1. INTRODUCERE ÎN COMPATIBILITATEAELECTROMAGNETICĂ

Noţiunea de Compatibilitate electromagnetică îşi are originea în procesul deinfluenţare sau de interfaţă cunoscut în tehnica radio, în sensul că dacă un receptor radio,acordat pe frecvenţa unui emiţător radio, recepţionează şi un alt emiţător, se asistă la unfenomen de interferenţă.

Cu timpul, o dată cu înmulţirea instalaţiilor şi aparatelor electrice, alături deemiţătoarele radio convenţionale, a apărut necesitatea de a se reconsidera conţinutul noţiunilorde “emiţător” şi ”receptor”. Noţiunile de “emiţător” şi “receptor ” nu se mai utilizează astăzidoar la mijloacele de comunicaţie, ci au un sens mai larg.

În acest sens, se consideră drept emiţătoare de energie electromagnetică atâtemiţătoarele de radio şi televiziune, cât şi circuitele electrice şi sistemele care neintenţionatproduc energie electromagnetică şi poluează mediul înconjurător, cum sunt:

- sistemele de emisie radio, televiziune, radar;- lămpi cu descărcări în gaze în faza aprinderii;- motoarele electrice cu colector;- redresoarele şi invertoarele;- tuburile cu descărcări în gaze;- exploziile nucleare.

Exemple de receptoare de energie electromagnetică:- Sistemele de recepţie a informaţiilor (telefonice, radar, receptoarele radio şi TV,

etc.).- Sistemele de automatizare cu semiconductoare care pot recepţiona semnale false;- Sistemele de măsurare electronică a mărimilor electrice şi neelectrice (senzori,traductoare, osciloscoape, înregistratoare, voltmetre numerice );- Sistemele de calcul, reţelele de calculatoare;- Instalaţiile tehnologice care funcţionează cu fascicul de electroni;- Microscopul electronic;- Sistemele de achiziţie şi de prelucrare a datelor;- Sistemele de scanare din tehnica medicală;- Microelectronica de pe autovehicule;- Stimulatoarele cardiace.

Unele echipamente electrice sau electronice pot fi considerate din punctul de vedere alCEM atât emiţătoare cât şi receptoare. Intră în această categorie, de exemplu:

- echipamentele în care se produc procese tranzitorii de natura să determine nivele detensiune sau de curent cu mult mai mari decât valorile lor nominale. Putem încadra în aceastăcategorie procesele de comutaţie ale sarcinilor inductive şi capacitive (de ex. la deconectareaunei bobine de la o sursă de c.c. la bornele acesteia, considerată sursă sau emiţător, apare osupratensiune pe care o recepţionează tot bobina, în sensul că supratensiunea este de in-terferenţă (perturbatoare) şi poate distruge izolaţia).

- în aparatele de radio-recepţie de tip superheterodină este inclus şi un oscilator local,care duce la apariţia unor semnale cu frecvenţe intermediare (de natura unui emiţător).

Toate acestea arată că trebuie discutată CEM a fiecărui aparat în parte. VDE 0870defineşte compatibilitatea electromagnetică astfel:

Capacitatea unui dispozitiv electric de a funcţiona satisfăcător în mediul săuelectromagnetic fără ca acest mediu, care aparţine şi altor dispozitive, să fie inadmisibil

perturbat.Un dispozitiv electric se consideră corespunzător din punct de vedere al com-

patibilităţii electromagnetice dacă în calitate de emiţător produce emisii tolerabile iar încalitate de receptor are o sensibilitate acceptabilă la perturbaţii, adică posedă o imunitatesuficientă la perturbaţii.

Creşterea tensiunii perturbaţiilor cauzată de exploatarea sistemelor de acţionareelectrică cu semiconductori, cât şi sensibilitatea crescută a instalaţiilor e1ectronice folositeconduc, pe de o parte la perturbaţii electrice în reţea, câţ şi la perturbaţii între ele, iar pe dealtă parte strânsă legătură a acestor instalaţii în ansamblul lor şi a cablurilor din sistemulelectroenergetic au consecinţe nedorite asupra sistemului respectiv.

Pentru a evita întreruperile funcţionale este necesar să se ia măsuri acceptabile dinpunct de vedere economic asigurând în acest fel cu maximum de siguranţă compatibilitateaelectromagnetică a echipamentelor electrice şi e1ectronice.

Prin compatibilitatea electromagnetică a unui sistem de echipamente electrice şielectronice înţelegem faptul că şi echipamentele respective lucrează în conformitate cudestinaţia lor, în mediile pentru care au fost proiectate să funcţioneze, fără a încărca acestmediu cu câmpuri electromagnetice la un nivel nepermis - care să influenţeze funcţionareanormală a echipamentelor propriu-zise.

Este necesară şi o asociere a compatibilităţi electromagnetice cu prezenţa fiinţeiumane în câmpurile electromagnetice tot mai intense şi adesea la frecvenţe ridicate, deoarecenumai mişcarea fiinţei umane în câmpul geomagnetic al pământului va induce curenţi interniinstantanei echivalenţi cu cei produşi de un câmp cu variaţie sinusoidală, cu o valoare ainducţiei magnetice de aproximativ 0,1-0,2 [T]. Aceste valori ale câmpului magnetic suntcomparabile cu cele ale câmpurilor corespunzătoare frecvenţei puterii ambientale din cir-cuitele de forţă din marea majoritate a cazurilor practice. Aceasta înseamnă că de multe orifiinţa umană care îşi desfăşoară activitatea în astfel de medii poate fi supusă la fenomene deinterferenţă, efectele fiind de altfel vizibile pe termen mediu şi lung.

Un dispozitiv electric sau electronic se consideră compatibil dacă în calitate deemiţător produce emisii tolerabile, iar în calitate de receptor are o susceptibilitate acceptabilăla emisii perturbatoare (adică prezintă o rezistenţă la perturbaţii - sau imunitate - suficientă).Problema compatibilităţii electromagnetice se pune mai întâi la receptoare atunci când esteafectată recepţionarea ireproşabilă a unui semnal util. Se vorbeşte atunci de existenta uneiInterferenţe ElectroMagnetice (IEM). Uneori chiar mărimea perturbatoare este numităinterferenţa electromagnetică, cu toate că pentru aceasta, cel puţin la receptoare, se foloseştetermenul de imisie. Spre exemplificare, un sistem de achiziţie şi prelucrare a datelor, compusdin:

- senzori (reductoare de curent, termocuple, ş.a.), considerat sursa;- linie de racord;- sisteme de stocare a datelor;- interfeţe;- elementul de execuţie, considerat receptor, poate fi influenţat de energia electromag-netică perturbatoare în oricare din componentele sale.Interferenţele electromagnetice pot să se manifeste sub formă de perturbaţii reversibile

sau ireversibile. Exemple de perturbaţii reversibile avem la pierderea temporară ainteligibilităţii la convorbirile telefonice, pocniturile ce apar la comutarea aparatelor electricecasnice (ex., la conectarea unui frigider apariţia perturbării semnalului sonor şi luminos latelevizoarele aflate în imediata vecinătate), ş.a. Exemple de perturbaţii ireversibile suntdistrugerile unor componente electronice de pe cablajele imprimate datorită încărcăriielectrostatice, supratensiunile provocate de trăsnet (care pot duce la distrugerea tuburilor

electronice ale televizoarelor sau a unor componente ale calculatoarelor sau reţelelor decalculatoare), ş.a.

În practică interferenţele reversibile se împart, în funcţie de intensitatea lor, în:- interferenţe care produc reduceri de funcţionalitate, încă admisibile;- interferenţe care conduc la o funcţionare eronată, inadmisibilă.Datorită multitudinii de echipamente electrice şi electronice care intră în discuţie şi

pentru a putea exprima efectul de perturbare în mod explicit, se folosesc pentru emiţător şireceptor denumirile de element perturbator şi respectiv element perturbat. Se obţine în acestmod modelul de interferenţă din fig. 1.

Spre deosebire de interferenţele dintre diferite sisteme, care mai sunt denumite şi"interferenţe intersistem" (sau interferenţe de origine externă), emiţătorul şi receptorul pot săfie părţi ale aceluiaşi sistem, adică pot să apară "interferenţe intrasistem" (sau interferenţe deorigine internă) - fig. 2.

Exemple tipice de interferenţe intrasistem sunt:- schimbul de semnale între liniile de date vecine la modulele electronice;- variaţiile de curent pe liniile de alimentare şi căderile de tensiune inductivedeterminate de acestea;- tensiunile de autoinducţie la deconectarea înfăşurărilor releelor şi contactoarelor;- fenomenele de reacţie parazită la amplificatoarele cu mai multe etaje.

O compatibilitate electromagnetică satisfăcătoare se poate obţine practic, în toatecazurile prin măsuri adecvate la:

- emiţător (prin ecranări, limitări ale spectrului, antene directive, etc.);- mecanismul de cuplaj (ecranare, filtrare, topologia reţelei, transmisie optică, etc.);- receptor (ecranare, filtrare, proiectarea schemei).În cazul interferenţelor intrasistem asigurarea CEM poate fi lăsată, de cele mai multe

ori, în grija producătorului, respectiv a utilizatorului, deoarece ambii sunt interesaţi înrealizarea unui sistem apt de funcţionare. În special în sisteme1e de prelucrare a datelor şi detelecomunicaţii, eliminarea interferenţelor electromagnetice este în interesul utilizatorului (de

Elementperturbator(Emiţător)

Mecanism decuplaj(Cale)

Elementperturbator(Receptor)

Fig. 1. Model de interferenţă cu element perturbator, mecanism de cuplaj şi element perturbat

Elementperturbator

Elementperturbat

Elementperturbat

Elementperturbator

Sistem I Sistem I Sistem I

Fig. 2. Interfaţă intersistem (stânga) şi intrasistem (dreapta.)

exemplu: la bănci - evitarea obţinerii informaţiilor de pe monitor, în domeniul militar -evitarea interceptării informaţiilor secrete).

În cazul interferenţelor intersistem din recepţia radio sau televiziune, ca şi dinsistemul public de telecomunicaţii, legiuitorul prescrie, în cadrul masurilor deantideparazitare, valori limită pentru emisiile tolerabile. Emisiile tolerabile reprezintă, în modnecesar, un compromis care are în vedere atât natura emiţătorului, cât şi cerinţele tehnice alereceptoarelor, în fiecare domeniu de frecvenţă.

Influenţarea sau interferenţa semnalului util se produce prin intermediul unor cuplaje.Aceste cuplaje pot fi:

- galvanice, în cazul a două circuite electrice, cu o porţiune de circuit comună;- inductive, în cazul influenţării de către câmpuri magnetice variabile în timp;- capacitive, în cazul influenţării de către câmpuri electrice statice sau variabile în

timp;- prin radiatie electromagneticii, în cazul în care semnalul de interferenţă este produs

de câmpul de radiaţie electromagnetică.

2. PERTURBAŢII ŞI INTERFERENŢE ELECTROMAGNETICE

În fig. 3 este prezentat întregul spectru de frecvenţe, precizându-se, acolo unde estecazul, gama de aplicaţii specifice pentru intervalele de frecvenţe respective:

Pentru spectrul frecvenţelor radio din această figură sunt precizate benzile de operareîn tabelul următor:

Tabelul 1: Domeniile de operare ale frecvenţelor radio din fig. 3:

Frecvenţa [MHz] Descriere Simbol<0,03 Frecvenţă foarte joasă VLF

0,03 - 0,3 Frecvenţă joasă LF0,3 - 3 Frecvenţă medie MF

30 - 300 Frecvenţă înaltă HF300 - 3 000 Frecvenţă foarte înaltă VHF

3 000 - 30 000 Frecvenţă super înaltă SHF30 000 - 300 000 Frecvenţă extrem de înaltă EHF

Fig. 3. Spectrul de frecvenţă cu specificarea zonelor de funcţionarepentru echipamentele electrice şi electronice

Indiferent de natura puterii reţelei electrice (cu putere infinită sau cu putere finită),avem în vedere câteva probleme care apar cu privire la modul de generare şi de propagare asemnalelor electrice de frecvenţe ridicate şi care sunt comune acestor tipuri de reţele. Apariţiaflicker-ului, a impulsurilor electromagnetice, a zgomotelor, a modului de emitere a semnalelorde frecvenţă radio (a perturbaţiilor, în general), precum şi apariţia interferenţelorelectromagnetice datorate dispozitivelor semiconductoare de putere, sau liniilor telefonice saude transmitere de date sunt câteva astfel de exemple. Modalităţile de analiză şi de limitare vorfi însă dependente de puterea sistemului electroenergetic. Oricum, sursele de astfel desemnale vor duce atât la o scădere a calităţii energiei electrice la frecvenţe joase (cu ordinularmonicilor mai mic de 50), cât şi a energiei electrice de înaltă frecvenţă. Interdependenţelereciproce dintre aceste semnale arată clar necesitatea luării unor măsuri adecvate pentrueliminarea sau limitarea la minimum a efectelor acestora.

2.1. SURSE DE SEMNAL DE FRECVENŢE RIDICATE.1.1. IMPULSURI ELECTROMAGNETICE

Apariţia impulsurilor electromagnetice se datorează unor procese de comutaţie aledispozitivelor semiconductoare de putere şi altor procese de comutatie, cu variaţie de scurtădurată, care apar frecvent în sistemele electroenergetice moderne. Este însă puţin probabil caun impuls electromagnetic să rezulte din propagarea unui impuls de tip Dirac. Totuşi analizabazată pe metoda răspunsului tranzitoriu (care se bazează pe produsul de convoluţie), poate dainformaţii utile despre funcţionarea internă a unei reţele electrice, pentru diverse moduri defuncţionare. Analiza propagării impulsurilor se bazează pe teoremele lui Kirchhoff - în cazulcircuitelor cu parametri concentraţi, respectiv pe utilizarea ecuaţiilor lui Maxwell - în cazulcircuitelor cu parametri distribuiţi. În cazul circuitelor cu parametri distribuiţi însă analiza estemai dificilă deoarece modelele construite în aceste cazuri sunt în general axate pe configuraţiisimple, fiind de multe ori dificil de utilizat la structuri complicate de reţea. Indiferent de tipulde reţea o concluzie este importantă pentru ambele cazuri: adăugarea de noi sarcini în reţeacauzează de obicei o amortizare mai rapidă a acestora.

2.1.2. SEMNALE DE ÎNALTA FRECVENŢĂ

Surse de astfel de semnale sunt:A. Convertoare electronice de putere cu ordinul pulsului foarte înalt

Astfel de situaţii în practică sunt datorate necesităţii asigurării unei puteri mari pentruanumiţi consumatori, cum sunt de exemplu cuptoare pentru topirea aluminiului. Din cauzaproceselor neuniforme de topire, semnale de frecvenţă radio pot apărea în sistemulelectroenergetic în care cuptorul este conectat.

B. Descărcările electrice, atât cele naturale cât şi cele proiectate

Descărcările naturale (sau neintenţionate) sunt legate de procesele de străpungere adielectricilor, de la condensatoarele şunt, cabluri, etc. Spectrele acestor descărcări cuprind îngeneral o plajă largă de frecvenţă, care, include aproape întotdeauna frecvenţele radio (cuvalori depăşind 100 kHz).

Descărcările electrice proiectate se referă la proiectarea anumitor tipuri deechipamente, a căror funcţionare normală se realizează în zona frecvenţelor radio. Intră în

această categorie lămpile fluorescente cu balast electronic, precum şi anumite tipuri deaparate medicale (care radiază energie pe frecvenţele radio). Intră de asemenea în aceastăcategorie sarcinile care folosesc semnalele RF în funcţionarea lor normală, cum sunttransmiţătoare radio de mare putere, ce introduc semnale RF în sistemele de distribuţie.

În toate aceste cazuri rolul important pentru modul în care se propagă energiacorespunzătoare frecvenţelor radio revine fenomenelor de radiaţie electromagnetică şicuplajelor electrostatice.

Din cauza greutăţii modelării componentelor sistemelor electroenergetice pentrusemnale RF şi a eventualelor bucle de rezonanţă ce pot apare la frecvenţele radio, în practicăsunt necesare teste care să verifice compatibilitatea electromagnetică a echipamentelor în zonafrecvenţelor radio. Spre exemplu radiaţia corespunzătoare frecvenţelor radio poate penetra cir-cuitele releelor de protecţie, putând induce tensiuni în circuitele ohmice ale acestora.Standardul ANSI/IEEE C37.90.2 descrie testele care trebuie efectuate pentru a verificafuncţionarea corectă a releelor în medii cu semnale RF, verificându-se în acest mod dacă nucumva sunt afectate caracteristicile releului în prezenţa semnalelor RF.

Interferenţa electromagnetică cu semnalele RF poate fi blocată prin utilizareaecranărilor şi a filtrelor pentru frecvenţele radio (fig. 4). Ecranele se realizează prin utilizareaunor materiale cu conductivitate mare (ex. Au, Ag, Cu).

Măsuri suplimentare pentru reducerea interferenţei electromagnetice în aceste cazurise referă la pământarea miezurilor trafo, adăugarea de bobine de şoc (pe linie) şi de miezuri deferită (crescând în acest fel inductanţa la bornele sursei de putere), izolarea circuitelor afectatede semnale RF de cele mai puţin afectate (acolo unde este posibil de realizat) prin creşterealungimii circuitului, folosirea optocuploarelor - prin care se izolează semnalele de comandăde semnalele din alte circuite. Standardul ANSI 377 limitează emisia datorată echipamentelorcu curenţi purtători pe liniile de transmisie a energiei din echipamentele de comunicaţiimobile.

2.1.3. ZGOMOTE

Zgomotul este un termen care se referă la fenomene probabilistice, el însemnând defapt un proces stochastic (tensiunea sau curentul reprezintă o mărime stochastică). Descriereazgomotului se poate face cu trei funcţii stochastice principale (funcţia de timp, v(t), spectrul ei

Fig. 4. Filtre pentru diminuarea interferenţei electromagnetice dintresemnalele RF şi circuitele de sarcină.

de frecvenţă, V( ω), funcţia de densitate de probabilitate a procesului) şi alte două funcţii caredescriu procesele stochastice în general şi zgomotele electrice în particular (prima şi respectiva doua funcţie caracteristică).

Sursa principală de zgomot în sistemele de putere o constituie arcul electric. El poateapare intenţionat (la furnale, lămpi cu arc, aplicaţii cu plasma) dar şi neintenţionat (lastrăpungerea dielectricilor, la străpungerea aerului - în cazul unui spaţiu insuficient întrepărţile conductoare la circuitele de IT, sau la anumite conectări greşite, etc.). Zgomotul aparede asemenea în procesele de comutaţie ale convertoarelor electronice de putere, care duc laschimbări rapide ale tensiunilor sau curenţilor. Natura zgomotului care apare este datoratăatât conducţiei electrice cât şi radiaţiei electromagnetice. Zgomotul de conducţie în linia deputere datorat proceselor de comutaţie ale convertoarelor de putere este cu câteva ordine demărime mai mare decât zgomotul radiat în spaţiul înconjurător. Dulapurile metalice utilizatepentru amplasarea convertoarelor de putere reduc şi mai mult zgomotul de radiaţie.

Exista o clasificare a tipurilor de zgomot care ţine seama de conductoarele implicate:(a) Modul normal (sau transversal), în care sunt implicate numai conductoarele

fazelor. Zgomotul normal (se mai numeşte şi diferenţial) se referă la cazul când tensiunile delinie sunt contaminate de zgomot, fără însă a fi implicaţi şi conductorii de masă. El rezultă dinsarcini de tip arc conectate între linii. Transmisia zgomotului normal trebuie să ţină seama decapacităţile parazite între componentele sistemului şi cuplajelor mutuale dintre circuite carepot apare. În cazul convertoarelor de putere transmisia este realizată prin linia de intrare lasistemul utilitar şi prin reţeaua pentru latura de c.c. la sarcină în convertorul de putere (fig. 5).

(b) Modul comun (sau longitudinal) se referă la cazul în care oricare conductor dincele puse la masă este implicat, ceea ce înseamnă că tensiunile de fază (sau fază - neutru) potconţine zgomot. Zgomotul de mod comun poate apare de asemenea din arc, dar şi datorităefectului de proximitate al conductoarelor puse la masă de conductoarele ce conţin zgomot,sau din conectarea incorectă a conductoarelor de siguranţă şi de referinţă pentru masă.Transmisia zgomotului de mod comun se realizează în întregime prin capacităţi parazite şiprin câmpuri parazite electrice şi magnetice. Astfel de capacităţi parazite există între diferitelecomponente ale sistemului electroenergetic şi între componentele sistemului şi masa (fig.5).

Zgomotul de mod comun este greu de eliminat deoarece problemele zgomotului demod comun sunt asociate cel mai des eu semnalele de comunicaţii şi de date, care suntsemnale de nivel foarte mic (de ordinul mW - lor cel mai des), comparativ cu semnalele dinsistemele electroenergetice de putere (de ordinul kW - lor sau al MW - lor).

Fig.5. Transmisia zgomotului normal (diferenţial) şi a zgomotului de mod comun(transversal) la un echipament electronic de putere

La instalaţiile de calculatoare şi alte tipuri de sarcini care utilizează echipamente deprocesare a datelor şi semnalelor, cu nivel extrem de scăzut al semnalului, alegerea incorectăa masei de referinţă poate duce la abateri ale tensiunii, care va distorsiona şi interfera cusemnalele care folosesc masa de referinţă ca un punct de tensiune de referinţă "zero". Înanumite aplicaţii de canale de date s-au folosit optocuploare, prin care s-a încercat o izolare aliniilor de date de circuitele de putere (fig.6).

Optocuplorul este un tranzistor sensibil la lumină ce poate fi trigerat de o fotodiodă.Izolaţia între fotodioda şi tranzistor este foarte bună şi dispozitivul se poate utiliza pentru aizola atât liniile de date cât şi circuitele de masă.

Singura soluţie reală pentru diminuarea efectelor zgomotului de mod comun esteevitarea folosirii masei de referinţă pentru transportul curentului electric. În S.U.A. CodulElectric Naţional conţine standarde cu privire la folosirea de conductoare pentru neutru,pentru pământare în condiţii de siguranţă şi pentru conductoarele de masă de referinţă.

O distincţie între pământ şi masă la echipamentele de curenţi tari şi la celeelectronice este necesară în vederea evitării pericolelor de electrocutare şi a eliminăriiinterferenţelor.

Fig. 6. Schema cu optocuplor prin care se izolează liniile detransmisii de date de circuitele de putere

3. NIVEL DE PERTURBAŢII

Pentru aprecierea cantitativă a CEM se utilizează logaritmii rapoartelor mărimilor careinteresează: tensiuni, curenţi, puteri, etc. Utilizarea logaritmilor rapoartelor respective permiteo reprezentare concentrată a rapoartelor unor mărimi ce variază într-un domeniu larg, de maimulte decade şi are, în plus avantajul că rapoarte care, de obicei, sunt tratate multiplicativ, potfi mai simplu tratate aditiv, ceea ce permite, introducerea unor noţiuni ca intervalul semnal-perturbaţii sau a altora. Întâlnim doua tipuri de rapoarte logaritmice: nivele şi rapoarte detransfer.

Nivelele raportează mărimile de sistem la o valoare de referinţă fixată (de exemplutensiunile se pot raporta la valoarea U0=1μV). Mărimile de sistem raportate sunt astfeldenumite, de exemplu, în cazul tensiunii, nivele de tensiuni.

Rapoartele de transfer raportează mărimile de intrare şi de ieşire ale unui sistem, fiindutile la caracterizarea proprietăţilor de transfer ale sistemului. Astfel de rapoartereprezintă, de fapt, logaritmul valorilor inverse ale factorului de transfer. Exempletipice sunt: atenuarea unei linii, atenuarea unui ecran, amplificarea, atenuarea modcomun / mod normal, etc.

Pentru ambele tipuri de rapoarte este necesar ca mărimile care se raportează să fieexprimate în domeniul frecvenţă: amplitudini complexe, densităţi de amplitudini, ş.a. Laraportare sunt utilizate numai modulele mărimilor (fie prin valorile de vârf fie prin valorileefective).

3.1. MĂRIMI DE SISTEM RAPORTATE. NIVELE

Utilizarea logaritmilor zecimali permite definirea următoarelor nivele, în decibeli(dB):

Nivel de tensiune: μVdB0

lg20 UxU

dBu , (3.1)

la valoarea de referinţă μV10 U

Nivel de curent: μAdB0

lg20 IxI

dBi (3.2)

la valoarea de referinţă μA10 I

Nivel de câmp electric: μV/mdB0

lg20 ExE

dBE (3.3)

la valoarea de referinţă μV/m10 E

Nivel de câmp magnetic: μA/mdB0

lg20 HxH

dBH (3.4)

la valoarea de referinţă μA/m10 H

Nivel de putere: B0

lgsaupWdB0

lg10PxP

BpPxP

dBp (3.5)

la valoarea de referinţă pW.10 P

O excepţie o constituie, aşa cum se observă, raportul puterilor, la care numărătorul şinumitorul sunt fiecare proporţionale cu pătratul amplitudinilor luate în considerare, ceea ceduce la apariţia unui factor de multiplicare egal cu 10 (în loc de 20, ca la celelalte niveledefinite anterior). Iniţial noţiunea de dB s-a utilizat numai pentru raportul puterilor (rel. (3.5)),dar deoarece puterile sunt proporţionale cu pătratul unor tensiuni sau cu pătratul unor curenţi,se obţine la cele din urmă un factor suplimentar de multiplicare egal cu 2 (relaţiile (3.1) -(3.4)). În ipoteza unei rezistenţe Rx = R0, valoarea în dB a nivelului de putere coincidenumeric cu celelalte nivele.

La tensiuni, curenţi şi intensităţi de câmp (electric sau magnetic), nivelele corespundurmătoarelor rapoarte: 3 dB= 2 ; 6 dB=2; 20 dB=10; 120 dB=106. Pentru puteri, din contră:10 dB= 10.

