Amplificatoare în instrumentația și electronica biomedicalã. Prof. H. Costin 1

6. AMPLIFICATOARE ÎN INSTRUMENTAŢIA ŞI ELECTRONICA BIOMEDICALĂ (III)

6.5.2 Amplificatoare de izolaţie cu cuplaj optic

În aplicaţiile electronice biomedicale de izolaţie cu cuplaj optic se utilizează

optocuploare integrate de construcţie specială. Acestea conţin o diodă

electroluminescentă (LED), un fotodetector (o fotodiodă integrată) şi un amplificator cu

performanţe de viteză şi liniaritate superioare fototranzistoarelor convenţionale. În aceste

aplicaţii nu este recomandabil să se utilizeze fototranzistoare întrucât în acest caz

fotodetectorul este joncţiunea bază-colector, astfel încât capacitatea de barieră strică timpul

de ridicare din colector (prin efect Miller). De asemenea, fotocurentul ce apare este

amplificat prin efect de tranzistor, curent care circulă prin joncţiunea bază-colector

(fotosensibilă), modulând răspunsul şi determinând astfel neliniarităţi însemnate.

Izolarea optică se bazează atât pe tehnici liniare, la care principiul de realizare a

optocuplorului menţionat este esenţial, cât şi pe tehnici digitale (cu modulare în durată,

frecvenţă, cu convertoare A/D - D/A etc.), la care viteza mare de lucru a fotodetectorului

integrat permite o mai bună liniaritate şi bandă.

În cele ce urmează se prezintă câteva variante de amplificatoare izolaţie cu cuplaj optic

dezvoltate pe baza unor optocuploare ale firmei Hewlett-Packard. Astfel, circuitele HCPL

2530, HCPL 2531 sunt recomandate pentru proiectarea amplificatoarelor cu canale duale în

curent continuu, iar 6 N 135, 6 N 136 sunt utile pentru un singur canal analogic. Seriile 6 N

135, 6 N 136 sau 6 N 137 sunt specifice aplicaţiilor bazate pe conversie digitală.

În esenţă, optocuplorul din aceste circuite are schema de principiu din Figura 6.19. Dacă

tranzistorul este polarizat în regiunea activă, relaţia curentului de transfer poate fi scrisă sub

forma: n

F

Fc I

IKI ⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛′

⋅= (6.24)

unde:

Ic - curentul de colector; IF - curentul de intrare (în dioda electroluminescentă);

I'F - curentul de intrare la care se măsoară K; K - curentul de colector în condiţii de test (IF =

I'F); n - panta caracteristicii Ic(IF) în coordonate logaritmice.

Exponentul n variază cu valoarea curentului direct IF, dar pentru un domeniu limitat de

variaţie ΔIF, n poate fi privit ca o constantă. Evident, expresia curentului de transfer pentru un

Amplificatoare în instrumentația și electronica biomedicalã. Prof. H. Costin 2optocuplor este liniară numai dacă n = 1.

Pentru optocuploarele HP din tipurile precizate mai sus n variază de la aproximativ 2, la

curenţi de intrare mai mici de 5 mA, până la aproximativ 1, pentru curenţi de intrare mai mari

de 16 mA. Pentru aplicaţii cu cuplaj în curent alternativ, o liniaritate rezonabilă se poate

obţine cu un singur optocuplor. Acesta este polarizat la nivele înalte ale curentului de intrare

în dioda electroluminescentă, unde raportul curentului incremental al fotodiodei la curentul

incremental al LED-ului (∂ID/∂IF) este aproape liniar. În aplicaţiile de curent continuu, pentru o

mai bună liniaritate sau stabilitate se folosesc tehnici diferenţiale sau de tip servo.

Figura 6.19 Optocuplorul dintr-un AI

1. Servoamplificator de izolaţie cu cuplaj optic

Circuitul de amplificare cu servo-liniarizare forţează curentul de intrare al unui optocuplor să

urmărească curentul de intrare al celui de-al doilea optocuplor prin servo-acţiune. Astfel,

dacă în domeniul excursiei de semnal n1=n2, neliniarităţile se anulează, iar caracteristica de

transfer globală va fi liniară. Servoamplificatorul cu cuplaj optic este prezentat în Figura 6.20.

