilizator cu imagini specifice domeniului măsurărilor (instrumente, ecrane de osciloscop, butoane, etc.).


166

Parcurgând etapele menţionate mai sus, a rezultat sistemul de achiziţie şi distribuţie de date eL 841-232, cu următoarele capabilităţi mai importante: • realizează conversii A/N pe 8 canale multiplexate în timp, cu

o impedanţă mare de intrare şi cu o rată de eşantionare de cca. 400 KSPS, pentru tensiuni de intrare în intervalul 0÷+2,5 V;

• asigură generarea la 2 ieşiri analogice, cu impedanţă mică de ieşire, de semnale cu parametri (formă, frecvenţă, amplitudine) programabili;

• monitorizează şi afişează starea a 2 intrări digitale respectiv permite comanda stării (nivelului logic) a două ieşiri digitale;

• permite interconectarea cu alte module similare, utilizând magistralele SPI şi I2C. Pentru a fi utilizat, sistemul de achiziţie şi comandă

eL 841-232 trebuie interconectat cu un calculator personal respectiv conectat la procesul de studiat. Aceste lucru se realizează printr-o serie de conectori, a căror amplasare pe modul este ilustrată în figura 8.2.

Figura 8.2.


167

Se prezintă în continuare rolul fiecăruia dintre conectorii menţionaţi mai sus:

Conectorul J1, permite alimentarea sistemului cu o tensiune nestabilizată de cca. +9 V, din care se formează tensiunea stabilizată de +5 V; prezenţa acesteia este pusă în evidenţă de LED 1.

Conectorul J2, de tipul DB 9, facilitează interconectarea cu portul serial al calculatorului personal; prin intermediul acestei conexiuni se transmit comenzi de la calculator şi se recepţionează datele achiziţionate.

Conectorul J3, cu 2x5 pini, permite accesul utilizatorului la liniile digitale ale sistemului. Acest fapt face posibilă utilizarea intrărilor (INT0/INT1) respectiv a ieşirilor (T0/T1) digitale, precum şi utilizarea magistralelor SPI şi I2C (ADC5/SS, SCLOCK, SDATA/MOSI, INT1/MISO). Cele două reprezentări din figura 8.3 permit localizarea uşoară a amplasamentului pinilor precum şi rolul funcţional al acestora.

1 ADC5/SS 6 P3.5/T1/CONVST2 SCLOCK 7 P3.4/T03 SDATA/MOSI 8 GROUND4 INT1/MISO 9 VCC5 INT0 10 PSEN

Figura 8.3.

Conectorul J4, permite conectarea la ieşirile celor două convertoare N/A. Pinul 1 reprezintă ieşirea aferentă convertorului DAC 0, pinul 2 este ieşirea convertorului DAC 1, iar pinul 3 este conectat la masa analogică (figura 8.4).

Figura 8.4.


168

Conectorii J5, J6, cu două secţiuni de câte 1x5 pini, servesc la conectarea surselor de semnal la cele 8 intrări ale convertorului A/N. Amplasarea şi semnificaţia fiecărui pin rezultă din figura 8.5.

1 Canal 0 6 Canal 42 Canal 1 7 Canal 53 Canal 2 8 Canal 64 Canal 3 9 Canal 75 Masa analogică 10 Masa analogică

Figura 8.5.

Pentru o mai bună familiarizare a cititorului cu topografia modulului eL 841-232, în figura 8.6 este prezentată o vedere de ansamblu a soluţiei constructive (jumătatea de sus a casetei demontată). Conectorii menţionaţi în prezentarea de mai sus pot fi cu uşurinţă localizaţi pe modul prin analogie cu figura 8.2.

Figura 8.6.


169

Interfaţa grafică-utilizator a sistemului de achiziţie eL 841-232, prezentată în figura 8.7, a fost concepută în ideea unei utilizări cât mai facile.

Figura 8.7.

Se constată prezenţa, aici, a două categorii de obiecte virtuale: • butoane, liste derulante, comutatoare, etc., pentru

programarea funcţionării modulului de achiziţie de date (programarea parametrilor ce caracterizează conversia A/N), a parametrilor tensiunilor generate prin conversie N/A precum şi a stării celor două linii de ieşire digitală;

• ecran de osciloscop şi LED-uri, pentru afişarea informaţiei achiziţionate (prin conversie A/N respectiv monitorizarea stării celor două linii de intrare digitală). Sunt prevăzute, de asemenea, butoane pentru pornire/oprire

şi un ecran de osciloscop (în stânga sus), care permite afişarea formei de variaţie în timp a semnalului ce urmează a fi generat prin conversie N/A.