Nivelele anterioare au fost determinate prin utilizarea unor valori de referinţă bine definite,fiind considerate nivele absolute. Cu ajutorul lor se poate face o apreciere asupra valoriimărimii avute în vedere. Cum logaritmul unui număr este adimensional, este clar că mărimilede sistem raportate sunt de asemenea fără dimensiuni. De aceea, pentru a putea lua înconsiderare natura raportului pe care îl reprezintă, sunt indicate de cele mai multe ori, niveleleîn decibeli, adăugând μV, μA, μV/m, μA/m, etc. (ex. dB μV).

La fel cu modul de definire anterior, în care s-au folosit logaritmii zecimali, pentruexprimarea rapoartelor în dB, se pot utiliza logaritmii naturali, pentru exprimarea rapoartelorin Neperi (Np):

Np0

lnU

xUNpu (3.6)

Np0

ln21

PxP

dBp (3.7)

1 Neper corespunde raportului Ux / U0 = e. Între Neper şi decibel există relaţia:

dBlg20Npln00 U

UUU xx (3.8)

respective: 1 Np = 8,68 dB sau 1 dB = 0,115 Np.

(pentru rapoarte: 10:1 2,3 Np = 20 dB;100:1 4,6 Np = 40 dB;

1000:1 6,9 Np = 60 dB, etc.).

3.2. NIVEL DE PERTURBAŢII. INTERVAL SEMNAL – PERTURBAŢII

Rapoartele reprezentate pe scara logaritmică poartă denumiri speciale, în funcţie desemnificaţia lor fizică sau tehnică. În acest mod, în domeniul CEM se deosebesc niveleabsolute şi nivele relative.

Ca nivele absolute putem întâlni: Nivel de perturbaţii (reprezintă valoarea raportată a unei mărimi perturbatoare). Nivelul pragului de perturbaţii (reprezintă valoarea minimă raportată a semnalului util,

care dacă este depăşită de nivelul de perturbaţii, este percepută la locul de recepţie casemnal perturbator).

Nivelul semnalului util (reprezintă valoarea nominală raportată a semnalului util -100%).

Ca nivele relative putem întâlni: Interval semnal - perturbaţii, sau raportul semnal - zgomot (reprezintă diferenţa dintre

nivelul semnalului util şi nivelul pragului de perturbaţii, putându-se calcula şi calogaritmul raportului dintre semnalul util şi pragul de perturbaţii).

Interval de siguranţă la perturbaţii (reprezintă diferenţa dintre nivelul pragului deperturbaţii şi nivelul de perturbaţii, putându-se calcula şi ca logaritmul raportuluidintre pragul de perturbaţii şi mărimea perturbatoare).

Spre deosebire de nivelele absolute, care rezultă din raportarea la o mărime de referinţăbine determinată, nivelele relative se determină ca diferenţe între nivele.

Pentru semnalele analogice din tehnica măsurării se acceptă, de obicei, un raport semnal-zgomot de cel puţin 40 dB, pentru radio şi televiziune valori intre 30 dB şi 60 dB, iar pentrutelefonie se consideră acceptabil un raport de 10 dB. Valorile exacte rezultă din normele învigoare pentru fiecare caz concret.

Spre deosebire de sistemele de prelucrare analogică a semnalelor, la care nivelul praguluide perturbaţii se poate stabili convenţional în funcţie de anumite criterii de calitate, lasistemele de prelucrare numerică a semnalelor este caracteristic faptul că, sub un anumit pragde perturbaţii (dependent de familia respectivă de circuite logice), acestea nu sunt delocperturbate, iar peste acest prag perturbarea funcţionării nu este deloc sigură. Trebuie realizatăo distincţie între siguranţa la perturbaţii în regim static şi dinamic. Dacă durata de acţiune aunei perturbaţii este mai mică decât timpul de întârziere la comutare al circuitului respectiv,pot fi tolerate nivele de perturbaţii mai mari decât în regimul static.

În mod special, la abordarea problematicii perturbaţiilor care apar în reţelele electrice,datorită cuplajului strâns dintre sursele de perturbaţii, se încearcă să se stabilească un aşa-numit nivel de compatibilitate care să asigure o CEM suficientă în sistemul electroenergetic,luând în considerare acţiunea cumulată a tuturor surselor perturbatoare care acţionează înreţea. Acest nivel de compatibilitate formează elementul de bază atât pentru dimensionareadistribuţiei statistice a imunităţii la perturbaţii a echipamentelor, cât şi pentru stabilireadistribuţiei statistice a emisiilor perturbatoare admisibile. Întrucât valoarea maximă aperturbaţiilor din reţea poate fi determinată numai cu ajutorul metodelor de evaluare statistică,

iar menţinerea CEM pe baza acestor nivele maxime nu este acceptabilă din punct de vedereeconomic, nivelul de compatibilitate va fi situat în intervalul dintre maximele celor douădensităţi de probabilitate. Mai exact, nivelul de compatibilitate se alege astfel încât, cu oanumită probabilitate, de exemplu 95%, să nu poată fi depăşit, iar imunitatea la perturbaţii aechipamentelor să fie situată deasupra acestui nivel.

Importanţa echipamentului respectiv, considerat ca atare sau în cadrul sistemului în careeste integrat, determină de obicei cât de ridicat este nivelul său de imunitate faţă de nivelul decompatibilitate.

3.3. INTERVALE SEMNAL-PRTURBAŢII STATICE ŞI DINAMICE LA CIRCUITE INTEGRATE NUMERICELa circuitele integrate numerice se face distincţie între imunitate la perturbaţii în regim

static şi dinamic. Pentru semnale perturbatoare a căror durată este mai mare decât timpul deîntârziere la comutare al circuitului integrat imunitatea este caracterizată de intervalul semnal-perturbaţii statice.

În Tabelul 3.1 sunt prezentate cele mai defavorabile intervale semnal-perturbaţii în regimstatic pentru diferite familii de circuite integrate.

Tabelul 3.1. Intervale semnal-perturbaţii în regim static pentru diferite familii de circuite integrate.

U PL[V] U PH[V]Familia Tipul Tensiunea de lucru [V]

LS (Low-Power-Schottky)ALS (Advanced-LS)AS (Advanced-Schottky)

TTL

F (Fairchild-AS, Fast)

5 0,3 0,7

HC (High-Speed-CMOS) 2 0,2 0,44,5 0,8 1,256 1,1 1,73 0,8

4,5 1,25

CMOS

AC (Advanced-CMOS)

5,5 1,55HCT (High-Speed-CMOS-TTL)

CMOS-TTL

ACT (Advenced-CMOS-TTL)

5 0,7 2,4

În cataloagele de circuite integrate sunt prezentate intervale semnal-perturbaţii staticetipice. Astfel de valori în general favorabile pentru CEM sunt obţinute pentru condiţii defuncţionare speciale (de exemplu, pentru un domeniu de temperatură limitat) şi de aceea nutrebuie luate în considerare pentru problemele de analiză a CEM.

Întrucât circuitele integrate reale nu reacţionează imediat la semnale utile sauperturbatoare aplicate la intrare, se pot accepta tensiuni perturbatoare cu valori mairidicate pentru durate mai scurte ale perturbaţiilor. Această comportare este descrisăde intervalul semnal-perturbaţii dinamic. Se are în vedere faptul că, la impulsuri foartescurte, de amplitudine mare, distrugerea circuitelor integrate poate avea loc dielectric

şi / sau termic. Un criteriu important care trebuie avut în vedere la alegerea

corectă a circuitelor integrate logice, din punct de vedere al CEM, îl reprezintă timpiide creştere, Tr respectiv de cădere, Tf ai semnalelor logice generate. Cu cât aceştitimpi sunt mai scurţi ca durată, cu atât mai larg este spectrul de frecvenţe produs. Înplus, frecvenţele de tact ridicate conduc la o deplasare a întregului spectru deperturbaţii spre frecvenţe şi mai înalte. Consecinţa este o accentuare a interferenţei,deoarece căile de cuplaj capacitive şi inductive au o caracteristică de transferproporţională cu frecvenţa. De aceea, pentru o dimensionare sigură din punct devedere al perturbaţiilor, modulul electronic trebuie să lucreze cu o frecvenţă decomutaţie respectiv de tact care să nu fie mai mare decât cea absolut necesară pentrurealizarea funcţiilor impuse circuitului.

Tabelul 3.2. prezintă timpii de creştere, Tr şi de cădere, Tf respectiv timpii de întârziere tp aisemnalului la ieşirea diferitelor tipuri de circuite integrate. Trebuie avut în vedere că valorilepot sa fie foarte diferite pentru circuite cu funcţiuni logice diferite din cadrul aceleiaşitehnologii. Mai mult, pentru componente funcţional identice, pot apare diferente importanteîn funcţie de firma producătoare.

Tabelul 3.2. Timpii de creştere şi de cădere, respectiv timpii deîntârziere ai semnalului la diferite tipuri de circuite integrate.

Familia Tipul T r [ns] T f [ns] tDH [ns] tDL [ns]S 4,5 2,2 3,9 3,1

LS 24 6 7 8ALS 32 1,4 8 2,7AS 2,2 0,6 2,3 1

TTL

F 3,4 0,6 3,1 1,2HC 2,5 6,2 6,6CMOSAC 1,4 2,5 2,5

HCT 2,9 12 8,4CMOS-TTLACT 1,4 0,9 0,9 4,1

3.4. ATENUAREA PERTURBAŢIILOR

Atenuarea perturbaţiilor serveşte, în primul rând, pentru caracterizarea eficacităţiimijloacelor de antideparazitare. Ea este dată, de cele mai multe ori, în funcţie de frecvenţă.Drept atenuare a perturbaţiilor se consideră, de exemplu, logaritmul raportului tensiunilorînainte şi după un filtru (numit şi factorul de atenuare al filtrului, aF):

(3.9)

sau logaritmul raportului intensităţilor de câmp într-un anumit punct din spaţiu înainte şi dupăutilizarea unui ecran (numit şi factorul de atenuare al ecranului, aS):

(3.10)

Atenuarea filtrelor este de regulă pozitivă. Atenuarea negativă înseamnă, de fapt, oamplificare, şi se obţine datorită unor fenomene de rezonanţă.

2

1lg20UUaF

i

e

HHlg20aS

La atenuarea ecranelor, prin He se înţelege intensitatea câmpului produs în absenţaecranului, iar prin Hi, intensitatea câmpului care apare în interiorul spaţiului ecranat. Şi aici asare, de regulă, valori pozitive. O mărime înrudită este factorul de atenuare mod comun / modnormal, care exprimă în ce măsură este atenuat un semnal la conversia sa dintr-un semnal demod comun într-un semnal de mod normal.

4. TRATAREA INTERFERENŢELOR ELECTROMAGNETICE ÎN DOMENIUL TIMP ŞI ÎN DOMENIUL FRECVENŢĂ

După modul de manifestare a interferenţelor electromagnetice, sub forma unorfrecvenţe discrete, ca zgomote sau ca impulsuri, respectiv fenomene tranzitorii de comuta-ţie, studierea acestora se va face în domeniul frecvenţă pentru primele, respectiv în domeniultimp pentru celelalte. Deoarece funcţiile de transfer ale căilor de cuplaj şi ale mijloacelor deantiparazitare se pot reprezenta mai comod în domeniul frecvenţă, se utilizează adesea chiar şipentru mărimile perturbatoare din domeniul timp, reprezentarea în domeniul frecvenţă.Trecerea din domeniul timp în domeniul frecvenţă se face, pentru fenomene periodice, prinseria Fourier, iar pentru fenomene tranzitorii singulare, prin integrala Fourier.

4.1. REPREZENTAREA FUNCŢIILOR DE TIMP PERIODICE ÎN DOMENIUL FRECVENŢĂ PRINTR-O SERIE FOURIER

Mărimile perturbatoare sinusoidale sau cosinusoidale (în general fenomenelearmonice) se pot reprezenta direct atât în domeniul timp, cât şi în domeniul frecvenţă. Îndomeniul frecvenţă mărimile perturbatoare se pot caracteriza atât prin pulsaţia ω, cât şi prinfrecvenţa f = ω / 2π.

Funcţiile periodice nesinusoidale care pot fi exprimate analitic pe porţiuni se potreprezenta indirect în domeniul frecvenţă ca sume infinite de sinus şi cosinus (sub formaseriei Fourier). Dacă se reprezintă amplitudinile oscilaţiilor componente funcţie de frecvenţă,se obţine un spectru de linii discret. Frecvenţa cea mai mică apărută în spectrul de linii estefrecvenţa fundamentală f1 = ω1 / 2π = 1 / T. Frecvenţele armonice sunt multipli întregi aiacestei frecvenţe fundamentale.

Analitic, seria Fourier care reprezintă o funcţie de timp oarecare, y( t), se poate scrie înmai multe moduri.

4.1.1. FORMA CU SINUS ŞI COSINUSForma cu sinus şi cosinus a seriei Fourier, sau forma trigonometrică, se prezintă în

relaţia următoare:

1

110 sincosn

nn tnBtnAYty (4.1)

unde:

T

n dttntyT

A0 1cos2

(4.2)

T

n dttntyT

B0 1sin2

(4.3)

T

dttyT

Y00

1 (4.4)

Coeficienţii An şi Bn sunt amplitudinile oscilaţiilor componente. Componenta Y0corespunde valorii medii aritmetice a funcţiei de timp (componenta continuă).

Deoarece oscilaţiile sinusoidale pot fi reprezentate la fel de uşor ca oscilaţiicosinusoidale cu un anumit defazaj (sin (90°±φ) = cos φ), se foloseşte de multe ori în loculformei normale (4.1), forma echivalentă amplitudine - fază (sau forma dezvoltării în serieFourier utilizată în electrotehnică).

4.1.2. FORMA AMPLITUDINE - FAZĂ

Forma echivalentă amplitudine - fază o găsim în relaţia următoare:

1

10 sinn

nn tnYYty (4.5)

unde:22nnn BAY (4.6)

n

nn B

Aarctg (4.7)

Aici: Yn este denumit spectrul amplitudinilor şi este mărimea pe care o măsoară, înmod obişnuit, un analizor de spectru.

Funcţia φn reprezintă din punct de vedere tehnic spectrul fazelor şi are importanţalimitată în tehnica CEM (spre deosebire de tehnica reglajului automat, de exemplu ladeterminarea stabilităţii).

4.1.3. FORMA COMPLEXĂ

Dacă se completează ecuaţiile de mai sus cu o parte imaginară şi se înlocuiesc funcţiiletrigonometrice prin funcţii exponenţiale conform formulelor lui Euler: cosx+jsinx=ejx, seobţine forma complexă a seriei Fourier,

1

00 )()()( 111

n

tjnn

tjnn

tjnn eCeCCeCUty (4.8)

unde

nn jn

jT

ntjn

n eCeCdtetyT

nC

01

1)(1)( (4.9)

2,1,0 n

Pentru a se obţine funcţia reală din membrul stâng al relaţiei, în membrul drept trebuieluate în considerare frecvenţe negative (în acest fel se anulează termenii imaginari).Considerarea frecvenţelor negative conduce la un spectru dispus simetric faţă de origineafrecvenţelor, aşa cum reiese din figura următoare:

Părţile reale identice ale ambilor termeni de sub semnul sumă (pentru frecvenţepozitive şi negative 1n ) se adună pentru a da amplitudinea fizică, posibil de măsurat Yn. Oidentificare a coeficienţilor în raport cu forma cosinus dă:

nnn YCC şi 00 YC (4.10)

Cn nu este identic cu amplitudinea complexă a unei mărimi alternative cu aceeaşi frecvenţănω1. În timp ce pentru ultima, mărimea y(t) se obţine ca parte reală a unui fazor complex:

tjeYty Re (4.11)în cazul seriei Furier complexe, o mărime reală y(t) rezultă din suprapunerea a doi fazori carese rotesc în sens contrar în planul complex. Părţile lor reale se adună şi formează amplitudineacăutată, iar părţile imaginare se anulează reciproc.

În tehnica CEM se utilizează, în majoritatea cazurilor, în locul spectrului matematicbilateral Cn = g(±nω), spectrul fizic unilateral (pentru n pozitiv) ngC n 2 , ale căruiamplitudini diferă prin factorul 2 de amplitudinile spectrului bilateral. Amplitudinilespectrului unilateral sunt măsurabile; ele corespund coeficienţilor formei în cosinus a serieiFourier, respectiv părţii reale a fazorului unei mărimi alternative de aceeaşi frecvenţă.

Ţinând seama de consideraţiile de mai sus, seria Fourier este compatibilă atât cucalcului în complex al mărimilor alternative, cât şi cu măsurătorile fizice.

y(t)τ

T T

û

y(t)

û

τ

tt

1nfU 1nfU

Tf 11 1nffn

f f

1ff

Tf 11 1nffn

1

1

cf sin1

cf sin2

Fig. 4.2. Spectrele de linii pentru impulsuri dreptunghiulare periodice cu diferiţi coeficienţi de umplere (1:2). Înfăşurătoarea amplitudinilor spectrale: funcţia sinc; înfăşurătoarea funcţiei sinc: funcţia 1/f.

Figura nr.4.1. Spectrul de amplitudini şi spectrulde faze pentru o serie Fourier complexă

În final, în fig. 4.2. se prezintă două impulsuri dreptunghiulare periodice cu aceeaşifrecvenţă fundamentală, dar cu factori de umplere diferiţi şi spectrele lor de linii (fărăcomponentă continuă).

Se pot face următoarele constatări:- Cea mai mică frecvenţă întâlnită f1 este frecvenţa fundamentală. Ea corespunde

valorii inverse a duratei perioadei:

Tf 11 (4.12)

Amplitudinile armonicilor apar la intervale constante Tff /11 , deci la multipliîntregi ai frecvenţei fundamentale:

1nffn (4.13)- Din reprezentarea Fourier a unei succesiuni de impulsuri dreptunghiulare conform

fig. 4.2. rezultă:

111 sin2cos1cos2sin2

121T

ýn

tnTntn

Tn

Tnty

(4.14)

se obţin coeficienţii (amplitudinile spectrale) ale seriei Fourier (fără termenul de curentcontinuu):

Tn

Tn

Un

sin

Tý2 (4.15)

Înfăşurarea amplitudinilor spectrale urmăreşte funcţia sinc (sinx/x), la reprezentareagrafică indicându-se fie valoarea funcţiei sinc, fie valorile coeficienţilor seriei Fourier.

Primul zero al funcţiei sinc se găseşte la o frecvenţă corespunzătoare inversului durateiimpulsului .

1sin

1 cf (4.16)

Celelalte zero-uri urmează la frecvenţe cnf sin1 .

În practică, zero-urile nu apar atât de pregnant ca în fig. 4.2. datorită formei realediferite de forma ideală a impulsurilor dreptunghiulare.

- Factorul constant al funcţiei sinc

Tý2 (4.17)

nu este în cazul unei perioade date, proporţional cu amplitudinea impulsului û, ci cu suprafaţaimpulsului ûτ. Astfel, este posibil ca un impuls de amplitudine mare şi durată scurtă săprezinte, la frecvenţe joase, acelaşi spectru ca un impuls cu amplitudine mai mică, dar dedurată mai lungă. În exemplul anterior, amplitudinile spectrale sunt reduse la jumătate,deoarece suprafeţele impulsurilor sunt cu 50% mai mici.

- Înfăşurarea amplitudinilor funcţiei sinc este funcţia 1/x. Pentru un impulsdreptunghiular cu o perioadă definită T, liniile spectrale şi maximele funcţiei sinc se îndesescinfinit de mult. Se obţine spectrul cunoscut 1/f al funcţiei treaptă.

Consideraţii similare se pot face şi pentru alte forme de impulsuri, cu alteînfăşurătoare, de exemplu, pentru impulsurile triunghiulare a căror înfăşurătoare corespundefuncţiei sinc2.

4.2. REPREZENTAREA FUNCŢIILOR DE TIMP NEPERIODICE ÎNDOMENIUL FRECVENŢĂ – INTEGRALA FOURIER

Seria Fourier permite reprezentarea în domeniul frecvenţă numai a funcţiilor de timpperiodice. De multe ori însă, este vorba de funcţii neperiodice, de exemplu fenomenele decomutaţie, trăsnete sau descărcări electrostatice (în engleză: ESD, ElectroStatic Discharge)etc. În aceste cazuri, se poate considera că perioada T tinde către infinit şi se află limita serieiFourier.

Se porneşte de la seria Fourier în formă complexă, pentru funcţii periodice necauzale(limite de integrare (– T/2) şi (+ T/2)).

tjnT

T

tjntjnnper edtety

TeCty 111

2/

2/.

1

(4.17)

Întrucât, în spectrul de linii al seriei Fourier, distanţa dintre liniile spectrale este:

Tff 1

2 1

(4.18)

se poate scrie:

tjnT

T

tjnper edtetyty 11

2/

2/. 2

1

(4.19)

Conform definiţiei integralei,

b

a

n

n

k

i

nfdf0

lim , (4.20)

pentru T , adică 0f , se obţin transformările:- distanţa incrementală dintre liniile spectrale de sub semnul sumă, în distanţa infinitezimală d ,- variabila discretă n , în variabila continuă ,- suma, într-o integrală.În acest fel, se obţine reprezentarea Fourier a unei funcţii neperiodice y(t)neper.

(4.21)

Funcţia:

dedtetytyty tjtjper

fTneper

21lim

0.

X

dtetyX tj (4.22)

se numeşte transformata Fourier, funcţia spectrală sau densitatea spectrală a lui y(t), iar X este densitatea de amplitudini.

Înlocuind X în relaţia (4.21), reprezentarea Fourier a unei funcţii neperiodice y(t)devine:

deXty tj

21

(4.23)

Denumirea de densitate spectrală rezultă din faptul că funcţia spectrală X esteidentică cu spectrul de linii nC raportat la intervalul dintre liniile spectrale f .

Înlocuind

21f

T se obţine:

2/

2/

1

T

T

tjnn dtetyfC (4.24)

Raportând amplitudinile nC la f şi calculând limita pentru T (respectiv0f ) se obţine:

Xdtetyf

C tjn

0ΔfTlim (4.25)

adică densitatea spectrală.Dacă nC se exprimă, de exemplu, în Volţi, atunci densitatea spectrală X , a

fenomenului singular corespunzător, se exprimă în V/Hz respectiv Vs.Evident, fenomenele neperiodice se pot prezenta şi prin suprapunerea unor oscilaţii

sinusoidale şi cosinusoidale. Spre deosebire de fenomenele periodice, aici participă toatefrecvenţele de la la , dar cu amplitudini infinitezimale X df. Întrucât lafenomenele singulare, energia finită conţinută într-un impuls se distribuie pe o infinitate defrecvenţe, atunci când căutăm amplitudinea unei anumite linii, apare imediat problema căaceasta trebuie să fie infinit mică. Pentru a evita această dificultate, se raportează energiaimpulsului la frecvenţă şi se obţine astfel densitatea spectrală, a cărei valoare limitată pentru

0f , este finită şi corespunde chiar transformatei Fourier. Invers, transformata Fourier aunei oscilaţii sinusoidale pure, monocromatice, posedă o densitate de amplitudini infinităîntrucât energia semnalului este concentrată atunci pe o singură frecvenţă cu o distanţă întrelinii 0f (Impuls Dirac). Analitic, aceasta se exprimă prin aceea că integrala Fourier a uneifuncţii sinusoidale nu este convergentă. Consideraţiile de mai sus evidenţiază faptul că,indicaţia unui aparat pentru măsurarea perturbaţiilor sau a descărcărilor parţiale depinde delăţimea de bandă a frecvenţei sale intermediare f . Cu cât este mai mare lăţimea de bandă,cu atât mai mare este valoarea indicată.

Dacă se reprezintă, pornind de la spectrul de linii al funcţiilor periodice, amplitudineadensităţii spectrale funcţie de frecvenţă, se obţine spectrul continuu al densităţii deamplitudini al unui fenomen neperiodic. Din reprezentarea Fourier a unui impulsdreptunghiular de durată şi amplitudini ŷ.

deyty tj

2/

2/sin21

(4.26)

se obţine, de exemplu, densitatea de amplitudini „fizică” ( X2 = valoarea măsurată), curelaţia:

ffsiny2fU (4.27)

Impulsul dreptunghiular şi densitatea de amplitudini corespunzătoare sunt prezentateîn fig. 4.3.:

Deci şi în acest caz, spectrul continuu al unui impuls dreptunghiular singular este ofuncţie sinc (sinx/x), ale cărei zero-uri sunt funcţie de durata τ a impulsului (primul zero seobţine la frecvenţa 1/τ). La frecvenţe joase, funcţia sinus poate fi înlocuită cu argumentul său,astfel încât amplitudinea iniţială a spectrului este proporţională cu dublul suprafeţeiimpulsului 2ýτ. Pentru axa frecvenţelor se alege în majoritatea cazurilor o scară logaritmică,astfel că zero-urile funcţiei sinc nu mai sunt distribuite echidistant şi, cu creşterea frecvenţei,sunt din ce în ce mai apropiate.

u(t)

t

τý

a)

100

80

60

40

200.01 0.1 1

b)

Niv

el d

BµV

s

Frecvenţă Mhz

Fig. 4.3. a) Impuls dreptunghiular; b) densitatea de amplitudini corespunzătoare

5. SURSE DE PERTURBAŢII ELECTROMAGNETICE

În practică sursele de perturbaţii electromagnetice pot fi naturale sau create de om.Cele de origine naturală (datorate fenomenelor atmosferice, radiaţiilor cosmice, zgomotuluitermic, etc.) trebuie considerate ca fenomene inevitabile. Pentru cea de-a doua categorie,sursele de perturbaţii electromagnetice pot fi însă controlate printr-o utilizare adecvată aspectrului electromagnetic şi o limitare locală a surselor accidentale de producere a energieielectromagnetice.