Amplificatorul operaţional U2 compară ieşirile fiecărui optocuplor şi forţează ca IF2 prin

D2 să fie egal cu IF1 prin D1. Sursele de curent constant fixează fiecare curent direct prin

LED-uri la 3 mA valoare de punct static. Rezistenţa R1 a fost aleasă astfel încât la o variaţie

a tensiunii de intrare VIN în domeniul −5 V la +5 V, să corespundă o variaţie a curentului IF1

de la 2 mA la 4 mA. Prin intermediul rezistenţei R1 se face adaptarea amplificatorului la orice

domeniu de variaţie a tensiunii de intrare. Rezistenţele R2 şi R3 (incluzând părţi din

potenţiometrul P1) sunt prevăzute pentru reglarea nulului amplificatorului. Astfel, pentru VIN =

0 se acţionează potenţiometrul P1 astfel încât VOUT = 0. După reglajul de nul, cu VIN la o

anumită valoare, se reglează valoarea rezistenţei R4 (acţionând potenţiometrul P2) pentru

câştig unitar (regăsim la ieşire valoarea de la intrare).

Pentru a determina expresia caracteristicii de transfer a amplificatorului observăm mai

întâi circuitele de intrare şi respectiv de ieşire. Aceste circuite sunt prezentate în Figura 6.21,

respectiv Figura 6.22.

Amplificatoare în instrumentația și electronica biomedicalã. Prof. H. Costin 3

Figura 6.20 Servoamplificator având cuplaj optic

Figura 6.21 Circuitul de intrare Figura 6.22 Circuitul de ieşire

Pentru aceste circuite se pot scrie respectiv relaţiile:

RV + I = I

1

INCC1F1 (6.25)

RV + I = I

4

OUTCC2F2 (6.26)

Condiţia de echilibru a amplificatorului se referă la funcţionarea comparatorului U2 şi

presupune egalitatea potenţialelor intrărilor:

R I = R I , V = V 3C22C1-22+ ⋅⋅ (6.27)

Expresiile curenţilor de colector ai tranzistoarelor din optocuploare rezultă din ecuaţia

Amplificatoare în instrumentația și electronica biomedicalã. Prof. H. Costin 4curentului de transfer (6.24):

1n

1F

1F11c I

IKI ⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛′

⋅= (6.28)

2n

2F

2F22c I

IKI ⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛′

⋅= (6.29)

Pentru buna funcţionare a amplificatorului trebuie îndeplinită condiţia de nul:

0 = ) 0 = V ( V INOUT (6.30)

Această condiţie, transpusă în termenii ecuaţiei de echilibru, conduce la relaţiile:

I = ) 0 = V ( I CC1INF1 (6.31)

I = 0) = V ( I CC2INF2 (6.32)

În aceste condiţii, expresiile curenţilor de colector devin:

( )1n

1F

CCI1IN1C I

IK0VI ⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛′

⋅== (6.33)

( )2n

2F

2CC2IN2F I

IK0VI ⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛′

⋅== (6.34)

După reglarea de nul, condiţia de echilibru a comparatorului U2 este particularizată de

relaţia:

( ) ( ) 3

n

2F

2CC22

n

1F

1CC13IN2C2IN1C R

II

KRI

IKR0VIR0VI

21

⋅⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛′

⋅=⋅⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛′

⋅⋅==⋅= ; (6.35)

Pentru funcţionarea amplificatorului, după reglarea de nul, condiţia de echilibru a

comparatorului U2 conduce la relaţia:

3

n

2F

4

OUT2CC

22

n

1F

1

IN1CC

1 RI

RV

IKR

IRV

IK

21

⋅

⎟⎟⎟⎟⎟

⎠

⎞

⎜⎜⎜⎜⎜

⎝

⎛

′

+⋅=⋅

⎟⎟⎟⎟⎟

⎠

⎞

⎜⎜⎜⎜⎜

⎝

⎛

′

+⋅ . (6.36)

