4.9 transmisiuni numerice sincrone 4.9.1 introducere.etti.poly.ro/cursuri/anul...

Ciurea Dragoş Sisteme de transmisiuni numerice 60

4.9 Transmisiuni numerice sincrone 4.9.1 Introducere.

În anii‘60 atât sistemele de transmisiuni cât şi sistemele de comutaţie erau sisteme analogice. În 1965, în SUA, a fost instalat primul sistem de transmisiuni numerice care utiliza ca metodă de codare modulaţia impulsurilor în cod (MIC), având 24 căi telefonice cu un debit de 1,544 Mbit/s. Câţiva ani mai târziu, în1968, în Europa este realizat sistemul E-1, multiplexul primar al ierarhiei numerice pleziocrone europene, având 30 de căi şi un debit de 2,048 Mbit/s.

Începând din 1975 şi în comutaţie tehnica digitală câştigă din ce în ce mai mult teren; apare astfel ideea integrării sistemelor de transmisiuni şi comutaţie în sensul sincronizării acestora, eliminând trecerea prin conversia numeric-analogic-numeric la interfaţa sistem de transmisiuni - sistem de comutaţie.

În perspectiva unei reţele sincrone utilizarea ierarhiei pleziocrone (PDH) în transmisiuni ridică două probleme:

- pentru a extrage, de exemplu, multiplexul E-1 din multiplexul de ordin superior E-4 (140 Mbit/s) este necesară demultiplexarea în tot atâtea etape câte au fost necesare multiplexării: 140 Mbit/s în patru afluenţi a 34 Mbit/s, fiecare flux de 34 Mbit/s în patru afluenţi a 8 Mbit/s, fiecare flux de 8 Mbit/s în patru afluenţi a 2 Mbit/s. Doar la acest nivel regăsim octeţii aferenţi unei căi telefonice, cu periodicitatea de 125 µs - corespunzător frecvenţei de eşantionare - pe care îi prelucrează sistemul de comutaţie digital;

- măsurarea performanţelor calitative, rerutarea semnalului în cazul unor defecţiuni în reţea, comanda de la distanţă dintr-un centru de exploatare a elementelor reţelei, este extrem de dificilă; aceasta se întâmplă deoarece în conceperea ierarhiei PDH, suportul de transmisie fiind linia metalică, s-a urmărit introducerea unui minim de informaţie suplimentară referitoare la aspectele enumerate mai sus, orice creştere a debitului fiind însoţită, pentru o linie dată, de o micşorare a lungimii secţiunii de regenerare şi prin urmare de o creştere a costului.

Această din urmă restricţie dispare o dată cu introducerea fibrei optice ca mediu de transmisie. Capacitatea uriaşă de transmisie a fibrei optice, limitată în prezent doar de tehnologia ce determină performanţele componentelor optoelectronice, permite introducerea informaţiei ‘redundante’ referitoare la OAM (Organizare, Administrare, Mentenanţă) fără costuri suplimentare. Totodată, apariţia fibrei optice a făcut necesară şi posibilă o abordare a standardizării la nivel de reţea, care să permită în plus şi interconectarea directă a unor elemente de reţea - cum ar fi multiplexoarele terminale, multiplexoarele cu inserţie/extragere (ADM), sistemele digitale de cross-conectare, etc. - ce provin de la producători diferiţi, în reţele cu operatori diferiţi la nivel naţional şi cu atât mai mult, internaţional.

Această nouă standardizare a urmărit pe de-o parte eliminarea dezavantajelor PDH şi pe de altă parte compatibilitatea cu ierarhiile PDH existente în America de Nord şi Europa. Eforturile în această direcţie, începute în anul 1984, au condus în 1988 la apariţia în Statele Unite a standardului SONET (Synchronous Optical Network). Discuţiile în cadrul UIT pentru armonizarea intereselor diferiţilor producători de echipamente şi diferiţilor operatori au avut ca rezultat elaborarea Recomandărilor G707, G708 şi G709 privind ierarhia numerică sincronă - SDH (Synchronous Digital Hierarchy). O ultimă - dar nu definitivă - formă a acestor Recomandări, comasate în Recomandarea G707, datează din 1996. 4.9.2 Caracteristici ale reţelei de transmisiuni bazate pe SDH.

Să examinăm mai întâi câteva caracteristici şi concepte specifice multiplexării sincrone. După cum am văzut, în ierarhia pleziocronă - cu excepţia multiplexului primar, în cazul căruia avem de-a face cu întreţesere de octeţi -trecerea de la un nivel de multiplexare dat la un nivel superior se


realizează cu întreţesere de biţi şi dopare pozitivă. Întrucât între af1uenţi nu există şi nici nu poate exista o anumită relaţie de fază, identificarea unui afluent în semnalul multiplex de ordin superior este imposibilă. Prin urmare, accesul la semnale cu debit inferior presupune demultiplexarea şi eliminarea biţilor de dopare la toate nivelele intermediare.

Interesul pentru multiplexarea sincronă este determinat de posibilitatea accesului la afluenţii ce alcătuiesc un multiplex fără a efectua aceste operaţii de demultiplexare. De la început trebuie subliniat însă faptul că, deşi reţelele bazate pe SDH sunt sincronizate (precizia ceasului de referinţă este cel puţin 10−11), semnalele ajung în nodurile de reţea cu o fază oarecare, determinată de timpii de propagare diferiţi şi în plus, variabilă, ca urmare a variaţiei acestor timpi de propagare. Specifică SDH este utilizarea unor indicatori de adresă (pointer) şi metodei de dopare pozitivă-nulă-negativă ce permite localizarea şi păstrarea integrităţii afluenţilor chiar în prezenţa acestor variaţii de fază. Informaţia purtată de afluent poate ‘pluti’ în interiorul spaţiului ce i s-a alocat în cadru, poziţia sa fiind în permanenţă indicată de pointer. Cunoscând poziţia afluenţilor în cadru, orice afluent poate fi extras separat de ceilalţi.

Dacă în ierarhia pleziocronă durata cadrului diferă de la o treaptă de multiplexare la alta ( 125µs pentru multiplexul primar, 100,38µs pentru multiplexul secundar, 44,69µs pentru multiplexul de ordinul trei, respectiv 21,03µs pentru multiplexul de ordinul patru), în ierarhia sincronă durata cadrului este de 125µs pe orice nivel de multiplexare, iar multiplexarea se face exclusiv cu întreţesere de octeţi, ceea ce permite utilizarea eficientă a comutatoarelor TST, multiplexoarelor ADM, canalelor de serviciu de 64 kbit/s sau multiplii ai acestui debit.

Semnalele ce vor fi transportate în reţeaua bazată pe SDH sunt mai întâi ‘ambalate’ într-un container C (Fig. 4-9.1) a cărui capacitate o depăşeşte totdeauna pe cea a afluentului respectiv; capacitatea rămasă este umplută parţial cu biţi sau octeţi de dopare, pentru a putea prelua variaţiile de debit ale semnalelor PDH. Fiecărui container i se asociază un antet de traseu - POH (Path Overhead) rezervat semnalelor de exploatare a traseului, independent de semnalul transportat. Ansamblul container plus POH constituie un container virtual - VC (Virtual Container). Distingem două tipuri de VC:

- VC-n de ordin inferior (n = 1,2,3), ce conţin câte un container C-n, a cărui capacitate corespunde unor debite alese din ambele ierarhii PDH: C-11(1,554 Mbit/s); C-12 (2,048 Mbit/s); C-2 (6,312 Mbit/s); C-3 (45 Mbit/s sau 34Mbit/s), împreună cu antetul POH corespunzător.

Ataşarea unui pointer PTR ce indică poziţia respectivului container virtual în interiorul structurii de transport duce la formarea unei unităţi de afluent TU-n (Tributary Unit - n); una sau mai multe TU identice alcătuiesc un grup de unităţi de afluent TUG-n (n = 2,3). Astfel, un TUG-2 conţine patru TU-11 sau trei TU-12, sau un TU-2; un TUG-3 conţine fie un ansamblu de TUG-2, fie un TU-3.

-VC-n de ordin superior (n = 3,4), ce conţin fie un singur C-3 sau C-4, fie un ansamblu de TUG-2, TUG-3. Grupele de TU ocupă poziţii bine precizate în containerul virtual de ordin superior. VC4 are o capacitate corespunzătoare transportului unui semnal PDH de 140 Mbit/s.

Ataşarea unui pointer la un VC-n de ordin superior determină crearea unei unităţi administrative AU-n (Administrative Unit -n). Pointerul (AU-PTR) arată care este relaţia de fază între începutul cadrului structurii de transport şi începutul containerului virtual corespunzător.

La rândul lor, trei AU-32, patru AU-31, sau un AU-4 formează un grup de unităţi administrative AUG (Administrative Unit Group).

În sfârşit, adăugarea unui antet de secţiune SOH (Section Overhead) ce permite gestionarea transportului în secţiunile numerice care leagă elementele de reţea duce la formarea unui modul de transport sincron STM (Synchronous Transport Module). La rândul său, antetul de secţiune se divide în antetul secţiunii de regenerare RSOH (Regenerator Section Overhead) şi antetul secţiunii de multiplexare MSOH (Multiplex Section Overhead).