5.1. CLASIFICAREA SURSELOR DE PERTURBAŢII

Sursele de interferenţe electromagnetice se întâlnesc în practica în tot spectrulelectromagnetic. Deoarece interferenţele electromagnetice sunt fie inerente producerii şiutilizării undelor electromagnetice pentru scopul considerat, fie de natură parazită şi nu aunimic în comun cu funcţiile primare ale surselor, o primă clasificare a acestora ar duce laîmpărţirea lor în:

- Surse funcţionale, în această grupă intrând, emiţătoarele pentru telecomunicaţii(care radiază în tot spaţiul, în mod deliberat, prin antene de emisie), emiţătoarecare produc unde electromagnetice în alte scopuri decât comunicaţiile (deexemplu, generatoarele de înaltă frecvenţă pentru utilizări industriale sau pentrumedicină, cuptoare cu microunde, dispozitive de comandă a uşilor de la garaje),emiţătoare de unde electromagnetice în scopul transmiterii informaţiei.

- Surse nefuncţionale, în această categorie încadrându-se instalaţiile de aprindere aleautomobilelor, lămpile fluorescente, instalaţiile de sudură, bobinele releelor şicontactoarelor, mijloacele de transport electric, convertoarele şi invertoareleelectronice, descărcările corona şi manevrele de comutaţie din reţelele de înaltătensiune, comutatoarele (inclusiv cele electronice fără contacte), căile de curent şicomponentele module1or electronice, descărcările atmosferice, descărcărileelectrostatice, tensiunile şi curenţii rapid variabili din laboratoarele de înaltătensiune, tehnologia impulsurilor de putere, fizica plasmei, etc.

În timp ce asigurarea compatibilităţii electromagnetice pentru sursele de perturbaţiifuncţionale se realizează relativ uşor (deoarece calitatea lor de emiţătoare este evidentă şitrebuie avută în vedere încă de la inceput), pentru sursele de perturbaţii nefuncţionaleasigurarea compatibilităţii electromagnetice devine o problemă spinoasă, deoarece prezenţalor reprezintă de cele mai multe ori, ultima explicaţie pentru comportarea necorespunzătoare aunui sistem de recepţie. Dacă sursele de perturbaţii şi mecanismele lor de cuplaj suntcunoscute de la început, asigurarea CEM se realizează în majoritatea cazurilor, relativ uşor.De aceea identificarea surselor de perturbaţii nefuncţionale reprezintă una din condiţiileesenţiale pentru soluţionarea problemelor CEM.

Având în vedere că sursele de energie electromagnetică apar în toată gama defrecvenţe, o altă clasificare a lor ţine seama de dispunerea lor în domeniul frecvenţă. În acestsens întâlnim surse de banda îngustă şi surse de banda largă.

- Un semnal perturbator este considerat de banda îngustă dacă spectru1 său acoperă olăţime de bandă mai mică decât cea a aparatului de recepţie. Surse de astfel de perturbaţii suntcele realizate de om, cum ar fi, de exemplu, emiţătoarele radio care radiază pe frecvenţaatribuită lor mai multă putere decât cea admisă, armonicile produse de neliniarităţilecomponentelor din emiţătoare şi radiaţii de scăpări ale generatoarelor de înaltă frecvenţă

medicale şi industriale. În mod normal ele sunt caracterizate prin indicarea spectrului de linii(adică prin indicarea amplitudinii sau valorii lor efective pe fiecare frecvenţă).

Un semnal perturbator este considerat de bandă largă dacă spectrul său acoperă olăţime de bandă mai mare decât cea a unui anumit sistem de recepţie. Sursele de perturbaţii debandă largă sunt caracterizate printr-un spectru cu linii spectrale dispuse foarte aproape una dealta sau chiar de un spectru continuu, reprezentanţii tipici fund sursele naturale de perturbaţii(cum sunt, de exemplu, radiaţiile cosmice) ca şi fenomenele de comutaţie neperiodice. Surselede perturbaţii de bandă largă pot fi împărţite şi ele în surse perturbatoare generatoare dezgomot continuu şi surse de perturbaţii tranzitorii.

. Sursele perturbatoare generatoare de zgomot continuu constau din impulsurinumeroase de amplitudini diferite, foarte apropiate unul de altul sau chiar suprapuse, care nupot fi separate. Perturbaţiile de tip zgomot nu pot fi descrise deterministic prin funcţiianalitice de timp, ele manifestându-se ca rezultat al unor evenimente singulare extrem denumeroase care nu pot fi puse în evidenţă individual (ex., zgomotul cosmic). Pe ansamblu,perturbaţiile de tip zgomot urmează anumite legi statistice care, într-o anumită măsură permitsă se facă aprecieri asupra comportării lor.

Sursele de perturbaţii tranzitorii se deosebesc unele de altele şi au o frecvenţă de

repetiţie relativ redusă (de exemplu impulsurile de comutaţie ).La acţiunea semnalelor de bandă largă asupra unui receptor trebuie avută în vedere şi

coerenţa semnalelor. La semnalele de banda largă coerente, la care componentele spectrale

sunt una faţă de alta într-un raport bine determinat ca amplitudine şi fază, reacţia receptoruluieste proporţională cu lăţimea sa de bandă. La semnalele perturbatoare necoerente, la care

componentele spectrale se află într-o relaţie arbitrară, reacţia receptorului este proporţionalăcu rădăcina pătrată a lăţimii de bandă.

De cele mai multe ori perturbaţiile de bandă largă sunt cunoscute numai ca funcţii de

timp, ceea ce nu permite să se pună în evidenţă acţiunea perturbaţiilor în domeniul frecvenţei.De aceea este necesară în aceste cazuri mai întâi descompunerea în serie Fourier a semnalelor

perturbatoare şi apoi transferarea lor în domeniul frecvenţă.

Din punct de vedere al distribuţiei lor perturbaţiile se pot împărţi in:

1. Perturbaţii distribuite statistic, cum ar fi, de exemplu, efectul corona care apare peliniile electrice aeriene.

2. Perturbaţii periodice, care apar, spre exemplificare, la regulatoarele de tensiune cutiristoare. Sursele de perturbaţii periodice nesinusoidale pot fi considerate de banda îngustăsau de bandă largă, după cum una sau mai multe linii spectrale sunt plasate în lăţimea benziide trecere a receptorului. Astfel de exemple putem întâlni datorită perturbaţiilor pe care leproduc invertoarele în reţeaua de alimentare (ca urmare a spectrului de linii al armonicilor ).

3. Perturbaţii neperiodice, cum ar fi, de exemplu, deconectarea bobinei unui releu.

Există o mare deosebire între CEM clasică, la care scopul principal era controlul perturbaţiilorradio şi care putea tolera impulsuri perturbatoare tranzitorii izolate (adică pocnituri singularesau eventual repetate cu o frecvenţă foarte mică) şi CEM modernă, care consideră că, înanumite condiţii, apariţia unui singur impuls perturbator în sistemul de comandă şi control al

unei centrale electrice poate duce la scoaterea din funcţiune a acesteia. În aviaţie, atât în cea

civilă cât şi în cea militară, urmările pot fi destul de grave, la apariţia unui impuls singular.Clasificarea surselor de perturbaţii în conformitate cu ceea ce s-a prezentat până acum

poate suferi modificări în unele situaţii. De exemplu, scânteile de aprindere la un motor cuexplozie sunt fenomene tranzitorii periodice cu o frecvenţă de repetiţie ridicată, în timp cetotalitatea scânteilor de aprindere ale motoarelor de pe autovehicule dintr-o intersecţieaglomerata se poate asimila cu o perturbaţie intermitentă, similară zgomotului.

5.2. SURSE DE PERTURBAŢII DE BANDĂ ÎNGUSTĂ

5.2.1. EMIŢĂTOARE DIN SFERA COMUNICAŢIILOR

Emiţătoarele din sfera comunicaţiilor, ca surse sau emiţătoare funcţionale producenergie electromagnetică şi o radiază în mediul înconjurător în mod controlat, în scopultransmiterii sau culegerii informaţiei. Ele se pot împărţi în cinci mari grupe, în conformitatecu Tabelu1 5.1.

Tabelul 5.1. Clasificarea emiţătoarelor de comunicaţiiEmiţătoare de comunicaţii

1. Emiţătoare 2. Radio 3. Radio relee 4. Navigaţie 5. Radarcomerciale telefonie

Radio - MA Auto Comunicaţii Aeriană Aerian

Radio - MF Poliţie satelit Navală NavalTV - FIP Amatori Comunicaţii Radio far AutoTV - UIF Industrie terestre LORAN Supraveghere

spaţiu aerian

Emisiile emiţătoarelor de comunicaţii sunt de regulă de bandă îngustă şi constau dintr-o frecvenţă purtătoare, benzile laterale şi armonicile superioare inevitabile. Emiţătoarele decomunicaţii se întâlnesc în tot spectrul electromagnetic, începând cu domeniul ELF (de câtevazeci de hertzi - pentru comunicaţiile folosite de submarine) şi terminând cu domeniul EHF(pentru frecvenţe de sute de gigahertzi - folosite în domeniul comunicaţiilor prin satelit).Evident, primele indicii pentru identificarea emiţătoarelor de comunicaţii perturbatoare suntdate de frecvenţele, respectiv de plaja de frecvenţă alocată funcţionării acestora. Puterile deemisie permise pentru diferite frecvenţe de emisie sunt stabilite în funcţie de zona geografică,timpii de emisie şi directivitatea radiaţiei, în colaborare cu ITU (Uniunea Internaţională deTelecomunicaţii), respectiv cu organismele naţionale pentru managementul spectruluielectromagnetic. De exemplu, pentru emiţătoarele de radiodifuziune şi de televiziune avembenzile de frecvenţă alocate în Tabelu15.2.

Tabelul 5.2. Benzile de frecvenţă alocate emiţătoarelor de radiodifuziune şi de televiziune

Emiţătoare de radiodifuziune Emiţătoare de televiziuneUnde lungi (MA) 150-285 kHz Banda I Canalele 1-4 41-68Unde medii (MA) 535-1635 kHz (FIF) MHzUnde scurte (MA) 3-26 MHz Banda III Canalele 5-12 174-230Unde ultrascurte(MF) 87,5-108 MHz (FIF) MHz

Banda IV/V Canalele 21-60 470-789(DIF) MHz

Compatibilitatea electromagnetică la emiţătoarele de comunicaţii care lucrează peaceeaşi frecvenţă se referă la separarea lor în spaţiu, respectiv la raza lor de acţiune limitată.Pentru o exploatare corectă a spectrului electromagnetic, conform convenţiilor internaţionale,este necesar ca la punerea în funcţiune a unui nou emiţător să existe o autorizaţie oficială careurmează sa fie confirmată abia după verificarea compatibilităţii funcţionării acestuia.Serviciile de supraveghere radio ale statului în care este conectat un astfel de emiţătorurmăresc respectarea specificaţiilor tehnice ale emiţătoarelor, descoperă emiţătoareleclandestine şi perturbaţiile reţelei radiofonice, etc. Existenţa unei autorizaţii legale defuncţionare nu împiedică emiţătorul de comunicaţii să se comporte ca un perturbatorimportant în cazul în care sisteme de recepţie sensibile trebuie să lucreze în imediata lorvecinătate. Din această cauză adeseori se renunţă la funcţionarea aparaturii mobile deradiocomunicaţii în imediata vecinătate a sistemelor de conducere a proceselor industriale şi asistemelor de dispecerat al energiei.

5.2.2. GENERATOARE DE ÎNAL TĂ FRECVENŢĂ UTILIZATEÎN INDUSTRIE, CERCETARE, MEDICINĂ, CONSUM CASNIC

Generatoarele de înaltă frecvenţă de putere mijlocie şi mare, care nu se utilizează întelecomunicaţii, îşi găsesc utilitatea în industrie, cercetare, medicină sau chiar în consumulcasnic.

În industrie întâlnim emiţătoarele de IF pentru călire, lipire şi topire prin inducţie. Caexemple putem aminti:

1) câmpurile magnetice de IF pot încălzi rapid piese conductoare prin intermediulcurenţilor turbionari induşi, frecvenţa (50 Hz până la 1 MHz) determinând adâncimeade pătrundere - prin refularea curentului;

2) câmpurile electrice de IF pot încălzi rapid dielectricii cu pierderi ca urmare a călduriieliberate prin frecare, în întreg volumul de dielectric, frecvenţele utilizate situându-sedeasupra celor utilizate la încălzirea prin inducţie (1 MHz-1OOMHz)), precum şipentru uscarea dielectrică a adezivilor. În cercetarea fundamentală generatoarele de IF accelerează particulele elementare

până la energii de 20 GeV în acceleratoarele liniare de IF, acceleratoare circulare de IF(ciclotron, sincrotron). La acestea se adaugă generatoarele de IF pentru încercări de materiale(10-200 MHz), pentru implantare de ioni, pulverizare catodică, litografie, etc.

În medicină câmpurile electrice, magnetice sau electromagnetice sunt utilizate pentrutratamentul termic al articulaţiilor sau al organelor interne la frecvenţe cuprinse în plaja 27MHz - 2,45 GHz. De asemenea, sunt utilizate generatoare de IF pentru producereaultrasunetelor în scopuri terapeutice (la 1 MHz) şi de diagnoză (1-50 MHz).

În ceea ce priveşte consumul casnic, câmpurile electromagnetice încălzesc alimenteleîn cavităţile rezonante ale cuptoarelor cu microunde, prin folosirea unor frecvenţe foarte înalte(ex. 2 450 MHz).

Toate aparatele amintite mai sus produc în mod deliberat energie de IF în scopulcreării unor efecte electrofizice locale, aparţinând grupei de emiţătoare funcţionale. De obiceiaceste emiţătoare funcţionează la o anumită frecvenţă standard, utilizarea altor frecvenţe fiindpermisă numai eu o ecranare adecvată a instalaţiei. De fiecare dată trebuie demonstrat prinmăsurători că la funcţionarea pe frecvenţele prevăzute armonicile produse nu depăşescvalorile limită pentru câmpul perturbator. În afara de aceasta, pentru radiaţiile de scăpăritrebuie asigurată compatibilitatea faţă de organismul uman.

5.2.3. RECEPTOARE RADIO, RECEPTOARE VIDEO,SISTEME DE CALCUL, SURSE ÎN COMUTAŢIE

Deşi marea majoritate a acestor aparate sunt receptoare de energie electromagnetică,fiind afectate de cele mai multe ori de interferenţele electromagnetice, la rândul lor pot fisurse de perturbaţii electromagnetice. Aceasta deoarece toate aceste aparate au în componenţăoscilatoare locale, care cedează energie electromagnetică în mediul înconjurător princonductoarele de intrare şi de ieşire, ca şi prin carcasele şi şasiurile proprii. Emisiile acestoraparate trebuie să se situeze sub nivelul de perturbaţii stabilit de normele specifice în vigoare.

Receptoarele superheterodină mixează frecvenţa semnalului de IF de la intrare cufrecventa oscilatorului local, realizând o frecvenţă intermediară constantă, uşor de amplificatşi radiază atât frecvenţa oscilatorului local (variabilă), cât şi frecvenţa intermediară constantă,împreună cu armonicile sale. Pentru receptoarele de radio-difuziune frecvenţa intermediarăconstantă este cca 455 kHz pentru MA şi cca 10,7 MHz pentru MF. Pentru receptoarele deteleviziune, frecvenţa intermediară de sunet este 5,5 MHz (pentru Europa de vest), 6,5 MHz(pentru Europa de est) respectiv 4,5 MHz (în SUA), iar frecvenţa intermediară video cca 38,9MHz (cu frecvenţa medie de 36,5 MHz).

Aparatele echipate cu tuburi catodice (receptoarele de televiziune, terminalelecalculatoarelor şi osciloscoapele) produc perturbaţii prin generatoarele de baleiaj necesareformării imaginii. Frecvenţa liniilor (oscilaţia de bază a tensiunii în formă de dinţi defierăstrău) este de 15,75 kHz la monitoarele simple şi de cca 35 kHz sau chiar 65 kHz lamonitoarele profesionale. La osciloscoapele rapide frecvenţa de baleiaj ajunge chiar la 1MHz.

Sistemele de calcul pot fi producătoare de perturbaţii, prin frecvenţa de tact a unităţiicentrale, precum şi prin periferice şi liniile lor de legătură. Sursele în comutaţie trebuie luateîn considerare, în majoritatea cazurilor peste 16 kHz, prin frecvenţa fundamentală decomutaţie şi armonicile ei superioare.

5.2.4 EFECTE PERTURBATOARE ASUPRA REŢELEI DE ALIMENTARE

Efecte perturbatoare asupra reţelei de alimentare cu energie electrică producarmonicile, nesimetriile şi fluctuaţiile de tensiune create de echipamentele electrice la carecaracteristica tensiune-curent este neliniară sau variabilă în timp.

- Transformatoarele şi motoarele electrice care funcţionează cu inducţii magneticeridicate, acţionările reglabile bazate pe electronica de putere, redresoarele pentru electroliză,lămpile cu descărcări în gaze, televizoarele absorb chiar la o tensiune de alimentaresinusoidală, curenţi nesinusoidali care provoacă căderi de tensiune nesinusoidale peimpedanţa reţelei. Aceste căderi de tensiune, provocate de curenţii imprimaţi aiconsumatorilor, conduc la deformarea tensiunii reţelei de 50 Hz, respectiv determină un altconţinut al armonicilor tensiunii de alimentare. În timp ce redresoarele produc, de regulă,numai armonici care sunt multipli ai frecvenţei fundamentale (v = np 1, unde p estenumărul de pulsuri iar n=1,2,3,...), convertoarele de frecvenţă şi fenomenele de comutaţieproduc şi armonici intermediare.

- Subarmonicile produse de cuptoarele cu arc, instalaţiile de sudură şi sistemele dereglare discontinuă coboară până în domeniul mHz-lor şi conduc la fluctuaţii ale tensiuniiperiodice şi neperiodice.

- Efecte perturbatoare asupra reţelei de alimentare apar şi datorită nesimetriilorprovocate de conectarea receptoarelor monofazate între faze, cum este cazul aparatelor desudură sau al cuptoarelor cu arc. Armonicile superioare şi variaţiile de tensiune afecteazăechipamentul electric începând cu suprasolicitări dielectrice şi termice ale condensatoarelor şi

motoarelor, funcţionări false ale instalaţiilor de măsurare, comanda şi reglare, precum şi aleinstalaţiilor de prelucrare a datelor, regulatoarelor electronice de iluminare, sistemelor deconducere a proceselor industriale, mergând până la perturbarea instalaţiilor de telecomandăşi a instalaţiilor de semnalizare la distanţă. În cazul fluctuaţiilor de tensiune poate fi afectată şifiinţa umană, deoarece fluctuaţiile luminozităţii instalaţiilor de iluminat (flicker-ul) provoacă,în anumite condiţii, reacţii fiziologice intolerabile în lanţuI lampă-ochi -creier.

5.2.5. INTERFERENŢE DATORATE LINIILOR AERIENELiniile electrice aeriene de înaltă tensiune de 50 Hz şi de 16-2/3 Hz sunt amplasate, în

zonele aglomerate, pe porţiuni însemnate, în paralel cu liniile de telecomunicaţii şi detelecomandă, dar şi cu conductele de gaz natural sau de ţiţei. Din cauza cuplajelor rezistive,inductive şi capacitive iau naştere interferenţe nedorite cu liniile de comunicaţii, în liniile detransmisie de date, ca şi în protecţia catodică anticorozivă a conductelor. În plus, tensiunile deatingere de valori mari pot pune în primejdie fiinţa umană. În aceste situaţii interferenţeleelectromagnetice pot fi:

- Interferenţe de lungă durată. Ca surse de perturbaţii de lungă durată se pot enumeracurenţii de lucru la funcţionarea normală, curenţii de punere la pământ în reţelele compensate,precum şi interferenţele prin cuplaje capacitive cu liniile de înaltă tensiune.

-Interferenţe de scurtă durată. Ca surse de perturbaţii de scurtă durată se pot enumeracurenţii de scurtcircuit şi cei de dublă punere la pământ cu durata de câteva zecimi desecundă.

- Interferenţe de impuls, care se datorează supratensiunilor produse de manevrele decomutaţie din reţea.

Dacă la început problemele de interferenţă au fost rezolvate exclusiv prin măsuri luatepe partea de transmitere a energiei (de exemplu, prin dispunerea simetrică a conductoarelorunei linii trifazate în vârfurile unui triunghi echilateral – astfel încât suma tuturor câmpurilorsă fie nulă, prin transpunerea conductoarelor dispuse nesimetric, prin punerea la pământrezonantă a neutrului-datorită micşorării curenţilor de defect, etc.), mai târziu a fost admisăpunerea directă la pământ a neutrului reţelelor de 220 kV şi chiar a celor de 400 kV abiaapărute.

5.3. SURSE DE PERTURBAŢII DE BANDĂ LARGĂ INTERMITENTE

5.3.1. ZGOMOTUL DE FOND DIN AGLOMERARILE URBANEDin cauza aglomerărilor urbane, în special din marile oraşe, şi a circulaţiei intense, în

oraşe se crează un nivel considerabil de perturbaţii de bandă largă datorită instalaţiilor deaprindere ale autovehiculelor, reţelelor urbane de transport în comun, aparatelorelectrocasnice, lămpilor cu descărcări în gaze, sculelor electrice, oscilatoarelor locale,aparaturii numerice, etc. Nivelul perturbator de bază, măsurat în diferite oraşe, arată o variaţieîn limite largi, dependente cantitativ destul de mult de geografie şi de anotimp. Cantitativ, sepot întâlni diferenţe între 20 până la 40 dB, în funcţie de natura mijlocului de transport încomun (metrou, tramvai acţionat în c.c. sau c.a.), precum şi de densitatea globală a traficului(inclusiv traficul aerian), standardele naţionale, etc. Câteva surse de bandă largă intermitentesunt specificate, mai jos.

5.3.2. INSTALAŢII DE APRINDERE DE PE AUTOVEHICULELa întreruperea curentului primar i1(t) al unei bobine de inducţie, apare o variaţie de

curent di1/dt, care determină o variaţie de flux magnetic dΦ/dt şi aceasta induce în înfăşurarea

secundară a bobinei de inducţie o tensiune înalta, u2(t). În mod parazit, se induc tensiuni devalori mai mici şi în alte bucle conductoare ale vehiculului propriu sau ale unui vehicul vecin,datorită, de ex., cuplajului magnetic prin câmpul de dispersie. Impulsul de tensiune indus înînfăşurarea secundară provoacă, pe conductoarele de aprindere de înaltă tensiune, o variaţiemare de tensiune, du2 /dt care prin capacităţi parazite, respectiv prin curentul de deplasare carele parcurge (id=Cp dU2 /dt) poate provoca perturbaţii în circuitele şi conductoarele vecine princuplaje capacitive. La străpungerea intervalului disruptiv al bujiilor şi prin scânteile produsela distribuitor, se produc din nou, variaţii rapide ale tensiunii şi curentului, datorită descărcăriicapacităţii înfăşurării secundare, care produc la rândul lor perturbaţii prin inducţie şi prininfluenţă. După cum sistemele învecinate sunt realizate în formă de buclă sau de stea, sunt derezistenţa mare sau mică, perturbaţiile se transmit capacitiv sau inductiv. Nive1ul tipic alperturbaţiilor produse de câmpul electric în vecinătatea străzilor este situat între -20 şi +20 dBμV/ m / Hz (densitatea de amplitudini), iar ca frecvenţă ajung în domeniul GHz.

5.3.3. LĂMPI CU DESCĂRCĂRI ÎN GAZELămpile fluorescente utilizate pentru iluminat în locuinţe, birouri, magazine, hale

industriale, etc., sunt reale surse de perturbaţii în reţelele în care sunt conectate. Din energiaelectrică totală circa 9,5% este folosită pentru a produce lumina artificială (în America deNord acest procent urcă la aproape 30 %). Pentru clădiri circa 50 % din consumul de energietotal este utilizat pentru iluminat. La navele maritime, in funcţie de tonaj, între 2 şi 10% dinenergia produsă este utilizată pentru iluminat. Lămpile cu incandescenţă au un randamentluminos de 17-23 lm/W, pe când randamentul luminos al lămpilor fluorescente este între 70 şi80 lm/W. De asemenea timpul de viaţă al lămpilor fluorescente este mai lung (20.000 h),comparativ cu al lămpilor incandescente (700 h). Pentru aceste motive, tendinţa actuală estesă se utilizeze lămpile cu eficienţă energetică ridicată (de exemplu lămpile fluorescente saualte lămpi cu descărcări în gaze - cum sunt cele cu halogen) în locul lămpilor tradiţionale cuincandescenţă. Aceasta pentru că, deşi factorul de putere al lămpilor incandescente esteaproape unitar, lămpile fluorescente produc un flux luminos mai puternic la un consum deputere activă remarcabil mai scăzut decât al lămpilor cu incandescenţă. Raportul fluxluminos/putere activă consumată, care este criteriul de eficienţă energetică al lămpilor, estemai mare în cazul lămpilor fluorescente sau al celor cu halogen prin comparaţie cu lămpileincandescente. Din nefericire însă lămpile fluorescente ca şi cele cu halogen, au un factor deputere scăzut (în jurul lui 0,4 sau mai mult - până la 0,7-0,8), ceea ce conduce la cerinţesporite pentru putere reactivă adiţională. În plus, lămpile fluorescente sunt străbătute decurenţi armonici puternic distorsionaţi, din cauza prezenţei balastului. Deoarece semnaleleperturbatoare puternice apar numai la conectarea lămpilor, din punct de vedere alperturbaţiilor radio acestea se pot considera pocnituri cu frecvenţă de repetiţie mică, fără săprezinte o prea mare importanţă. În schimb ele pot deveni importante în vecinătatea aparaturiimedicale ultrasensibile, a stimulatoarelor cardiace sau în vecinătatea aparaturii de măsură.Pentru distanţe mici şi în lipsa unor măsuri de antideparazitare, interferenţeleelectromagnetice produse de lămpile fluorescente în regim permanent deranjează recepţia peunde medii şi lungi, perturbaţiile transmiţându-se mai ales prin conducţie de-a lungul liniilorde alimentare ale acestor lămpi.