În relaţia (6.36) scoatem forţat în factor ICC1 şi ICC2 şi obţinem

2211 n

2CC4

OUTn

2F

2CC23

n

1CC1

INn

1F

1CC12 IR

V1

II

KRIR

V1

II

KR ⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅

+⋅⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛′

⋅⋅=⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅

+⋅⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛′

⋅⋅ . (6.37)

Ţinând seama de egalitatea (6.35), relaţia (6.37) se simplifică şi capătă forma

21 n

2CC4

OUTn

1CC1

IN

IRV

1IR

V1 ⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅

+=⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅

+ . (6.38)

Amplificatoare în instrumentația și electronica biomedicalã. Prof. H. Costin 5 Rezultă:

2

1

nn

1CC1

IN

2CC4

OUT

IRV

1IR

V1 ⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅

+=⋅

+ . (6.39)

Obţinem în final expresia caracteristicii de transfer a servoamplificatorului de forma (6.40):

2CC4nn

1CC1

INOUT IR1

IRV

1V 2

1

⋅⋅⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢

⎣

⎡

−⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅

+= . (6.40)

Facem notaţiile

K = I R , = I R

V , n = nn

CC24CC11

IN

2

1 ′⋅⋅

χ (6.41)

şi înlocuind în relaţia (6.40) se obţine o ecuaţie de forma:

( )[ ]11KV nOUT −+⋅′= χ . (6.42)

Pentru situaţia particulară în care n1 = n2, rezultă n = 1 şi ecuaţia caracteristicii statice a

servoamplificatorului capătă forma

V K = V I RI R = I R

I RV = K = V ININ

CC11

CC24CC24

CC11

INOUT ⋅′′⋅

⋅⋅

⋅⋅⋅

⋅′ χ . (6.42)

Întrucât K" este în esenţă o mărime constantă, rezultă că servoamplificatorul are în

condiţiile precizate o caracteristică statică perfect liniară.

Neliniarităţile caracteristicii statice apar atunci când n1 ≠ n2 şi pot fi determinate din relaţia

χχχ

⋅⋅

n1 - n - ) + 1 (

= ideal semnalul

ateneliniarit de eroarea n

. (6.43)

Câteva caracteristici ale servoamplificatorului pot fi observate pe baza unor rezultate

parţiale ale analizei efectuate. Astfel, deriva de nul a amplificatorului este redusă (teoretic

zero) dacă raportul K1/K2 se menţine constant (în timp sau la modificarea temperaturii).

Faptul rezultă din relaţia (6.35). În ceea ce priveşte stabilitatea câştigului, se observă că în

condiţiile de menţinere constantă a raportului K1/K2, câştigul nu este, teoretic, afectat de

temperatură. Aceste concluzii se obţin pe baza observaţiei simplificatoare că mărimea cea

mai sensibilă cu temperatura este curentul de colector al tranzistoarelor din optocuploare.

Valorile numerice indicate în Figura 6.23 asigură aducerea în parametrii necesari a

amplificatorului în cele mai dezavantajoase situaţii de dispersie a parametrilor

optocuploarelor. Dacă se folosesc circuitele integrate precizate, se estimează următoarele

performanţe ale servoamplificatorului:

- eroare de neliniaritate mai mică de 1% pentru o gamă dinamică de 10 Vvv;

- câştig în tensiune unitar;

Amplificatoare în instrumentația și electronica biomedicalã. Prof. H. Costin 6- bandă de trecere: 25 kHz (limitată de amplificatoarele operaţionale U1 şi U2);

- deriva câştigului: − 0.03 %/°C;

- deriva de nul: ±1 mV/°C;

- rejecţia de mod comun CMR: 46 dB (la semnal de 1 kHz);

- tensiune de izolaţie de curent continuu Viso = 500 V (3000 V dacă se folosesc

optocuploare integrate separat).

2. Amplificator de izolaţie de tip diferenţial cu cuplaj optic

O altă posibilitate de a liniariza caracteristica statică foloseşte principiul diferenţial. În

acest caz semnalul de intrare provoacă creşterea curentului de intrare într-un optocuplor cu

aceeaşi cantitate cu care scade curentul de intrare în cel de-al doilea optocuplor. Dacă n1 =

n2 = 2, creşterea câştigului primului optocuplor va fi compensată de scăderea câştigului în

cel de-al doilea, iar caracteristica de statică globală va fi liniară.