Cu referire la Fig.4-9.2, dacă la intrarea multiplexorului terminal MxT, afluenţii PDH sunt


Fig. 4-9.1 f1uxuri de 2 Mbit/s, reţelele de strat implicate cuprind straturile: 2 Mbit/s; VC-12; VC4;

secţiune de multiplexare MS; secţiune de regenerare RS; suport fizic (fibră optică, fascicule radio releu, satelit). În cazul unui af1uent PDH de 140 Mbit/s, vom avea straturile: 140 Mbit/s; VC-4; MS; RS; fizic; etc.

Fig. 4-9.2

Reţeaua bazată pe SDH constituie astfel o infrastructură de transport generalizată - ca

afluenţi la intrarea multiplexorului terminal putem avea semnale pleziocrone definite în Recomandarea G702, semnale ATM sau alte semnale numerice de bandă largă inclusiv cele utilizate în reţelele informatice (IP, FDDI, Ethernet, etc.) - suplă şi cu posibilitatea unei gestionări eficace, având ca efect diversificarea serviciilor, ameliorarea calităţii acestora şi reducerea costurilor. 4.9.3 Modulul de transport sincron STM-1

La baza SDH, pe primul nivel de multiplexare se a.f1ă STM-1 (Synchronous Transport Module). Cadrul corespunzător STM-1 este structurat în octeţi şi poate fi reprezentat sub forma unui dreptunghi cu 9 rânduri şi 270 coloane de octeţi. Ordinea de transmisie a octeţilor este rând după rând, de lastânga la dreapta: rândul unu, rândul doi,..., rândul nouă; transmisia întregului cadru durează l25 µs (Fig.4-9.2). Debitul STM-1 va fi astfel de:

(9 x 270)[octeţi/cadru] x 8[biţi/octet] x 8000[cadre/s] = 155,52 Mbit/s. Debite mai mari se obţin prin întreţeserea octeţilor ce provin de la N afluenţi, unde N = 4; debitul obţinut este de exact N ori debitul unui af1uent. Nivelele de multiplexare în ierarhia sincronă, până în prezent, sunt următoarele:

- STM-1 (155,52 Mbit/s); - STM-4 (622,08 Mbit/s); - STM-16 (2488,32 Mbit/s); - STM-64 (9953,28 Mbit/s).

Cadrul STM-1 conţine trei zone (Fig. 4-9.3):

MxT MX REG DXC MxT

PDH

SDH

ATM

IP,..

PDH

SDH

ATM

IP,..

PATH (traseu)

MS

RS RS

C-4 VC-4 AU-4 AUG STM-1

POH PTR x1 SOH


- antetul de secţiune SOH (Section Overhead), divizat la rîndul său în antetul secţiunii de regenerare - RSOH şi antetul sectiunii de multiplexare -MSOH. (Motivul acestei diferenţieri între RSOH şi MSOH este legat de necesitatea ca funcţiile unor anumiţi octeţi din antet să fie legate de arhitectura reţelei);

- indicatorul de adresă al unităţii administrative AU-PTR (pointer); - sarcina ‘utilă’ (PAYLOAD) - unde regăsim întregul conţinut al afluenţilor şi antetele de

traseu. 1 9 10 ...................................................... 270 1 3

RSOH

AU-PTR 5 9

MSOH

PAYLOAD

Fig. 4-9.3 4.9.4 OAM în reţeaua SDH.

După cum s-a menţionat, în reţeaua SDH se pune un deosebit accent pe elementele ce asigură operarea, administrarea şi mentenanţa (OAM) unui sistem de transmisiuni între două puncte de acces ale reţelei de strat. Aşa cum se vede în Fig.4-9.3, arhitectura OAM este bazată pe straturile secţiune de regenerare (RS), secţiune de multiplexare (MS) şi traseu (Path); la originea traseului sau secţiunii se introduc antetele corespunzătoare iar la capătul acestora se extrag şi se prelucrează.

Structura RSOH este dată în Fig.4-9.4. Din punct de vedere funcţional, rolul octeţilor din RSOH, ce ocupă primele trei rânduri şi nouă coloane din cadru, este descris sumar în cele ce urmează:

1 9 1 A1 A1 A1 A2 A2 A2 J0 X X 2 B1 ∆ ∆ E1 F1 3 D1 ∆ ∆ D2 D3 Fig. 4-9.4 •A1, A2 - octeţi ce alcătuiesc cuvântul de sincronizare al cadrului STM, cu structura F628H

(1111 0110 0010 1000). • J0 - octet utilizat pentru a transmite repetitiv o secvenţă de identificare a transmiţătorului

la depăşirea unor limite administrative (între diferiţi operatori, reţele naţionale,etc.). Secvenţa este programabilă, cu o lungime recomandată de 16 octeţi, dintre care primul (start frame) include rezultatul calculului procedurii CRC-7 asupra cadrului anterior; se verifică astfel permanenta conectare la presupusul transmiţător ca şi performanţele privind erorile în secţiunea de regenerare. În reţeaua naţională se admite ca secvenţa să fie compusă dintr-un singur octet (o valoare zecimală între 0 şi 255).

• B1 - conţine rezultatul procedurii de monitorizare a erorilor de tip BIP-8 (Bit Interleaving


Parity). Într-un STM-N, doar STM-1 #1 conţine un octet B1 valabil. În procedura BIP, biţii în ‘1’ aflaţi în poziţia ‘j’ (j =1,…,8) din fiecare octet se adună modulo 2 pe întreg cadrul, după scramblare. Deci, în cazul unui număr impar de ‘l’, în poziţia ‘j’ a B1 din cadrul următor, înainte de scramblare, se înscrie un ‘l’, iar pentru un număr par de ‘1’, se înscrie un ‘0’. Procedura se repetă la fiecare regenerator şi rezultatul este comparat cu cel conţinut în B1; orice diferenţă este interpretată ca fiind cauzată de erori de transmisie.

• E1 - canal telefonic de serviciu pentru personalul tehnic, între terminal şi punctele de regenerare sau între acestea, accesibil prin intermediul unui echipament MIC.

• F1-canal la dispoziţia operatorului de reţea, fără precizări suplimentare; eventual poate fi folosit tot pentru comunicaţie telefonică.

• D1, D2, D3- canal pentru comunicaţii de date (RS-DCC) cu o capacitate de 192 kbit/s, utilizat în managementul şi telesupravegherea regeneratoarelor. • X - octeţi rezervaţi pentru utilizare viitoare, în reţeaua naţională. • X - idem, cu precizarea că se interzice scramblarea lor.

• ∆ - octeţi rezervaţi al căror conţinut va depinde de mediul de transmisiuni. Octeţii rămaşi sunt rezervaţi pentru viitoare standardizări internaţionale.

Structura MSOH este dată în Fig.4-9.5; şi aici se poate observa că dintre cei 45 de octeţi disponibili (rândurile 5-9, coloanele 1-9), 24 octeţi nu au încă o funcţie precizată, conţinutul lor putând fi deocamdată unul oarecare.

1 9 5 B2 B2 B2 K1 K2 6 D4 D5 D6 7 D7 D8 D9 8 D10 D11 D12 9 S1 M1 E2 X X

Fig. 4-9.5

Semnificaţia octeţilor din MSOH este prezentată pe scurt în cele ce urmează:

• B2 - trei octeţi de tip B permit efectuarea procedurii de monitorizare a erorii BIP-24. Procedura, al cărei mecanism este identic celui descris pentru BIP-8, doar că se desfăşoară pe 24 biţi din trei octeţi consecutivi, se aplică întregului cadru cu excepţia RSOH, adică exceptând primele trei rânduri ale SOH.

• K1, K2 - doi octeţi alocaţi semnalizărilor legate de comutarea automată pe rezervă APS (Automatic Protection Switching) în cadrul unui ansamblu de secţiuni de multiplexare; sunt disponibili doar în STM-1 #1 dintr-un STM-N. Asignarea biţilor şi protocolul utilizat sunt precizate în Anexa A/G.783.

• E2, D4...D12, au funcţiuni similare celor din antetul secţiunii de regenerare. • S1 - prin biţii b5 - b8 indică starea (calitatea) sincronizării (Synchronization Status). • M1 - indicator de alarmă privind rata erorilor la nivelul secţiunii de multiplexare MS-REI

(Remote Error Indication). Arată câte blocuri BIP-24 au fost detectate cu erori: pentru STM-1, 0-24; pentru STM-4, 0-96, etc.

Antetul traseului (POH) din compunerea unui container virtual conţine informaţii de tip OAM transmise între punctul de asamblare al containerului virtual şi punctul de dezasamblare. Aceasta asigură un suport OAM cap-la-cap, independent de drumul parcurs în reţeaua sincronă, ce poate străbate numeroase elemente de reţea (multiplexoare intermediare, DXC, ADM. Putem distinge două categorii de POH:

POH al containerului virtual de nivel superior (VC-3,4 POH);


POH al containerului virtual de nivel inferior (VC-1,2 POH). VC-4 POH conţine 9 octeţi iar VC-3 POH conţine primii 6 octeţi din VC-4 POH. În ordine, cei 9 octeţi sunt notaţi: J1, B3, C2, G1, F2, H4, F3, K3, N1.