În categoria surselor de înaltă frecvenţă intră balastul electronic pentru iluminareafluorescentă. Cele mai multe lămpi fluorescente sunt acţionate de balasturi cu miez magneticla 50 Hz sau 60 Hz. Lămpile fluorescente, descrise anterior, acţionate de aceste balasturi,furnizează lumina de slabă calitate, ducând şi la apariţia unor curenţi armonici în reţeaua de lacare sunt alimentate. Cum tensiunea de linie (de alimentare) trece prin zero, gazul de mercurionizat în perioada pozitivă are suficient timp să se deionizeze în semiperioada negativă,stingând lampa. Arcul trebuie sa fie repornit de două ori la fiecare ciclu de 50 (60) Hz. În

acest fel lampa este aprinsă şi stinsă la o frecvenţă de 100 (120) Hz. Rezultatul în acest caz nuconstă doar într-un timp de viaţa mai scurt al lămpii, ci şi în apariţia unei licăriri de 100(120)Hz (sau o variaţie la ieşirea luminoasă) care poate deveni supărătoare pentru ochi. Efectulstroboscopic este dăunător, în special, în camerele cu calculatoare, în birouri şi în jurulmaşinilor rotative. Un invertor în circuitul de alimentare al unei lămpi fluorescente poategenera tensiune suficientă care să aprindă lampa şi să poată limită curentul de alimentare (deîntreţinere) al lămpii odată ce aceasta a pornit. Puterea, tensiunea sau curentul de ieşire pot ficontrolate prin modificarea frecvenţei de ieşire a invertorului, de exemplu, pentru diminuarealuminii de la 100% la 10% din lumina completă de la ieşirea lămpii. Dacă frecvenţa defuncţionare a balastului electronic este mărită (de ex. de la 25 la 100 kHz), se obţine ofuncţionare continuă a lămpii fără nici o licărire, îmbunătăţind calitatea luminii. Aceastălumină de calitate bună poate fi folosită în special în aplicaţii comerciale şi industriale. Maimult, randamentul lămpilor fluorescente de la frecvenţe peste 25 kHz este cu 10-15% maimare de cât la 50(60) Hz. O altă problemă care se poate rezolva prin utilizarea balastuluielectronic provine din faptul ca balasturiIe magnetice la 50(60) Hz oferă un factor de puterescăzut deoarece ele reprezintă, în raport cu tensiunea de alimentare, o sarcină inductivă şineliniară, care extrage un curent mare din linie şi o poluează cu mari cantităţi de armonici.Cele mai multe balasturi electronice au corectori de factori de putere pasivi şi activi, care faceca factorul lor de putere să fie apropiat de 0,99, protejând în acest fel mediul înconjurător şireducând totodată valoarea eficace a curentului de intrare.

În cazu1 lămpilor cu descărcări în gaze de înaltă presiune apar perturbaţii importantepână în domeniul FIF sau UIF, datorită dezvoltării rapide a descărcării la presiuni ridicate şidistanţei mici dintre electrozi. Temperaturile înalte ale electrozilor şi ale gazului fac posibilă oreducere a interferenţei electromagnetice datorită tăierii unor curenţi mici şi respectivvalorilor mici ale tensiunilor de reaprindere. Lămpile cu descărcări în gaze care utilizeazătensiuni mari, cum sunt tuburile luminiscente pentru reclamele luminoase, nu necesităpreîncălzire deoarece tensiunea lor de alimentare se poate adapta cu uşurinţă la tensiunilenecesare de aprindere şi de ardere.

5.3.4. MOTOARE CU COLECTORLa comutarea curentului în motoarele de c.c. şi în cele universale în înfăşurări şi în

conductoarele de alimentare apar variaţii rapide de curent. Dacă la separarea periilor demuchiile lamelelor colectorului curentul nu este zero, el se va menţine printr-un arc electric, lafel ca la toate contactele care se deschid în sarcină. La întreruperea arcului apare o variaţierapidă de curent di/dt, care induce în inductivităţile aflate pe calea de curent tensiuni deautoinducţie (L di/dt), iar în căile de curent vecine tensiuni de cuplaj mutual (M di/dt). Pentrulimitarea locală a perturbaţiilor se conectează în serie cu conductoarele de alimentareinductivităţi concentrate, iar în paralel cu periile un condensator de şuntare. Maşinile mari dec.c. sunt dotate cu poli auxiliari şi înfăşurări de compensare, care induc în înfăşurărilerotorului o tensiune de polaritate inversă şi reduc curentul în înfăşurare în momentul separăriiperiilor de muchiile lamelelor colectorului.

5.3.5. LINII ELECTRICE AERIENE DE ÎNALTĂ TENSIUNELa suprafaţa conductoarelor liniilor de înaltă şi foarte înaltă tensiune, intensitatea

câmpului electric depăşeşte uneori valoarea corespunzătoare străpungerii aerului, ceea ce ducela apariţia unor mici descărcări parţiale locale care rămân în imediata vecinătate aconductoarelor din cauza neomogenităţii câmpului (descărcări corona). Străpungerile parţialeprovoacă în conductoare impulsuri de curent cu timpi de creştere şi de scădere de ordinulnanosecundelor, ce se propagă de-a lungul liniei sub forma de unde călătoare. Pe ansamblu,astfel de impulsuri numeroase de descărcare, parţial suprapuse, cu un spectru care se întinde

până în domeniul UIF, constituie o sursă de zgomot perturbator care afectează recepţiaradio. Aceste perturbaţii sunt dependente de starea vremii (densitatea aerului, ploaie, chiciură,etc.) şi de configuraţia părţii superioare a stâlpilor. Cu toate aceste dependenţe complexe, peplan internaţional există numeroase prescripţii care permit, într-o oarecare măsură, o apreciereprealabilă a nivelului perturbaţiilor radio.

O altă sursă de perturbaţii, care se observă în special în reţelele aeriene de medietensiune, o formează micile descărcări prin scânteie între părţile metalice imperfectpotenţializate sau între părţile metalice şi suprafaţa izolatoarelor încărcate electrostatic.Spectrul acestor descărcări prin scânteie se întinde până în domeniul frecvenţelor foarte înalteşi determină perturbaţii la recepţia emisiunilor de televiziune.

5.4. SURSE DE PERTURBAŢII TRANZITORII DE BANDĂ LARGĂ 5.4.1. DESCARCARI ELECTROSTATICEDescărcările electrostatice şi problemele tehnice legate de acestea au căpătat o

importanţă deosebită odată cu descoperirea fibrelor sintetice şi a semiconductoarelor. Dinpunct de vedere al CEM, ceea mai mare importanţă o prezintă descărcarea persoanelor şi amobilierului mic (scaune, scaune cu rotile, cărucioare pentru diverse aparate, etc.). În funcţiede tipul încălţămintei, a suprafeţei podelei şi a umidităţii aerului, o persoană poate atingeelectrostatic tensiunea de 30 kV. Începând de la această valoare apar descărcări parţiale im-portante prin care se elimină instantaneu (prin curenţi de scurgere) sarcinile nou create,ajungându-se astfel la un potenţial staţionar de echilibru. De obicei potenţialele obţinute lamersul pe covoare se află în plaja 5-15 kV, la un nivel similar situându-se şi potenţialulelectrostatic la care se încarcă mobilierul mic. În majoritatea cazurilor încărcărileelectrostatice cuprinse între 1,5 şi 2 kV nu sunt percepute de persoanele în cauză, în schimbsunt suficiente pentru distrugerea componentelor semiconductoare.

Încărcările electrostatice apar sub forma unor acumulări ale purtătorilor de sarcină deo anumită polaritate, la separarea unor medii anterior aflate în contact direct, din care cel puţinunul trebuie sa fie izolant (dacă ambele medii sunt conductoare se produce instantaneu oredistribuire a sarcinilor). Astfel de exemple întâlnim la mersul pe un covor izolant, lamanevrarea pieselor din mase plastice, la trecerea benzilor de hârtie sau material plasticprintre role, la circulaţia lichidelor izolante prin conducte, la ridicarea de pe un scaun, laevacuarea gazelor rachetelor şi motoarelor cu reacţie, la frecarea cu aerul a corpuluiaeronavelor, la turbionarea prafului, etc. Încărcarea electrostatică poate fi de polaritatepozitivă sau negativă faţă de potenţialul pământului, în funcţie de perechile de materiale aflateîn contact anterior apariţiei încărcării electrostatice.

Existenta încărcărilor electrostatice creează rareori probleme legate de CEM. Înschimb, descărcările rapide sub formă de impulsuri ale corpurilor încărcate, în timpul căroraapar curenţi de descărcare în formă de impulsuri de curent, cu timpi de creştere de domeniulnanosecundelor sau mai mici, şi cuplate cu aceştia, câmpuri magnetice variabile în timp,conduc de obicei la fenomene de interferenţă electromagnetică nedorită. În special ladescărcările prin scânteie ale corpurilor încărcate cu electricitate statică apar tensiuni şicurenţi tranzitorii care perturbă nu numai funcţionarea calculatoarelor, a procesoarelor detexte şi a aparatelor telefonice sau a aparaturii electronice, ci pot provoca chiar şi deteriorăridefinitive ale componentelor electronice. Dacă sistemele complete sunt relativ rezistente (ex.,tastatura calculatoarelor, automatele programabile, etc.), în schimb pentru distrugereacomponentelor semiconductoare şi a cartelelor electronice sunt suficiente, la atingerea directă,încărcări electrostatice minimale, pe care în anumite condiţii persoana în cauză nici măcar nule sesizează.

5.4.2. COMUTAREA BOBINELOR

Comutarea bobinelor constituie cea mai întâlnită sursă de perturbaţii tranzitorii dininstalaţiile industriale, atât de forţă cât şi de comandă. Exemple de bobine întâlnite în practicainginerească sunt nenumărate. Le întâlnim la înfăşurările releelor şi contactoarelor, la interfaţadintre circuitele de comandă şi cele de execuţie ale unui proces, la înfăşurările dispozitivelorde acţionare ca şi în componenţa înfăşurărilor maşinilor electrice (generatoare, motoare,transformatoare). Supratensiunile apărute la comutarea bobinelor reprezintă cele maifrecvente cauze perturbatoare în comenzile electronice.

La deconectarea bobinelor apar supratensiuni tranzitorii de valoare mare, ce pot aveaca efect reaprinderea arcului în spaţiul de rupere, deteriorarea izolaţiei înfăşurărilor şi, în plus,produc perturbaţii electromagnetice componentelor şi circuitelor vecine. Dacă mecanismul deproducere a perturbaţiilor este aproape întotdeauna acelaşi, trebuie totuşi să se facă distincţieîntre închiderea şi deschiderea unui circuit inductiv. La deschiderea unui circuit inductivmişcarea contactelor unul faţă de altul are ca efect o variaţie de curent (di/dt), ceea ce produceo variaţie de flux magnetic (-dΦ/dt), al carei efect este inducerea în circuit a unei tensiuni deautoinducţie. Această tensiune este aplicată, în cea mai mare parte, între contactele care sedeschid, menţinând arcul în comutare. În circuitele de c.a. arcul electric este smuls puţinînainte de trecerea prin zero a curentului şi nu se mai reaprinde dacă rigiditatea dielectrică aintervalului dintre contacte creşte mai repede decât tensiunea de restabilire între contacte. Încircuitele de c.c. curentul se întrerupe abia atunci când contactele s-au îndepărtat atât de multunul de celalalt încât necesaru1 de tensiune pentru menţinerea arcului descreşte substanţialtensiunea disponibilă. Interferenţa cea mai importantă se obţine în momentul tăieriicurentului, când stingerea arcului, respectiv refacerea rapidă a rigidităţii dielectrice aintervalului dintre contacte, forţează curentul să tindă la zero cu o pantă mare (di/dt).Tensiunile de autoinducţie produse în acest fel, reprezintă chiar pentru contactele de la IT,valori de ordinul kV-lor. La conectarea circuitelor inductive fenomenele care au loc suntsimilare cu cele de la deconectare, în sensul că imediat ce contactele s-au apropiat la oanumită distanţă se pot produce preamorsări în intervalul de gaz şi ulterior, datorită vibraţieicontactelor, se repetă de mai multe ori fenomenul descris la deconectarea circuitelorinductive, chiar dacă în acest caz amplitudinile sunt mai mici. Perturbaţiile sunt provocate dedispariţia curentului la deconectare respectiv de apariţia acestuia la conectare, timpii extremde scurţi necesari pentru dezvoltarea descărcării într-un interval disruptiv şi respectiv pentrurefacerea rigidităţii dielectrice a acestuia explicând pantele abrupte observate. În cazulcomutaţiei statice întâlnite la electronica de putere, pantele sunt de obicei mai mici, însăefectul fenomenului de autoinducţie este calitativ similar cu cele descrise anterior.

5.4.3. FENOMENE TRANZITORII ÎN REŢELELE ELECTRICE,5.4.3.1. Fenomene tranzitorii în reţelele de joasă tensiuneÎn reţelele de joasă tensiune, în majoritatea cazurilor, apar supratensiuni tranzitorii sau

chiar căderi bruşte de tensiune la comutarea receptoarelor inductive. În plus, pot aparesupratensiuni şi la comutarea sarcinilor capacitive, la funcţionarea întreruptoarelor deprotectie şi a siguranţelor în caz de scurtcircuit, ca şi din cauza unor fenomene atmosferice,cum este acţiunea trăznetului. Fenomene tranzitorii repetate apar datorită proceselor decomutaţie periodică în redresoare şi invertoare. Datorită originii lor diferite şi impedanţelorinterne care se modifică în limite largi, o serie de parametri prin care se pot cuantifica acestesupratensiuni au şi ei variaţii în limite largi (valoarea de vârf, upanta , tensiunii, du/dt, variaţiaîn timp şi energia asociată unei perturbaţii). De aceea, consideraţiile generale au doar uncaracter statistic. Se poate stabili astfel dacă supratensiunile din zona industrială şi cea casnică

se deosebesc mai mult după frecvenţa de apariţie decât după amplitudine, iar supratensiunilede valori importante apar relativ rar, cele foarte abrupte amortizându-se foarte rapid ca am-plitudine şi pantă, prin propagarea lor pe conductoarele reţelelor de joasă tensiune (ceea ce lelimitează raza de acţiune la imediata vecinătate a locului de apariţie).

5.4.3.2. Fenomene tranzitorii în reţele de înaltă tensiune

În instalaţiile de înaltă tensiune, la deschiderea şi închiderea normală a separatoarelor,apar numeroase reaprinderi care provoacă în circuitele secundare supratensiuni până la 20 kV.Acestea pot afecta acţionarea normală a protecţiilor sau pot duce chiar la deteriorareainstalaţiilor din circuitele secundare.

La conectarea unui tronson scurt de linie în gol la barele aflate sub tensiune ale uneistaţii, apare o supratensiune. Aceasta deoarece dacă tensiunea de străpungere a intervaluluidintre contactele în curs de apropiere este mai mică decât valoarea de vârf a tensiuniialternative se produce o primă străpungere în timpul căreia tronsonul de linie în gol este adusla acelaşi potenţial. Când curentul de încărcare scade la valori neglijabile, arcul electric seîntrerupe şi, cum tronsonul izolat şi-a menţinut potenţialul, se produce o a doua străpungerecând valoarea instantanee a tensiunii alternative a barelor depăşeşte potenţialul liniei în gol cuvaloarea tensiunii pe străpungere a intervalului dintre contacte (devenit între timp şi mai mic).Acest fenomen are loc de mai multe ori, până când contactele separatorului se ating. Variaţiilerapide ale potenţialului tronsonului de linie în gol, pozitive şi negative, dau naştere unorcurenţi de deplasare în capacităţile parazite faţă de conductoarele învecinate (i=Cp.du/dt), alecăror amplitudini pot lua valori considerabile datorită pantelor mari ale tensiunii. Mai departe,câmpurile magnetice produse de curentul de încărcare al liniei scurte şi de curenţii dedeplasare, datorită undelor progresive care se propagă de-a lungul liniei în gol, induc înbuclele de curent învecinate, paralele cu aceasta, tensiuni şi curenţi perturbatori. Ladeschiderea separatoarelor fenomenele care au loc sunt similare, numai că de data aceastaamplitudinile variaţiilor de potenţial, respectiv ale undelor progresive se măresc pe măsura cecontactele se îndepărtează, putând atinge dublul valorii de vârf (fără a lua în consideraţieeventualele creşteri de tensiune suplimentare datorită oscilaţiilor, respectiv reflexiilor).

5.4.4. FENOMENE TRANZITORII ÎN TEHNICA ÎNCERCĂRII

CU TENSIUNI ÎNALTE ŞI ÎN FIZICA PLASMEI,În laboratoarele de înaltă tensiune se produc tensiuni de impuls atmosferic şi tensiuni

de comutaţie cu timpi de creştere de ordinul micro- sau milisecundelor, la care valorile de vârfating câteva milioane de volţi, prin care se demonstrează rigiditatea dielectrică aechipamentelor de înaltă tensiune faţă de supratensiunile interne şi atmosferice. Tensiuni deimpuls de ordinul megavolţilor, la care timpii de creştere sunt de ordinul nanosecundelor şicurenţi de impuls de ordinul megaamperilor sunt uzual utilizaţi în tehnologia impulsurilor deputere, pentru cercetări fundamentale din domeniul fizicii nucleare sau pentru simularea unorfenomene specifice din acest domeniu. Măsurarea cu un osciloscop sau cu un înregistrator defenomene tranzitorii a semnalelor de joasă tensiune rezultate este foarte dificilă (datorită unuinivel de perturbaţii mai mare cu 120 dB), însă problema ca atare este uzuală pentrulaboratoarele de cercetare din domeniul TTI.

5.4.5. IMPULSUL ELECTROMAGNETIC DE TRĂZNETTrăznetele şi câmpurile electrice tranzitorii aferente acestora (LEMP), conduc la

interferenţe electromagnetice importante la locul de cădere al acestora şi în mediul

înconjurător din imediata vecinătate. De aceea la dimensionarea instalaţiilor de protecţieexterioară la acţiunea trăznetului trebuie luate în considerare valorile maxime întâlnite aleparametrilor caracteristici ai curentului de trăznet:

- Valoarea maximă a curentului: Imax =200 kA (determină creşterea tranzitorie depotenţial posibil)

- Panta curentului: di/dt = 300 kA/μs (pentru l00ns);= 150 kA/μs (pentr 1 μs), având ca efect tensiunile induse;

Sarcina electrică: idt = q = 500 As (determină topirea conductoarelor);- Energia specifică: dti2 = W/R = 107A2s (determină încălzirea adiabatică a

conductoarelor).Luarea în considerare a acestor parametri este determinată deci de efectele diferite ale

descărcării atmosferice datorate trăznetului, valorile concrete luate în consideraţie diferindîntre ele, în funcţie de cerinţele de protecţie şi de importanţa instalaţiei.

În ceea ce priveşte protecţia interioară împotriva trăznetului, pe baza ecuaţiilor luiMaxwell, pentru fiecare caz în parte, se pot calcula câmpurile electrice şi magnetice produsede curentul respectiv curenţii de trăznet din instalaţia de pamântare şi apoi tensiunile şicurenţii perturbatori induşi în circuitele secundare şi în cele pentru prelucrarea datelor înfuncţie de distanţa faţă de locul de cădere a trăznetului şi de geometria sistemului, luând înconsiderare şi proprietăţile clădirii.

Frecvenţa zilelor cu furtună pe an într-un anumit loc permite să se determine nivelulisokeraunic care uneşte, prin curbe de nivel, zonele de pe glob cu aceeşi frecvenţă a furtunilor.Astfel de informaţii sunt importante din multe puncte de vedere, pentru asigurarea diferitelorobiective. Nivelul isokeraunic arată că în Europa de vest sunt numai 10 până la 30 de zile cufurtună pe an, în timp ce în Kenia, de exemplu, numărul zilelor cu furtună este în jur de 240.

5.4.6. IMPULSUL ELECTROMAGNETIC NUCLEAR0 explozie nucleară eliberează brusc o energie nucleară, care este însoţită de un impuls

intens de radiaţie, format din fotoni ce se propagă în toate direcţiile cu viteza luminii (radiaţieRoentgen de energie înaltă de ordinul MeV). Pentru explozii la mare altitudine (de exemlu, la300 km), fotonii care se îndreaptă spre pământ ciocnesc atomii din straturile dense aleatmosferei şi prin efect Compton, eliberează electronii Compton, care ulterior, menţinându-şidirecţia produc un mare număr de electroni suplimentari, datorită ionizării prin ciocnire (aşa-numiţii electroni secundari). Electronii formează, pe de o parte, un dipol electric tranzitoriu cuionii pozitivi rămaşi, iar pe de alta parte, datorită mişcării lor în câmpul magnetic alpamântului, un dipol magnetic tranzitoriu. Repartiţia variabilă în timp şi în spaţiu a sarcinilorşi curenţilor din atmosfera generează un câmp electromagnetic tranzitoriu, impulsul electro-magnetic nuclear (Nuclear ElectroMagnetic Pulse - NEMP). Ca reprezentare grafică,impulsul electromagnetic nuclear se poate aproxima printr-o reprezentare dublu exponenţială,cu un timp de creştere de cca 5 TIS şi o durată de semiamplitudine de cca 20 ns(asemănătoare calitativ cu cea a impulsului de trăznet standard). Intensitatea câmpului electric(ca valoare maximă) este normată la cca 50 kV/m, ceea ce înseamnă că pentru valoareamaximă a intensităţii câmpului magnetic la mare distanţă se obţine valoarea de 133 A/m (Hmax

= Emax/ 377). Caracteristica impulsului electromagnetic nuclear la mare altitudine constă înaceea că poate acţiona într-un spatiu de mare întindere, ce poate acoperi chiar un continent. Înaceste situaţii cel mai afectate sunt sistemele cu extensie mare în spaţiu, în care, prin cuplajuldistribuit pe toată lungimea şi formării unor unde progresive, se pot acumula energiiimportante (cum este cazul reţelelor de alimentare cu energje, reţelelor telefonice, etc.).

Similar au loc efectele şi în cazul exploziilor în apropierea solului, dar trebuie făcutădistincţie între impulsul electromagnetic nuclear la mare altitudine şi impulsul

electromagnetic nuclear la sol (la care dominante sunt efectele termice şi mecanice). Existăchiar şi un impulsul electromagnetic magnetohidrodinamic (MHD-EMP), un fenomentranzitoriu extrem de lent, cu durate de ordinul secundelor sau minutelor, rezultat al interacţieidintre câmpul magnetic terestru şi masele de gaz ionizat care se răspandesc în atmosferă.Datorită impulsului electromagnetic magnetohidrodinamic, în reţelele electrice apar, princuplaj inductiv, curenţi de joasă frecvenţă, care pot provoca fenomene de saturaţie magneticăintensă în transformatoarele de putere.

6. NORME ŞI STANDARDE DE COMPATIBILITATEELECTROMAGNETICĂ

6.1. Introducere în problematica prescripţiilor pentru compatibilitateelectromagnetică

În trecut, organizaţii dintre cele mai diferite s-au ocupat cu activităţi de standardizare îndomeniul CEM, ca urmare a prezenţei acestei problematici în toate domeniile electrotehniciişi a numeroaselor sale aplicaţii în alte ramuri. Această diversitate, împreună cu complexitateatematicii şi cu cerinţa actuală de armonizare a activităţilor de standardizare la nivel european,permite să se observe că standardizarea în domeniul compatibilităţii electromagnetice a fostabordată într-un mod foarte eterogen. Pentru a uşura tratarea acestui gen de probleme, în celece urmează se vor prezenta principiile şi stadiul actual al standardizării în domeniu.

Conform cu cele prezentate anterior, reprezintă criterii pentru compatibilitateaelectromagnetică a unui aparat, pe de o parte, nedepăşirea unor valori limită pentru emisiileperturbatoare şi pe de altă parte, tolerarea unor valori limită pentru imisiile perturbatoare.Ambele se obţin prin practicarea coordonată a unor măsuri respectiv mijloace deantiparazitare.

Din acest punct de vedere, standardele CEM se pot clasifica în trei respectiv şasecategorii.

-

Domeniul emisii perturbatoare formează de decenii obiectul disciplinei clasice,antiparazitarea radio, care a fost până acum reglementată, de exemplu, în Germania prin"Legea privind funcţionarea aparatelor de înaltă frecvenţă" (Hochfrequenzgerategesetz -"HfrG''), lege a cărei aplicare a expirat la 31.12.1995. De la 13.11.1992 este valabilă şi noua"Lege asupra compatibilităţii electromagnetice a aparatelor ("EMVG''), care va reglementaîn viitor atât emisiile cât şi imisiile perturbatoare, adică imunitatea respectiv rezistenţa laperturbaţii. În perioada de tranziţie, cele două legi de mai sus au fost valabile în paralel pânăla 31.12.1995. Domeniul normelor pentru componentele de antiparazitare se referă numai larelaţia internă producător/client şi de regulă nu implică intervenţia legislaţiei.

Clasificarea simplă şi clară prezentată aici nu a fost încă realizată, fie datorită faptuluică în practică există valori limită diferite, specifice domeniului, produselor sau mediului, fie

- Valori limită pentru emisiiperturbatoare- Metode şi aparate de măsurarea emisiilor perturbatoare.

Standarde pentruemisii perturbatoare

Standarde pentrucomponente deantiparazitare

Standarde de imunitatela perturbaţii

- Proprietăţile componentelorpentru antiparazitare- Metode şi aparate de încercare acomponentelor pentru antiparazitare

- Valori limită pentru imisiiperturbatoare- Metode şi aparate de verificarea rezistenţei la perturbaţii.

datorită tradiţiei existente în standardizarea CEM, prin care sunt practicate alte clasificări.Vom trata mai întâi organismele de standardizare şi bazele juridice ale standardizării în cadrulCEM.