Pe principiul diferenţial prezentat s-a realizat un amplificator izolaţie cu cuplaj optic având

schema electrică prezentată în Figura 6.23.

Figura 6.23 Amplificator de izolaţie având cuplaj optic

Sursa de curent constant realizează pentru punctul static de funcţionare al amplificatorului IF1

= IF2 = 3 mA. Valorile rezistenţelor R1 şi R2 au fost alese astfel încât pentru o variaţie a

tensiunii de intrare VIN în domeniul −5 V ... +5 V să corespundă variaţii ale curenţilor direcţi

Amplificatoare în instrumentația și electronica biomedicalã. Prof. H. Costin 7prin LED-uri IF de la 2 mA la 4 mA. Prin intermediul rezistenţelor R1 şi R2 se realizează

adaptarea amplificatorului la gama dinamică a semnalului de intrare. Rezistenţele R3, R4 şi

R5 au fost dimensionate pentru a asigura câştig unitar amplificatorului în cele mai

nefavorabile situaţii de desperechere a factorilor de transfer în curent a optocuploarelor.

Potenţiometrul P1 asigură reglarea nulului, iar P2 a câştigului (unitar).

Pentru a determina expresia caracteristicii statice a amplificatorului diferenţial analizăm

circuitele de intrare şi de ieşire. În Figura 6.24 este prezentat circuitul (echivalent) de intrare.

Figura 6.24 Circuit echivalent de intrare al AI

Se observă că în circuitul de intrare acţionează o sursă de tensiune (VIN) şi o sursă de

curent (ICC). De asemenea este utilă constatarea că R1 = R2 (= R). Pentru a determina

expresiile curenţilor direcţi IF1 şi IF2 folosim principiul suprapunerii efectelor. Considerăm mai

întâi activă sursa de curent ICC şi scurtcircuităm sursa de tensiune VIN. Obţinem valorile

2I = (s) I ,

2I = (s) I CC

F2CC

F1 . (6.44)

Considerăm apoi activă sursa de tensiune VIN şi lăsăm în gol sursa de curent ICC. Se obţin

expresiile

R 2V - = (g) I ,

R 2V = (g) I IN

F2IN

F1 . (6.45)

Expresiile curenţilor direcţi IF1 şi IF2 rezultă prin suprapunerea efectelor şi au formele

( ) ( ) ⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅

+⋅=⋅

+=+=CC

INCCINCC1F1F1F IR

V1

2I

R2V

2I

gIsII ; (6.46)

( ) ( ) ⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅

−⋅=⋅

−=+=CC

INCCINCC2F2F2F IR

V1

2I

R2V

2I

gIsII . (6.47)

Schema circuitului de ieşire a amplificatorului este prezentată în Figura 6.25. Se observă

că se realizează o configuraţie de amplificator diferenţial de curent.

Pentru determinarea expresiei tensiunii de ieşire VOUT folosim de asemenea analiza prin

suprapunerea efectelor. Mai întâi considerăm activ generatorul de curent IC1 şi lăsăm în gol

Amplificatoare în instrumentația și electronica biomedicalã. Prof. H. Costin 8IC2. Se obţine o componentă a tensiunii de ieşire VOUT dependentă de curentul IC1 de forma

I RRR - = ) I ( V C13

4

5C1OUT ⋅⋅ . (6.48)

Figura 6.25 Circuitul echivalent de ieşire al AI

Într-adevăr, pentru situaţia analizată, operaţionalul U3 realizează o conversie curent-

tensiune, astfel că ieşirea sa poate fi considerată un generator ideal de tensiune de valoare

R3⋅IC1. Tensiunea astfel obţinută este amplificată de mod inversor de etajul U4, cu un câştig

−R5/R4.