• J1 - identificatorul traseului (Path trace)- o secvenţă de unică identificare a transmiţătorului este introdusă în octetul J1 la sursă şi recuperată la destinaţie; se verifică astfel permanenta conectare la presupusul transmiţător. Secvenţa, programabilă, are o lungime recomandată de 64 octeţi.

• B3 - octet care, ca şi în SOH, conţine rezultatul monitorizării erorilor prin procedura BIP-8, efectuată asupra containerului virtual anterior înaintea scramblării.

• C2 - eticheta semnalului (Signal label) - se referă la compoziţia containerului virtual; s-au detaliat deocamdată doar câteva dintre funcţiile de adaptare cu care este echipat stratul-client la stratul VC-4 (VC-3): echipat/neechipat, semnale 140 Mbit/s, 34 sau 45 Mbit/s, structuri TUG sau TU-n, ATM, FDDI, semnale de test sau alarmă, etc.

• G1- starea traseului (Path status) - conţine informaţii pe care destinatarul le trimite către sursă şi care referă la semnalul recepţionat. Astfel, cu ajutorul biţilor 1-4 comunică numărul blocurilor recepţionate cu erori (REI-Remote Error Indication) ca rezultat al monitorizării erorilor prin procedura BIP-8; bitul 5 va lua valoarea ‘l’ dacă semnalul lipseşte, dacă se recepţionează doar biţi în’l’ (AIS - Alarm Indication Signal), sau dacă conţinutul octetului J1 nu corespunde celui aşteptat. Biţii 6,7 nu sunt utilizaţi şi trebuie ţinuţi în 00 sau 11 iar bitul 8 este rezervat.

• F2, F3 - au aceeaşi semnificaţie ca şi în RSOH: canale de 64 kbit/s cu utilizare încă neprecizată.

• H4 - indicator de multicadru (Multiframe Indicator) - face parte din funcţia de adaptare între straturi; structura acestui octet este specifică stratului client de la nivelele joase de multiplexare şi indică durata multicadrului (500µs, 2ms, 3ms ş.a) sau începutul unei celule ATM.

• N1 - octet la dispoziţia operatorului de reţea (Network operator byte). VC-1,2 POH începe cu octetul V5 şi mai conţine octeţii J2, N2, K4 similari celor cu acelaşi nume prezentaţi deja; semnificaţia biţilor din V5 este următoarea:

b1, b2 - conţin rezultatul procedurii de monitorizare a erorilor BIP-2, ce efectuează separat calculul parităţii asupra tuturor biţilor impari (1,3,5,7) şi asupra tuturor biţilor pari (2,4,6,8) ai octeţilor din containerul virtual respectiv;

b3 - semnal REI; b4 - indicator al întreruperii legăturii RFI (Remote Failure Indication); se transmite către

sursă dacă durata întreruperii depăşeşte valoarea admisă; b5, b6, b7 - eticheta semnalului - descrie unele caracteristici ale conţinutului containerului:

echipat/neechipat, asincron, sincron la nivel de bit, la nivel de octet, semnale de test, etc.; b8 - asigură semnalizarea RDI (Remote Defect Indication): b8 = ‘l’ spune transmiţătorului

că nu recepţioneaza nimic, sau că recepţionează semnal AIS. 4.9.5 Rolul pointerului în multiplexarea sincronă

Sarcina utilă (payload) ocupă coloanele 10 - 270 din cadrul STM-1 şi poate transporta un container virtual VC-4, cu alte cuvinte capacitatea maximă de transport a STM-1 este echivalentă unui semnal PDH de 140 Mbit/s. Maparea (‘ambalarea’) semnalului de 140 Mbit/s în VC-4 se face utilizând un ‘cadru anvelopă’ - denumit în cele ce urmează “cadru VC-4“ - ce are 9 rânduri şi 261 coloane de octeţi. Prima coloană este rezervată antetului VC-4 POH astfel că debitul informaţiei care provine strict de la afluenţi nu poate depăşi 149,76 Mbit/s.

Trebuie însă precizat că începutul cadrului VC-4 nu este într-o relaţie de fază bine definită cu începutul cadrului STM-1; altfel spus, octetul J1 al POH nu se transmite atunci când din cadrul STM-1 se transmite octetul din rândul 1, coloana 10, ci poate fi transmis oricând în interiorul zonei payload a cadrului STM-1. O asemenea sincronizare între cadrul VC-4 şi STM-1 ar necesita memorii tampon (MT) pentru durata unui cadru (125 µs). Pe lângă întârzierea semnalului apare şi o


deteriorare a sa ca urmare a fenomenului de ‘alunecare (slip) ce determină fie pierderea unui cadru - când MT tinde să debordeze - fie repetarea unui cadru - când MT tinde să se golească -, în funcţie de fluctuaţiile de viteză ale afluentului.

Utilizarea pointerului elimină necesitatea memoriilor tampon şi a neajunsurilor menţionate, asigurând totodată o metodă flexibilă şi dinamică de aliniere a VC-4 în cadrul STM-1. Conţinutul său, prin octeţii H1 şi H2, indică adresa la care se af1ă octetul J1 în zona payload (Fig.4-9.6). Se poate constata deasemeni că un cadru VC-4 face parte de regulă din două cadre succesive STM-1

Fig. 4-9.6

Structura pointerului (AU-4 PTR) este dată în Fig. 4-9.7

H1 Y Y H2 1* 1* H3 H3 H3

Fig. 4-9.7

unde: 1* = 1111 1111 Y =1001SSI1, S - nespecificat

Adresa propriu-zisă se află în octeţii H1, H2; o adresă se referă la un grup format din trei octeţi consecutivi. Adresa 0 corespunde rândului 4, coloanele 10, 11, 12, adica primii trei octeţi ce urmează octeţilor H3. În zona payload vom avea deci (261 x 9) ÷ 3 = 783 adrese, între 0 şi 782. Adresa 782 se af1ă pe rândul 3, coloanele 268, 269 şi 270. La rândul lor, octeţii H1, H2, au structura de mai jos:

H1 H2

N N N N S S I D I D I D I D I D

Fig. 4-9.8

Adresa (0...782) este precizată în ultimii 10 biţi. Inversarea majorităţii biţilor ′I′ este interpretată ca o incrementare a adresei cu 1, iar inversarea majorităţii biţilor ′D′, ca decrementare cu 1. Modificarea arbitrară a adresei (cu mai mult de plus sau minus 1) este semnalată cu ajutorul biţilor ‘N’ - New Data Flag - care trec de la combinaţia normală 0110 la 1001. Inversarea bitilor N este acompaniată de noua adresă pe biţii 7-16. Biţii S indică tipul AU. Dacă viteza cadrului VC-4 este prea mică în raport cu cea a cadrului STM-1, PTR trebuie incrementat şi trei octeţi de dopare vor fi introduşi imediat după ultimul octet H3 (rândul 4, coloanele 10, 11, 12); dacă viteza cadrului VC-4 este prea mare, PTR va fi decrementat şi octeţii H3 vor deveni octeţi informaţionali. Între două modificări succesive ale valorii pointerului trebuie să fie cel puţin trei cadre în care valoarea acestuia rămâne neschimbată, deci cel mult o dată la patru cadre.

PTR

PTR VC-4


4.9.6 Maparea afluenţilor în containerul virtual O prezentare exhaustivă a procedurilor de mapare a afluenţilor nu face obiectul acestei

lucrări, de aceea în cele ce urmează vor fi prezentate sumar doar două exemple privind semnale de la extremele ierarhiei PDH europene: E-4 (140 Mbit/s) şi E-1 (2,048 Mbit/s). Cititorul interesat va găsi toate detaliile privind şi alte semnale în Recomandarea UIT-T G 707. Maparea semnalului de 140 Mbit/s. Cadrul VC-4 conţine după cum am văzut 9 rânduri şi 261 coloane de octeţi; prima coloană fiind ocupată de VC-4 POH, rămân 260 coloane. Fiecare rând este divizat în 20 de blocuri a 13 octeţi, primul octet din bloc având o anumită structură: avem astfel un octet de tip W, 13 octeţi Y, 5 octeţi X, un octet Z. Următorii 12 octeţi din bloc conţin doar biţi informaţionali D -( Data bit), ce provin de la afluent. Biţii octetului W sunt D, Y conţine doar biţi de dopare ficşi R (Fixed Stuff), în fiecare X se găseşte şi câte un bit de semnalizare a dopării C (Justification Control), iar Z conţine pe lângă 6 biţi D, 1 bit R şi unicul bit de dopare S (Justification opportunity). Putem observa că semnalizarea dopării se face cu 5 biţi C: dacă sunt în ‘0’, bitul S este informaţional, dacă sunt în ‚ 1’, bitul S este bit de dopare şi receptorul îl va ignora. Pentru a asigura protecţia faţă de erori, decizia se ia după o logică majoritară (3 din 5). Maparea semnalului de 2, 048 Mbit/s. Un semna1 de 2,048 Mbit/s asincron faţă de ceasul STM-1 se mapează în containerul VC-12 doar la modul flotant (floating). În acest mod, patru cadre succesive STM-1 formează un multicadru de 500µs. Pe lângă VC-1 POH ( octeţii V5, J2, N2, K4), VC-12 mai conţine 1023 biţi D, 6 biţi C, 2 biţi S, 8 biţi O (Overhead - pentru utilizări viitoare ca antete) şi 49 biţi R. În total, un VC-12 transportă astfel 140 octeţi în 500µs (Fig.4-9.9).