6.2. Organisme de standardizare în compatibilitateaelectromagnetică

La nivel internaţional, CEI (în engleză: IEC, International Electrical Comission)coordonează standardizarea în întreaga electrotehnică şi în acest cadru şi standardizareapentru CEM. În cadrul CEI, cu problemele CEM se ocupă în primul rând CISPR (ComiteInternational Special des Perturbations Radioelectriques). Recomandările, respectivprescripţiile elaborate de CISPR cu participare internaţională, reprezintă baza pentrustandardele naţionale ale tuturor ţărilor (inclusiv pentru România).

Odată cu apariţia Comunităţii Europene, pe lângă organismele internaţionale şi celenaţionale au apărut şi organisme regionale (europene) a căror sarcină constă în realizareanormelor europene (EN), de exemplu CENELEC (Comite Europeen de NormalisationElectrotechnique, Bruxelles) şi ETSI (European Telecommunications Standards Institute), fig.6.1.

Normele care se află în prezent în lucru vor fi publicate treptat şi conţinutul lor va fiîmpărţit în următoarele trei clase:

- Standarde generale, care descriu cerinţele minimale pentru emisii perturbatoare şiimunitatea la perturbaţii în legătură cu tipul de mediu, de exemplu locuinţe, industrie,construcţii speciale.

- Standarde de bază, care descriu metodele de măsurare şi de încercare pentrucaracterizarea CEM, precum şi parametrii limită impuşi (important pentru producătorii deinstalaţii de încercare la CEM).

- Standarde de produs, care conţin indicaţii detaliate asupra dispozitivelor demăsurare şi de încercare, asupra claselor de severitate ale încercărilor etc., pentru anumitefamilii de produse.

Fig. 6.1. Structura ierarhică a organismelor de standardizare pentru CEM.

În organismele respective, problemele specifice sunt studiate de către Comitete tehniceCT (în engleză: TC, Technical Committees) şi în cadrul acestora de aşa numitele Grupuri delucru GL (în engleză: WG, Working Groups). DKE - Comisia Germană pentru Electrotehnica.

De la 1.01.1992 noile standarde europene sunt juridic obligatorii în măsura în careexistă şi sunt publicate în Monitorul oficial al UE. Normele naţionale asemănătoare careexistau la 30.06.1992 rămân valabile în cadrul unei perioade de tranziţie până la 31.05.1995.Ori de câte ori este posibil vor fi luate ca bază noile norme europene. De la 1.01.1996 trebuieîndeplinite cerinţele pentru circulaţia liberă a mărfurilor în cadrul UE şi sunt valabile exclusivnoile norme europene respectiv normele naţionale armonizate cu acestea. Normele CENELECformează de multă vreme baza pentru armonizarea normelor naţionale ale ţărilor membre aleUE.

Pentru întregirea imaginii, vom aminti şi domeniul managementului spectruluielectromagnetic. Odată cu intrarea în funcţiune a primelor emiţătoare radio a apărut şinecesitatea unei convenţii internaţionale asupra utilizării coordonate a spectrului de înaltăfrecvenţă. De atunci, de managementul spectrului se ocupă la nivel mondial UniuneaInternaţională de Telecomunicaţii (în engleză: ITU, în franceză: UIT).

În cadrul UIT găsim:

- IFRB (International Frequency Regulation Board) coordonează alocareafrecvenţelor de emisie (în engleză: frequency allocation) la nivel mondial în bazadocumentului Radio Regulations ;

- CCIR (Comite Consultatif International de Radiocommunication), care colaboreazăstrâns cu IFRB, coordonează problemele tehnice şi de funcţionare ale comunicaţiilor radio;

- CCITT (Comite Consultatif International TeIegraphique et Telephonique)coordonează problemele tehnice şi de funcţionare ale comunicaţiilor telegrafice şi telefonice.

Pe lângă organizaţiile de standardizare citate mai sus care elaborează norme CEM, fieîn colaborare cu legiuitorul, fie la cererea acestuia, există şi alte instituţii naţionale sauinternaţionale, adesea specifice unor domenii de activitate, ale căror norme nu sunt juridicobligatorii, dar a căror cunoaştere şi aplicare este în interesul producătorului dacă acesta vreasă aibă piaţă de desfacere pentru produsele sale. Exemple tipice sunt normele de rezistenţă laperturbaţii elaborate de NAMUR pentru industria chimică, normele ISO pentru industria deautomobile, norma ASTM referitoare la celulele de măsurare pentru determinarea atenuăriiecranelor realizate din materiale plastice conductoare ş.a.m.d..

În final vom aminti normele pentru echipament militar (normele VG) elaborate, deexemplu, în Germania de Oficiul Federal pentru Tehnica Militară (BWB) care trateazăproblemele specifice CEM la aceste echipamente. Aceste norme corespund în mare măsură cunormele americane.

7. TRANSMITEREA PERTURBAŢIILORELECTROMAGNETICE

Aşa cum s-a precizat anterior, transmiterea unei perturbaţii electromagneticeasupra receptorului de la sursa de interferenţă se face prin intermediul unui cuplaj. Căilede transmitere pot fi descrise matematic, ceea ce permite predeterminarea niveluluimărimii perturbatoare la locul de recepţie. Evident, pe baza estimărilor făcute este posibilca efectul asupra receptorului să fie diminuat datorită unor măsuri de neutralizare -"măsuri antiperturbative'', până la realizarea CEM.

7.1. CUPLAJUL GALVANIC ŞI MĂSURI DENEUTRALIZARE

Întâlnim cuplajul galvanic atunci când există o impedanţă comună între cel puţindouă circuite electrice. Cuplajul galvanic poate să apară în două situaţii distincte:

- Cuplajul galvanic între circuitele funcţionale (sau de alimentare), cum estecazul consumatorilor aflaţi în derivaţie şi alimentaţi de la aceeaşi reţea.

- Cuplajul galvanic între circuitul de alimentare şi circuitul de punere la pământ,datorită legării la pământ a echipamentului (cuplaj prin bucla de pământare).

7.1.1. CUPLAJ GALVANIC ÎNTRE CIRCUITE FUNCŢIONALE

Cuplajul galvanic între circuitele funcţionale apare dacă două sau mai multecircuite au o impedanţă comună, când trecerea curentului prin impedanţa comună este denatură să distorsioneze curenţii din toate circuitele cuplate galvanic. În fig. 7.1. (a) estedată schema de principiu privind cuplajul galvanic dintre circuitele 1 şi 2 prin intermediulimpedanţei comune, Zc, cu notaţiile:

E1, E2 - tensiunile electromotoare ale surselor laturilor aflate în derivatie;Ze1,Ze2- impedanţele interne ale surselor laturilor aflate în derivaţie;

Fig. 7.1. Cuplaj galvanic între circuite funcţionale: (a) schema completă; (b) schema simplificată

Zr1 Zr2 - impedanţele receptoarelor (circuitelor) cuplate galvanic.În cazul funcţionării la o anumită frecvenţă se poate aplica pentru determinarea

curenţilor calculul în complex, pe baza schemei simplificate din fig. 7.1. (b), în care: Zel

+Zrl =Z1 şi Ze2 +Zr2 =Z2. În această situaţie ecuaţiile de funcţionare ale circuitului sunt:

)( 21111 IIZIZE c (7.1)

)( 21222 IIZIZE c (7.2)

Ecuatiile (6.1) şi (6.2) permit determinarea curenţilor din laturilor receptoare:

(7.3)

(6.4)

Dacă impedanţa de cuplaj Z c ar fi nulă, curenţii din cele două receptoare ar de-veni:

1

101 Z

EI

2

202 Z

EI

Datorită cuplajului galvanic, receptoarele sunt exitate cu tensiunile Zrl. I1,

respectiv Zr2 . I1 (În absenţa cuplajului galvanic aceste tensiuni de excitaţie ar fi: Zrl. I01,

respectiv Zr2.I02)' Altfel spus, curentul fiecărui circuit provoacă pe impedanţa comună,

Zc, o cădere de tensiune care reprezintă, pentru celălalt circuit, o tensiune perturbatoarede mod normal. Decuplarea celor două circuite se poate realiza dacă rămân în continuarecuplate galvanic, fără însă a mai avea o impedanţă comună de cuplaj. Ca exemple deastfel de cuplaje întâlnite în practică, pot fi considerate:

1. Reacţia asupra reţelei de alimentare creată de sursele în comutaţie şi deconvertoarele statice.

2. Variaţiile de curent la comutarea circuitelor integrate numerice şi laacţionarea bobinelor contactoarelor şi releelor.

3. Curenţii din circuitele de alimentare ale motoarelor cu colector, etc.Analiza cuplajului galvanic prin rezistenţa internă a sursei de alimentare comune,

respectiv prin impedanţele liniilor de alimentare comune este prezentată în fig. 7.2 (a).Schema este valabilă pentru cuplajul galvanic al blocurilor electronice, al circuitelorintegrate, etc. Modificările curentului de sarcină din unitatea funcţională 1 provoacăcăderi de tensiune

c

c

ZZZIZZ

ZEEIZEI

21121

211211

c

c

ZZZZZ

ZEEZEI

2121

12122

pe impedanţele conductoarelor de alimentare şi pe rezistenţa internă a sursei dealimentare, ceea ce se traduce prin apariţia unor fluctuaţii ale tensiunii de alimentare pen-tru celelalte unităţi funcţionale alimentate în paralel, putând avea ca efect funcţionareanecorespunzătoare a acestora. La circuitele numerice, din cauza vitezei mari de variaţie acurenţilor, căderea de tensiune inductivă depăşeşte, în majoritatea cazurilor, căderea detensiune rezistivă.

Ca măsuri de neutralizare a perturbaţiilor datorate acestui tip de cuplaj galvanic seau în vedere:

- Reducerea impedanţei conductoarelor liniilor de alimentare prin reducerealungimii lor, torsadare, circuite imprimate dublu sau multistrat, etc.

- Realizarea unor linii de alimentare separate până la sursa de alimentare pentrufiecare unitate funcţională, ceea ce face ca eventualele variaţii de tensiune să fiedeterminate numai de rezistenţa internă relativ mică a sursei de alimentare (fig. 7.2. (b)).

- Folosirea unor surse de alimentare separate acolo unor unităţile funcţionale au

Fig. 7.2. (a) cuplaj galvanic al unităţilor funcţionale prin impedanţecomune;(b), (c) măsuri de neutralizare a acestui tip de cuplaj

nevoie de puteri sensibil diferite (fig. 7.2. (c)).- Realizarea unor condensatoare de decuplare pe intrarea de alimentare, a căror

dimensionare să fie făcută astfel încât în timpul fenomenelor de comutaţie rapide să fiecapabile să furnizeze curenţi de valoare mare la variaţii mici de tensiune pentru o duratăscurtă.

În cazul în care avem de-a face cu un circuit imprimat care este destinatfuncţionări la frecvenţe mai mari (de exemplu în plaja 10 MHz-1O GHz), este necesarăluarea în considerare şi a altor cuplaje între linii (în afara cuplajului galvanic). Astfel, înfig. 7.3 (a) este prezentat un segment dintr-un circuit imprimat, format din liniile 1 şi 2,

izolaţia 3 şi masa 4. În această figură sursele de tensiune electromotoare 1E şi 2E(cu

impedanţele interne 1sZşi 2sZ

) alimentează, prin liniile 1 şi 2 (cu impedanţele 1lZşi 2lZ

)

impedanţele terminale 1rZ şi 2rZ ). Schema electrică echivalentă privind modul deinfluenţare între cele două linii este dată în fig. 7.3 (b).

În această figură se disting mai multe cuplaje:

- cuplajul galvanic prin impedanţa nZ, datorat închiderii circuitelor prin masa

comună;- cuplajul inductiv prin inductanţa mutuală echivalentă M între cele două linii;- cuplajul capacitiv direct prin capacitatea Cl2 între cele două linii;- cuplajul capacitiv indirect prin capacitatile Clm şi C2m faţă de masa comună a celordouă linii.

Măsurile tehnice pentru reducerea interferenţei între cele două circuite se referă la:- Creşterea distanţei, d, între cele două linii, diminuând astfel capacitatea directa C12

între linii, simultan cu diminuarea impedanţei comune nZ inductanţei mutuale M;

- Scurtarea lungimii l a liniilor conductoare, diminuând astfel capacităţile C12, Clm,C2m.

- Creşterea grosimii d, ceea ce conduce la diminuarea capacităţilor Clm, C2m.- Folosirea pe cât posibil a unui traseu de întoarcere (linie conductoare) foarte apropiat

Fig. 7.3. Cuplaje multiple între două linii ale unui circuit imprimat: (a) segment dintr-uncircuit imprimat cu două linii de alimentare diferite; (b) schema echivalentă privindmodul de influenţare între cele două linii

de linia de ducere. Astfel se reduce în mare măsură cuplajul inductiv (cu efectnesemnificativ asupra celui capacitiv), în timp ce tensiunea indusă de un câmp magneticvariabil extern este minimă (în bucla formată de sursa, linie, receptor şi masă).

7.1.2. CUPLAJ GALVANIC DATORITĂ LEGĂRII LA PĂMÂNT

Cuplajul galvanic datorat legării la pământ, sau prin bucla de pământare, repre-zintă cauza cea mai frecventă de apariţie a interferenţelor electromagnetice. Pentruînţelegerea modului de realizare a cuplajul galvanic datorat legării la pământ trebuiecunoscute noţiunile de "tensiune electromotoare echivalentă între două prize de pământ"şi respectiv "impedanţa de cuplaj a cablului coaxial".

Tensiunea electromotoare echivalentă între două prize de pământ P1 şi P2 situatela distanţa d una faţă de alta (fig. 7.4) se măsoară cu ajutorul unui voltmetru şi are valoricuprinse între 0,1 V şi 2,5 V. Aceste valori au un caracter aleator, depinzând de poziţiageografică a terenului şi de eventualele instalaţii industriale din zonă. Din punct devedere al CEM se poate considera că între prizele de pământ există o tensiuneelectromotoare echivalentă de influenţare edp, cum se observă din fig. 7.4.

Impedanţa de transfer a cablului coaxil are în vedere faptul că într-o serie deaplicaţii conexiunea între un senzor (de exemplu un şunt) şi aparatul de măsurat (deexemplu un osciloscop) se realizează prin intermediul unui cablu coaxial cu impedanţacaracteristică de ordinul 50...75 Q. Cablul coaxial in astfel de cazuri reprezinta solutiatehnica optima deoarece inductanţă specifică (H/m) este sensibil mai mică decât a uneilinii de transmisie a semnalului cu două conductoare. Dacă prin ecranul cablului coaxialscurtcircuitat la o extremitate, de lungime l, se trece un curent armonic I(ω) se constatăcăa la extremitatea liberă se obţine o tensiune U(ω)-fig. 7.5.

Fig. 7.4. Tensiunea electromotoare edp între două prize de pământ

În acest fel impedanţa de transfer sau de cuplaj a cablului coaxial este definită curelaţia:

lI

UZt )(

)(

(7.5)

În cazul buclei de pământare închise galvanic (ceea ce înseamnă pământare laambele capete), la frecvenţa joasă are loc o conversie mod comun/mod normal totală.Factorul de atenuare mod comun/mod normal este 0 dB şi creşte la frecvenţe mai maridatorită dependenţei de frecvenţa a impedanţei de transfer. Atenuarea nu creşte totuşifoarte mult , urmand o scădere din nou, datorită transmisiei capacitive prin ecranulcablului, iar la frecvenţe foarte mari, când linia electrică se comportă ca o linie lungă,capătă un caracter de variaţie tipic, cu rezonanţe multiple. În cazul buclei de pământareînchise capacitiv (ceea ce înseamnă pământare la un capăt sau la niciunul), factorul deatenuare mod comun/mod normal este iniţial infinit, apoi scade cu 20 dB/octava şi, de lao anumită frecvenţă, se suprapune peste curba corespunzătoare pământării la ambelecapete.

Ca măsuri de neutralizare a efectelor datorate realizării cuplajului galvanic prinbucla de pământare trebuie avute în vedere condiţiile de funcţionare. Astfel, la tensiunecontinua şi frecvenţe joase, printr-o pământare la un singur capat se poate obţine, în multecazuri, o rejecţie satisfăcătoare a modului comun. Câteva din măsurile care trebuie luateau în vedere chiar o întrerupere a buclei de pământare. Aceste alternative se iau înconsiderare în cazul în care nici emiţătorul nici receptorul nu pot să funcţioneze fărăpunere la pământ, respectiv când acestea la frecvenţe înalte sunt permanent puse lapământ prin capacităţi parazite mari faţă de pământ, fără a fi afectate de lipsa uneilegături de punere la pământ galvanice.

Decuplarea galvanică cu ajutorul unui transformator de separare constituie osoluţie aplicabilă în cazul legării la pământ a sistemului în două puncte diferite.Transformatorul de separare pentru semnalul util reprezintă un mijloc verificat deîntrerupere a buclelor de pământare în cazul semnalelor utile de joasa şi medie frecvenţă -fig. 7.6.

Fig. 7.5. Definirea impedanţei de transfer la un cablu coaxial

Deoarece transformatorul de separare se găseşte pe calea de semnal trebuie caraportul său de transformare să fie constant pentru toată lăţimea de bandă a semnalului.De multe ori sunt folosite transformare de separare şi pe partea de alimentare de la reţea,când aceasta ultimă condiţie nu este necesară, o soluţie mai bună este prezentată în fig.7.6 (c), în care transformatorul de separare este prevăzut cu un ecran între înfăşurăriletransformatorului, astfel că un curent determinat de tensiunea electromotoare Ed seînchide prin capacitatea parazită Cpl.

Transformatorul de separare are totuşi o frecvenţă limită inferioară şi nu transferăo eventuală componentă de c.c. a semnalului util. Pentru a realiza şi un astfel de transfer,se utilizează un transformator de neutralizare, constituit din două înfăşurări bobinatepe un miez de ferită - fig. 7.7. Cele două înfăşurări au acelaşi sens de bobinaj, astfel încâtsolenaţiile produse de semnalul util se compensează reciproc în cazul în care semnaluleste contratact. Pentru un semnal în acelaşi tact (care poate proveni fie din cauza t.e.m.Ed, fie din cauza unui cuplaj inductiv într-o buclă în care o latură a buclei este formată depământ) cele doua bobine funcţionează ca reactanţe sumatoare. Peste 1 MHz sunt foartebune în calitate de transformatoare de neutralizare inele de ferită, prin care sunt introduseambele conductoare ale unui circuit de semnal, respectiv miezuri de ferită pe care sebobinează ambele conductoare ale unui circuit de semnal - fig. 7.8.

Fig. 7.6. Cu privire la transformatoml de separare pentm semnalul util:( a) fără transformator; (b) cu transformator; (c) transformator cu ecran

Fig. 7.7. Transformator de neutralizare Fig. 7.8. Inele de ferită folosite pentru mărirea impedanţei buclei de pământare

Transformatorul de alimentare (sau transformatorul de reţea) dintr-un aparatelectronic oferă o separare galvanică între înfăşurările primară şi secundară. Totuşicapacitatea parazită între cele două înfăşurări facilitează interferenţa asupra circuitelorelectronice cu semnalele parazite ce sunt transmise din reţeaua de alimentare cu energieelectrică. În plus, trebuie ţinut cont de faptul că transformatorul de putere din postul detransformare are neutrul conectat la priza de pământ a postului de transformare, iarmiezul transformatorului de reţea din aparatul electronic se conectează, din motive deprotecţie împotriva electrocutării, la priza de pământ a clădirii în care se află instalataparatul electronic. Pentru eliminarea sau diminuarea interferenţei ce provine din reţeauade alimentare, transformatorul de reţea este prevăzut cu trei ecrane - fig. 7.9. Neutrultransformatorului T1 din postul de transformare este conectat la priza

e pământ Pl. Miezul transformatorului de reţea T2 împreună cu ecranul Ec1 sunt conectatela priza de pământ P2. Înfăşurarea primară este ecranată de ecranul EC2 la care esteconectată o extremitate a înfăşurării primare, care este în acest fel polarizată (în sensul căextremitatea conectată la ecranul Ec2 va fi alimentată din conductorul neutru N).Înfăşurarea secundară a transformatorului T2 este ecranată de ecranul Ec3, la care esteconectată o extremitate a înfăşurării secundare. Dacă înfăşurarea secundară are punctmedian accesibil (cerut de schema de redresare), acest punct median se conectează şi eltot la ecranul EC3.

Prin dezvoltarea microelectronicii, optocuploarele şi fibrele optice au câştigat olargă utilizare. Optocuploarele şi cablurile optice asigură transmiterea ireproroşabilă a

Fig. 7.9. Ecranele transformatorului de retea (T2) într-un aparat electronic şi poziţia lui faţăde transformatorul de putere (T 1) din postul de transformare

semnalelor numerice, iar pentru semnalele analogice asigură o precizie satisfăcătoare (înmajoritatea cazurilor). Modul de funcţionare al lor este redat în fig. 7.10. Ca oexemplificare, intrările şi ieşirile automatelor programabile şi sistemelor de automatizaresunt de regulă blocate pentru tensiunile de mod comun prin optocuploare.

O diodă luminiscentă sau o diodă laser transforma semnalul electric în semnalluminos care, după transmitere printr-un mediu electroizolant transparent optic, estetransformat din nou în semnal electric printr-o fotodiodă sau un fototranzistor. Nivelelede izolaţie obişnuite ale optocuploarelor sunt situate în plaja 500 V-I0 kV. Cu astfel decabluri din fibre optice se pot asigura orice diferenţe de potenţial până în domeniulmegavolţilor. Datorită rejecţiei ridicate a modului comun, cablurile optice se folosesc calinii de transmitere de date rezistente la perturbaţii, cum este cazul reţelelor decomunicaţie cu fibre optice ale calculatoarelor folosite în sistemele electroenergetice,complexele industriale, ş.a.

7.2. CUPLAJUL INDUCTIV

Cuplajul inductiv, rezultat în urma existenţei unui cuplaj magnetic de natura unuiatransformatoric, apare între două sau mai multe bucle conductoare parcurse de curenţielectrici de conducţie. Fluxurile magnetice produse de curenţii electrici intersecteazăinevitabil şi alte bucle conductoare în care induc tensiuni perturbatoare. În fig. 7.11circuitele 1 şi 2 sunt cuplate inductiv, ceea ce înseamnă că o parte a fluxului magneticdatorată trecerii curentului electric prin unul din cele două circuite strabate bucla formatăde celalalt circuit. Dacă notăm:

Es1, Es2 - tensiunile electromotoare ale surselor;ZSl, Zs2 - impedanţele interne ale surselor;Zrl, Zr2 - impedanţele receptoarelor din cele două circuite cuplate inductiv;Z1,Z2 - impedanţele liniilor de legatură

şi apelăm la calculul în complex (la o anumită frecvenţă), ecuaţiile de funcţionare alecelor doua circuite cuplate inductiv devin:

Fig. 7.10. (a) Optocuplorul-schema electrică; (b) Schemă deutilizare pentru frecvenţe până la 100 kHz; (c) Principiultransmisiei optoelectronice

212111111111 )()( IMjILLLjIRRRE rsrs ` (7.6)

12122222222 )(2)( IMjILLLjIRRRE rsrs (7.7)

Curenţii interferaţi (sau influenţaţi) din cele două circuite sunt:

)( 222222

12122

rsrs LLLjRRR

IMjEI

(6.9)

)( 111111

101

rsrs LLLjRRR

EI

În absenţa cuplajului inductiv curenţii nu vor mai conţine componenta de inter-

ferenţă, având valorile:

(7.10)

)( 222222

202

rsrs LLLjRRR

EI

(7.11)

În concluzie, în cele două circuite apar tensiunile electromotoare de interferenţă (-jω M12I2) respectiv (-jω M21I1). Dacă numai circuitul 1 perturbă circuitul 2 (ceea ceînseamnă că prin circuitul 1 curentul este de câteva ori mai mare decat în circuitul 2),

7.11. Realizarea cuplajului inductiv

7.3. CUPLAJUL CAPACITIV

Cuplajul electric sau capacitiv apare între conductoare ce se găsesc la potenţialediferite, astfel încât urmare a diferenţei de potenţial dintre conductoare, se produce întreacestea un câmp electric, ce se poate modela într-o schemă electrică echivalentă printr-ocapacitate parazită. În ipoteza unui regim cvasistaţionar şi a unui sistem nesimetric seobţine schema echivalenta din fig. 7.12(a), în care linia 1 este supusă tensiunii U1 faţă depământ iar linia 2 primeşte tensiunea U2 datorată capacităţilor parazite C1 şi C2 ca şirezistenţei de perditanţă R2 (R2 şi C2 simulează practic parametrii sistemului perturbat, iarC1 este capacitatea parazită dintre cele două linii, sursa de tensiune utilă nefiindreprezentată în schemă). În fig. 7. 12(b) este dată schema echivalentă corespunzătoare, încare prin efectuarea calculului în complex la o anumita pulsaţie ω, şi cu notaţiile:

11

1Cj

Z

(a)22

22 1 CRj

RZ

(b)

(7.12)(c)

şi în ipoteza că numai linia 1 perturbă linia 2, se obţine raportul celor două tensiuni (U1 /U2) egal cu raportul impedanţelor corespunzătoare:

(7.13)

De aici se poate deduce tensiunea de interferenţă (sau perturbatoare) a conduc-torului 2, datorată cuplajului capacitiv, la pulsaţia ω:

Fig. 7.12. Cuplajul capacitiv: (a) Schema reală; (b) Schema electrică echivalentă

)1()(1

221

21221 CRjRj

CCRjZZ

21

2

1

2

ZZ

Z

U

U

(7.14)

care este de câteva ori mai mică decât tensiunea din linia 1 ( ) . Se observă din aceastărelaţie ca u2(t) este proporţională, pe lângă frecvenţa (sau viteza de variaţie în timp atensiunii), cu capacitatea de cuplaj C1 precum şi cu rezistenţa internă totală a liniei 2, R2.Se pot considera câteva cazuri limită, plecând de la relaţia de determinare a lui :

(a) Rezistenţa corespunzatoare perditanţei R2 este foarte mare, adică R2 , înacest caz rezultând relaţia pentru divizorul de tensiune capacitiv:

(7.15)

(b) Capacitatea C2 este foarte mică în acest caz tensiuneacelui de-al doilea conductor fiind:

(7.16)

adică o re1aţie întâlnită la un divizor de tensiune la care braţul de înaltă tensiune esteconstituit de o capacitate, iar cel de joasă tensiune de o rezistenţă. Totodată se pot stabilişi măsurile de neutralizare a interferenţei datorate cuplajului capacitiv:

- Micşorarea lui C1 (de exemplu prin cai paralele cat mai scurte întreconductoarele aparţinând celor două linii, mărirea distanţei dintre conductoare, ecranareacelei de-a doua linii, etc.).