A doua componentă a tensiunii de ieşire este dependentă de curentul IC2 şi se obţine

considerând activ generatorul de curent IC2 şi lăsând în gol generatorul IC1. În acest caz

tensiunea de ieşire din operaţionalul U3 este 0 V. Cum pentru etajul U4 avem egalitatea

potenţialelor intrărilor V4− = V4+ = 0 V, rezultă că prin rezistenţa R4 nu circulă nici un curent

(diferenţă de potenţial nulă la capetele sale). Prin urmare operaţionalul U3, rezistenţele R3 şi

R4 dispar din circuit. Rămâne doar amplificatorul de curent cu operaţionalul U4, astfel că

pentru componenta VOUT(IC2) se obţine expresia:

IR = ) I ( V C252COUT ⋅ . (6.49)

Putem scrie acum expresia tensiunii de ieşire VOUT sub forma

( ) ( ) 2C51C4

352COUT1COUTOUT IRI

RR

RIVIVV ⋅+⋅⋅−=+= . (6.50)

Din ecuaţiile de funcţionare ale optocuploarelor putem scrie expresiile curenţilor de

colector IC1, respectiv IC2:

Amplificatoare în instrumentația și electronica biomedicalã. Prof. H. Costin 91

1

n

1F

CC

INCC

1

n

1F

1F11C I

IRV

12

I

KII

KI

⎥⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢⎢⎢

⎣

⎡

′

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅

+⋅

⋅=⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛′

⋅= ; (6.51)

2

2

n

2F

CC

INCC

2

n

2F

2F22C I

IRV

12

I

KII

KI

⎥⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢⎢⎢

⎣

⎡

′

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅

+⋅

⋅=⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛′

⋅= . (6.52)

Condiţia de nul a amplificatorului are forma

0 = ) 0 = V ( V INOUT . (6.53)

Expresiile curenţilor de colector pentru situaţia cu tensiune de intrare nulă capătă formele

( )1n

1F

CC11C I2

IK0I ⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛′⋅

⋅= ; (6.54)

( )2n

2F

CC22C I2

IK0I ⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛′⋅

⋅= . (6.55)

În condiţiile concrete ale amplificatorului diferenţial, condiţia de nul capătă forma (6.56),

prin înlocuiri adecvate în relaţia (6.50):

( ) ( ) 00I0IRR

R 2C1C4

35 =⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−⋅⋅− . (6.56)

Rezultă imediat egalităţile date de relaţiile

) 0 ( I = ) 0 ( IRR

C2C14

3 ⋅ . (6.57)

KI2

IK

I2I

KRR 21 n

2F

CC2

n

1F

CC1

4

3 ′=⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛′⋅

⋅=⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛′⋅

⋅⋅ . (6.58)

Forma generală a tensiunii de ieşire a amplificatorului diferenţial (înainte de reglarea de

nul) se obţine înlocuind în expresia tensiunii VOUT (6.50) curenţii IC1, IC2 cu valorile din relaţiile

(6.51), respectiv (6.52). Se obţine relaţia:

Amplificatoare în instrumentația și electronica biomedicalã. Prof. H. Costin 10

⎪⎪⎪

⎭

⎪⎪⎪

⎬

⎫

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

⎥⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢⎢⎢

⎣

⎡

′

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅

−⋅

⋅−

⎥⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢⎢⎢

⎣

⎡

′

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅

+⋅

⋅⋅⋅−=

21 n

2F

CC

INCC

2

n

1F

CC

INCC

14

35OUT I

IRV

12

I

KI

IRV

12

I

KRR

RV . (6.59)

Grupăm factorii sub forma

⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢

⎣

⎡⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅

−⋅⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛′⋅

⋅−⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅

+⋅⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛′⋅

⋅⋅⋅−=2211 n

CC

INn

2F

CC2

n

CC

INn

1F

CC1

4

35OUT IR

V1

I2I

KIR

V1

I2I

KRR

RV . (6.60)

Conform relaţiei (6.58), putem scoate în factor comun K', obţinând pentru tensiunea de

ieşire VOUT forma

⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢

⎣

⎡⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅

−−⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅

+′⋅−=21 n

CC

INn

CC

IN5OUT IR

V1

IRV

1KRV . (6.61)

Facem notaţia

I RV =

CC

IN

⋅χ (6.62)