Tipul octetului sau bitului Număr octeţiV5 1R 1D 32R 1J2 1

C1 C2 O O O O R R 1D 32R 1

N2 1C1 C2 O O O O R R 1

D 32R 1

K4 1C1 C2 R R R R R S1 1S2 D D D D D D D 1

D 31R 1

Fig. 4-9.9

Biţii C1(2) determină statutul bitului S1(2). Decizia se ia după o logică majoritară: dacă dintre cei 3 biţi C cel puţin doi sunt în ’0 ’ bitul S este informaţional; în caz contrar, dacă cel puţin doi biţi C sunt în ‚ ’1’, S este bit de dopare şi receptorul îl va ignora. Trecerea de la VC-12 la unitatea de af1uent TU -12 în modul flotant necesită un pointer TU-12 PTR ce asigură alinierea flexibilă, dinamică a VC-12 în interiorul multicadrului, independent de conţinutul containerului virtual. În acest scop, la cei 140 de octeţi ai VC-12 pe durata celor patru cadre, se mai adaugă octeţii pointerului V1 ÷ V4 ce se găsesc respectiv în cadrele 0 ÷ 3 ale multicadrului. Adresa la care se află octetul V5, adică începutul ansamblului de 140 octeţi ce formează VC-12 este conţinută în V1 şi


V2, similari octeţilor H1, H2. Adresa 0 este adresa primului octet ce urmează după V2 (Fig. 4-9.10). Octeţii pointerului nu se iau în calcul la determinarea adresei, ce ia valori între 0 şi 139.

V 1

105 ... 139 V 2

0 ... 34 V3

35 ... 69 V4

70 ... 104

Adresa V5

V5 139 octeţi

Fig. 4-9.10

Octetul V3 are un rol similar lui H3 din AU-4 PTR, iar V4 este rezervat. Identificarea octeţilor Vl şi V2 este posibilă ca urmare a faptului că ultimii doi biţi ai octetului H4 din VC-4 POH indică numărul de ordine al cadrului în multicadrul de 500µs.

Fig. 4-9.11 Din cele prezentate rezultă că un TU-12 necesită o capacitate de 36 octeţi/cadru, cu alte

cuvinte 4 coloane a câte 9 octeţi. Un VC-12 va începe de exemplu la adresa 43 aflată în cadrul 2 al multicadrului #1 şi se va sfărşi la adresa 42 din MC #2. Dacă viteza VC-12 este prea mică faţă de multicadrul TU-12, octetul V3 devine octet de dopare şi pointerul V1 V2 va fi incrementat; la o viteză prea mare, pointerul este decrementat şi V3 va conţine biţi D.

La rândul lor, trei TU-12 se multiplexează pentru a forma un TUG-21 cu 12 coloane a câte 9 octeţi (Fig.4-9. 11). Mai departe, 21 grupuri TUG-21 pot fi introduse prin multiplexare într-un container virtual VC-4. Numărul de coloane necesar este de 252; în afara coloanei rezervate pentru VC-4 POH, mai rămân opt coloane libere, ce vor fi ‘umplute’ cu biţi de dopare R (Fig. 4-9.12).

Observăm că faţă de prima variantă prezentată, unde în fluxul de 140 Mbit/s avem 64 fluxuri de 2,048 Mbit/s, în cea de-a doua sunt numai 63 (3 x 21). Avantajul acestei ultime variante constă însă tocmai în posibilitatea extragerii independente a oricărui afluent dintre cei 63: fiecare unitate de afluent TU-12 are un loc bine precizat în cadrul VC-4, iar începutul unui container VC-12 în interiorul TU- 12 este indicat de pointerul asociat unităţii de afluent.

TU-12 #1

TUG-21

33

2

11

22

1

2

3

1 1 1

2 2

3 3


Numărul

coloanei în VC-4

Conţinutul coloanei

1 VC-4 POH 2

| 9

R

10 Coloana 1 a TUG-21, #1

| | 30 Coloana 1 a TUG-21, #21 31 Coloana 2 a TUG-21, #1

| | 51 Coloana 2 a TUG-21, #1

| | 241 Coloana 12 a TUG-21, #1

| | 261 Coloana 12 a TUG-21, #1

Fig. 4-9.12

4.10 Transmisiuni numerice pe fibra optică. Din punct de vedere economic, avantajele transmisiunii la mare distanţă pe fibră optică sunt

deosebit de mari, în primul rând ca urmare a atenuării reduse pe care o introduce fibra în comparaţie cu linia metalică (0,2÷0,35 dB/km în funcţie de fereastra optică utilizată); în plus, această atenuare este constantă într-o bandă de frecvenţe ce atinge câteva mii de gigaherţi într-o fereastră dată. Totodată, dimensiunile şi greutatea redusă a cablului optic, imunitatea la perturbaţiile electromagnetice, securitatea ridicată a informaţiilor transmise ca urmare a faptului că fibra nu radiază energie, fac în prezent din fibra optică principalul suport fizic al transmisiunilor interurbane, internaţionale şi intercontinentale de mare capacitate. De exemplu, transmisia a 1920 căi telefonice de 64 kbit/s cu ajutorul unui echipament E-4 (140 Mbit/s) pe cablu coaxial normal, pe o distanţă de 100 km, necesită peste 20 de regeneratoare plasate la circa 4,5 km unul de altul; transmisia unui număr de 30240 căi cu ajutorul unui STM-16 ( 63x16 fluxuri de 2,048 Mbit/s) pe fibră optică, necesită un singur regenerator, la mijlocul distanţei. Normând costul unei căi în prima variantă la 100, în varianta a doua costul scade la 5. Costurile corespunzătoare unui canal de 64 kbit/s se reduc şi mai mult dacă distanţa respectivă poate fi acoperită fără utilizarea regeneratoarelor. Schema bloc a unui sistem de transmisiuni pe fibră optică în cazul genera1 cuprinde: interfaţa electrică conform Rec. UIT-T G.703, codecul de linie, interfaţa optică, eventual unul sau mai multe regeneratoare intermediare (Fig. 4-10.1).

4.10.1 Interfaţa optică. Ferestrele optice pe care le prezintă fibra pot fi exploatate optim numai dacă se dispune de

componentele optoelectronice (surse de lumină, detectoare de lumină) bine adaptate lungimilor de undă respective pe de-o parte şi dimensiunilor, aperturii numerice a fibrei, pe de altă parte. Materialele semiconductoare disponibile în mod curent permit acoperirea unei game de lungimi de


undă de la 0.56 µm la 3,6 µm (verde la infraroşu apropiat).

Fig. 4-10.1

STN - sistem de transmisiuni numerice; CL - coder de linie; DL- decoder de linie; RT-regenerator terminal; E/O-convertor electric/optic; O/E-convertor optic/ electric; RI -

regenerator intermediar; FO - fibra optică.

4.10.1.1 Surse de lumină. Două tipuri principale de dispozitive semiconductoare convertesc semnalele electrice în

semnale optice şi totodată pot fi cuplate la fibra optică: diodele electroluminiscente (LED) şi diodele laser (DL).

În cazul LED-ului, funcţionarea se bazează pe recombinarea radiativă a purtătorilor minoritari într-o joncţiune p-n polarizată direct, în care se injectează electroni. Aceşti electroni excitaţi, revenind spontan din banda de conducţie în banda de valenţă, provoacă emisia unor fotoni a căror lungime de undă corespunde energiei benzii interzise; fotonii sunt emişi independent unii de alţii, similar existenţei unor surse elementare distincte. În consecinţă, radiaţia nu este coerentă, unghiul de radiaţie este foarte mare şi nu se obţine o bună cuplare cu fibra: randamentul cuplării, de ordinul pătratului aperturii numerice AN[rad] nu depăşeşte câteva procente. Pe de altă parte, lărgimea spectrală a radiaţiei - definită la 0,5 din puterea optică maximă corespunzătoare lungimii de undă λ0 - este de ordinul zecilor sau sutelor de nanometri, cu un spectru continuu având anvelopă gausiană. Aceasta reduce mult capacitatea de transmisie a fibrei, mai ales dacă dispersia cromatică este importantă. Totodată, durata de viaţă a purtătorilor în zona activă nu permite frecvenţe de modulaţie mai mari de 50 - 100 MHz, ceea ce limitează drastic utilizarea sa în transmisiunile la mare distanţă. Semiconductorii utilizaţi sunt alcătuiţi din elemente din coloana a 4-a din tabelul periodic al elementelor (aluminiu Al, galiu Ga, indiu In), şi elemente din coloana a 5-a (fosfor P, arseniu As, antimoniu Sb), cel mai adesea aliaje ale acestor componente (GaAlAs, GaInAsP). LED-urile ce emit în vizibil sunt de regulă homojoncţiune – acelaşi material de o parte şi alta a joncţiunii – şi sunt aliaje GaAs P în diferite proporţii. Diodele ce emit în infraroşu utilizează aliaje GaAlAs pe substrat GaAs (0,7...0,9µm) sau GaInAsP pe substrat InP (1...1,7µm).