- Micşorarea lui R2, prin utilizarea unor circuite cu rezistenţa mică de intrare.Efectul ecranării unui cablu este prezentat în fig. 7. 13.

Liniile de câmp ce pornesc de la linia 1 se termină toate pe ecranul pus la pământ,curenţii prin capacitatea CI/II circulă direct la pământ şi nu provoacă căderi de tensiuneperturbatoare pe RII şi CII. Efectul de ecran ideal presupune:

2U

1U

21

112 CC

CUU

12

1212 1 CRj

CRjUU

Fig. 7.13. Diminuarea cuplajului capacitivprin ecranare

)(1 212

1212 CCRj

CRjUU

- ecranul este perfect conductor şi lipsit de inductivitate, adică potenţialulcapătului nepus la pământ al ecranului nu creşte datorită curenţilor prin ecran (acumcapacitivi), care sunt injectaţi în linia a doua, datorită unei capacităţi parazite ce apare înaceastă situaţie;

- ecranul are o impedanţă de transfer neglijabilă;- ecranul are o transmisie capacitivă neglijabilă.În anumite cazuri dificile se foloseşte ca ecran un tub metalic, iar în altele chiar

cablul ecranat se introduce într-un tub metalic.În funcţie de structura constructivă a instalaţiei se recomandă urmatoarele soluţii

tehnice pentru reducerea cuplajului capacitiv:

În instalaţiile din tehnica măsurării şi din informatică conductorul 2 se introduceîntr-un ecran (ţeava metalică) conectat direct la pământ. Dispare în acest felcondensatorul C2.

În tehnica curenţilor intenşi interferenţa datorată capacităţilor parazite esteneutralizată prin formarea unui divizor de tensiune capacitiv cu capacităţi mult superioarecelor parazite (cu circa doua ordine de mărime). În aceste cazuri măsurile antiperturbativetrebuie sa fie luate numai asupra sistemului perturbat.

Cuplajul capacitiv cvasistaţionar joacă, de regulă, un anumit rol numai la re-ceptoarele cu rezistenţă de intrare mare (cum sunt osciloscoapele şi înregistratoarele deregimuri tranzitorii, amplificatoarele de microfon, etc.). În majoritatea cazurilor rezistenţatotală R2 devine foarte mică datorită legării în paralel a receptorului, astfel încâtinterferenţa electromagnetică apare numai atunci când receptorul lipseşte.

7.4. CUPLAJUL PRIN RADIAŢIE

ELECTROMAGNETICĂ

În cazul cuplajelor inductiv şi capacitiv s-a considerat câmpul magnetic ca fiindseparat de cel electric, ceea ce a permis o tratare separata a celor doua cuplaje. În cazulradiaţiei electromagnetice este însă imperios necesară considerarea interdependenţeidintre cele două câmpuri, prin relaţii de legătură stabilite cu ajutorul ecuaţiilor luiMaxwell:

t

DHrot

; EjHrot 0 (7.17

(7.18)

În aceste situaţii discutăm de propagarea unei unde electromagnetice, în careintensităţile de câmp electric şi magnetic E şi H pot fi indicate individual, fără a mai fiînsă independente una de alta.

t

BErot

HjErot 0

O undă electromagnetică incidenţă ( ,iE ,iH ) care cade pe un sistem de conduc-toare provoacă în acestea tensiuni şi curenţi, care la rândul lor, reprezintă sursa unei unde

electromagnetice reflectate ( ,rE ,rH ). Cele două unde se suprapun în spaţiu formând uncâmp rezultant, ale cărui intensităţi se obţin în urma rezolvării ecuaţiilor lui Maxwellpentru condiţii de frontieră date. Se pot obţine destul de uşor ecuaţiile liniilor electricelungi punând în evidenţă tensiunile şi curenţii cuplaţi cu unda incidenţă. Spre exemplu, încazul unei linii fără pierderi, formată din două conductoare paralele, pentru elementul delinie de lungime ∆x din fig. 7.14 L' reprezintă inductanţa pe unitatea de lungime a

buclei formate de conductoarele de ducere şi de întoarcere, iar C' reprezintă capacitateape unitatea de lungime dintre aceste conductoare. În astfel de cazuri elementul de linie ∆xse poate considera scurt din punct de vedere electric, astfel încât mărimile variabile întimp u(t) şi i(t) să fie determinate numai de parametrii concentraţi ai schemei echivalentea porţiunii de linie considerate. Acest lucru permite tratarea propagării undelor de-alungul liniei în regim cvasistaţionar, cu ajutorul teoremelor lui Kirchhoff.

Aplicarea celei de-a doua teoreme a lui Kirchhoff pe conturul care delimiteazăsuprafaţa A conduce în final la ecuaţia:

0

0

' ),,(),(),(

zIy dzzyxB

tt

txu

t

txiL (7.19)

iar prin aplicarea primei teoreme a lui Kirchhoff în nodul P, ţinând seama de curentul dedeplasare provocat de componenta electrică a undei electromagnetice, rezultă în finalecuaţia:

Fig. 7.14. Porţiune de lungime ∆x a unei linii lungi fărăpierderi, cu conductoare paralele

(7.20)

Practic în membrul stâng al ecuaţiilor (7.19) şi (6.70) apar derivatele de ordin I aletensiunilor şi curenţilor pe liniile electrice lungi în funcţie de loc şi de timp, iar înmembrul drept regăsim funcţiile perturbatoare (sau de excitaţie). Într-o schemăechivalentă cuplajul prin radiaţie electromagnetică se poate reprezenta prin surse detensiune şi de curent distribuite - fig. 7.15, pentru care tensiunea şi curentul surselorcorespund funcţiilor de excitaţie din membrul drept al ecuaţiilor (7.19) şi (7.20).Modelarea acestui tip de cuplaj cu ajutorul inductanţelor şi capacităţilor corespunzătoareunităţii de lungime a liniei (L' şi C') corespunde numai acelor funcţii de excitaţie la caretimpul de creştere este mare în comparaţie cu timpul de propagare între conductoare,perpendicular pe direcţia de propagare (modul TEM). La liniile obişnuite de semnal şimăsura

această condiţie este aproape întotdeauna îndeplinită la cuplajul prin radiaţie. În schimb,cuplajul prin radiaţie al impulsurilor electromagnetice nucleare (NEMP) cu liniile detransmisie a energiei electrice nu îndeplineşte condiţia anterioară şi de aceea trebuie tratatcu ajutorul teoriei câmpului electromagnetic.

0

0

,' ),,(),(),(

zIz dztzxE

tC

t

txi

t

txuC

Fig. 7.15. Modelarea cuplajului prin radiaţie cu ajutorul unor surse decurent şi de tensiune distribuite

8. ANTENE

8.1. ANTENE DE EMISIE

Descrierea comportării dipolului Hertz de la § 5.1 constituie premisa pentrudescrierea comportării unei antene cu structură fizică. În cazul dipolului (teoretic) s-aacceptat că intensitatea curentului este uniformă pe lungimea l. În cazul unei anteneacordate, lungimea antenei este de acelaşi ordin de mărime cu lungimea de undă aradiaţiei emise, iar distribuţia curentului nu mai poate fi considerată uniformă; seacceptă fie o distribuţie sinusoidală, fie o distribuţie liniară, adică curentul la bazaantenei este cel mai mare, iar în vârful antenei este nul. Funcţia antenei rămâneidentică cu a dipolului Hertz, şi anume de a transforma energia de conducţie înenergie de radiaţie.

8.1.1.ANTENE CU O EXTREMITATE LA PĂMÄNT (MONOPOL)

Antena de emisie este acordată, ca dimensiune liniară, cu lungimea de undă asemnalului radiat. Condiţiile de acord se stabilesc pe baza ecuaţiilor telegrafiştilor, cutoate că antena verticală nu are constantele lineice uniform distribuite. Antena esteexcitată la bază, cu ajutorul unui cablu coaxial adaptat, care transferă antenei energiafurnizată de un generator de înaltă frecvenţă, ca în fig.8.1. Ecuaţiile telegrafiştilor sunturmătoarele:

)34.5(sinhcosh

)33.5(sinhcosh

11

11

xZ

UxII

xIZxUU

cx

cx

Fig. 8.1 Antena monopol acordată

Notaţiile din fig.8.1 sunt:11, IU tensiunea şi curentul la baza antenei, adică la x=0;

xx IU , tensiunea şi curentul la distanţa x.

))(( 0000 CjGLjR ,constanta de propagare (5.35)La o linie fără pierderi ( 0,0 00 GR ) se obţine:

0000 /; CLZCLj c (5.37)Dacă antena este acordată vor exista noduri de curent, adică puncte situate la

distanţa x faţă de baza antenei în care curentul 0xI . în această condiţie, din relaţia(5.34) rezultă impedanţa de la baza antenei:

xZZ

UZ c coth

1

11 (5.38)

Pentru linia (antena) fără pierderi:

)coth( 000

01 xCLj

C

LZ (5.39)

sau

)coth( 000

01 xCLj

C

LZ

Pentru frecvenţa de rezonanţă, impedanţa 1Z văzută de la baza antenei, cux=h, este nulă, ceea ce conduce la:

0)cos( 00 hCL (5.40)Se observă că:

00

122CL

f

şi

h

hCL2

00

Relaţia (5.40) este satisfăcută pentru:

2

5;2

3;2

2

h (5.41)

Pentru unda fundamentală:41

h sau h41

Pentru armonica a treia:3

4;4

33

3 hh

(5.42)

Pentru armonica a cincea: 5

4;4

55

5 hh

Antena cu imagine. Antena verticală excitată la extremitatea spre pământproduce o componentă a câmpului electric care se închide după o direcţie normală lasuprafaţa pământului, acesta fiind considerat cu o conductivitate electricăsemnificativă.

În fig.8.2 s-a schiţat acest aspect, pământul fiind considerat cu o conductivitateinfinită. În construcţia tehnică a antenei, sub antena verticală, în scopul diminuăriipierderilor de energie în pământ, se execută o priză de pământ sub forma unei reţelemetalice, care constituie "contragreutatea" antenei.

Pentru a calcula câmpul electric produs de o antenă cu o extremitate la pământ,se foloseşte modelul fizic al imaginii. Câmpul electric în punctul P determinat de

radiaţia antenei verticale de înălţime h, în prezenţa pământului, este acelaşi cu câmpulelectric determinat de o antenă de lungime 2h, în absenţa pământului.

8.1.2. ANTENA DIPOL CU EXCITAÞIE LA MIJLOCAntenele de emisie în domeniul undelor scurte şi ultrascurte se realizează de

preferinţă sub forma dipolului cu excitaţie la mijloc. În acest mod se evită pierderilede energie în pământ, pierderi care apar la antena verticală. În plus, datoritădimensiunilor reduse, antena dipol poate fi acordată, ceea ce conduce la creştereaputerii radiate pentru un curent dat de antenă. În fig.8.3. este schiţată o asemeneaantenă, care poate fi excitată de preferinţă astfel ca jumătate din lungimea dipolului săfie l/2=/4. Valoarea câmpului electric "la depărtare" este identică cu aceea acâmpului electric produs de antena verticală (excitată la bază), dar puterea radiată estede două ori mai mare, având în vedere că se poate considera că antena dipol cuexcitaţie la mijloc radiază în limitele unghiului cuprins între 0 şi .

Radiaţia este considerată ca fiind liberă, adică fără influenţa pământului.Ca urmare se conservă relaţia (5.49) pentru câmpul electric, dar pentru puterea

radiată expresia corespunzătoare este:

Fig. 8.2. Linii de câmp electric normale la suprafaţa solului

Fig. 8.3. Antena dipol excitată la mijloc

0

220

sin)cos2/(cos

2dIZ

Pbef

m (5.58)

cu rezistenţa de radiaţie:

0

2

0sin

cos2

cos

2

dZ

Rr

(5.59)

Integrala

0

din relaţiile (5.58) şi (5.59) se evaluează numeric.

Note.a) În tehnica CEM, antena dipol este folosită atât ca antenă de emisie, cât şi ca

antenă de recepţie în intervalul de frecvenţă: 30 MHz.. 300 MHz.b) Factorul de scurtare. În relaţiile privind puterea radiată şi rezistenţa de

radiaţie, s-a admis că lungimea antenei este l = /2. La antenele realizate, la careconductorul antenei diferă de conceptul "filiform" şi deci la care acest conductor areun diametru d bine determinat, relaţia de dependenţă, la rezonanţă, este 2/skl ,unde kS este factorul de scurtare, care depinde de raportul /d. Pentru anteneleconstruite, factorul de scurtare variază între 0,82 şi 0,96 , pentru raportul /d cuprinsîntre 4 şi 2000. Factorul de scurtare se explică prin următoarele:

*Viteza de propagare a curentului în conductorul antenei este mai mică decâtviteza de propagare a undei electromagnetice în spaţiul vid.

*Frecvenţa de rezonanţă este modificată de "efectul de capăt" şi decapacităţile parazite mai importante faţă de pământ, datorate sistemelor mecanice desprijinire a antenei la extremităţi. Efectul de capăt este mai pregnant la antenele alecăror extremităţi sunt menţinute de izolatoare. În acest caz curentul din extremităţileantenei nu este nul; un curent mic de natură capacitivă se scurge spre pământ.

c)Impedanţa antenei. Pentru o antenă dipol cu lungimea 2/skl curentulprezintă un minim la extremităţi şi un maxim la mijlocul antenei, adică în zona deexcitaţie; tensiunea este cea mai mică la mijlocul antenei şi maximă la extremităţi.Rezultă de aici că în lungul antenei impedanţa este variabilă, şi anume este maximă laextremităţi şi minimă în zona de excitaţie.

Impedanţa de intrare a antenei este definită ca impedanţa aparentă în zona dealimentare (excitaţie a antenei). La antenele dipol construite cu excitaţie la mijloc,impedanţa de intrare este de aproximativ 60 .

d)Tensiunea de alimentare a antenei dipol. Schema echivalentă simplificată aunei antene dipol cu excitaţie la mijloc constă dintr-un circuit cu componentele R, L,C conectate în serie. La rezonanţă, tensiunea de alimentare U=RI , unde R secompune din rezistenţa de radiaţie la care se adaugă rezistenţa de pierderi, iar I estecurentul în punctul de excitaţie. În practică este necesar să se ţină seama şi de cădereade tensiune datorată unei inductivităţi reziduale.

8.1.3. ANTENA CADRU

În tehnica CEM, antena cadru este folosită la determinarea eficienţei deecranare a cabinelor ecranate, a ferestrelor de tip fagure şi a garniturilor de înaltăfrecvenţă. În acest scop se foloseşte o pereche de antene, din care una este de emisie şicealaltă este de recepţie. Banda de frecvenţă este cuprinsă între 9 kHz şi 30 MHz, iarverificarea eficienţei de ecranare se efectuează la componenta de câmp magnetic.Această componentă este relativ intensă în apropierea antenei cadru. Între antenacadru şi antena dipol există un anumit dualism, în sensul că antena dipol creează, înapropiere, o componentă intensă de câmp electric, iar antena cadru creează, înapropiere, o componentă intensă de câmp magnetic. După cum se va observa, acestdualism se manifestă şi în expresiile componentelor de câmp magnetic, respectivelectric.

Antena cadru constă dintr-o buclă circulară de rază a parcursă de un curent deînaltă frecvenţă tjeIi ˆ . În fig.8.4, bucla de curent este plasată în planul x0y, cucentrul în centrul sistemului de coordonate. Pentru calculul componentelor de câmpelectromagnetic, peste sistemul cartezian x, y, z se suprapune sistemul de referinţăcilindric. Punctul P(r, , =0), în care se calculează componentele de câmp, estesituat în planul x0z. Triunghiul P este dreptunghic, cu unghiul drept în punctul .

Este denotat că o antenă cadru, indiferent dacă este de emisie sau de recepţie, funcţioneazăacordat şi în această situaţie la extremitatea buclei, formată de cele mai multe oridintr-o singură spiră, se conectează un condensator. Astfel, câmpul electric esteconcentrat la bornele condensatorului, iar câmpul magnetic este concentrat lamaximum în zona centrală a spirei.

Randamentul antenei care funcţionează acordat se evaluează cu relaţia (5.113),în care se arată că raportul între rezistenţa de pierderi RP şi rezistenţa de radiaţie Rr

joacă un rol determinant. Pentru a diminua rezistenţa de pierderi şi deci a îmbunătăţirandamentul antenei de emisie, este necesar să se folosească conductoare scurte deconductivitate cât mai mare (Cu), cu efect pelicular cât mai redus şi să se realizezecontacte electrice (la conectarea condensatorului) de rezistenţă cât mai mică, ceea cese obţine prin procedeul tehnologic de lipitură tare de suprafaţă mare. În acelaşi timpprin reducerea lungimii periferice 1,0pl se elimină formarea, la rezonanţă, denoduri şi ventre în lungul conductorului.

Fig. 8.4. Antena cadru de emisie

Antena cadru de recepţie este introdusă într-un ecran circular întrerupt pentru anu forma o spiră în scurtcircuit. În acest mod, la antenele de recepţie, se eliminăposibilitatea ca antena cadru să fie sensibilă şi la componenta de câmp electric aradiaţiei electromagnetice.

8.1.4. ANTENA BICONICĂ

Funcţionarea antenei biconice se explică cu ajutorul unui model fizic în carecele două conuri au o extindere foarte mare, teoretic infinită. Un asemenea model esteschiţat în fig.8.5, în care se observă că această antenă este un dipol conic cu excitaţiela mijloc. Prin ipoteză se acceptă o componentă, normală la con, de câmp electric,adică EE şi o componentă tangenţială de câmp magnetic, adică HH .

În coordonate sferice, componentele rotorului sunt următoarele:*după direcţia r:

)sin(sin1

2

Hrr

Hrotr

(5.73)

*după direcţia :

)(1)sin(sin1

rHrr

Hrrr

Hrot

(5.74)

*după direcţia :

)(1 Er

rrErot

(5.75)

Se observă că, în ipoteza conurilor extinse la infinit, curentul semenţine constant, dar în continuă defazare.

Impedanţa antenei biconice. Prin efectuarea raportului între U(r,) şi I(r) se obţine impedanţa antenei conice:

Fig. 8.5. Antena biconică

2

cotln)(

),( 0 hcon

Z

rI

rUZ

(5.91)

Puterea radiată. Radiaţia este de tip TEM şi deci E şi H se aflăîn cuadratură spaţială. Puterea specifică radiată se calculează cu ajutorulvectorului Poynting, care, ca modul şi valoare de vârf, este:

22

2002

0sin

ˆˆˆˆˆ

r

HZHZHES (5.92)

Unghiul variază între h şi h . Valoarea cea mai mare a puteriispecifice se obţine pentru = h şi = h .

Puterea radiată, ca valoare de vârf, este:

ddrr

HZdASP sin

sin

ˆˆˆ 222

200

2cotlnˆ4

sinˆˆ 2

00

2

0

200

hh

h

HZdd

HZP

(5.93)

Puterea medie radiată se calculează cu ajutorul relaţiei (5.93):

2

cotlnˆ2ˆ21 2

00h

m HZPP

(5.94)

Notă. Important este că antena conică, aşa cum se arată în relaţia (5.91), are oimpedanţă Zcon independentă de frecvenţă. Acest aspect permite o bună adaptare acablului coaxial care alimentează antena, pentru o bandă largă de frecvenţă, deexemplu între 400 MHz la 1 GHz. În realitatea fizică, antena biconică este limitată caextindere.

8.2. ANTENA DE RECEPŢIE CA SENZOR DE CÂMP ELECTRIC

Pe baza teoriei reciprocităţii (a se vedea 5.4) orice antenă de emisie poate fiantenă de recepţie. Esenţial însă este faptul că din punct de vedere termic antena deemisie se dimensionează pentru curentul introdus în antenă (de exemplu,100A), întimp ce antena de recepţie se dimensionează pentru curentul receptat (de exemplu, 10A).

În cele ce urmează se prezintă funcţionarea antenelor de recepţie dipol şicadru.

8.2.1. ANTENA DE RECEPŢIE DIPOL

Această antenă este folosită conform normelor CISPR 18 şi DIN VDE 0877 lamăsurarea semnalelor de interferenţă radio în banda 30 MHz 300 MHz. Sarcinaantenei de recepţie, utilizată în tehnica CEM, este impedanţa de intrare Zr=50 aunui voltmetru de perturbaţii sau a unui analizor de spectru. Conexiunea între antenăşi aparatul de măsurat (voltmetru sau analizor de spectru) se realizează prinintermediul unui cablu coaxial cu impedanţa caracteristică Zc=50 . În acest caz sepoate spune că impedanţa de sarcină Zs a antenei receptoare este

50crs ZZZ . Schiţa fizică a antenei receptoare este prezentată în fig. 8.6.Unda electromagnetică plană excită antena sub unghiul de incidenţă , cu viteza de

propagare00

1

c . Tensiunea în gol culeasă de antenă este:

sinˆsinˆˆ1

00 lEdlEU c (5.97)

Factorul de conversie al antenei. Antena ca senzor serveşte la măsurareacâmpului electric E. Milivoltmetrul sensibil nu măsoară direct un câmp electric, ci otensiune pe impedanţa de sarcină de 50. În scopul obţinerii unei informaţii utile cuajutorul voltmetrului de perturbaţii, se defineşte un factor de conversie al antenei subforma următoarelor variante:

a) Raportul între intensitatea câmpului electric E şi tensiunea U, măsurată peimpedanţa de sarcină a milivoltmetrului, adică :

U

EFc [1/m] (5.102)

Fig.8.6. Antena de recepţie dipol : a) schiţa fizică ; b)schema electricăechivalentă

b) Logaritmul raportului dat de relaţia (5.102) :

U

EFf cc log20log20 [dB(1/m)] (5.103)

c) Dacă instrumentul de măsurat (milivoltmetrul de perturbaţii) este etalonat îndB, adică tensiunea măsurată este :

1log20 U

U [dB(1V)] (5.104)

iar intensitatea câmpului electric :

l

EE 20 [dB(1V/m)] (5.105)

8.2.2 ANTENA DE RECEPŢIE CADRU

Această antenă este în esenţă o buclă conductoare, de cele mai multe ori deformă circulară, ca în fig.8.7.

Antena de recepţie cadru este sensibilă la componenta de câmp magnetic.Dacă bucla are N spire, iar componenta de câmp magnetic face unghiul cu planulbuclei, tensiunea în gol indusă este :

dt

Ndu

0 (5.108)

Cu tAH cossinˆ0 , rezultă :

sin

ˆˆ

sinˆˆ

0

0

00

AN

UH

AHNU

(5.109)

Din punct de vedere constructiv N=1, pentru ca lungimea conductorului să fiemică în raport cu lungimea de undă. De asemenea, conductorul buclă care formează

Fig. 8.7. Antena cadru

antena este introdus într-un ecran tubular nescurtcircuitat, ca în fig. 8.8, antena derecepţia cadru fiind folosită la măsurarea componentei de câmp electric pe bazarelaţiei HZE ˆˆ 0 .

În figura 8.8 se arată schema electrică a sistemului AMZ-3/50 de fabricaţie INCO,schemă în care se poate observa modul de asimetrizare a antenei. Antena capteazăîntre bornele a şi b un semnal izolat faţă de pământ, iar cablul coaxial are ecranulconectat la pământ. Pentru acordarea antenei se foloseşte un sistem de inductivităţicuplate cu condensatoare variabile.

8.2.3. CUPLAJUL ÍNTRE ANTENA DE EMISIE §I CEA DERECEPTIE

Datoritá faptului cá antena de recepþie determiná ínsarciná o radiaþie electromagneticásecundará, se poate spune cá existá o interacþiune cucaracter mutual íntre antena de emisie çi cea derecepþie. Curentul 1I care parcurge antena de emisie

(primará) determiná ín antena de recepþie tensiuneaelectromotoare:

11212 IZU (5.123)

unde: 12Z este impedanþa de cuplaj íntre antena de emisie

çi cea de recepþie.Curentul 2I din antena de recepþie determiná ín

antena de emisie o tensiune electromotoare:

22121 IZU (5.124)

Fig.8.8. Conexiunea antenei cadru la milivoltmetru :A-adaptor ; C-cadru ; CC-cablu coaxial ; MV-milivoltmetru de perturbaţii.

unde: 21Z este impedanþa de cuplaj íntre antena de

recepþie çi cea de emisie. Din motive de simetrie

2112 ZZ . Ín general, cuplajul íntre cele douá antene se

cuantificá sub forma: Tensiunea de excitaþie a antenei de emisie:

21111 IZIZU m (5.125)

Tensiunea captatá de antena de recepþie:

12222 IZIZU m (5.126)

Ín relaþiile (5.125) çi (5.126), 11Z çi 22Z sunt

impedanþele proprii ale antenelor. Relaþiile menþionateau o valoare funcþionalá calitativá pentru cá curenþii 1I

çi 2I nu sunt márimi constante ín antene. Ín figura 8.9

se aratá schema de principiu a cuplajului íntre cele douáantene, schemá care satisface relaþiile (5.125) çi (5.126).