şi obţinem

( ) ( )[ ]21 nn5OUT 11KRV χχ −−+⋅′⋅−= . (6.63)

În cazul particular n1 = n2 = 2 rezultă:

VK" = VI R

K R4 - = V ININCC

5OUT ⋅⋅

⋅′⋅⋅

. (6.64)

În aceste condiţii, caracteristica de transfer ce se obţine este perfect liniară. În ceea ce

priveşte deriva de nul a amplificatorului diferenţial prezentat, aceasta este redusă atât timp

cât se menţine constant raportul K1/K2. Câştigul amplificatorului este afectat de temperatură,

deoarece în expresia tensiunii de ieşire apare factorul comun K' dependent de temperatură

(prin intermediul valorilor K1, K2).

Neliniaritatea caracteristicii de transfer poate fi exprimată cu ajutorul relaţiei

χχχχ

⋅⋅

) n + n () n + n ( - ) - 1 ( - ) + 1 (

= ideal semnalul

ateneliniarit de eroarea21

21n n 21

. (6.65)

Utilizând valorile componentelor şi tipurile de dispozitive menţionate în Figura 6.26, se

obţin următoarele performanţe:

- eroare de neliniaritate mai mică de 3% pentru o gamă dinamică de 10 Vvv ;

- câştig în tensiune unitar ;

Amplificatoare în instrumentația și electronica biomedicalã. Prof. H. Costin 11- bandă de trecere: 25 kHz (limitată de amplificatoarele operaţionale) ;

- deriva câştigului: − 0.4 %/°C ;

- deriva de nul: ±4 mV/°C ;

- rejecţie de mod comun CMR: 70 dB (la semnal de 1 kHz) ;

- tensiune de izolaţie de curent continuu Viso: 3000 V.

Făcând o analiză comparativă a performanţelor ce se obţin cu cele două amplificatoare,

observăm că servoamplificatorul are liniaritate mai bună şi derive mai reduse, în timp

ce amplificatorul diferenţial are proprietăţi mai bune de mod comun.

În Figura 6.26 este prezentat un amplificator de instrumentaţie flotant alimentat prin

intermediul unui cilindru de sticlă (bună transmisie ultrasonică) lung de 20 mm, diametrul

de 10 mm prevăzut la capete cu traductoare piezoelectrice, sursă şi receptor, lucrând la

frecvenţa de 205 kHz, optimă pentru configuraţia geometrică dată; în aceste condiţii din

0,1 W la intrare se obţine la ieşire 60 mW (randament 60%).

Circuitul de preamplificare asigură o rezistenţa de intrare foarte mare, prin atacul pe

intrările neinversoare, în condiţiile unui efect diferenţialitate accentuat. Acesta din urmă

poate fi verificat examinând parcursurile semnalului comun: componentele de mod comun

sunt, la ieşirea lui A2, în opoziţie de fază dar de amplitudini egale; pe de altă parte o

analiză simplă arată că amplificarea diferenţială este

1

2

3

4d R

R1RR1A +=+=

Elec

trozi

calz

i

330kΩ 22kΩ

330kΩ 22kΩ

BAW62 D R1100kΩ

3503-

+-

+3503

R21kΩ

R31kΩ

R4100kΩ

BAW62

BAW62

0,1μF

0,1μF100kΩ

R

LEDMY55

MRD45D

-

+741

-

V+

Ieşire

-

+

V-

Cristalepiezoelectrice

sticlă la oscilator

Masăflotantă

Ele

ctro

dde

refe

rinţă

A1

A2

Barieră de izolaţie

Figura 6.26 Amplificator de izolaţie cu alimentare ultrasonică

Amplificatoare în instrumentația și electronica biomedicalã. Prof. H. Costin 12Configuraţia din Fig. 6.26, împreună cu alternativa din Fig. 6.27, reprezintă infrastructura

majorităţii amplificatoarelor de instrumentaţie. În Fig. 6.27 rezistenţa de intrare foarte

mare, protejată prin "pilotarea" cu semnalul de mod comun a ecranelor şi a inelelor de

gardă, permite lucrul cu electrozi de mare impedanţă.