Printre avantajele LED se poate menţiona: • o bună liniaritate a caracteristicii putere luminoasă / curent injectat până la o putere de

câtiva mW, cu o pantă de ordinul a 10 mW/A (fenomenul emisiei spontane nu prezintă un prag) –

STN

RT

CL

E/O RI E/O

DL

STN

T S R S R T

G 703 G 703


Fig. 4-10.2; • variaţia relativ redusă a acestei caracteristici cu temperatura; • durata de funcţionare foarte mare (circa 100.000 de ore); • cost redus. În cazul diodei laser, joncţiunea p-n este plasată din construcţie într-un rezonator optic.

Peste o anumită valoare a curentului injectat, Iprag, (Fig. 4-10.3) are loc inversarea de populaţie între banda de conducţie şi cea de valenţă, electronii excitaţi vor determina apariţia unui număr suficient de fotoni, care la rândul lor, prin interacţiunea cu electronii excitaţi, determină producerea de noi fotoni cu aceeaşi lungime de undă şi în fază cu cei incidenţi (fenomenul laser). Fotonii sunt emişi de această dată în mod coerent, coerenţa fiind atât spectrală cât şi temporală, ce se manifestă prin două caracteristici esenţiale:

• randament de cuplare cu fibra foarte bun - peste 50% - ca urmare a unui unghi de radiaţie mult mai mic,

• spectrul radiaţiei mult mai redus. Putem distinge două tipuri principale de structuri laser.

►structura Fabry-Perot, la care oscilaţia laser se produce graţie unor oglinzi situate la extremităţile mediului activ; spaţiul dintre oglinzi – obţinute prin clivajul cristalului – constituie rezonatorul laserului. Reflexiile repetate măresc probabilitatea creşterii numărului de fotoni în coerenţă. Oglinzile fiind parţial transparente, fotonii ies din cavitatea rezonantă prin ambele feţe. Coeficientul de reflexie al interfeţei între două medii transparente cu indicii de refracţie n1 şi n2 este dat de relaţia:

r = [(n2 – n1)/ (n2 + n1)]2 şi are o valoare destul de mare (circa 30%) ştiind că pentru aer n1 = 1, pentru GaAs, n2 = 3,5. Laserele Fabry - Perot au o lărgime spectrală de câţiva nanometri (Fig.4-10.4a) şi sunt potrivite pentru sistemele ce lucrează în fereastra de 1300nm ca urmare a dispersiei cromatice reduse în această fereastră.

►structura cu contra-reacţie distribuită DBF (Distributed Feed-Back), unde oscilaţia apare datorită unei reţele de difracţie Bragg situată în mediul activ. Scopul acestei noi structuri este de a obţine o funcţionare monomod longitudinal (monocromatic). Se selecţionează un mod unic, indiferent de curent, iar spectrul conţine o singură lungime de undă (Fig. 4-10.4b) dată de relaţia:

λ = 2 n Λ unde Λ – pasul reţelei Bragg, n – indicele de refracţie al mediului activ. Exemplu. Pentru n = 3,1; Λ = 250 nm, rezultă λ = 1550 nm.

Fig. 4-10.3 Fig. 4-10.2

Pentru fereastra de 1550 nm, la viteze de transmisie ridicate, vor trebui utilizate lasere DBF

T1

T2 >T1

T1

Popt

IF

T2 >T1

LED DL

IF IPRAG

Popt


a căror lărgime spectrală, de ordinul zecimilor de nanometru, face ca radiaţia emisă să poată fi considerată practic monocromatică. (O sursă de lumină poate fi considerată drept monocromatică dacă diferenţa de nivel între componenta spectrală principală şi componentele laterale depăşeşte 25 dB în toată gama temperaturilor de funcţionare).

Fig. 4- 10.4 Pentru ambele structuri este de dorit un curent de funcţionare cât mai redus; diode laser cu

un curent de prag redus se obţin înglobând partea activă, de forma unui paralelipiped ( circa 300µm x 1µm x l20nm ) în mijlocul unui ‘sandvici’ constituit din straturi de GaInAsP sau InP. Se obţin astfel aşa-numitele “lasere cu heterostructură înglobată” (BH- Buried Heterostructure) de tip Fabry-Perot sau DBF.

Modulând curentul injectat în dioda laser se obţine o modulaţie internă a intensităţii luminoase. În modulaţia OOK, nivelului L (low) îi corespunde un curent uşor mai mare decât Iprag (dioda laser nu este deci niciodată complet “stinsă”!), iar nivelului H (high) un curent Iprag + ∆I, unde ∆I - adâncimea de modulaţie - are o valoare de câteva zeci de mA. Frecvenţa de modulaţie este mult mai mare decât cea posibilă în cazul LED, şi poate depăşi 10 GHz. Variaţia puterii optice emise în funcţie de curentul de comandă IF (circa 100 - 200 mW/A) şi de temperatura de lucru (Fig. 4-10.3) evidenţiază necesitatea menţinerii unei temperaturi de lucru constante, în caz contrar există chiar riscul distrugerii componentei. În acest scop, dioda laser este asamblată sub forma unui modul (cap laser) cu pinii necesari conexiunilor electrice aşezaţi tip DIL (Dual-In-Line) sau ‘fluture’, ce cuprinde:

− dioda laser pe suportul său; − fibră optică - amorsă, cu conector; − fotodiodă de control, ce recepţionează fluxul optic emis de faţa posterioară a DL, flux

proporţional cu cel util; − un element termoelectric cu efect Peltier ce permite stabilizarea temperaturii laserului; − un termistor pentru controlul temperaturii.

O caracteristică importantă a modului emisie o constituie puterea disponibilă la capătul fibrei-amorsă.

Zgomotul diodelor laser, de tipul “zgomot de alice“, datorat caracterului aleator al interacţiunii foton – electron, este caracterizat prin zgomotul relativ al intensităţii RIN (relative intensity noise) definit prin relaţia:

RIN = <∆P>2/ P2 [Hz]-1 unde <∆P> este fluctuaţia medie a puterii optice P a laserului, măsurată într-o bandă de 1 Hz. Pentru un laser multimod, RIN este de ordinul 10-10 [Hz]-1, iar pentru un laser monomod de ordinul 10-14 [Hz]-1.

Complexitatea mecanică a modulului poate fi apreciată facând precizarea că o abatere de

Prel 1

Prel

1

λ λ a b


1µm faţă de poziţia de cuplaj optim cu fibra poate duce la o modificare a coeficientului de cuplaj cu 50%. O asemenea sensibilitate în poziţionarea fibră-laser arată că operaţia de fixare a fibrei constituie punctul critic al asamblării modulului, iar stabilitatea cuplajului în timp apare ca un parametru de bază al fiabilităţii. La rândul său, stabilitatea cuplajului este determinată de procedeul de fixare al fibrei, materialele utilizate pentru suportul asamblării, elementele optice de cuplare fibră-laser (lentile).

4.10.1.2 Detectoare de lumină.. Detecţia semnalului la extremitatea fibrei optice se face cu ajutorul unui fotodetector

semiconductor, în care fotonii sunt convertiţi în curent de electroni (fotocurent). Absorbţia unui foton de către un semiconductor dă naştere unei perechi electron-gol dacă energia fotonului este superioară lărgimii benzii interzise a materialului. Materialul semiconductor trebuie ales deci în funcţie de lungimea de undă a fotonilor ce trebuie detectaţi. Lungimea de undă maximă detectată λc - lungime de undă de tăiere - depinde de energia benzii interzise, astfel că siliciul (λc = 1µm) poate fi folosit doar pentru detecţia în fereastra de 850nm, corespunzătoare primei generaţii de sisteme de transmisiuni optice. Pentru ferestrele de 1300 şi 1550nm, materialul utilizat este Ge (λc = 1,6µm), GaInAs, InP (λc = 1‚4...1‚7µm), etc. (Fig 4-10.5). Dacă λ > λc - fotonii nu mai sunt absorbiţi şi materialul devine transparent la aceste lungimi de undă. Coeficientul de absorbţie α[cm-1] determină numărul de fotoni ce ajung la o anumită adâncime în material.

Coeficientul de absorbţie depinde de material, prezintă un maxim la o anumită lungime de undă şi tinde spre zero în apropiere de λc. Raportul între numărul de perechi electron-gol obţinut şi numărul fotonilor incidenţi este subunitar deoarece o parte dintre perechile generate se recombină, mai ales cele formate în apropierea suprafeţei, iar o parte a fotonilor nu ajung în zona de absorbţie din cauza reflexiei la suprafaţa materialului. Fenomenul este caracterizat pe ansamblu prin ηe - randamentul cuantic extern.

Distingem două tipuri de fotodetectoare: fotodioda PIN şi fotodioda cu avalanşe (APD).