170

8.3 Sistem de achiziţie de date pentru procese lente

Diferenţa majoră dintre sistemele de achiziţie pentru procese lente şi sistemele de achiziţie prezentate anterior, o constituie utilizarea unui microconvertor cu convertor A/N de tipul sigma-delta, deci relativ lent, în locul convertorului cu aproximare succesivă. Viteza de conversie scăzută, suficientă însă pentru majoritatea aplicaţiilor industriale, este compensată de prezenţa pe chipul microconvertorului a circuitelor de condiţionare a semnalului, fapt ce simplifică considerabil circuitele de interfaţare cu procesul studiat.

Microconvertorul utilizat în modulul de achiziţie considerat ca exemplu, este de tipul ADuC836, având schema bloc prezentată în figura 8.8.

Figura 8.8.


171

Se constată, că diferenţele semnificative, comparativ cu microconvertorul analizat la punctul precedent, constau în următoarele: • ADuC836 include două convertoare A/N sigma-delta, dintre

care unul – principal, are conectate la intrare circuite de condiţionare a semnalului (amplificator cu câştig programabil ACP şi etaj de separare BUF cu intrări diferenţiale); ambele convertoare sunt precedate de câte un multiplexor cu 4 intrări, în scopul creşterii numărului de surse analogice de semnal acceptate la intrare;

• se constată, apoi, prezenţa a două surse capabile să furnizeze un curent constant de 200 uA fiecare (sau 400 uA la unul dintre pinii de ieşire), utile să excite senzori rezistivi (circuite în punte, senzori de temperatură, etc.). Prezenţa amplificatorului cu câştig programabil la intrarea

convertorului A/N principal, cu amplificări programabile la puteri întregi ale lui 2, cuprinse între 1 şi 128, asigură domenii selectabile pentru semnalul de intrare: de la 0÷20 mV până la 0÷2.5 V respectiv 0÷+/-20 mV până la 0÷+/-2.5V (pentru o tensiune de referinţă de 2.5 V). Folosind referinţa internă de tensiune, de 1.25 V, limitele superioare ale domeniilor de intrare se înjumătăţesc.

Se subliniază faptul că specificaţiile menţionate anterior, privind domeniile de intrare, sunt compatibile cu semnalele furnizate la ieşire de majoritatea senzorilor utilizaţi în mediul industrial. Spre exemplu, o punte cu timbre tensometrice, a cărei sensibilitate tipică la solicitarea maximă este de cca. 2 mV/V, fiind alimentată cu o tensiune de 5 V, va furniza un semnal maxim de 10 mV.

În fine, câteva precizări în legătură cu utilitatea surselor de curent constant (egal cu 100 nA), conectate la intrările diferenţiale ale amplificatorului de separare BUF (figura 8.8).


172

Aceste surse servesc la verificarea continuităţii firelor de conexiune a senzorului la intrarea modulului de achiziţie. Punerea în evidenţă a unor eventuale întreruperi, urmate de măsuri în consecinţă, prezintă importanţă în scopul creşterii fiabilităţii ansamblului senzor-sistem de achiziţie.

Procedura de testare constă în următoarele. Se activează funcţionarea celor două surse şi în consecinţă curentul furnizat/absorbit de acestea tinde să se închidă de la AVDD, prin firele de conexiune şi senzor (presupus cu o rezistenţă internă acceptabil de mare) spre masa analogică AGND (figura 8.8). În situaţia în care ansamblul senzor – fire de conexiune este valid, şi prin urmare are o rezistenţă finită, tensiunea la intrarea etajului separator se va situa în limitele intervalului de măsurare, fapt pus în evidenţă prin rezultatul unei conversii A/N. Dimpotrivă, sesizarea unei tensiuni excesiv de mare la intrarea convertorului A/N, semnalează o întrerupere de continuitate.

Cu excepţia particularităţilor semnalate mai sus, arhitectura reprezentată în figura 8.8 nu prezintă diferenţe de principiu comparativ cu microconvertorul analizat la punctul precedent. În consecinţă, toate cele expuse cu privire la elaborarea unui modul de achiziţie, adică proiectarea componentei hard a modulului dar şi a celor două aplicaţii soft, rezidente pe microconvertor respectiv pe calculatorul personal, rămân valabile şi în cazul de faţă. Mai mult decât atât, chiar şi realizarea constructivă este asemănătoare cu cea a modulului pentru procese rapide, aşa cum rezultă din figura 8.9. Singura diferenţă faţă de acesta o constituie un număr sporit de conectori de intrare (3 în loc de 2), fapt ce asigură versatilitatea sistemului.


173

Figura 8.9.

În legătură cu acest ultim aspect, vor fi semnalate şi analizate, în continuare, particularităţile specifice acestui sistem de achiziţie privind utilizarea lui în aplicaţii.

Se consideră, în acest scop, schema circuitelor conectate la intrările convertorului A/N principal din microconvertor (figura 8.10). Proiectarea acestor circuite s-a făcut având în vedere obţinerea unei aplicabilităţi practice cât mai largi precum şi protecţia microconvertorului la supratensiuni accidentale la bornele de intrare.