Teorema reciprocitáþii. Aceasta a fost formulatá deA. Sommerfeld pentru sistemul compus din douá antene deacelaçi tip, ca ín fig. 8.10 çi 8.11, çi are urmátorulconþinut:

O antená de emisie 1 cu curentul de bazá

1I determiná tensiunea ín gol 02U ín antena

2 de recepþie, Dacá antena 2 devine emiþátoare cu curentul de

bazá 2I = 1I , tensiunea ín gol captatá

de antena 1 este 01U = 02U , ca ín figura 8.11.

Cu referire la relaþiile (5.123) çi(5.124) se scrie:* ín primul caz 120 IZU m

(5.127)

Fig8.9. Cuplajul íntre antenele de emisie çi derecepþie.

* ín cazul al doilea 210 IZU m(5.128)

relaþii din care rezultá:

2

1

10

20I

I

U

U (5.129)

8.2.4. ETALONAREA ANTENEI

Aceastá operaþie se poate efectua ín "putere" sau ín"cãmp electric".

Etalonarea ín putere. Ín acest caz se urmáreçte sáse determine ceea ce se numeçte câçtigul practic Gp alunei antene, definit ca raportul íntre puterearecepþionatá Prec pe impedanþa nominalá (50 ) a anteneiçi puterea teoreticá Pteor recepþionatá de o antená dereferinþá orientatá optim ín cãmp omogen çi fárápierderi :

teor

recp P

PG ;

teor

recp P

Pg log10 (5.133)

Determinarea câçtigului practic se efectueazá,conform normelor DIN 45003, cu ajutorul a douá anteneidentice, pe baza teoremei reciprocitáþii, dupá cumurmeazá :

Se másoará atenuarea de propagare ap íntre celedouá antene identice (una de emisie çi alta derecepþie).

Se calculeazá atenuarea teoreticá at ín cazulradiatorului izotrop, cu ajutorul relaþiei (5.122)

Dependenþa íntre ap, gp çi at este :

Fig. 8.10. Antena 1 de emisie, Fig.8.11. Antena2 de emisie,

antena 2 de recepþie antena1 de recepþie

pp gr

a 24log20 [dB] (5.134)

relaþie din care se scoate expresia cãçtigului practic:

2

4log10 pp

arg (5.135)

Ín fig. 8.12 se prezintá schema electricá ainstalaþiei cu ajutorul cáreia se másoará atenuarea depropagare ap. Antenele 1 çi 2 sunt identice. Distanþa ríntre antene satisface condiþia :

24Wr (5.136)

unde : W este cea mai mare dimensiune lineará a uneiantene;

este lungimea de undá.Ínálþimea h a antenei faþá de sol va fi h>2, pentru

a se neglija influenþa solului. Conexiunile vor respectacondiþia l1+l2=l3+l4. Atenuatorul D este evaluat ín valoriabsolute çi regleazá pâná cãnd receptorul R va indicaaceeaçi diviziune ín ambele poziþii. Atenuarea at estecititá direct pe atenuator.

Dependenþa íntre cãçtigul practic Gp çi factorul deconversie al antenei Fc este datá de relaþia :

p

c GF

73,9

(5.137)

Antenele folosite ín tehnica CEM sunt etalonate "íncãmp electric". O diagramá a factorului de conversie esteprezentatá ín fig. 8.12.

Fig. 8.12. Relativ la etalonarea antenelor

9. ELEMENTE PASIVE PENTRUANTIPARAZITARE. FILTRE ELECTRICE

Filtrele electrice, descărcătoarele, optocuploarele şi cablurile din fibre optice,transformatoarele de separare şi alte elemente pentru antiparazitare sunt montate fie înimediata vecinătate a sursei de perturbaţii, în vederea micşorării emisiilor perturbatoare (ex. -filtre de antiparazitare), fie în imediata vecinătate a receptorului (ex. - filtre de protecţieîmpotriva perturbaţiilor). Deoarece în majoritatea cazurilor elementele pasive sunt folositeatât pentru antiparazitare cât şi pentru protecţie împotriva perturbaţiilor, se va folosi de fiecaredată termenul de elemente pentru antiparazitare. Ecranările sunt de asemenea elemente pasivepentru antiparazitare. Ele se vor trata separat, datorită importanţei lor deosebite.

9.1. FILTRE ELECTRICE

Filtrele electrice - pasive sau active - au rolul funcţional de a atenua interferenţele deconducţie, care altfel ar fi introduse în echipamentul electric sau electronic prin conductoarelede legătură între sursă şi echipament sau prin linia de alimentare a echipamentului. Utilizarealor fără probleme presupune ca în general componentele spectrale ale semnalului util suntseparate de componentele spectrale ale perturbaţiilor. Astfel, printr-o alegere corespunzătoarea frecvenţelor de tăiere şi a pantei curbelor funcţiilor de transfer ale filtrelor se obţine oatenuare selectivă a perturbaţiilor, fără a influenţa prea mult semnalul util. Din punct devedere al CEM, filtrele se pot clasifica în:

- filtre pentru semnalul util;- filtre de reţea;

Fig. 9.1. Caracteristici de frecvenţă ale principalelor tipuri de filtre electrice: a) trece-jos; b) trece-sus; c) trece-bandă; d) opreşte-bandă.

Din punct de vedere al intervalelor de trecere, filtrele electrice se pot clasifica în:

- Filtre trece-jos, cu caracteristica de frecvenţă în fig. 9.1(a).- Filtre trece-sus, cu caracteristica de frecvenţă în fig. 9.1(b).- Filtre trece-bandă, cu caracteristica de frecvenţă în fig. 9.1(c).

- Filtre opreşte-bandă (sau cu banda de rejecţie), cu caracteristica de frecvenţă în fig. 9.1 (d).

Aşa cum se poate observa din fig. 9.1, atenuarea de (-3) dB reprezintă criteriul de bazăîn clasificarea filtrelor în funcţie de caracteristica de frecvenţă.

9.1.1. FILTRE ELECTRICE PASIVE PENTRU SEMNALUL UTIL

Din punct de vedere al CEM, inserţia unui filtru între sursă şi receptorconduce la formarea unui divizor de tensiune, pe baza căruia se poate apreciaeficienţa (atenuarea) filtrului. Calculul atenuării oferite de un filtru se efectueazăpe baza figurii 9.2, în care sunt arătate principalele scheme posibile în vederearealizării unui filtru trece-jos cu ajutorul componentelor pasive. Notaţiile sunturmătoarele:

dsE - tensiunea electromotoare perturbatoare (de interferenţă);sZ - impedanţa sursei (emiţătorului);rZ - impedanţa receptorului;lZ - impedanţa longitudinală a filtrului;qZ - impedanţa transversală a filtrului;

drU - tensiunea de distorsiune (interferenţă) care apare la bornelereceptorului.

Deci o impedanţă internă redusă a sursei de perturbaţii de înaltă frecvenţănu permite o divizare de tensiune importantă, prin înscrierea unor bobine acest

Fig. 9.2. Combinaţii de impedanţe la un filtru trece-jos: a – impedanţă longitudinală ; b – impedanţă transversală; c – impedanţă longitudinală şi transversală.

a) b) c)

raport se poate mări. Componentele de bază ale filtrelor sunt pentru curentul delucru impedanţele longitudinale, iar pentru tensiunea de lucru impedanţeletransversale, amândouă având un caracter preponderent reactiv.

a) Impedanţă longitudinală. Pentru circuitul din figura 9.2 a, în carefiltrul constă dintr-o impedanţă (reactanţă) longitudinală lZ =jωL , se scrie:

)( rlsds ZZZIE (7.1)

rdr ZIU (7.2)

În acest caz atenuarea dată de impedanţa longitufinală are expresia:

r

rls

dr

ds

Z

ZZZ

U

Ea

log20log20 [db] (7.3)

b) Impedanţa transversală. Pentru schema electrică din fig. 7.3 b, în careapare impedanţa (reactanţa) transversală de tip capacitiv )/( CjZ q , în

paralel pe impedanţa rZ a receptorului, atenuarea rezultă:

qr

qr

qr

qr

dr

ds

ZZ

ZZ

ZZ

ZZsZ

U

Ea

log20log20 [dB] (7.4)

c) Impedanţă longitudinală şi impedanţă transversală. În fig. 2. c,impedanţa longitudinală (reactanţa inductivă ) LjZ l este plasată în serie cuimpedanţa sZ a sursei, iar impedanţa transversală (reactanţa capacitivă)

)/( CjZ q este plasată în paralel cu impedanţa rZ a receptorului. Se obţineatenuarea:

qr

qr

qr

qrls

dr

ds

ZZ

ZZ

ZZ

ZZZZ

U

Ea

log20log20 [dB] (7.5)

Din relaţiile (7.3), (7.4), (7.5), se observă că atenuarea depinde defrecvenţa semnalului perturbator, dar şi de impedanţele sursei şi receptorului.Din această cauză, pentru a determina experimental eficienţa unui filtru, sepractică următorul algoritm:

- se standardizează impedanţele sursei şi receptorului, şi anume:sZ = rZ = 50 Ω (impedanţă pur rezistivă)

- se măsoară tensiunea de interferenţă drU în absenţa filtrului şi înprezenţa filtrului.

Rezultă atenuarea :

[dB]

9.1.2. FILTRE ELECTRICE DE REŢEA

Cum s-a arătat în figura 9.3. filtrul de reţea se plasează între reţeauaelectrică şi aparatul electric sau electronic. Din punct de vedere funcţional, filtrulde reţea este un filtru '' trece-jos''. Atenuarea produsă la trecerea curentului de 50Hz prin filtru este neînsemnată, în timp ce la frecvenţe superioare (9 kHz…100MHz…1000 MHz) atenuarea este semnificativă (până la 100 dB).

Din punct de vedere funcţional, filtrele de reţea, pe de o parte, oprescsemnalele de interferenţă să pătrundă din reţeaua electrică de alimentare înaparatul electric sau electronic iar pe de altă parte opresc semnalele produse defuncţionarea unui receptor, să fie transmise în reţea.

Din punct de vedere al schemei electrice, aceasta este concretizată printr-ostructură deosebită astfel încât filtrul să fie eficient atât pentru semnalele deinterferenţă contratact (de mod diferenţial), cât şi pentru semnalele deinterferenţă în acelaşi tact (de mod comun). În fig. 9.4 este prezentată schemaelectrică a filtrului care satisface această cerinţă şi care include componentele Lşi C. După cum se va constata ulterior, inductivitatea L ½ joacă un rol hotărâtorpentru satisfacerea condiţiei de funcţionare pentru ambele tipuri de interferenţă.

9.1.2.1. Filtre electrice pentru perturbaţii de mod comun şi de mod diferenţial

Fig. 9.3. Schema standard pentruîncercarea unui filtru

Fig. 9.4. Schema electrică a unui filtru de reţea trece-jos

Topologia unui filtru de reţea depinde de natura perturbaţiei. Evident, dinacest punct de vedere, trebuie ţinut cont de distincţia care trebuie făcută întretensiunile perturbatoare simetrice şi cele nesimetrice. Aşa cum se cunoaşte,tensiunile perturbatoare simetrice apar in conductorii de ducere şi de întoarcereai traselor de alimentare sau de semnal, pe când tensiunile perturbatoarenesimetrice apar între conductorii respectivi şi un conductor de referinţă, care încele mai multe cazuri este conductor de protecţie. Similar, există două tipuri decurenţi perturbatori, cureinţi perturbatori de mod comun şi de mod normal. Înfigura 9.5 este dată schema echivalentă a unei surse de perturbaţii cu surse detensiune pentru tensiunile perturbatoare simetrică şi nesimetrică (ex. – motorulcu colector al unui aspirator de praf).

Schema electrică permite să înţelegem cum se pot scurcircuita, pentrufrecvenţe înalte, cele trei surse de tensiuni perturbatoare, prin condensatoarele deantiparazitare montate între conductoarele L1, N, PE – fig. 9.6 a. La impedanţeinterne mici ale suselor, antiparazitarea numai cu condensatoare conduce lavalori ale capacităţii condensatoarelor excesiv de mari. Pentru evitarea acesteisituaţii, impedanţele surselor sunt mărite artificial prin conectare în serie a unorbobine – fig. 9.6 b. În funcţie de tipul perturbaţiei, se pot prevedeacondensatoare numai între conductoarele de ducere şi de întoarcere, între ambeleconductoare şi pământul de protecţie sau pe ambele căi.

Fig. 9.5. Schema echivalentă a unei surse de perturbaţii cu surse de tensiune echivalente pentru tensiunile perturbatoare simentrică şi nesimetrică

a) Interferenţe de mod normal (de mod diferenţial)

În figura 9.7 este prezentată schema electrică a funcţionării unui filtru lainterferenţe de mod normal, în care se observă că bobina compensată, cu miezde ferită, L ½ are două înfăşurări, bobinate în acelaşi sens.

Pentru frecvenţe de exploatare uzuale (de 50 Hz sau 60 Hz) fluxurilemagnetice Φ, produse de cele două bobine se anulează cu excepţia unui flux micde dispersie Φσ. În acest caz efectul de filtrare este produs numai decondensatoarele C1 şi C2 de capacitate mare (1…20 μF). Când filtrul nu este înserviciu, descărcarea condensatoarelor C1 şi C2 este asigurată de rezistenţa R(300 kΩ ).

În acest mod de funcţionare, condensatoarele C2 şi C4 , de capacitate cevamai mică (0,1μF), nu joacă un rol esenţial.

Fig. 9.7. Funcţionarea filtrului la interferenţe de mod comun

Fig. 9.6. Antiparazitarea unei surse de perturbaţii care produce perturbaţii de mod normal şi de mod comun :

a) prin condensatoare de antiparazitare;b) prin condensatoare de antiparazitare şi bobine montate în amonte

b) Interferenţe de mod comun (in acelaşi tact)

În fig. 9.8 este prezentată schema electrică de funcţionare a filtrului pentruinterferenţe de mod comun. Acest tip de interferenţă este de înaltă frecvenţă(100 kHz … 1GHz) şi se datorează cuplajului prin radiaţie electromagnetică alliniei L şi conductorulului neutru N, caz în care atât conductorul L cât şiconductorul neutru N primesc, practic, acelaşi potenţial faţă de pământ.

La funcţionarea ''în acelaşi tact'' fluxurile magnetice generate în miezul deferită al bobinei L ½ (de 5 mH), de curenţii i1 şi i2, sunt în acelaşi sens. Astfelbobina, pentru acest tip de semnal, prezintă o reactanţă proporţională cufrecvenţa curentului. La frecvenţe mai ridicate (> 10 MHz) permeabilitateamiezului de ferită dispare, iar funcţia de filtraj este preluată de condensatoareleC3 şi C4.

În Germaia, în conformitate cu standardul german VDE 0565,condensatoarele pentru filtre utilizate pentru curenţi tari se împart încondensatorare de tip X şi de tin Y. Cele de tip X se montează întreconductoarele active (de ducere şi de întoarcere) ale circuitelor de alimentare şipot avea capacităţi oricât de mari. Din punct de vedere al solicitărilor dielectricedatorate fenomenelor tranzitorii din reţelele de joasă tensiune, respectiv dinpunct de vedere al supratensiunilor de deconectare specifice aparatelor utilizate,condensatoarele de tip X se împart la rândul lor în condensatoare de tip X1

(valori de vârf mai mari decât 1,2 kV) şi de tip X2 (valori de vârf mai mici decât1,2 kV). Condensatoarele de tip Y sunt conectate între conductoarele dealimentare şi conductorul de protecţie PE. Ele şuntează izolaţia electică a unui

Fig. 9.8. Funcţionarea filtrului la interferenţe de mod comun

aparat, astfel încât la funcţionare normală a acestuia un curent alternativ,denumit « curent de scurgere » să nu fie periculos pentru om când conductorulde protecţie al reţelei lipseşte sau este intrerupt. În funcţie de tipul aparatului, seadmit curenţi de scurgere în plaja 0,75 mA – 3,5 mA, care corespund la ovaloare limită a cacităţii de câteva mii de pf. Dacă în procesul de filtrare suntnecesare valori mai mari ale capacităţilor condensatoarelor, trebuie luate măsuride protecţie suplimentare, de exemplu montarea unor întrerupătoare de protecţieîmpotriva tensiunilor periculoase (în conformitate cu standardul VDE 0100). Pelângă o valoare limită a capacităţii, condensatoarele de tip Y prezintă o siguranţăîn funcţionare ridicată, atât electrică cât şi mecanică (la scurtcircuit) datorităalegerii corespunzătoare a dielectricului şi a soluţiei constructive alese. Pentruevitarea valorilor mari ale capacităţilor de pe căile Y se conectează în seriebobine cu compensare de curent.

9.1.2.2 Filtre electrice pentru reţele trifazate

Invertoarele statice constituie una din cele mai supărătoare surse deperturbaţii, care se propagă pe linia de alimentare cu energie electrică şi, caurmare, care produce efect de interferenţă asupra altor receptoare conectate lalinie. Efectul perturbator nu este produs de frecvenţa globală (10… 100 Hz) cucare se comandă motorul asincron, ci de fapul că pentru producerea acesteifrecvenţe are loc procesul de choppare cu front drept, cu conţinut mare dearmonici de înaltă frecvenţă, care excită reţeaua de inductivităţi şi capacităţiparazite, şi ca urmare provoacă oscilaţii pe frecvenţe proprii.

Fără nici o protecţie împotriva acestor oscilaţii de înaltă frecvenţă, are locatât o propagare galvanică pe conductoarele reţelei, cât şi o radiaţieelectromagnetică directă în mediul ambiant.

În vederea eliminării acestor neajunsuri, din punct de vedere tehnic se iauurmătoarele măsuri:

Introducerea convertorului (redresor + invertor) într-o cutie metalică(ecran electromagnetic) conectată la pământ.

Ecranarea liniei de alimentare între convertor şi motorul asincron prinintroducerea conductoarelor într-o ţeavă metalică sau folosirea unuicablu ecranat cu manta din liţă metalică.

Alimentarea convertorului cu energie electrică prin intermediul unuifiltru trifazat trece-jos, filtru a cărui carcasă metalică este în contactdirect cu cutia metalică a convertorului.

În fig. 9.9 a) este prezentată o schemă bloc în care sunt respectatemăsurile tehnice menţionate, iar în fig. 7.10 b) este dată, după firma Siemens, oschemă electrică de filtru trifazat folosit la eliminarea interferenţei produse defuncţionarea unui convertor static.

Bobinele 3 x 5 mH, realizate pe acelaşi miez de ferită, sunt compensate, însensul că la funcţionarea normală fluxul magnetic, produs de curenţii deexploatare, este nul în miezul de ferită. Se are în vedere şuntarea semnalelor deînaltă frecvenţă atât între faze, cât şi între faze şi pământ.

9.1.3. FILTRE ACTIVE

Filtrele active sunt destinate eliminării semnalelor de inteferenţă pe liniiutilizate pentru transmiterea semnalului util. Acest semnal este de tip tensiune demică amplitudine (mV - V). În componenţa filtrelor active, ca element de bază,întâlnim amplificatorul operaţional, care are un dublu rol funcţional: deamplificator şi de transformator de impedanţă. Într-adevăr , impedanţa de intrarea unui amplificator operaţional este de ordinul a 106 Ω şi, ca urmare, aceasta esteimpedanţa terminală a circuitului din amonte. Semnalul util este transferat maideparte către amplificator, efectul de filtrare rezultând din modul de realizare alreacţiei şi tipul componentelor pasive utilizate.

În fig. 9.10 este prezentată schema electrică a unui amplificatoroperaţional, utilizat ca transformator de impedanţă, având factorul de reacţie:

21

1

RR

Rk

(7.7)

şi amplificarea:

Fig. 9.9. Protecţia împotriva interferenţei produse de un convertor static: a – schema bloc; b – filtrul trifazat

1

211

R

RR

kA

(7.8)

Aşa cum se observă din relaţia 7.8 la R2 = 0, amplificarea A = 1, iaramplificatorul funcţionează ca reper de tensiune.

În figuara 9.11 este prezentată schema electrică de principiu a filtrului activ realizatdintr-o reţea R – C şi un amplificator operaţional. Datorită impedanţei de intrare mari aamplificatorului operaţional, se poate considera că reţeaua RC are sarcină nulă. Construireafiltrului activ de tip Butterworth se bazează pe copararea caracteristicii de frecvenţă cucaracteristica de frecvenţă normată. Funcţia de transfer este cea care corespunde sistemuluiRC din amonte, având expresia :

sRC

sH

1

1 (7.9)

iar caracteristica de frecvenţă are forma:

PPRC

j

jRC

jHt

tt

1

1

1

1

1

1

(7.10)

Din identificarea coeficienţilor de la numitor se obţine capacitatea condensatorului în funcţiede frecvenţa de tăiere:

RfRC

tt 2

11 (7.11)

Fig. 9.10. Amplificator operaţional catransformator de impedanţă

Fig. 9.11. Filtru activ de ordin I cuamplificare

Semnalul filtrat are în această situaţie amplitudinea Uf = u2A. O schemă similarăeste în fig. 9.12, pentru care caracteristica de frecvenţă este dată de relaţia:

PCR

RR

j

jCR

RRjH

t

tt

22

12

22

12

1

/

1

/

(7.12)

În fig. 9.13 este prezentată schema electrică de principiu a unui filtru activ deordin 2 cu transformator de impedanţă şi cu caracteristica de frecvenţă:

2

21212

2111

1

PCCRRPRRCjH

tt

(7.13)

unde /jP . Acest tip de filtru este folosit, de exemplu, în schemadetectorului din voltmetrul de perturbaţii.

9.1.4. FILTRE PENTRU HIPERFRECVENŢE

În domeniul producerii de microunde pentru utilizări în tehnica radar şi întransmiţătoarele de microunde filtrarea instalaţiilor de curent intens se realizeazăcu ajutorul filtrelor de absorbţie în domeniul de frecvenţă 100 MHz..100 GHz.

Filtrele de absorbţie se construiesc în două variante:a) Varianta solenoidală. În figura 9.14 este prezentată o schiţă de

construcţie pentru filtrul de absorbţie. Componenta esenţială a filtrului (reperul1) este masa absorbantă pe bază de răşină epoxidică rezistentă la temperatura de175 grade Celsius, optimizată din punct de vedere magnetic, în care esteînglobat solenoidul (reperul 2), parcurs de curentul intens (până la 60 A), defrecvenţă joasă.

Avantajul filtrului de absorbţie, în domeniul microundelor, în comparaţiecu filtrele cu bobine cu miez de ferită, constă în aceea că se elimină, în mare

Fig. 9.12. Filtru activ de ordin I, cu reacţie

Fig. 9.13. Filtru activ de ordin 2, cu transformator de impedanţă

măsură, discontinuitatea de impedanţă, reflexiile conectarea la pământ şiformarea de unde staţionare (VSWR Voltage Standing Wave Ratio).

După cum se observa în fig. 9.14, structura activă, protejată de învelişulizolant 3, este închisă cu capacele izolante 4, astfel că spre exterior conductorul5 se conectează, prin lipitura sau înşurubare, la circuitul principal.

Curba atenuării a unui astfel de filtru este dată în fig. 9.15, în care se vedecă atenuarea este 60 dB la 0,1 GHz şi mai bună de 100 dB la frecvenţe caredepăşesc 1 GHz.

b) Varianta flexibilă. În fig. 9.16este prezentată varianta flexibilă a unuifiltru, care se compune din:

1- conductorul central parcurs de curent de lucru intens (1…100 A) latensiune relativ mare (500 V... 15 kV); 2 - învelişul absorbant; 3 - izolaţie; 4 –ecran din tresă metalică; 5 - învelişul izolant de protecţie.

Atenuarea oferită de un astfel de filtru flexibil depinde de lungimea sa,care poate varia între aproximativ 75 mm şi 600 mm. Cu cât lungimea este maimare, cu atât atenuarea este mai mare. Spre exemplu la 1 GHz, atenuarea 100 dBse obţine pentru lungimea de 75 mm. Aceeaşi atenuare se regăseşte la 200 MHzla o lungime a filtrului de 600 mm.

Fig. 9.14. Filtru de absorbţie, varianta solenoidală

Fig. 9.15. Diagrama atenuării pentru filtrul de absorbţie din fig. 9.14

Fig. 9.16. Filtrul de absorbţie, varianta varianta flexibilă

10. ECRANE ELECTROMAGNETICE

Natura efectului de ecran

Câmpurile electromagnetice, care pătrund mai mult sau mai puţin printr-un ecran,influenţează sau induc în acesta sarcini electrice sau curenţi electrici al căror câmp propriu sesuprapune peste câmpul iniţial compensându-se într-o anumită măsura. În afara de aceastaeste indiferent dacă câmpul care trebuie atenuat se găseşte în interiorul sau în exteriorulînvelişului de ecranare, fig. 10 .1.

O măsura a ecranării este factorul de ecranare Q, care stabileşte legătura dintreintensitatea câmpului în interiorul unui ecran şi intensitatea câmpului existentă în exterior înabsenţa ecranului; de exemplu, pentru un câmp magnetic:

e

i

H

HQ

Factorul de ecranare este de regulă un număr complex. În practică se lucrează deseoricu factorul de atenuare a ecranului, care este logaritmul inversului raportului dintreintensitatea câmpului în interior şi în exterior.

NeperQ

as1

ln respectiv dBQ

as1

lg20

Într-o încercare de clasificare a câmpurilor perturbatoare se face distincţia întrecâmpurile statice şi câmpurile variabile, ultimele putând fi câmpuri cvasistaţionare sau undeelectromagnetice.