Fig. 4-10.5

Fotodioda PIN. Pentru a evita recombinarea perechilor electron-gol trebuie ca fotonii să fie absorbiţi într-o regiune a joncţiunii p-n lipsită de purtători mobili; purtătorii astfel generaţi sunt separaţi şi dirijaţi spre regiunea în care sunt majoritari cu ajutorul unui câmp electric suficient de puternic: din acest motiv joncţiunea este polarizată invers. Aeeastă structură foarte simplă este îmbunătăţită inserând o regiune foarte slab dopată numită i (intrinsecă) între zonele p şi n. Majoritatea fotonilor este absorbită în zona i, unde câmpul electric ce separă purtătorii este practic uniform. Zona p (sau n) traversată de lumină, trebuie să aibă o grosime mică şi acoperită cu un strat antireflectant pentru îmbunătăţirea randamentului cuantic extern. Tipul de fotodiodă PIN funcţionează cu o tensiune inversă redusă (10…15V) şi are un timp de răspuns foarte scurt (circa 0,5ns) deoarece capacitatea joncţiunii este foarte mică (zona i largă). Electronii creaţi de fotonii absorbiţi, sunt colectaţi sub formă de fotocurent într-o sarcină rezistivă, curent ce va fî apoi

Si

Ge

InGaA 1

0.5

S

[nm]850 1300 1550


amplificat. Dacă ne referim la relaţia între sarcina electronului q, energia fotonului şi randamentul cuantic extern, obţinem una dintre caracteristicile fundamentale ale fotodiodei: sensibilitatea, S[µA/µW]: S = (ηe. q) / hυ (4.10.1)

Pentru fotodioda PIN, această caracteristică depinde foarte puţin de temperatură. Notând cu Ψo puterea optică incidentă, fotocurentul IS ce străbate sarcina se calculează cu relatia: IS = S . Ψo (4. 10.2) cu alte cuvinte puterea optică este proporţională cu IS. ►Puterea semnalului electric P este proporională cu (IS)2 deci cu pătratul puterii optice. De aceea, când se exprimă puterile in decibeli, vom ţine seama de faptul că 1dBoptic = 2 dBelectric ! ●Curentul de întuneric ID (dark current) este curentul care circulă în joncţiune în absenţa iluminării şi are pentru o diodă PIN valori de ordinul a 10 nA la temperatura ambiantă. ID are origini diverse – în special agitaţia termică în zona i - şi depinde mult de material; creşte cu temperatura dar depinde mai puţin de tensiunea de polarizare inversă. Curentul total prin fotodiodă va fi: I = IS + ID Pentru polarizare nulă, ID dispare, dar nu şi IS: dioda se comportă acum ca sursă (efectul fotovoltaic). Fotodioda cu avalanşe (APD). Cu o structură şi fabricaţie mai complexă, APD (Avalanche PhotoDiode) prezintă o sensibilitate mai mare ca urmare a unui proces de multiplicare internă în avalanşă. Dacă electronii şi golurile apărute în urma absorbţiei fotonilor sunt transportate într-o zonă cu câmp electric intens, vor putea căpăta suficientă energie pentru a creea la rândul lor alte perechi electronigoluri. Numărul de electroni ce formează fotocurentul va fi mai mare decât numărul electronilor primari creaţi de fotoni; sensibilitatea APD devine astfel de 10-l00 ori mai mare decât a fotodiodelor PIN, dar factorul de multiplicare, ce depinde de tensiunea inversă de polarizare (80 ÷120V pentru siliciu, 15 ÷ 30V pentru germaniu), este sensibil la variaţiile de temperatură. Factorul de multiplicare M reprezintă raportul între numărul mediu de purtători secundari, creeaţi prin ionizare şi numărul purtătorilor primari generaţi prin fotodetecţie. Relaţia empirică de mai jos leagă valoarea lui M de tensiunea de polarizare inversă VR: M = [1 − (VR / VBR)n ]−1 (4.10.3) unde VBR - tensiunea de străpungere. Atât tensiunea de străpungere cât şi exponentul n depind de temperatură, ceea ce impune existenţa unui circuit de stabilizare a M. Timpul de răspuns al APD este ceva mai mare decât al fotodiodelor PIN din cauza timpului de multiplicare, rămânând totuşi de ordinul nanosecundei. Curentul de întuneric al APD este multiplicat la rândul său dar cu un factor M′<M, astfel că vom avea un curent total: I = M.IS + M′.ID

4.10.1.3 Zgomotul fotodiodelor. În cazul fotodiodelor putem deosebi:

● zgomotul cuantic (shot noise), cauzat de incidenţa aleatoare a fotonilor şi care se supune unei distribuţii Poisson, iar în cazul APD şi de multiplicarea deasemeni aleatoare a electronilor; ● zgomotul datorat fluctuaţiilor curentului de întuneric al fotodetectorului, curent existent chiar în lipsa luminii incidente, practic independent de tensiunea inversă de polarizare dar care depinde puternic de temperatură. Zgomotul fotodiodei poate fi caracterizat prin puterea echivalentă de zgomot – EPN – adică puterea optică ce ar produce într-o bandă de 1 Hz un curent IN capabil să genereze o


putere egală cu puterea zgomotului, adică: ( M.S.EPN)2 = (IN

2)/ ∆f (4.10.4) De aici se vede că EPN se exprimă în [W/√Hz]

4.10.1.4 Receptorul optic. Ca şi în cazul surselor de lumină, detectorii optici trebuie să fie cuplaţi cu fibra; acest

cuplaj este însă mult mai uşor de realizat căci diametrul suprafeţei fotosensibile (zeci de micrometri) este cel mai adesea mai mare decât diametrul miezului fibrei. Componentele respective se prezintă de regulă sub forma unui modul (cap) recepţie care conţine, pe lângă fibra de racord cu conectorul aferent, fotodioda şi circuitele electronice de preamplificare pe acelaşi substrat semiconductor. Din punct de vedere tehnologic, problemele ce apar sunt legate de faptul că fotodiodele şi tranzistoarele preamplificatorului necesită în general materiale având caracteristici diferite în ceea ce priveşte dopajul şi grosimea straturilor. La zgomotul propriu al detectorului optic se adaugă:

zgomotul termic datorat sarcinii rezistive a detectorului, proporţional cu banda de trecere a receptorului;

zgomotul termic şi de fond introdus de etajul preamplificator. În mod evident, este de dorit ca aceste zgomote să fie cât mai reduse şi între mai multe fotodiode de acelaşi tip se va alege cea care prezintă un curent de întuneric mai mic şi o bandă de trecere suficientă pentru aplicaţia dată. Structura preamplificatorului este de regulă cea a unui amplificator transimpedanţă - cu tranzistoare bipolare, tranzistoare cu efect de câmp (GaAs, InP), sau sub forma unui circuit integrat - ce asigură un câştig plat pentru o bandă largă de trecere (Fig. 4-10.6). Tranzistorul de intrare, indiferent de soluţia adoptată pentru realizarea amplificatorului, influenţează curentul total de zgomot al preamplificatorului în funcţie de lărgimea benzii de trecere. Fotodioda poate fi configurată cu sau fără o tensiune de polarizare (Fig. 4-10.6a, respectiv b). Dacă

+

-

OUT

+

-

OUT

a Fig. 4-10.6 b viteza şi timpul de răspuns sunt importante, fotodioda se polarizează (invers) pentru a micşora capacitatea proprie a joncţiunii. Zgomotul generat de fotodiodă are două componente: zgomotul termic, ce depinde de banda de trecere a preamplificatorului, de rezistenţa şunt a fotodiodei şi zgomotul de alice (shot), produs de trecerea curentului. Curentul datorat zgomotului de alice este:

Ish = [2qB(Idark + Ifotodiodă)]0,5 unde q – sarcina electronului, B –banda preamplificatorului, Idark – curentul de întuneric. În varianta din Fig. 4-10.16b, polarizarea rezultantă la bornele fotodiodei este extrem de mică, ceea ce micşorează Idark cu circa trei ordine de mărime. In consecinţă, şi Ish va fi mai mic. 4.10.2 Codarea de linie.

Codurile de linie pentru transmisiuni pe fibra optică trebuie să satisfacă aceleaşi cerinţe de bază ca şi codurile de linie pentru transmisiunile pe linii metalice. Întrucât atât sursele de lumină cât


şi detectorii optici lucrează în regim practic neliniar, cel mai potrivit este tipul de modulaţie “totul sau nimic” OOK (On-Off Keying). Prin urmare, codurile de linie pentru transmisiunile optice sunt coduri cu două nivele. Deoarece pentru unele fotodiode (în special APD) performanţele sunt dependente de componenta de curent continuu a semnalului numeric - pe de-o parte iar pe de altă parte în receptor pot exista etaje de amplificare cu cuplaj în c.a., apare necesitatea unor coduri de linie care să asigure un spectru cu componenta de curent continuu constantă, sau cu o variaţie în limite bine precizate. Totodată, codul adoptat trebuie să asigure suficiente tranziţii pentru o recuperare comodă a tactului. În cazul utilizării codurilor binare NRZ sau RZ, aceste cerinţe sunt îndeplinite prin utilizarea unui scrambler. Cel mai adesea însă, codurile de linie utilizate în transmisiunile optice sunt coduri bloc de tipul mBnB, cu m<n. Prin urmare m biţi de date sunt codaţi cu ajutorul a n biţi în linie. Deoarece din cele 2n combinaţii posibile se aleg numai 2m combinaţii, există o anumită flexibilitate ce permite controlul numărului de tranziţii şi al componentei continue; apare însă o redundanţă, în sensul că debitul în linie este mai mare decât cel informaţional în proporţie de 100 [(n—m)/m] [%]. Dintre codurile tip 1B2B (cu redundanţa 100%), cele mai utilizate sunt codurile bifazic şi CMI, al căror algoritm de codare este următoru1:

DATA 0 1 Bifazic 01 10 CMI 01 00 alternativ cu 11

Ambele coduri asigură o bună recuperare a tactului ca urmare a numărului mare de tranziţii

şi totodată o componentă de c.c. constantă. Pentru cazul în care semnalul la interfaţa electrică este codat HDB-3, există o variantă a codului CMI numită MCM (Modified Coded Mark Inversion) cu algoritmul de mai jos:

HDB-3 Data +1 0 -1MCMI 11 01 00

Pentru debite binare ce depăşesc 140 Mbit/s de regulă se utilizează coduri de linie mai puţin

redundante, cum ar fi codul 5B6B, 7B8B, etc. În vederea măririi duratei de funcţionare a surselor de lumină şi micşorării zgomotelor în receptoarele optice, se urmăreşte ca puterea optică medie să fie minimă şi pe cât posibil aceeaşi pentru orice combinaţie de la ieşirea coderului de linie. Asfel, în cazul codului 5B6B, după ce s-au ales pentru cele 32 combinaţii de intrare toate combinaţiile cu 6 biţi ce au trei de “l” şi trei de “0” (în număr de 20), pentru cele rămase se atribuie alternativ combinaţii ce conţin 4 respectiv doi de “l”. De exemplu pentru combinaţia 00010 se transmite 010111/101000. Cu o redundanţă mai mare, codul 6B8B permite o codare a celor 64 combinatii de intrare cu 64 de combinaţii de 8 biţi (din 70 posibile) având câte 4 biţi în “l” şi 4 biţi în “0”. La viteze foarte mari de transmisie, codurile de tip mBnB sunt dificil de implementat (la viteze mici se poate face conversia cu ajutorul unei memorii ROM) şi se preferă aşa-numitele coduri cu inserţie de bit, la care n = m + 1 şi bitul adăugat după cei m biţi de date este fie un bit de paritate (cod mBIP), fie un bit complementar ultimului dintre cei m biţi de date (cod mB1C). Acest ultim tip de cod forţează o tranziţie, este foarte uşor de implementat, dar se pierde controlul asupra celor m-1 biţi precedenţi. Combinarea celor două variante duce la codul de linie mB1PIC, unde n = m + 2.

4.10.3 Planificarea unei legături pe fibră optică

Din punctul de vedere al utilizatorului, parametrii fundamentali ai unei legături pe fibră optică sunt:

o debitul binar de transmis D[bit/s]; o lungimea legăturii, L[km];


o probabilitatea erorii per bit (BER) admisă, ε.

Lungimea maximă a legăturii sau lungimea maximă a secţiunii de regenerare depinde de atenuarea şi dispersia fibrei, de debitul în linie R [bit/s], de puterea optică minimă PR[dBm] necesară la recepţie pentru a satisface BER impusă şi de puterea optică a sursei de lumină PS [dBm] la intrarea în fibră.

La rândul său, atenuarea introdusă de fibră depinde de constanta de atenuare α[dB/km] în fereastra optică considerată, de nurnărul joncţionărilor nedemontabile nj şi atenuarea unei asemenea joncţionări aj, de numărul joncţionărilor demontabile (conectoare) nc şi atenuarea ac corespunzătoare. Am văzut (Cap.2) că dispersia cromatică - singura ce contează în cazul fibrelor SM - determină după L[km] o lăţire ∆τ a impulsului luminos ce se calculează cu relaţia:

∆τ = L. D.∆λ [ps] unde D [ps/nm.km] reprezintă dispersia fibrei, iar ∆λ [nmJ lărgimea spectrală a sursei de lumină. Tipic, se admite ca lăţirea impulsului să nu depăşească 0,25T unde T [s] este durata unui bit. Prin urmare se impune ca:

L. D.∆λ ≤ 0,25/R sau L ≤ 0,25/R.D.∆λ (4. 10.3) Factorul 250/D∆λ [GHz.km] mai poartă numele de produs bandă-distanţă BDP

(bandwidth-distance product). Debitul în linie R depinde de codul de linie utilizat: pentru coduri de tip mBnB,

R = (n/m)D (4. 10.4) Capacitatea de transmisie a unei fibre date în funcţie de calitatea sursei de lumină este

ilustrată în fişa sa tehnică de curbele BDP în funcţie de lungimea de unda λ avand ∆λ ca parametru. De regulă, la debite mici şi mijlocii, ceea ce limitează lungimea secţiunii de regenerare nu este dispersia, ci pierderile datorate atenuării.

Determinarea lungimii maxime a sectiunii de regenerare se face ţinând seama de specificaţiile din Rec. G. 956 (Fig. 4-10.4) unde Mc [dB] reprezintă rezerva de atenuare a fibrei (joncţiuni suplimentare, extensie, îmbătrânire, etc.), iar Me [dB] rezerva de atenuare pentru echipament (dispersie, toleranţe măsurători, îmbătrânirea emiţătorului SL / receptorului DO, etc.). Valorile tipice adoptate sunt de 3-4 dB. Cu aceste precizări, distanţa maximă între regeneratoare, determinată de pierderile prin atenuare se poate calcula cu relaţia:

Fig. 4-10.3

Lmax[Km] = [GS – (Mc– Me + ncac + nj aj)] / α (4.10.5)

unde GS = PS − PR se numeşte buget de putere sau câştigul sistemului (system gain).

4.10.4.1 Relaţia între zgomotut cuantic şi probabilitatea erorii Am văzut că tipul de modulaţie utilizat în transmisiunile optice este OOK; prin urmare, în

ritmul tactului recuperat receptorul trebuie să decidă dacă s-a transmis un ′1′ (adică prezenţa fotonilor) sau un “0” (lipsa fotonilor) în intervalul de timp T = 1/R. Probabilitatea de a recepţiona măcar un foton (simbol recepţionat “l” în situaţia în care nu s-a emis nimic (simbol emis “0”) este practic nulă, cu alte cuvinte, probabilitatea ca un zero să fie interpretat în mod eronat ca fiind “l”,

Prob(1/0) = ε0 =0 Pe de altă parte, ca urmare a sosirii aleatoare a fotonilor în cazul transmisiei unui “1” este posibil ca în intervalul de bit, T, să nu fie detectat nici un foton; aceasta înseamnă că există probabilitatea interpretării unui “1” ca fiind “0”. Dacă în medie, în intervalul de timp T se recepţionează n fotoni,

Mc Me DO SL

T S R T’

PS PR


probabilitatea de a recepţiona x fotoni în intervalul de timp T este dată de legea lui Poisson (relaţia 4.8.28):

Prob(x, T) [ nx. exp (— n)] / x! facând x = 0 , obţinem:

Prob(0/1) = ε1 = exp(−n) Considerând că probabilitatea emisiei de 1 şi 0 este aceeaşi, p = q = 0,5, probabilitatea totală a erorii la recepţie este:

ε = q.ε0 + p. ε1 = 0,5 ε1 = 0,5 exp(− n) (4.10.6) Energia optică necesară recepţionării corecte a unui bit în “l” va fi deci:

Wopt = nhν = hν ln(1/2ε) (4. 10.7) unde h - constanta lui Planck, iar ν - frecvenţa optică.

Din (4.10.7) rezultă că puterea optică minimă necesară la intrarea detectorului optic, Ψoptim = (1/T).Wopt = hν.R.ln(1/2ε) (4.10.8) În cele de mai sus s-a considerat doar influenţa zgomotului cuantic asupra probabilităţii de eroare; luarea în calcul a tuturor surselor de zgomot conduce la necesitatea asigurării unei puteri optice la recepţie superioare valorii date de relaţia (4.10.8). Această putere ΨOR de valoare superioară caracterizează sensibilitatea receptorului POR şi se exprimă în [dBm]:

POR = 10log(ΨOR/1.10-3)[dBm] (4. 10.9) ►În mod curent, sensibilitatea receptorului optic corespunde unei ΨOR ce asigură o probabilitate a erorii ε ≤ 10−10.

Deoarece puterea necesară este proporţională cu R, cunoscând sensibilitatea receptorului pentru un debit dat R′, putem calcula sensibilitatea la un debit R″ cu relaţia:

Sensibilitatea(R″) = Sensibilitatea(R′) + 10 log (R″/R′) Exemplul 1. Se impune ε = 10-10 pentru o transmisiune numerică cu debitul D = 2,4 Gbit/s (STM-16); codul de linie utilizat este 10B1P1C. Întrucât pentru frecvenţele optice uzuale hυ = 2. 10−19J, din relaţia (4. 10.8) găsim:

Ψoptim =2.10−19.(2,4.109.12/10). ln(0,5.1010) = 0,013 µW (−49dBm) În prezent, sensibilitatea unui receptor APD la un asemenea debit, POR ≅ (−34...−38) dBm.

Exemplul 2. Să se determine lungimea maximă a secţiunii de regenerare atât ca urmare a pierderilor datorate atenuării, cât şi ca urmare a dispersiei.