P1.0/T21

P1.1/T2EX2

P1.2/IEXC1/DAC3

P1.3/IEXC2/AIN54

P1.6/AIN311

P1.7/AIN4/DAC12

SS13

MIS

O14

AVDD5

AGND6

REFIN-7

REFIN+8

P1.4/AIN19

P1.5/AIN210

RE

SET

15

P3.0

/RxD

16

P3.1

/TxD

17

P3.2

/IN

T0

18

P3.3

/IN

T1

19

DV

DD

20

DG

ND

21P3

.4/T

022

P3.5

/T1

23

P3.6

/WR

24

P3.7

/RD

25

SCL

OC

K26

SDATA/MOSI 27P2.0/A8/A16 28P2.1/A9/A17 29P2.2/A10/A18 30P2.3/A11/A19 31XTAL1 32XTAL2 33DVDD 34DGND 35P2.4/A12/A20 36P2.5/A13/A21 37P2.6/A14/A22 38P2.7/A15/A23 39

EA

40PS

EN

41A

LE

42P0

.0/A

D0

43P0

.1/A

D1

44P0

.2/A

D2

45P0

.3/A

D3

46

P0.4

/AD

449

P0.5

/AD

550

P0.6

/AD

651

P0.7

/AD

752

DG

ND

47D

VD

D48

U1

ADUC836BSC11

0.1uF

+C20

10uF

AVCC

R3

1K

R8

1K

R4

1K

R7

1K

C90.1uF

C100.1uF

12345

J4

5PIN

R5

12K

R6

6K

123

J8

3PIN

12345

J5

5PIN

Figura 8.10.


174

Se constată, în primul rând, pe baza figurii 8.10, că datorită numărului limitat de pini ai microconvertorului, pinii pentru semnale de intrare au funcţii multiple. În aceste condiţii s-a optat pentru utilizarea convertorului A/N principal, prevăzut la intrare cu circuite de condiţionare, renunţându-se la convertorul A/N secundar. Aceeaşi constrângere de pini exclude utilizarea simultană a ieşirii pentru curentul de excitaţie IEXC1 cu ieşirea convertorului N/A.

Chiar şi în aceste condiţii, posibilităţile de utilizare ale modulului de achiziţie rămân largi, aşa cum se va arăta în continuare.

Spre exemplu, în figura 8.11 se prezintă modul de conectare simultană, la conectorii J4 şi J5, a doi senzori care se comportă, din punct de vedere electric, ca circuite în punte (senzor forţă/moment sau senzor de presiune, spre exemplu). Elementele R3, R4 şi R7, R8 limitează curenţii în cazul unor supratensiuni de intrare, protejând astfel microconvertorul. Pe de altă parte, elementele R3, C9 şi respectiv R4, C10, se comportă ca filtre trece jos, realizând rejecţia perturbaţiilor din semnalul de intrare.

C11

0.1uF

+C20

10uF

AVCC

R3

1K

R8

1K

R4

1K

R7

1K

C90.1uF

C100.1uF

12345

J4

5PIN

R5

18K

R6

6K

123

J8

3PIN

12345

J5

5PIN

1

2

3

4

Punte tensometrica 1

+5V

AIN1

AIN2AGND

1

2

3

4

Punte tensometrica 2

+5V

AIN3

AIN4AGND

P1.2/IEXC1/DACP1.3/IEXC2/AIN5AVDDAGNDREFIN-REFIN+P1.4/AIN1P1.5/AIN2P1.6/AIN3P1.7/AIN4/DAC

REFIN+

Figura 8.11.


175

Este de remarcat modul în care este asigurată, în acest caz, tensiunea de referinţă pentru convertorul A/N sigma-delta.

Intrarea REFIN+ a fost conectată la divizorul rezistiv R5, R6, în locul unei referinţe de tensiune fixă iar REFIN- la masa analogică (figura 8.11). În aceste condiţii, tensiunea de referinţă pentru convertorul sigma-delta va fi o tensiune de 1.25 V, obţinută din tensiunea de alimentare de +5 V a circuitelor în punte, prin divizare.

Soluţia prezintă avantajul că variaţii inerente ale tensiunii de alimentare a circuitelor în punte vor determina modificări similare ale semnalului de la intrarea convertorului A/N respectiv pentru referinţa acestuia, astfel că precizia măsurării rămâne practic neafectată.

O ultimă aplicaţie avută în vedere este legată de utilizarea modulului de achiziţie la măsurarea temperaturii. Senzorul utilizat în acest scop este un dispozitiv rezistiv RTD (Resistive Temperature Device), a cărui rezistenţă depinde de temperatură. Modul de conectare al acestuia la intrarea sistemului de achiziţie este prezentat în figura 8.12, în care au fost reţinute numai elementele semnificative din circuitele de intrare.