cm21 V

2VV

=+

Electrod cald

Electrodde

referinţă

Electrod cald

V1

V2

EcranInelde

gardă

-

+A1 (FET)

A2 (FET)

A3

-

+

-

+

-

+

S

R1

R1

R0

R2

R3

R2

≈R3

R4

R4

≈V1

≈V2

Ajustabil pentruCMRR maximEcrane şi inele de gardă

legate la potenţialulde mod comun

Ve

Figura 6.27 Amplificator de instrumentaţie de calitate

În sfârşit, în culegerile de performanţă electrodul de referinţă nu se leagă direct la

masă, ci la ieşirea unui inversor pilotat cu Vmc. Se arată relativ simplu că acest artificiu

produce înjumătăţirea semnalului comun simţit la electrozii calzi.

Reţeaua de intrare din Figura 6.26 realizează o protecţie bilaterală: de la subiect spre

amplificator în cazul şocurilor de defibrilare şi de la amplificator către subiect în cazul unei

străpungeri în A1 sau A2. Intr-adevăr, dacă tensiunea de alimentare apare accidental pe

intrarea neinversoare, datorită efectului combinat al diodelor D şi rezistorilor de 330 kΩ,

pacientul este străbătut de un curent de numai 2μA, nepericulos. Banda sistemului global,

Amplificatoare în instrumentația și electronica biomedicalã. Prof. H. Costin 13incluzând optoelectronica, este 5 kHz, distorsiunea la transmisie sub 1%, performanţele de

izolaţie: Riz >1012Ω, cu Ciz ≈ 2pF.

6.6 Amplificatoare specializate pentru bioinstrumentaţie

Având în vedere performanţele deosebite cerute de amplificatoarele pentru

bioinstrumentaţie, inclusiv stabilitatea acestora în timp şi cu temperatura, realizările

practice actuale se bazează exclusiv pe implementări monolitice şi hibride ale

principiilor şi schemelor descrise anterior. Din considerente legate de electrosecuritatea

pacientului, folosirea amplificatoarelor de izolaţie a devenit o cerinţă aproape obligatorie în

aparatura modernă. Parametrii electrici descrişi în paragrafele anterioare cunosc, pentru

circuitele monolitice, valori optime aplicaţiilor din bioinstrumentaţie şi electronica medicală.

Un prim exemplu este amplificatorul multicanal pentru înregistrări ECG din Figura

6.28 (Analog Devices). Circuitul este prevăzut cu o reacţie negativă pentru comanda

electrodului RL (Right Leg), scăzând astfel la aproape zero tensiunea de mod comun la

intrare (amplificarea AO de comandă a RL este foarte mare). Montajul foloseşte un

amplificator de izolaţie (284J, Analog Devices), având performanţe remarcabile:

nelinearitate ±0,05% (ieşire 10 Vvv), coeficientul de temperatură al amplificării ±0,001% / oC, CMRR = 110 dB, zgomot la intrare 8 μVvv.

Figura 6.28 Amplificator ECG multicanal şi comanda RL (Analog Devices)

Amplificatoare în instrumentația și electronica biomedicalã. Prof. H. Costin 14 Monitorizarea pulsului fetal poate fi realizată folosind circuitul din Figura 6.29, deşi

amplitudinea acestui impuls este de 20 de ori mai mică decât a semnalului ECG matern.

Rejectarea semnalului matern are loc datorită rejecţiei mari de mod comun între electrozii

de intrare (78 dB). CMRR de 110 dB asigură o protecţie remarcabilă la interferenţele

externe, de 50 Hz sau RF.

Figura 6.29 Monitorizarea pulsului fetal folosind un amplificator de izolaţie(Analog

Devices)

Amplificatoare în instrumentația și electronica biomedicalã. Prof. H. Costin 15În Figura 6.30 se prezintă un amplificator ECG bicanal (Burr Brown) care utilizează un

amplificator de izolaţie, precum şi comanda potenţialului electrodului de referinţă RL.