Parametrii sistemului de transmisiuni sunt următorii: D = 622 Mbit/s; codul de linie 5B6B NRZ; fibră optică SM, fereastra optică de 1550 nm, atenuarea medie a joncţionărilor demontabile şi nedemontabile Aj = 0,15dB/km; sursa de lumină DL-DFB cu PS = - 6dBm, ∆λ = 0,4nm; detector optic APD InGaAs cu sensibilitatea POR = − 44dBm la un debit de 200 Mbit/s; rezervele Mc = 4dB, Me =3 dB. Soluţie. a) Considerăm mai întâi pierderile datorate atenuării; sensibilitatea detectorului la 622(6/5) = 746 Mbit/s va fi:

POR′ + 10 log(746/200) = −44 + 5,7 = −38,3dBm Puterea optică la intrarea sistemului, în cazul cel mai defavorabil, PR = POR′ + Me = −35,3dBm Bugetul de putere, GS = − 6 − (−35,3) = 29,3 dB

Lmax (α + Aj ) = GS − Mc = 25,3 dB Rezultă că Lmax ≤ 25,3 / (0,2 + 0,15) = 72,3 km

b) Influenţa dispersiei cromatice: în fereastra de 1550 nm a unei FO fără dispersie decalată, D ≅ 17 [ps/nm.km]. Conform relaţiilor (4. 10.3) şi (4. 10.4) găsim:

BDP = 250 / (17).(0,4) = 36,76 Gbit/s.km L ≤ 36, 76 / 0,746 = 49,3 km

După cum observăm, lungimea secţiunii de regenerare este limitată de dispersie; creşterea L este posibilă fie utilizând o FO cu dispersie decalată, astfel încât în fereastra considerată parametrul D să


scadă la circa 3,5 [ps/nm.km], fie trecând codul de linie în format RZ. Într-adevăr, în format RZ durata impulsului fiind jumătate din perioada tactului, ∆τ se poate dubla, şi în expresia BDP coeficientul 250 devine 500. Trecerea la formatul RZ va micşora însă sensibilitatea detectorului cu 3dB întrucât energia impulsului scade la jumătate.

4.10.4 Regenerarea semnalelor optice Deşi atenuarea introdusă de FO este foarte mică în comparaţie cu atenuarea liniilor

metalice, transmisiunile la distanţe mari impun şi în acest caz intercalarea unor regeneratoare intermediare ce au rolul de a corecta efectul dispersiei şi compensa atenuarea fibrei.

La intrarea în regenerator, impulsurile luminoase sunt convertite în impulsuri electrice cu ajutorul interfeţei optice de recepţie, IOR; regenerarea propriu-zisă se efectuează asupra semnalului electric, schema bloc a subansamblului R fiind similară celei întâlnite la regeneratoarele instalate pe liniile metalice (paragraful 4-8). Amplificatorul, prevăzut cu control automat alamplificării CAA, trebuie să aibă un câştig foarte mare (60-80 dB) pentru a compensa, după cum am văzut, 30-40 dB atenuare optică. CAA se realizează fie cu circuite clasice, fie acţionând asupra factorului de multiplicare al APD. După regenerare, semnalul electric va fi transformat în semnal optic de interfaţa optică de emisie IOE (Fig.4-10.4).

În afara blocurilor menţionate şi examinate anterior, în echipamentele terminale şi intermediare mai sunt prevăzute o serie de blocuri funcţionale de exploatare ce asigură inserţia, extragerea şi exploatarea canalelor de serviciu telefonice, de telecomandă şi telesupraveghere a legăturii.

Telesupravegherea longitudinală. La cele două extremităţi ale legăturii, în fiecare staţie terminală asociată unei linii de transmisie un echipament de telesupraveghere permite cunoaşterea stării de funcţionare şi localizarea unui defect din staţiile intermediare şi staţiile terminale - locală sau distantă. Defectul poate fi de natură a întrerupe legătura (pană) sau o anomalie, o degradare permanentă sau intermitentă a calităţii transmisiei. Acest echipament, organizat în

Fig. 4-10.4 jurul unui microcontroler, funcţionează pe principiul “întrebare - răspuns”: un mesaj de interogare este adresat staţiilor, iar mesajul de răspuns comportă informaţii ce permit, după prelucrarea lor de către calculator, afişarea defectului la fiecare extremitate a liniei considerate. Mesajele de interogare şi răspuns sunt inserate în fluxul informaţional transmis pe fibră.

Telesupravegherea transversală. O legătură poate comporta un anumit număr de staţii intermediare amplasate în diferite zone geografice, ce depind de centre de exploatare şi întreţinere diferite. În cazul utilizării telesupravegherii transversale, informaţiile necesare sesizării şi localizării defectelor ce apar în cadrul legăturilor dintr-o zonă geografică dată sunt regrupate şi transmise doar către centrul de exploatare şi întreţinere al zonei respective. Această procedură

Telesupraveghere Canale de serviciu

Exploatare

IOR R IOE


impune inhibarea alarmelor în staţiile situate în aval de staţia defectă. Rezervarea (protecţia). Echipamentele de transmisiuni de medie şi mare capacitate pot fi

prevăzute cu sistem de trecere automată -APS- pe un suport de transmisie de rezervă ( pe altă FO, pe linie coaxială sau radioreleu). Sistemul de rezervare (protecţie) a legăturii poate fi de tip 1+1, 1:1, sau N:1. În sistemul 1+1 legătura de rezervă este utilizată în permanenţă pentru a transmite semnalul de trafic existent în acelaşi timp pe legătura normală; selecţia între cele două semnale se face de receptor după criterii de calitate a transmisiei. Sistemul 1:1 lasă legătura de rezervă liberă atâta timp cât legătura normală nu are nevoie de trecere pe rezervă. Prin urmare, în tot acest timp, legătura de rezervă poate fi folosită pentru scurgerea unui trafic neprioritar, ce va fi redirijat când legătura normală necesită trecerea pe rezervă. În varianta N:1, există o singură legătură de rezervă la dispoziţia a N legături normale.

4.10.5 Transmisiuni optice cu multiplexare în lungimi de undă Aşa cum am arătat, fibra prezintă în ferestrele optice o atenuare redusă într-o bandă de

frecvenţe extrem de largă, de ordinul miilor de GHz. Această bandă enormă este departe de a fi utilizată eficient, echipamentele comerciale cele mai performante în prezent nu depăşesc debitul de 10 Gbit/s. Capacitatea sistemelor este limitată nu numai de dispersie şi neliniarităţile ce apar în fibră atunci când se măreşte puterea optică la emisie - în scopul măririi pasului de regenerare - ci şi de viteza circuitelor electronice: la 10 Gbit/s, durata unui bit în format NRZ este de doar 0,1 nanosecunde! De exemplu, lungimea maximă a secţiunii de regenerare este de circa 60 km utilizând fibre SM conform Rec.G. 652 cu D = 16 [ps/nm.km] în fereastra de 1550 nm, unde α = 0,2 dB/km. O soluţie a acestei probleme o constituie metoda multiplexării în lungimi de undă WDM (Wavelenght Division Multiplex): în loc de a transmite pe o fibră un singur flux numeric de 10 Gbit/s, se transmit N fluxuri de câte 10 Gbit/s (sau debite mai mici cu ‘bătaie’ mai lungă) utilizând N lungimi de undă λ. în aceeaşi fereastră optică. În comparaţie cu multiplexarea în timp la 10 Gbit/s, multiplexarea a patru lungimi de undă la 2,5 Gbit/s măreşte de circa 16 ori lungimea secţiunii de regenerare limitată de dispersie. Ideea nu este nouă, dar implementarea sa a devenit posibilă doar o dată cu progresele tehnologice în ceea ce priveşte realizarea unor surse de lumină - diode laser - la emisie, cu un spectru extrem de îngust, acordabile pe lungimile de undă dorite şi a unor filtre acordate pe lungimile de undă respective, la recepţie.

Acestor componente li se adaugă o serie de alte componente optice pasive: multiplexoarele şi demultiplexoarele în lungimi de undă, realizate cu reţele de difracţie, izolatoarele optice - cu rolul de a permite transmisia luminii doar într-un singur sens, atenuatoare optice, etc.

Fig. 4-10.5

λ1 …λN

R

R

R

WDM

DX

WDM

MX

λ1 …λN


Chiar în aceste condiţii, regenerarea convenţională realizată aşa cum s-a prezentat în paragraful anterior necesită costuri ridicate (Fig.4.10.5). În punctele de regenerare semnalul optic este demultiplexat pe N fibre corespunzător celor N lungimi de undă. Fluxul numeric purtat de fiecare lungime de undă este regenerat separat şi apoi cele N semnale optice sunt cuplate în aceeaşi fibra cu ajutorul multiplexorului. Tehnologia WDM a devenit cu adevărat competitivă o dată cu realizarea şi implementarea amplificatoare1or optice, care permit amplificarea semnalului optic direct, fără conversia O/E şi E/O. Trebuie precizat că un amplificator optic nu compensează decât atenuarea introdusă de fibră, făra a putea corecta distorsionarea impulsului luminos datorată dispersiei. Aplicaţiile amplificării optice acoperă toate domeniile transmisiunilor pe fibră optică, atât numerice cât şi analogice (televiziune pe cablu). Spre deosebire de regeneratoarele convenţionale, calculate pentru un anumit debit, amplificatorul optic este un dispozitiv care amplifică un fascicul luminos fară conversia în stare electrică a semnalului transportat de acel fascicul.

4.9 transmisiuni numerice sincrone 4.9.1 introducere.etti.poly.ro/cursuri/anul...

Documents