12345

J4

5PIN

123

J8

3PIN

12345

J5

5PINREF

RTD

IEXC1

P1.2/IEXC1/DAC

P1.6/AIN3P1.7/AIN4/DACREFIN+

REFIN-

Figura 8.12.


176

Principiul de măsurare este evident: curentul de excitaţie constant IEXC1 (de 200/400 uA) parcurge dispozitivul RTD, determinând la intrările convertorului A/N (AIN3, AIN4) o tensiune a cărei valoare este proporţională cu temperatura. Măsurând această tensiune se poate determina indirect valoarea temperaturii. Pentru creşterea preciziei măsurării se utilizează o tehnică similară celei folosite în cazul senzorilor în punte. Astfel, tensiunea de referinţă a convertorului A/N nu este luată de la o referinţă de tensiune, de precizie, ci este prelevată de la bornele unei rezistenţe de precizie REF, parcursă de curentul de excitaţie IEXC1. Variaţiile cu factorii de influenţă externă ai curentului de excitare vor afecta în acelaşi mod atât tensiunea de măsurat cât şi tensiunea de referinţă, astfel încât precizia măsurării nu este practic afectată.


177

8.4 Concluzii

Din cele expuse pe parcursul acestui capitol rezultă clar tendinţa de realizare de sisteme de achiziţii de date ale căror elemente componente să fie incluse pe un singur chip. Filozofia “totul pe un singur chip” (SOC – System on Chip) este o tendinţă generală în momentul de faţă, datorită avantajelor pe care le generează: simplificarea considerabilă a componentei hardware a echipamentului, reducerea efortului de proiectare şi mai ales creşterea performanţelor.

Noua tendinţă trebuie să-şi găsească corespondent şi în structura echipei de proiectare: mai puţini proiectanţi exclusiv de circuite şi mai mulţi proiectanţi pentru aplicaţiile software, elaborate cu unelte de dezvoltare dintre cele mai sofisticate. Soluţia optimă din acest punct de vedere o reprezintă proiectantul de aplicaţii de tipul “embedded” – aplicaţii dedicate (încorporate), care stăpâneşte în egală măsură aspectele de circuit, programarea la nivel scăzut (limbaj de asamblare şi C) şi experienţa în lucrul cu unelte şi medii integrate de dezvoltare de aplicaţii.

Bibliografie

1. M. Bodea, L Turic, I Mihuţ, V. Tiponuţ, “Aparate electronice pentru măsurare şi control”, Editura Didactică şi Pedagogică, Bucureşti, 1985.

2. I. Ciascai, “Sisteme de achiziţii de date pentru calculatoare personale”, Editura Albastră, Cluj-Napoca, 1998.

3. E. Haseloff ş.a. “Data Transmission Seminar”, Texas Instruments, 1998.

4. T. Jurca, D. Stoiciu, “Instrumentaţie de măsurare, Structuri şi circuite”, Editura de Vest , Timişoara, 1996.

5. E. Pop, V. Stoica, I. Naforniţă, E. Petriu, “Tehnici moderne de măsurare şi control”, Editura Facla, Timişoara, 1983.

6. E. Pop, I. Naforniţă, V. Tiponuţ, A. Mihăescu, L. Toma “Metode în prelucrarea numerică a semnalelor”, Editura Facla, Timişoara, Vol.I-1983, Vol.II-1989.

7. M. Sîmpăleanu, “Circuite pentru conversia datelor”, Editura Tehnică, Bucureşti, 1991.

8. V. Tiponuţ, “Aparate şi echipamente electronice complexe”, Institutul Politehnic ”Traian Vuia”, Timişoara, 1983.

9. P. Todos, C. Golovanov, “Senzori si traductoare”, Editura Tehnică, Chişinău, 1998.


180

10. L. Toma, “Sisteme de achiziţie şi prelucrarea numerică a semnalelor”, Editura de Vest, Timişoara, 1996.

*** MicroConverter® ,12-Bit ADCs and DACs with Embedded High Speed 62-kB Flash MCU ADuC841, ADuC842, ADuC843.

*** MicroConverter®, Dual 16-Bit Sigma-Delta ADCs with Embedded 62 kB Flash MCU ADuC836.

*** IEEE1451.2, Draft Standard for a Smart Transducer Interface for Sensors and Actuators, IEEE Inc., New York, 1996.

*** ST3232 - 3 TO 5.5V, Low Power, up to 400Kbps, RS-232 Drivers and Receivers, ST Microelectronics.

*** Sensor Signal Conditioning Seminar, www.analog.com

*** eLine 8XX Systems. Users Manual, “Embeded Group”, www.etc.utt.ro.

a sad gacsadi tiponut

Documents