Deoarece pacientul nu este legat electric la împământare, tensiunea de mod comun este

trimisă la electrodul RL (piciorul drept) prin intermediul AO notat A3 , R1, R2 şi R4. Această

reacţie negativă scade tensiunea de mod comun de (1+Ar3) ori, unde Ar3 este amplificarea

cu reacţie a lui A3.

Figura 6.30 Amplificator ECG cu amplificator de izolaţie şi comanda RL (Burr

Brown)

R3 şi R4 din Figura 6.30 se dimensionează conform formulelor

R3 = (R1 / 2) (V0 / VCM) ;

R4 = (VCM − V0) id , (−10 V ≤ V0 , VCM ≤ +10 V ),

unde VCM este tensiunea de mod comun între intrările LA şi RA iar V0 este tensiunea de

ieşire din A3. Amplificatorul de izolaţie folosit este Burr-Brown 3656, care are trei porturi de

izolaţie (permiţând izolarea semnalului şi alimentării) şi IMRR = 125 dB la 60 Hz.

Amplificatoare în instrumentația și electronica biomedicalã. Prof. H. Costin 16

Figura 6.31 Preamplificator ECG cu protecţie la curenţi de scurgere şi la tensiuni

tranzitorii înalte provenind de la alte echipamente (Burr Brown)

În modulul din Figura 6.31 nivelul curentului de scurgere (produs de alimentare) este

menţinut sub 2 μAef . În plus, rezistoarele de limitare R1 … R3 , tranzistoarele Q1, Q2 şi

impedanţa internă de izolaţie a lui IC3 (ISO 107, Burr-Brown) protejează preamplificatorul

şi pacientul de interferenţa cu defibrilatoare şi cu aparate de electrochirurgie. Impedanţa

de mod comun a amplificatorului de instrumentaţie IC1 (INA 110, Burr-Brown) este foarte

mare (2 Tohmi), încât capacitatea ecranului cablului de pacient (100 pF) hotărăşte

impedanţa de mod comun a ansamblului.

Semnalele tranzitorii parazite, având frecvenţa reţelei sau RF, trebuie rejectate cât

mai mult de către amplificatorul de semnal bioelectric. Două astfel de surse sunt

generatorul de electrochirurgie şi defibrilatorul cardiac. Primul produce, de exemplu, două

semnale sinusoidale atenuate: unul de RF (1 MHz), pentru coagulare şi altul de 300 kHz

pentru tăiere (Figura 6.32). Acestea se transmit parazit prin capacitatea de 50 pF către

pacient, care stă pe un electrod de dimensiuni mari, ceea ce închide calea curentului

(Figura 6.33). Din cei 300 W putere RF furnizată posibil de generator, rezultă 300 mW

disipaţi pe rezistorii de intrare în amplificator.

O altă cale de curent parazit este furnizată de capacitatea transformatorului de

alimentare al amplificatorului ECG şi capacitatea de barieră a amplificatorului de izolaţie

(cca. 15 pF), care determină un curent tranzitoriu de cca. 60 mA.

Amplificatoare în instrumentația și electronica biomedicalã. Prof. H. Costin 17 Defibrilatorul cardiac descarcă o anumită energie pe un circuit RLC. De exemplu, pentru

400 Ws, condensatorul în paralel cu pacientul se încarcă la 7 kV şi frecvenţa sinusoidei

amortizate (Lawn) este de 126 kHz. Dacă pacientul este modelat cu un rezistor de 50 Ω,

curentul şi tensiunea vârf la vârf sunt respectiv de 69 A şi 3460 V (!). Performanţa

amplificatorului ECG descris este determinată de răspunsul în frecvenţă, rejecţia de mod

comun şi de răspunsul la semnalele de interferenţă. Astfel, banda la 3 dB este de (0,05 –

100) Hz iar CMRR se află în domeniul 95 dB (la 0,05 Hz) şi 80 dB (la 100 Hz).

Figura 6.32 Semnalele generatorului de electrochirurgie ( f =1 MHz – sus – şi 300 kHz – jos), care produc tranzienţi în amplificatorul ECG

Figura 6.33 Capacităţi parazite cu generatorul de electrochirurgie şi cu reţeaua de alimentare