Fig.10.1 Reciprocitatea efectului de ecranare:a) atenuarea radiaţiei perturbatoare a unei surse de pereturbaţii;b) protecţia unui receptor împotriva unei radiaţii perturbatoare;

Un loc special îl ocupă câmpurile cvasistaţionare. Variaţia lor în timp este atât delentă încât, în domeniul considerat, o modificare a câmpului se face simţită peste tot simultanşi astfel spectrele câmpurilor pentru orice valoare instantanee a tensiunii sau curentuluicoincid cu spectrele unor câmpuri staţionare produse de tensiuni sau curenţi continui. Deciaceste câmpuri reprezintă o succesiune în timp de câmpuri staţionare cu aceeaşi distribuţie înspaţiu, Eυ(x, y, z) respectiv Hυ(x, y, z), care se deosebesc între ele numai ca mărime, printr-unfactor constant. Din cauza limitării la "domeniul considerat", calificativul "lent variabil" esterelativ, fiind funcţie de distanţa faţă de dispozitivul care produce câmpul (condensator,bobina, antena). Dacă observatorul, respectiv receptorul, se găseşte în imediata vecinătate aunei antene, (în aşa-numita zonă apropiată), el recepţionează un câmp cvasistaţionar: în cazulunei antene liniare un câmp electric cvasistaţionar, în cazul unei antene cadru, un câmpmagnetic cvasistaţionar.

Diferenţa câmp în zona apropiată/câmp zona depărtată poate fi făcută în mod formal şidin punct de vedere matematic. Fie câmpul din jurul unui dipol Hertz, într-un sistem decoordonate sferice r, φ, υ.

Fig. 10.2. Clasificarea câmpurilor electromagnetice

Fig.10.3. a) Dipol Hertz în sistemul de coordonate sfericeb) Linii de câmp electric şi magnetic în zona apropiată

Ecranarea câmpurilor statice

1. Câmpurile electrostatice:

La introducerea unei sfere goale conductoare în câmp electrostatic, asupra sarcinilorelectrice din materialul ecranului acţionează forţa electrostatică F= =qE, care provoacă oredistribuire a acestora ce se încheie când componenta tangenţială a intensităţii câmpuluielectric la suprafaţa exterioara a ecranului devine nulă şi astfel nu mai există nici un motiv dedeplasare a sarcinilor electrice pe suprafaţa ecranului.

În mod logic liniile de câmp electric vor fi atunci normale la suprafaţă ecranului.Câmpul sarcinilor redistribuite şi câmpul exterior perturbator se anulează reciproc în oricepunct din interiorul ecranului. Se poate arăta că acest efect nu apare numai în cazul unei sferegoale, ci la orice corp conductor gol, indiferent de forma sa.

Factorul de atenuare al unui ecran conductor lipsit de îmbinări, faţă de câmpurielectrostatice este infinit, ceea ce face inutilă calcularea lui în fiecare caz în parte.

Cu ajutorul legii fluxului electric, se obţin componentele normale ale intensităţiicâmpului electric în interiorul şi în exteriorul ecranului:

0inE

0s

neE

unde ρs este densitatea superficială a sarcinilor electrice. Pentru componentele tangenţiale alecâmpului electric conform celor arătate mau sus, este valabilă relaţia:

0 tite EE

În final, trebuie menţionat dacă învelişurile dielectrice posedă un anumit efect deecranare faţă de câmpurile electrostatice. La fel cum un flux magnetic este condus printr-uncircuit magnetic realizat dintr-un material cu permeabilitate ridicată, şi fluxul electric ψ estecondus printr-un dielectric cu permitivitate ridicată. Datorită refracţiei liniilor de câmpelectric, la suprafaţa de frontieră dintre cele două medii, fluxul electric va trece mai ales prinperetele sferei, în cazul unui raport mare între grosimea peretelui d şi diametrul sferei D,fig.10.4.

Factorul de atenuare al ecranului în Neperi:

Fig. 10.4. Efectul de ecranare produs de o sferă goală dielectrică,cu peretele gros, de exemplu zidărie, ecranat din titanat de bariu.

)/33,11ln(ln DdE

Ea r

i

eE

2. Câmpuri magnetostatice

Un efect de ecranare prin redistribuirea "sarcinilor" comparabil cu cel pentru câmpurielectrostatice nu există în cazul câmpurilor magnetostatice. De exemplu, ecranul de cupru alcablurilor coaxiale nu are efect de ecranare asupra câmpurilor magnetostatice. Totuşi, înacelaşi mod în care câmpurile electrostatice pot fi atenuate prin ecrane dielectrice de marepermitivitate, şi câmpurile magnetostatice pot fi ecranate prin învelişuri feromagnetice cupermeabilitate magnetică ridicată. În cazul ecranelor cu pereţi groşi şi permeabilitate înaltă,datorită refracţiei liniilor de câmp la suprafaţa de separaţie dintre cele două medii, fluxulmagnetic circulă cu precădere prin pereţi. Atenuarea in Neperi:

)/33,11ln(ln DdH

Ha r

i

eH

Materiale pentru ecrane

Pentru ecrane se folosesc toate materialele care prezintă, pentru fluxul unui anumit tipde câmp, o conductivitate suficient de mare sau care sunt în stare să creeze câmpuri de reacţieprin influenţă sau inducţie. Cel mai des se utilizează ecrane din materiale neferoase şi dinmateriale feromagnetice.

Filtre de reţea şi pământări

Eficacitatea unei bune incinte ecranate va fi imediat redusă la zero dacă un singurconductor pătrunde nefiltrat din spaţiul perturbat în spaţiul ecranat, iar acolo acţionează caantenă. Un ecran poate să-şi îndeplinească rolul numai atunci când toate conductoarele dealimentare cu energie, ca şi cele de comandă care intră şi ies din incinta ecranată, suntprevăzute cu filtre. Conductoarele pentru semnalul de măsură care, în afara incintei ecranate,sunt ferite de perturbaţii datorită ecranelor cablurilor, pot fi introduse nefiltrate în incintaecranată. Ecranul cablului de măsură poate fi considerat ca o prelungire a spaţiului ecranat pecare conductoarele de măsură, practic, nu l-au părăsit. Pentru conductoarele de alimentare cuenergie există filtre de reţea care, în majoritatea cazurilor, sunt formate din mai multecomponente elementare, asamblate astfel încât să aibă efect de filtrare în anumite domenii defrecvenţă. Rigletele elastice de contact ale uşilor, ferestrele fagure şi filtrele de reţea trebuiesă fie foarte bine corelate unele cu altele. Toate aceste filtre, legături de pământare şiconexiuni ale ecranelor cablurilor trebuie să fie amplasate într-o singura zonă, foarteapropiate unele de altele, pentru eliminarea curenţilor de egalizare în peretele ecranului,fig.10.7.

Fig. 10.7. a) Dispunere corectă şi b) dispunere greşită a accesuluicablurilor electrice într-o incintă ecranată

Pentru asigurarea unei legături de rezistenţă mică a tuturor ecranelor cablurilor şi apământării incintei, se recomandă întărirea peretelui ecranului în zona comună de pătrundere,printr-o placă masivă de cupru. În cazul din fig.10.7.b, eventualii curenţi perturbatori dinecranele cablurilor şi din sistemul de pământare circulă prin pereţi metalici ai incintei ecranateşi produc în interiorul acesteia un câmp magnetic perturbator

Un ecran închis nu are nevoie de pământare pentru a-şi îndeplini funcţia de ecranare. Dincontră, o legătură de punere la pământ falsifică formarea liberă a câmpului de reacţiecompensator produs prin influenţă sau inducţie şi reduce eficacitatea ecranării (excepţie -paravanele metalice puse la pământ împotriva câmpurilor electrice perturbatoarecvasistaţionare).

Încăperi ecranate

Încăperile ecranate fie pentru evitarea interferenţelor electromagnetice exterioare încazul măsurătorilor sensibile, fie pentru limitarea în spaţiu a emisiilor perturbatoare la zona încare se produc; adesea ambele funcţiuni sunt combinate. Un exemplu tipic pentru aceastadublă funcţionalitate îl formează laboratoarele de înaltă tensiune ecranate, în care, pe de oparte trebuie să se execute măsurători foarte sensibile de descărcări parţiale, iar pe de altăparte, încercările la impuls de tensiune de trăsnet nu trebuie sa încarce suplimentar mediulînconjurător cu trăsnete "sintetice".

Din punct de vedere constructiv, încăperile ecranate sunt realizate prin placareaspaţiilor respective cu fâşii din folie de cupru lipite între ele, prin construcţii sudateautoportante din tablă de oţel sau prin construcţii modularizate obţinute din elementeprefabricate.

Încăperi ecranate fără reflexii - Camere anechoice

Undele electromagnetice produse în interiorul încăperilor ecranate suferă reflexiidatorită pereţilor acestora. Undele reflectate se suprapun peste undele incidente formând undestaţionare cu noduri şi ventre pronunţate. Repartiţia spaţială a câmpului devine puternicneomogenă şi rezultatele măsurătorilor de emisii perturbatoare sau de imunitate la perturbaţiivor depinde, într-o manieră neprevăzută, de frecvenţă, de dispunerea în spaţiu a obiectelor deîncercat şi a antenelor.

Pentru evitarea influenţei perturbatoare a reflexiilor astfel produse, încăperile ecranate

Fig. 10.8. Spaţiu ecranat realizat în construcţie modularizată dinelementele prefabricate (SIEMENS)

pentru măsurarea CEM sunt placate în interior cu elemente absorbante. Absorbanţii realizeazăo adaptare de impedanţă continuă şi lipsită de reflexii între impedanţa de undă a interioruluiincintei (Zo = 377Ω) şi impedanţa de undă a pereţilor ecranului (Zl = 0). De aceeamăsurătorile în camere anechoice permit realizarea în interior a măsurătorilor de câmpefectuate până acum numai în aer liber.Elementele absorbante sunt realizate din dielectrici sau feromagnetici cu pierderi, în care oparte importantă din energia electromagnetică incidentă se transformă în căldură. Înmajoritatea cazurilor se foloseşte spuma poliuretanică impregnată cu vopsea conductoare pebază de carbon. Uneori, placarea pereţilor se realizează din plăci de ferită. Elementulabsorbant din spumă poliuretanică are, în majoritatea cazurilor, forma de piramidă astfel încâtundele electromagnetice au ocazia să întâlnească multiple suprafeţe absorbante şi să fieabsorbite cvasitotal între piramide.

Tehnica măsurării emisiilor perturbatoare

Măsurarea emisiilor perturbatoare identifică şi cuantifică energia electromagneticăcedată de emiţătoare, respectiv de sursele de perturbaţii, în mediul înconjurător şi permiteconfirmarea încadrării perturbaţiilor în valorile limită prevăzute în normele specifice. În afarăde aceasta, măsurătorile respective servesc pentru: determinarea nivelului de zgomot de fondîn zone determinate ale mediului, depistarea unor surse perturbatoare, punerea în evidenţă apunctelor slabe ale aparatelor insuficient antiparazitate şi în general, protejarea spectruluielectromagnetic util.

Terminologia utilizată în tehnica de măsurare a emisiilor perturbatoare este în maremăsură influenţată de tehnica clasică a măsurării perturbaţiilor radio. Faţă de aceasta,tehnica generală a măsurării perturbaţiilor care include domeniile noi care nu servescmijloacelor de comunicaţie (electronică industrială, electromedicină, electronica de peautovehicule etc.), se deosebeşte în principal prin evaluarea diferită a mărimilor perturbatoareşi prin tehnica de măsurare a imunităţii la perturbaţii.

Măsurătorile de emisii pun în evidenţă:- tensiuni şi curenţi perturbatori;- intensitatea de câmp perturbator;- puteri perturbatoare.

Fig10.9. Cameră anechoică

Tensiunitranzitoriiîn reţea

Supraten-siuni de e-nergie mică

(Burst)

Supraten-siuni de e-nergie mare

(trăznet)

Frecvenţediscrete(CW)

Cuplaj galvanic

Antenedomeniufrecvenţă

Antenedomeniu

timp(ghid undă)

Injecţiede curent

Câmp E si Hunde electromagnetice

Scânteiîn aer

Releu decuplaj in

SF6

Descărcărielectrostatice (ESD)

Măsurători deimunitate

(Simulare IEM)

11. Tehnica măsurării imunităţii la perturbaţii

Măsurarea imunităţii, respectiv măsurarea rezistenţei la perturbaţii, serveşte pentrudeterminarea aptitudinii unui aparat sau echipament electronic de a funcţiona fără degradare înprezenţa perturbaţiilor electromagnetice care pot apare la locul sau de utilizare. Mărimileperturbatoare pot fi cunoscute fie din practica experimentală anterioară, fie pe baza unormăsurători speciale de emisie electromagnetica la locul de montaj. Nivelele de perturbaţiicorespunzătoare diferitelor locuri de amplasare se pot clasifica grosier în mai multe categorii demediu, fiecărei categorii asociindu-i-se un anumit nivel (grad) de severitate a încercării. Overificare a imunităţii la perturbaţii absolvită cu succes pentru anumite mărimi perturbatoarereprezentative nu garantează că aparatul respectiv este absolut imun (de exemplu în cazul extremal unei lovituri directe de trăznet). Verificarea permite totuşi, în multe cazuri, să se poată spune căaparatul este imun cu o anumită probabilitate, complementara probabilităţii de apariţie a unormărimi perturbatoare situate peste nivelul considerat reprezentativ al tensiunii respectivcurentului de încercare pentru aparatul respectiv.

Aşa cum rezultă din fig.11.1, exista numeroase procedee de simulare a InterferenteiElectroMagnetice (IEM), care corespund diferitelor surse de perturbaţii şi emisiilor lor.

Fig.11.1. Procedee de simulare a IEM în tehnica de masurarea imunităţii la perturbatii

11.1 Simularea perturbatiilor transmise princonductie

Pentru simularea perturbaţiilor transmise prin conductie este necesar un simulator deperturbaţii corespunzător şi un dispozitiv de cuplaj.

Simulatoarele de perturbatii se pot cupla cu obiectul de încercat atât capacitiv, cât şiinductiv. În ambele cazuri trebuie să se facă distincţie între cuplarea pentru perturbatiile de modcomun şi cuplarea pentru cele de mod normal.Cuplarea capacitivă pentru cele doua tipuri desemnale este prezentată schematic în fig.11.2.

Fig.11.2. Simularea perturbatiilor transmise prin conductie princuplare capacitivă:

a) cuplarea semnalelor perturbatoare de mod normal; b) cuplareasemnalelor perturbatoare de mod comun.

Impedantele serie LI şi LII împiedică, pe de o parte, pătrunderea impulsurilor de încercareîn reţeaua de alimentare, iar pe de alta parte, garantează obţinerea unei anumite forme de undă laobiectul de încercat. Fără inductivităţi serie, practic, majoritatea simulatoarelor de perturbaţii ar fiscurtcircuitate datorită impedanţei interne mici a reţelei. Întrucât căderea de tensiune maximadmisă la 50 Hz pe bobinele serie este de 10%, decuplarea de reţea este susţinută prin montareacondensatoarelor de filtraj CN. că alternativa, se poate conecta înainte de dispozitivul de cuplareun transformator reglabil, cu care, spre exemplu, se poate mări tensiunea reţelei la 240V şi prinaceasta se poate compensa o cădere de tensiune mai mare pe bobinele serie. Dispozitivele decuplare cu utilizări multiple conţin suplimentar un transformator de separare, care permiteutilizarea generatoarelor de perturbaţii cu o borna de ieşire pusă la pământ.

Cuplarea inductivă a perturbaţiilor de mod normal sau de mod comun este prezentatăschematic în fig.11.3.

Fig.11.3. simularea perturbatiilor transmise prin conductie princuplare inductivă:

a) cuplarea semnalelor perturbatoare de mod normal; b) cuplareasemnalelor perturbatoare de mod comun.

Decuplarea faţă de reţeaua de alimentare se face aici în principal prin condensatoarele deblocare CK. La frecvenţe înalte acestea reprezintă un scurtcircuit astfel încât, atâât la cuplareaperturbaţiilor de mod normal, cât şi a celor de mod comun, semnalele perturbatoare nu setransmit în reţeaua de alimentare prin transformatoarele de separare.

11.1.1 Simularea perturbaţiilor de joasă frecvenţă dinreţelele de joasă tensiune (impulsuri în domeniulms)

Pentru demonstrarea imunităţii la perturbaţiile provocate de deconectarea dispozitivelorde protecţie la supracurent (întreruptoare de protecţie),conform VDE 0160, dispozitivelorelectronice din reţelele de curenţi tari trebuie încercate cu supratensiuni de tipul indicat în fig.11.4.

Fig.11.4. Impulsul de tensiune pentru încercarea rezistentei lasupratensiuni a dispozitivelor electronice din reţelele de curentalternativ (idealizat).

Producerea supratensiunii se face prin descărcarea unui condensator acumulator deenergie, în momentul atingerii valorii de vârf a tensiunii, fig.11.5.

În timp ce, pentru dispozitivele monofazate se pot utiliza simulatoare de perturbaţii cu oborna pusă la pământ, pentru dispozitivele bi şi trifazate sunt necesare simulatoare cu ieşiresimetrica. Separarea de potenţial nu se poate realiza printr-un transformator de izolaresuplimentar conectat înaintea simulatorului de perturbaţii, întrucât carcasa simulatorului capătăatunci tensiuni de atingere periculoase.

Pe lângă supratensiuni, dispozitivele electronice trebuie să suporte şi căderi de scurtădurată ale tensiunii de alimentare sau chiar întreruperi de scurtă durată ale acesteia.Confirmarea imunităţii la căderi ale tensiunii de alimentare poate fi făcută, de exemplu, cuschema din fig.11.5.

Fig.11.5. Încercarea la supratensiuni pentru dispozitivele mono Sitrifazate. Z: impedanţa de decuplare (conform VDE 0160 ă8.29ş).

Tf =1,67Tc

11.1.2. Simularea perturbaţiilor de comutaţie de banda largă şi energieredusă (burst)

Supratensiunile produse de deconectarea bobinelor releelor şi contactoarelor, că şi a altorconsumatori inductivi se manifestă în majoritatea cazurilor cu salve de impulsuri perturbatoarepe conductoarele de alimentare, de semnal sau de date. Pentru simularea acestora se normeazădesfăşurarea în timp prezentată în fig.11.6.

Fig. 11.6. Desfasurarea în timp a salvelor de impulsuri:a)forma impulsului singular; b)salve (pachete) de impulsuri.

11.1.2 Simularea supratensiunilor debanda larga si energie mare(generatorul hibrid)

Supratensiunile de energie mare se produc în urma cuplajelor galvanice sau inductivecreate de descărcările atmosferice, manevrelor de comutaţie în sistemele electroenergetice etc..simularea lor se face cu generatoarele clasice de impulsuri de trăznet sau de comutaţie (funcţiidublu exponenţiale), cunoscute din tehnica tensiunilor înalte, fig.11.7.a.

Întrucât determinarea duratei frontului şi spatelui conform VDE 0433 respectiv CEI 60.2este mai complicata, în practica, Tc se determina grafic conform CEI 469-1 şi se înmulţeşte cu1,67.

Timpul de spate Ts se considera în mod obişnuit că fiind egal cu Ts, care se determina din

fig.11.8.b fiindcă Tf<<Ts şi tolerantele admise sunt suficient de mari pentru a permite acest lucru.

Tc =2,2RFCF

Fig.11.7. Definirea timpului de front şi de spate respectiv atimpului de creştere al supratensiunilor: a) durată frontului Tfşi a spatelui Ts după VDE 0433 şi CEI 60-2; b) timpul de creştereTc şi de spate Ts după CEI 469-1.

Parametrii uzuali sunt:- Impuls de trăznet 1,2/50 : Tf =1,2s30% Ts= 50s20%- Impuls de comutaţie 10/700 :Tf = 10s30%,Ts=700s20%

Generatoarele pentru producerea impulsurilor de tensiune au fost concepute anterior căgeneratoare de impuls cu un singur etaj, cu o impedanţa interna relativ mare, fiind mult folositepentru încercarea izolaţiei, fig.11.8.

Fig.11.8. Schema de generator de impulsuri pentru producereatensiunilor de trăznet şi de comutaţie.

La închiderea comutatorului ES (eclator, releu în vid, tiristor etc.) condensatorulacumulator CS încarcă capacitatea de sarcină CF prin rezistenţa de amortizare RF. Timpul decreştere se determină pentru CS>>CF, cu relaţia:

În final ambele capacităţi se descarcă pe RS cu constanta de timp TRS(CS+CF).

11.1.4.Simularea descărcărilor electrostatice (ESD)

Pentru simularea descărcărilor electrostatice, în principiu, este necesar să existe unacumulator de energie electrostatica (condensator de înaltă tensiune), o sursă de tensiune înaltăcontinua, o rezistenţă de descărcare bine definita şi un electrod de descărcare, fig.11.9.Condensatorul CS încărcat de la o sursa de tensiune continua la un nivel de tensiune preselectat,de polaritate dorita, se descărca pe obiectul de încercat prin intermediul rezistentei RS şi alelectrodului de descărcare ED. Electrodul de descărcare este deplasat către obiectul de încercat,pornind de la o distanta mai mare pana când se amorsează descărcarea prin scânteie în intervalulrespectiv, iar condensatorul CS se descarcă pe obiectul de încercat.

Pentru simularea descărcărilor provocate de încărcarea corpului uman, rezistenta RS

trebuie să aibă o valoare de cca. 1k, iar pentru descărcările provocate de micul mobilier, 10 -50. Pentru simplificare, actualmente, VDE 0846 prevede o rezistenta serie de 330 în toatecazurile, iar VDE 0843, 150. În aceste norme s-a renunţat cu multa uşurinţă la practicaexperimentala, prin care rezistenţa de descărcare putea fi modificată.

11.1.5 Simularea perturbaţiilor de banda îngustă

Simularea perturbaţiilor de bandă îngustă permite aprecierea rezistentei la perturbaţii ainstalaţiilor electronice faţă de armonicile superioare şi semnalele de telecomanda din reţelele dealimentare cu energie electrică. Ca simulatoare de perturbaţii servesc generatoare de semnalurmate de amplificatoare de putere, conform VDE 0846.

Perturbaţiile sunt cuplate inductiv, prin intermediul unui transformator de înaltă frecvenţa,cu conductoarele de alimentare, comanda sau semnal. Un condensator de şuntare (bypass) face catensiunea cuplata inductiv să se regăsească în întregime pe obiectul de încercat, fig.11.11.

Platbandă de masarespectiv pamântare

lungime 2m

Fig.11.9. Schema de principiu a unui simulator pentru descărcărielectrostatice. CS condensator acumulator, RS rezistenta de descărcare,

ED electrod de descărcare.

Fig.11.11. Simularea perturbatiilor de bands îngusta.

Perturbaţia de înaltă frecventa introdusa în circuit este măsurată prin intermediul unuitransformator de tensiune de înaltă frecvenţa cu un osciloscop sau cu un receptor de perturbaţii.Un transformator de înaltă frecvenţă determina curentul perturbator simulat.

11.2. Simularea câmpurilor cuasistaţionare şi a undelorelectromagnetice

Simularea câmpurilor electrice şi magnetice cuasistaţionare, precum şi a undelorelectromagnetice se face cu ajutorul antenelor de emisie şi a surselor lor de alimentare. Ca şi laperturbaţiile transmise prin conducţie, şi aici se va face distincţie intre perturbaţiile de bandaîngustă (de exemplu emiţătoarele radio, undele electromagnetice monocromatice) şi perturbaţiilede banda largă (câmpuri şi unde tranzitorii.

11.2.1 Simularea câmpurilor perturbatoare de bandăîngustă

Simularea câmpurilor perturbatoare de banda îngustă se face în incinte ecranate placate cuelemente absorbante ca urmare a protecţiei prin lege a spectrului electromagnetic folosit pentrutelecomunicaţii. Datorită intensităţilor mari de câmp nu este permis accesul personalului, întimpul măsurătorilor, în incinta anechoică. Punerea în funcţiune a emiţătoarelor de putere pentrumăsurare şi a amplificatorilor de putere este condiţionată de obţinerea în prealabil a uneiautorizaţii de la organizatia naţionala de telecomunicaţii.Referitor la nivelele de severitate cerutede anumite condiţii de amplasare.

Ca antene de emisie se pot lua în considerare, pe baza principiului reciprocităţii, toateantenele care au fost deja tratate detaliat în capitolul privind măsurarea emisiilorelectromagnetice. Diferenţa intre antenele de recepţie şi cele de emisie constă în principal înaceea că, în ultimul caz transformatorul de simetrizare la trecerea cablu coaxial/antenă trebuieverificat termic, iar la folosirea materialelor feromagnetice verificarea va urmări şi liniaritateaîn întreg domeniul de puteri utilizat .Pentru alimentarea antenelor ,se folosesc surse de tensiuneformate dintr-un generator de funcţii şi un amplificator de putere. În funcţie de lăţimea benzii defrecvenţa care trebuie acoperită ,pot fi necesare mai multe tipuri constructive de generatoare defuncţii şi amplificatoare de putere .

Pentru a putea obţine, la obiectul de încercat, pentru toate frecvenţele de măsură ointensitate de câmp constantă, variaţiile de amplificare şi erorile de adaptare trebuie să fiecompensate prin intermediul unui sistem de reglare automată a nivelului, în buclă închisă.Aceasta se poate realiza în principiu în două moduri. În primul se măsoară intensitatea câmpuluila obiectul de încercat prin intermediul unei antene izotrope şi se transmite nivelul prin cabluoptic la un amplificator regulator (în engleza levelling amplifier) a cărui amplificare rezultă dincomparaţia valoare impusă /valoare măsurata, fig 11.12.

Fig 11.12. Stimularea câmpului cu bucla de reglare automata a nivelului;determinarea valorii câmpului cu un senzor de câmp.

Amplificatoarele regulatoare sofisticate au, în majoritatea cazurilor, mai multe intrăripentru a putea cupla mai mulţi senzori de câmp (măsurare integrală).

În locul senzorului de câmp se poate folosi un cuplor direcţional (în engleza: direcţionalcoupler)a cărui tensiune de ieşire comandă amplificatorul regulator fig 11.13.

Fig.11.13 Simularea câmpului cu bucla de reglare automată a nivelului;determinarea valorii câmpului cu un cuplor directional.